CN110224955B

CN110224955B - 一种数字均衡器结构及实现方法

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Publication number: CN110224955B
Application number: CN201910533176.6A
Authority: CN
Inventors: 乔耀军; 唐玺孜
Original assignee: Beijing University of Posts and Telecommunications
Current assignee: Beijing University of Posts and Telecommunications
Priority date: 2019-06-19
Filing date: 2019-06-19
Publication date: 2020-07-03
Anticipated expiration: 2039-06-19
Also published as: CN110224955A

Abstract

本发明公开的一种数字均衡器结构及实现方法，能够有效均衡高速强度调制/直接检测系统中的色散和非线性损伤。本发明通过以下步骤予以实现：首先，将输入的数字信号载入本发明所设计的均衡器结构内；然后，均衡器进入训练序列更新阶段：采用训练序列和输出信号的差值作为误差值，并根据自适应更新算法联合更新前向滤波器和后向滤波器抽头系数；待训练序列符号用完，均衡器立刻进入判决符号更新阶段，此时，采用输出信号的判决符号和输出信号的差值作为误差值，同样采用自适应更新算法联合更新前向滤波器和后向滤波器的抽头系数；当所有信号输出完成，整个均衡器工作结束。

Description

一种数字均衡器结构及实现方法

技术领域

本发明涉及一种高速光通信系统中的数字均衡器结构及其实现方法，属于光通信技术领域。

背景技术

随着大数据、物联网、超高清视频等业务蓬勃发展，全球的通信数据流量与日俱增。基于强度调制/直接检测的光传输系统由于其结构简单、成本低廉被广泛应用于城域及接入网等短距离传输的应用场景。然而，强度调制/直接检测系统中的光纤色散、非线性失真等信道损伤严重影响系统的传输性能，从而使得强度调制/直接检测系统的传输速率与传输距离乘积严重受限。

最近，有人通过采用单边带/残留边带调制、色散预补偿以及Kramers-Kronig接收等方式来补偿强度调制/直接检测系统中的色散。然而，这些技术需要改变传统的强度调制/直接检测系统的系统结构，并引入了额外昂贵的器件，从而大幅度增加了系统成本。

最近，采用电域的数字均衡器能够在不改变传统强度调制/直接检测系统结构的基础上，通过数字信号处理的方式均衡信道损伤，从而提升系统性能。因此，电域的数字均衡器被认为是一种低成本的处理信道损伤的方式。目前，前馈均衡器(Feedforwardequalizer，FFE)具有良好的均衡符号间干扰的能力，但是其对于具有深度零点的系统无能为力。判决反馈均衡器(Decision feedback equalizer，DFE)能够通过插入合适的极点来均衡系统零点，但是其难以均衡系统中的非线性损伤，如信号与信号间的拍频干扰、器件以及光纤非线性失真等。

因此，本发明综合考虑高速强度调制/直接检测光传输系统中的信道损伤，在器件带宽不受限的条件下，信道损伤主要是光纤色散造成的功率衰落和平方率检测产生的信号与信号间拍频干扰。针对这两项失真，本发明提出了一种新型的数字均衡器结构及实现方法。

发明内容

本发明的目的是为了均衡高速强度调制/直接检测系统中的信道失真，因而提出了一种记忆多项式-判决反馈均衡器(Memory polynomial equalizer with decisionfeedback equalizer，MPE-DFE)。

本发明的MPE-DFE数字均衡器进行均衡的具体实现步骤为：

步骤1：根据图1的均衡器结构，初始化均衡器的相关参数，包括前向滤波器的抽头系数矩阵W_F1，W_F2，W_F3，后向滤波器的抽头系数矩阵W_B。图1中x(k)为输入信号，y(k)为输出信号。

步骤2：载入前向滤波器数据。前向滤波器的抽头间隔采用T/n符号间隔，按照图1的结构，载入的数据不仅包括信号本身，同时也包括信号的平方项和立方项，

X(k)＝[X₁(k) X₂(k) X₃(k)]

可以发现，信号的一阶项、二阶项和三阶项对应的前向滤波器的抽头个数分别为2N_F1+1，2N_F2+1，2N_F3+1。

步骤3：载入后向滤波器数据。按照图1的结构，将训练序列符号d(k)载入到后向滤波器中，后向滤波器中的信号采用符号间隔，其可以表示为D(k)＝[d(k-1) d(k-2) ... d(k-N_B)]

其中，N_B为后向滤波器抽头个数。

步骤4：根据抽头系数和输入数据，计算输出信号

y(k)＝W_F1X₁(k)+W_F2X₂(k)+W_F3X₃(k)+W_BD(k)

步骤5：根据训练序列的符号d(k)和输出信号y(k)，计算误差值e(k)，

e(k)＝d(k)-y(k)

步骤6：采用自适应更新算法更新抽头系数，这里以递归最小二乘算法为例。初始化递归最小二乘算法参数，并更新矩阵G，

G(k)＝P(k-1)S^*(k)[λ+S^T(k)P(k-1)S^*(k)]^-1

其中，S为输入信号，P为初始化矩阵，λ为遗忘因子，(·)^-1表示矩阵求逆。

步骤7：更新矩阵P，

P(k)＝λ^-1P(k-1)-G(k)S^T(k)λ^-1P(k-1)

其中，(·)^T表示矩阵转置。

步骤8：更新抽头系数矩阵

W(k)＝W(k-1)+e(k)G^*(k)

其中，符号(·)^*表示共轭转置，W是前向滤波器抽头系数矩阵W_F1，W_F2，W_F3和后向滤波器抽头系数矩阵W_B的联合矩阵。

步骤9：重复步骤2至步骤8直至训练过程完毕，即所有训练符号用完。再跳转至步骤5，将原来的训练序列d(k)转化为判决输出符号d(k)，这里的判决符号d(k)指的是对输出信号y(k)的硬判决。

步骤10：重复更新步骤2至步骤8，直到获得所有的输出信号y(k)。

附图说明

图1是本发明所提出的均衡器结构原理图示例；

图2是本发明在实施例中的实验系统框图；

图3是本发明在实施例中接收端接收到的信号功率谱图；

图4是本发明在实施例中采过不同均衡器恢复信号的信噪比图；其中，MPE-DFE表示本发明提出的记忆多项式-判决反馈均衡器，后面的4个数字分别表示MPE采用的1阶，2阶，3阶内核抽头数和DFE所采用的抽头数。值得注意的是，当记忆多项式均衡器只采用1阶内核的时候，其等同于传统的前馈均衡器。即图中的MPE-DFE(46,0,0,7)等同于FFE-DFE(46,7)；

图5是本发明在实施例中采用不同均衡器恢复的信号误比特率图。

具体实施方式

为了使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

本发明所提出的数字均衡器适用于高速强度调制/直接检测系统，图2是本实施例基于4阶脉冲幅度调制(Four-level pulse amplitude modulation,PAM4)的强度调制/直接检测系统框图。在发送端，首先采用格雷编码将比特序列映射到PAM4符号序列。然后通过上采样和脉冲成型，生成奈奎斯特的PAM4信号。本例中的脉冲成型因子设为0.4。然后通过重采样后将生成的数据输入高速数模转换器生成模拟电信号。模拟电信号加上直流偏置后通过强度调制器调制到中心波长为1550nm的光载波上。然后将调制完成的光信号发射至标准单模光纤进行传输。图3展示了经过80公里标准单模光纤传输后的信号功率谱图，可以发现色散导致了严重的周期性功率衰落。在接收端的离线处理过程中，信号进行重采样、数据同步等操作后，进入数字均衡器进入信道均衡，然后进行符号解映射和误比特统计。

图4表示了在采用不同均衡器的条件下，接收端信号信噪比和载波信号功率比的关系，其横坐标是载波信号功率比，纵坐标是接收端信号信噪比。可以发现，本发明所提出的均衡器MPE-DFE(46,21,15,7)能够实现的信噪比明显要高于MPE-DFE(46,0,0,7)，即传统的FFE-DFE(46,7)。同时，图4也表现出MPE-DFE的二阶项内核在本例中对于均衡器性能的影响极大，因为直接检测系统中信号与信号的拍频干扰主要造成了信号的二阶项失真。

图5表示了在采用不同均衡器的条件下，误比特率和接收光功率的关系，其中横坐标是接收光功率，纵坐标是误比特率。可以发现，传统的均衡器MPE-DFE(46,0,0,7)能实现的性能较差，随着接收光功率增至0dBm也不能达到20％的前向纠错门限(误比特率＝2.4e-2)。MPE-DFE(46,21,0,7)相对于MPE-DFE(46,0,0,7)，具有较好的性能提升，并且在接收光功率为-4.3dBm附近时达到20％前向纠错门限(误比特率＝2.4e-2)。只有MPE-DFE(46,21,15,7)能够在接收光功率为0dBm时使得误比特率达到7％前向纠错门限(误比特率＝3.8e-3)。因此图5表明，本发明所提出均衡器对于均衡信道损伤具有优越性。

有益效果

本发明提出的数字均衡器及实现方法，由于在前向滤波器中不仅包含信号本身项，还引入了信号的平方项和立方项，具有消除非线性损伤的效果。同时，由于后项滤波器是基于判决反馈滤波器，所以同时具有均衡信道深度零点的效果。因此，本发明提出的数字均衡器能够同时均衡IM/DD系统中色散引入的功率选择性衰落造成的深度零点和信号拍频产生的干扰等信道损伤。

最后应说明的是：以上所述为本发明的较佳实施例而已，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本发明不应该局限于该实施例和附图所公开的内容。凡是不脱离本发明所公开的精神下完成的等效或修改，都落入本发明保护的范围。

Claims

1.一种数字均衡器结构及实现方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

(1)初始化均衡器的抽头系数，包括前向滤波器的抽头系数矩阵W_F1,W_F2,W_F3,后向滤波器的抽头系数矩阵W_B；

(2)将输入信号x(k)载入均衡器，其特征在于均衡器结构包括前向滤波器和后向滤波器两部分；前向滤波器采用的结构是多项式结构，即输入均衡器的不仅包括信号本身，同时也包括信号的平方项和立方项；后向滤波器采用的是判决反馈滤波器的结构；载入前向滤波器数据，前向滤波器的抽头间隔采用T/n符号间隔，可以表示为

X(k)=[X₁(k) X₂(k) X₃(k)]

信号的一阶项、二阶项和三阶项对应的前向滤波器的抽头个数分别为2N_F1+1,2N_F2+1,2N_F3+1；

(3)载入后向滤波器数据，将训练序列符号d(k)载入到后向滤波器中，后向滤波器中的信号采用符号间隔，即

D(k)=[d(k-1) d(k-2)…d(k-N_B)]

其中，N_B为后项滤波器抽头个数；

(4)根据抽头系数矩阵W_F1,W_F2,W_F3和输入数据X₁(k),X₂(k),X₃(k),D(k)计算输出信号，即

y(k)=W_F1X₁(k)+W_F2X₂(k)+W_F3X₃(k)+W_BD(k)

(5)均衡器采用训练序列符号d(k)和输出信号y(k)的差值作为误差值，即

e(k)=d(k)-y(k)

(6)根据自适应更新算法联合更新抽头系数矩阵；

(7)训练序列符号用完，均衡器进入判决符号更新阶段；此时，采用输出信号的判决值作为判决符号，采用输出信号的判决符号和输出信号的差值作为误差值，并采用自适应更新算法联合更新抽头系数矩阵；当所有信号输出完成，整个均衡器工作结束。

2.根据权利要求1所述的数字均衡器结构及实现方法，其特征在于对于前向滤波器采用的多项式结构，其一阶项、平方项和立方项所对应的抽头个数独立选取，对应的抽头个数分别为2N_F1+1,2N_F2+1,2N_F3+1，相互之间没有影响关系，应当根据实际情况进行调节。

3.根据权利要求1所述的数字均衡器结构及实现方法，其特征在于所述的抽头系数更新算法，可以采用最小均方算法，或递归最小二乘算法，或者采用包括常系数在内的盲均衡算法实现。

4.根据权利要求1所述的数字均衡器结构及实现方法，其特征在于采用联合更新的方式同时更新该均衡器的前向滤波器抽头系数和后向滤波器抽头系数。