-
Querverweis auf verwandte
Anmeldungen
-
Diese
Anmeldung ist mit der parallel anhängigen US-Anmeldung mit der Seriennummer 07/999,210
verwandt, die am 31. Dezember 1992 eingereicht wurde, auf den gleichen
Anmelder übertragen
wurde und als WO 94/16512 veröffentlicht
ist.
-
Gebiet der
Erfindung
-
Die
vorliegende Erfindung betrifft allgemein ein schnurloses Telefonsystem
und insbesondere Frequenzen, die in digitalen schnurlosen Telefonsystemen
erzeugt und verwendet werden.
-
Hintergrund
der Erfindung
-
Zurzeit
basiert die Konstruktion von schnurlosen Telefonsystemen primär auf Verfahren
zum Erzeugen eines Signals, das Sprache repräsentiert, und zwar unter Verwendung
von Analogverfahren, und auf Verfahren zum Übertragen des analog gebildeten
Signals in Übereinstimmung
mit bekannten Funkübertragungsverfahren.
Es versteht sich, dass Analogverfahren zum Erzeugen von sprachrepräsentativen
Signalen anfällig
gegenüber
Interferenz und Rauschen sind. In schnurlose Telefone der nächsten Generation
werden unzweifelhaft digitale Verfahren integriert sein, um das
sprachrepräsentative
Signal zu erzeugen, wobei dann ein digitales Signal in eine analoge
Form zur Übertragung
umgewandelt würde. Solche
Telefone der nächsten
Generation wurden als digitale schnurlose Telefone („digital
cordless telephones, DCT")
oder „Personal
Handy-Telefone" („personal
handi-phones, PHP")
bezeichnet.
-
Da
Digitalsignale sprachrepräsentierende
Signale effektiv auf eine Folge von Zahlen reduzieren, würden die
erzeugten und reproduzierten Sprachsignale zuverlässiger sein,
d.h. weniger Interferenz und Rauschen als die analog basierten Sprachsignale aufweisen,
die zurzeit bei schnurlosen Telefonsystemen erzeugt werden. Tatsächlich sind
Digitalverfahren zum Erzeugen von sprachrepräsentierenden Signalen zur Verwendung
in Bezug auf drahtbasierten Telefonsystemen bekannt.
-
Wie
hier verwendet, beziehen sich schnurlose Telefone oder schnurlose
Digitaltelefone (DCT) auf solche Systeme, die für zu Hause, zur öffentlichen
Anwendung oder zur Verwendung im Büro gedacht sind. Solche Systeme
umfassen typischerweise eine batteriebetriebene tragbare Station
(Handgerät)
und eine Basisstation, wobei die Basisstation in das öffentliche
Telekommunikationsnetz verbunden ist. Obwohl die Erfindung auch
in zellulä ren
oder mobilen Telefonsystemen verwendet werden könnte, wird dies hier so nicht
beschrieben.
-
Übertragungsstandards
bzw. -spezifikationen wurden sowohl in Japan als auch Europa zur Verwendung
beim Entwerfen von DCT-Systemen entwickelt.
Jeder der Übertragungsstandards
basiert auf der Verwendung eines Zeitduplexformats TDD („time division
duplex, TDD"), welches
einen Zeitduplex für
einen Wechselsprechbetrieb verwendet. Zu Veranschaulichungszwecken
werden die japanischen Standards betont werden. Jedoch ist festzustellen,
dass die Erfindung auch mit einem beliebigen Übertragungsstandard verwendet
werden kann und deshalb nicht lediglich auf eine Verwendung bei
dem japanischen Standard beschränkt
ist.
-
Der
japanische DCT-Übertragungsstandard spezifiziert
die Verwendung einer Vielzahl von individuellen Trägersignalen
mit einer Frequenztrennung von 300 kHz innerhalb einer Gesamtsystembandbreite
von ungefähr
23 MHz zwischen ungefähr
1.895 MHz bis 1.918 MHz. Jedes Trägersignal sollte vier Kanäle in einem
TDMA-Format unterstützen,
das Zeitduplex für
einen Wechselsprechbetrieb anwendet. Insbesondere gibt es für jeden
Zeitrahmen (5 ms) vier Übertragungszeitslots
bzw. -schlitze (einen für
jeden Kanal) und vier Empfangszeitslots (einen für jeden Kanal). Jeder Slot
ist ungefähr
625 μs lang und
weist eine Sperrzeit von ungefähr
30 μs auf,
die innerhalb jedes Slots vorgesehen ist.
-
Unter
dem japanischen Standard sind sprachrepräsentative Signale unter Verwendung
eines bekannten Digitalverfahrens zu erzeugen, nämlich dem adaptiven Pulscodemodulationsverfahren („adaptive
pulse code modulation, ADPCM").
Das ADPCM-Signal wird hiernach verwendet, um ein digitales moduliertes
Signal zu erzeugen. Das Modulationsschema, das in dem japanischen
Standard spezifiziert ist, ist das differentielle π/4-QPSK-(π/4-Quadraturphasenumtastung)-Schema
(„quadrature
phase shift keying, QPSK")
mit einer Quadratwurzel-Kosinus-Filterung („square root raised cosine
filtering"). Es
ist verständlich,
dass ein solches Schema die Übertragung
von Digitaldaten (Einsen und Nullen) unter Verwendung einer minimalen
Anzahl von Bits zulässt.
Digitaldaten, die durch dieses Schema erzeugt werden, sind mit einer
Rate von 384 kHz zu übertragen,
was angesichts des Modulationsschemas einer Symbolübertragungsrate
von 192 kHz entspricht. Für
eine detailliertere Erläuterung
des differentiellen π/4-QPSK-Modulationsschemas
wird auf die parallele anhängige
US-Anmeldung mit der Nr. 07/999,210 verwiesen, die am 31. Dezember
1992 eingereicht wurde.
-
Im
Gegensatz dazu spezifiziert das europäische DCT-System eine Reihe
von Trägern,
die 1,728 MHz voneinander innerhalb einer Gesamtbandbreite von ungefähr 17,28
MHz beabstandet sind. Jeder Träger
dient zur Unterstützung
von 12 Vollduplexkanälen,
d.h. 12 Slots zur Übertragung
und 12 Slots zum Empfang.
-
Leider
stellt die Spezifikation der besonderen Übertragungsstandards lediglich
den Anfang dar. Wenn die bestimmten Parameter, die bei einer digitalen
schnurlosen Telefonoperation auftreten können, festgelegt sind, entstehen
verschiedene technische Probleme in Bezug auf die Konstruktion und
Auswahl von Komponenten, die zur Erzeugung, Übertragung und zum Empfang
von sprachrepräsentativen
Signalen verwendet werden sollen. Diese Probleme erfordern eine
Lösung,
um die Entwicklung eines digi talen Telefons zu erzielen, welches
innerhalb der Parameter dieser Standards betrieben werden kann.
-
Eines
dieser Probleme resultiert aus der Verwendung des TDMA-Duplexschemas.
Auf einen ersten Blick scheint dieser Ansatz preiswert zu sein,
eine Implementierung in einem vollständig eingesetzten System könnte jedoch
tatsächlich
teuer sein. Dieses Problem ist in Bezug auf den japanischen Standard klar
erkennbar. Wie oben aufgezeigt, spezifiziert das Zeitformat des
japanischen Standards acht Kommunikationsslots pro Rahmen, wobei
jeder Slot inkl. einer Sperrzeit von ungefähr 30 μs, die in jedem Slot enthalten
ist, 625 μs
dauern wird. Die Übertragungsslots
und Empfangsslots werden jeweils zu viert gruppiert, d.h. die ersten
vier Slots dienen zur Übertragung
und die zweiten vier Slots dienen zum Empfang. Um in allen Slots
zu kommunizieren, muss es möglich
sein, zwischen einer Empfangsfunktion und einer Sendefunktion zu
schalten, d.h. zwischen dem vierten und dem fünften Slot in weniger als den 20 μs Sperrzeit
zu schalten. Obwohl eine solch kleine Schaltzeit signifikant in
Bezug auf die Sendekomponente und die Empfangskomponente eines DCT-Systems
ist, hat diese Schaltzeit eine noch größere Bedeutung hinsichtlich
der Frequenzerzeugungskomponenten.
-
Wie
oben angegeben, ist das differentielle π/4-QPSK-Schema spezifiziert,
um das modulierte sprachrepräsentative
Signal zu erzeugen. Da ein solches Signal eine digitale Form hat,
wird es in eine analoge Form gewandelt werden, um ein Übertragungssignal
zu erzeugen. Sehr wahrscheinlich wird es erforderlich sein, die
Frequenz des Übertragungssignals
aufwärts
zu modifizieren, um dieses Signal mit der geeigneten Trägerfrequenz
zu übertragen. Ein
Referenzsignal würde
sehr wahrscheinlich in einer Mischeinrichtung mit dem Übertragungssignal kombiniert
werden, um die Frequenz des Übertragungssignals
zu der gewünschten
Trägerfrequenz aufwärts zu modifizieren.
Es ist klar, dass das Referenzsignal eine ausreichend hohe Frequenz
für die Mischeinrichtung
aufweisen muss, um die gewünschte
Trägerfrequenz
zu erzeugen, da die resultierende Trägerfrequenz gleich der Frequenzsumme und/oder
-differenz sein wird. Ein zusätzlicher
Signalempfang wird sehr wahrscheinlich irgendeinen Überlagerungsempfang
umfassen. In dieser Situation würde
die Trägerfrequenz
des empfangenen Signals abwärts
modifiziert werden, indem das empfangene Signal mit einem Signal
gemischt wird, welches eine bekannte Frequenz aufweist, wobei ein
empfangenes Signal mit einer Frequenz erzeugt wird, die gleich der
Frequenzdifferenz ist.
-
Falls
ein Frequenzsynthesizer verwendet wird, um Signale mit den nötigen Frequenzen
zur Verwendung in solchen Übertragungs-
und Empfangsschemata zu erzeugen, muss die Fähigkeit des Synthesizers, von
der Erzeugung einer Frequenz zu einer anderen zu schalten, in der
Größenordnung von
30 μs oder
besser liegen. Ein Weg, um das Synthesizerschaltzeitproblem zu lösen, wäre es, bei
der gleichen Zwischenfrequenz zu senden und zu empfangne. In einer
solchen Situation wäre
es lediglich erforderlich, die Synthesizerfrequenz zu schalten, falls
es gewünscht
wäre, auf
einem anderen Kanal zu senden und zu empfangen.
-
Jedoch
würde ein
Empfangen und Senden bei der gleichen Zwischenfrequenz in einem
noch weiteren Problem resultieren, nämlich lokalen Übertragungen,
die sich mit einem Empfang stören.
Ein herkömmlicher
Ansatz, um einen Übertragungsträger zu erzeugen,
ist die Verwendung eines Quadraturmixers. In einem solchen Fall
wird das Referenzsignal Ausgabekomponenten bei der Trägerfrequenz
erzeugen, und zwar aufgrund der begrenzten Isolierung, die durch
die typischerweise bei solchen Mixern verwendeten Schaltvorrichtungen
erzielbar sind. Um ein solches Problem zu bewältigen, wird die Sendeleistung
auf ein Niveau zu unterdrücken
sein, welches viel geringer als die Empfangsempfindlichkeit des DCTs
während
eines Empfangsmodus ist. Eine solche Handlung würde einer Unterdrückung der
Sendeleistung in der Größenordnung
von 130 dB entsprechen. Eine solche Unterdrückung kann nicht praktikabel
sein, falls eine Isolierung zwischen einer Sendekomponente und einer
Empfangskomponente durch herkömmliche
Signalvermittlungsverfahren stattfindet.
-
Das
Isolierungsproblem wird sogar noch schlimmer, wenn der Wunsch, die
physikalische Größe sowohl
der tragbaren Station als auch der Basisstation und das Gewicht
der tragbaren Stationen zu reduzieren, in Betracht gezogen wird.
Da die tragbaren Stationen primär
tragbare Sets darstellen, ist eine Größenreduktion besonders wünschenswert.
Eine Lösung
des Größenproblems
ist die Implementierung eines DCTs in einem oder mehreren Chips
mit integrierter Schaltung („integrated
circuit, IC"). Bei
einer solchen Implementierung wird eine Isolierung zwischen einer Übertragung
und einem Empfang aufgrund der extrem kurzen Abstände noch
kritischer, die zwischen einer Übertragungskomponente
und einer Empfangskomponente resultieren würden.
-
Des
Weiteren stellt eine Implementierung in IC-Chips noch ein weiteres
Problem dar, nämlich
die unerwünschte
Interferenz, die aus den verschiedenen sinusförmigen Signalen resultiert,
die in solchen Chips in Bezug auf die verschiedenen Mischoperationen
präsent
wären.
Eine solche unerwünschte
Interferenz wird aufgrund der extrem kurzen Abstände, die mit ICs verknüpft sind,
noch bedeutender.
-
Dementsprechend
besteht ein Bedürfnis nach
einem digitalen schnurlosen Telefonsystem, das die Anforderungen
der DCT-Normen erfüllt,
das schnell zwischen der Übertragungsfunktion
und der Empfangsfunktion schaltet, das einen nicht-schaltenden Frequenzsynthesizer
für eine
Empfangsfunktion oder für
eine Übertragungsfunktion
verwendet, der eine signifikante Isolierung zwischen einer Übertragungskomponente
und einer Empfangskomponente ermöglicht,
und das in Form eines ICs implementiert sein kann.
-
Die
EP 0 500 373 A beschreibt
ein digitales schnurloses Telefonsystem, in welchem ein Sprachsignal
zur Übertragung
vorgesehen wird und ein empfangenes Signal über eine Antenne gewonnen wird,
wobei das System aufweist: Mittel zum Umwandeln des Sprachsignals
in ein Digitalsignal einer gewünschten
Form; Mittel zum Umwandeln des Digitalsignals in ein analoges Übertragungssignal
und zum Modifizieren der Frequenz des Übertragungssignals, wobei während einer Übertragung
die Frequenz des Übertragungssignals
zu einer Zwischenfrequenz aufwärtsgewandelt
wird und wobei während
eines Empfangs das empfangene Signal von der Zwischenfrequenz zu
einer niedrigeren Frequenz abwärtsgewandelt
wird; eine Einrichtung zum Aufwärtswandeln, während einer Übertragung,
der Frequenz des Übertragungssignals
von der Zwischenfrequenz zu einer gewünschten Funkfrequenz und zum
Abwärtswandeln,
während
eines Empfangs, des empfangenen Signals von einer gewünschten
Funkfrequenz zu der Zwischenfrequenz; und Mittel zum Verstärken des Übertragungssignals
während
einer Übertragung und
zum Schalten der Antenne zwischen einem Übertragungsweg und einem Empfangsweg.
-
Zusammenfassung
der Erfindung
-
In Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung wird ein digitales schnurloses Telefonsystem vorgesehen,
wie es im Anspruch 1 definiert ist.
-
Bei
einer bevorzugten Anordnung umfasst die Grund- bzw. Basisstufe einen
Grund- bzw. Basischip mit integrierter Schaltung, die Hochfrequenzstufe
weist einen Hochfrequenzchip mit integrierter Schaltung auf und
die Verstärkerstufe
weist einen Verstärkerchip
mit integrierter Schaltung auf.
-
Das
System kann auch einen Frequenzsynthesizerchip mit integrierter
Schaltung zur Verbindung mit dem Hochfrequenzchip aufweisen, um
ein Referenzsignal zum Mischen mit dem Hochfrequenzsignal und dem
Zwischenfrequenzsignal in dem Hochfrequenzchip zu erzeugen.
-
Bei
dem Grundchip ist es bevorzugt, einen digitalen Signalgenerator
zum Erzeugen eines pulscodemodulierten Signals zu umfassen, welches
ein Sprachsignal repräsentiert.
Bei einer solchen Ausführungsform
umfasst der Grundchip einen Modulator zum Erzeugen eines phasenumgetasteten
modulierten Signals, das ein pulscodemoduliertes Signal repräsentiert.
-
Die
vorliegende Erfindung erstreckt sich auf einen Chipsatz mit integrierter
Schaltung, der angepasst ist, um in einem solchen System verwendet
zu werden, wie es im Anspruch 20 definiert ist.
-
Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
-
Die
vorliegende Erfindung wird besser verständlich und ihre zahlreichen
Aufgaben und Vorteile werden deutlicher durch Bezugnahme auf die
nachfolgende detaillierte Beschreibung der Erfindung in Verbindung
mit den folgenden Zeichnungen, in denen:
-
1 ein
Blockdiagramm eines digitalen schnurlosen Telefonsystems darstellt,
welches in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung konstruiert ist;
-
2 ein
Blockdiagramm der Kernkomponenten einer tragbaren Station darstellt,
die in 1 veranschaulicht ist;
-
3 ein
Blockdiagramm eines Teils der Komponenten der 2 darstellt,
die so modifiziert sind, dass die Komponenten nun den Kern einer
Basisstation bilden, die in 1 veranschaulicht
ist;
-
4 ein
verallgemeinertes schematisches Diagramm darstellt, das den Betrieb
des Basisbandprozessors zeigt, der in 2 veranschaulicht
ist;
-
5 ein
verallgemeinertes schematisches Diagramm des IF-Prozessorblocks
darstellt, der in 2 veranschaulicht ist;
-
6 ein
verallgemeinertes schematisches Diagramm des RF-Prozessorblocks
darstellt, der in 2 dargestellt ist;
-
7 ein
verallgemeinertes schematisches Diagramm des Verstärker/Schalter-Blocks
darstellt, der in 2 veranschaulicht ist;
-
8 ein
detaillierteres schematisches Diagramm des IF-Blocks darstellt,
der in 2 veranschaulicht ist; und
-
9 eine
Diagrammansicht einer bevorzugten Ausführungsform des Zwischenfrequenzprozessors
darstellt, der in 2 veranschaulicht ist.
-
Detaillierte
Beschreibung
-
Ein
DCT-System, welches in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung konstruiert ist, ist in 1 gezeigt
und wird allgemein mit 10 bezeichnet. Das DCT-System 10 umfasst
zwei Basisstationen 12 und 14, von denen jede
angepasst ist, an ein öffentliches
Telekommunikationsnetz 16 angeschlossen zu werden. Tragbare
Stationen 18 und 20, die zu der Basisstation 12 gehören, und
tragbare Stationen 22 und 24, die zu der Basisstation 14 gehören, ermöglichen
einen schnurlosen Wechselsprechbetrieb, d.h. eine Person, die die
tragbare Station 18 verwendet, kann Konversation mit einer
Person halten, die die tragbare Station 24 verwendet. Es
ist festzustellen, dass die tragbaren Stationen 18 bis 24 vorzugsweise
in Form eines batteriebetriebenen Handgeräts vorliegen.
-
Es
versteht sich, dass die Basisstation 12 und die tragbaren
Stationen bzw. Handgeräte 18 und 20 physisch
mehrere Kilometer von der Basisstation 14 und den tragbaren
Stationen 22 und 24 entfernt sein können. Der
Abstand zwischen den Basisstationen ist lediglich durch die Fähigkeiten
des Netzes 16 beschränkt.
Obwohl die Erfindung bei tragbaren Stationen verwendet werden könnte, die
Signale über mehrere
Kilometer übertragen
können,
wird sie hier in Form von Einheiten beschrieben, die zur Übertragung
von Signalen innerhalb von ungefähr
100 Fuß zwischen
der Basisstation und der tragbaren Station angepasst sind. Obwohl
die vorliegende Erfindung bei tragbaren Stationen nützlich sein
könnte,
die direkt mit anderen tragbaren Stationen kommunizieren können, wird
die Erfindung hier allerdings in Form der tragbaren Stationen beschrieben,
die einen Wechselsprechbetrieb über
ihre zugehörigen
Basisstationen einsetzen.
-
Die
vorliegende Erfindung wird hier in Form ihrer Verwendung bei der
japanischen Norm für Schnurlostelefone
(„Personal
Handi-Phone, PHP") beschrieben
werden, die zuvor beschrieben wurde. Man erinnere sich, dass die
japanische Norm die Verwendung einer Vielzahl von individuellen
Trägersignalen
mit einer Frequenztrennung von zumindest 300 kHz innerhalb einer
Gesamtsystembandbreite von ungefähr
23 MHz zwischen ungefähr
1.895 MHz und 1.918 MHz spezifiziert. Jedes Trägersignal sollte vier Kanäle in einem
TDD-Format unterstützen,
das einen Zeitduplex für
einen Wechselsprechbetrieb anwendet.
-
Es
ist auch festzustellen, dass die interne Struktur der Handgeräte 18 bis 24 identisch
ist, d.h. lediglich die Frequenzen oder Zeitslots, bei denen diese
Handgeräte
senden und empfangen, werden unterschiedlich sein. Folglich wird
lediglich die interne Struktur der tragbaren Station 24 beschrieben werden.
Diese interne Struktur ist allgemein in 2 veranschaulicht.
-
Der
Kern der tragbaren Station 24 ist ein Chipsatz mit integrierter
Schaltung, der Chips oder Prozessoren 26, 28, 30 und 32 umfasst.
Bevor eine detaillierte Beschreibung der Struktur jedes Chips gegeben
wird, wird allgemein der Betrieb der Prozessoren 26 bis 32 während eines
Sende- und Empfangsbetriebs betrachtet. Während einer Übertragung
empfängt
der Basisbandprozessor 26 ein Sprachsignal und wird betrieben,
um das Sprachsignal in ein digitales Signal mit einer gewünschten Form
zu wandeln, d.h. in ein differentielles π/4-QPSK-Signal. Das digitale
Signal wird an einen Zwischenfrequenzprozessor 28 („intermediate
frequency, IF")
geliefert, der das digitale Signal in ein analoges Signal wandelt
und die Frequenz des analogen Signals zu einer Zwischenfrequenz
aufwärtswandelt.
Das Zwischenfrequenzsignal wird an einen Hochfrequenzprozessor 30 („radio
frequency, RF") geliefert.
Der RF-Prozessor 30 modifiziert des Weiteren die Frequenz
des Trägersignals
aufwärts
zu der Hochfrequenz, die für
die Übertragung
gewünscht
ist. Das Hochfrequenzsignal wird an einen Verstärker/Schalter-Chip 32 geliefert.
Während
einer Übertragung
verstärkt
der Chip 32 das Hochfrequenzsignal und liefert das verstärkte Signal
an eine Antenne für
eine Übertragung
an die Basisstation 14.
-
Während eines
Empfangs wird ein Signal, das von der Antenne empfangen wird, an
den IC 32 geliefert, der das empfangene Signal an den RF-Prozessor 30 weiterleitet.
Der RF-Prozessor 30 wandelt das empfangene Signal abwärts oder überlagert
es zu einem Zwischenfrequenzsignal, vorzugsweise der gleichen Zwi schenfrequenz,
die während
einer Übertragung
verwendet wird. Das Zwischenfrequenzsignal wird an den IF-Prozessor 28 geliefert.
Der IF-Prozessor 28 wandelt die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals
weiter abwärts,
vorzugsweise in einer Zwei-Schritt-Wandlung
oder Doppelabwärtswandlung,
und erzeugt ein digitales Signal, das für das abwärtsgewandelte, empfangene Signal
repräsentativ ist.
Das durch den IF-Prozessor 28 erzeugte digitale Signal
wird an den Basisbandprozessor 26 zur Wandlung in ein Sprachsignal
geliefert.
-
Es
wird nun eine Übertragungsoperation
einer tragbaren Station 24 in größerem Detail betrachtet. Ein
Mikrofon (nicht gezeigt) liefert ein analoges Sprachsignal an einen
Pulscodemodulations-Codec 34 („pulse code modulation, PCM"). Der Codec 34 wandelt
das analoge Sprachsignal in ein pulscodemoduliertes Signal um. Der
Codec 34 kann jedes bekannte Gerät zum Wandeln analoger Sprachsignale in
PCM-Signale sein. Das PCM-Signal wird an den Basisbandprozessor 26 geliefert.
Es ist festzustellen, dass verschiedene Peripheriegeräte verwendet
werden, um die Übertragungsoperation
zu ermöglichen. Insbesondere
werden ein Tastaturblock 36, eine Flüssigkristallanzeige 38 („liquid
crystal display, LCD")
und lichtemittierende Dioden 40 („light emitting diodes, LED") verwendet, um eine Übertragung
zu initiieren. Der Tastaturblock 36 wird durch einen Decoder 42 betrieben,
um geeignete Wähl-
bzw. Tastsignale an einem Prozessor 44 zu liefern. Der
Prozessor 44 wiederum betreibt das LCD 38 durch
einen Treiber 46 und ist als das LED 40 direkt
freigebend gezeigt. Der Prozessor 44 wiederum wechselwirkt
direkt mit dem Basisbandprozessor 26. Ein Hauptoszillator 48 liefert
ein Haupttaktsignal an die Prozessoren 26 und 28.
Bei der bevorzug ten Ausführungsform
beträgt
die Frequenz des Haupttaktsignals 19,2 MHz.
-
Der
Prozessor 26 wandelt das PCM-Signal in ein digitales Signal
mit einer Wiederholungsrate von ungefähr 1.152 MHz und interpoliert
das digitale Signal bei einer effektiven Abtastrate von 9,6 MHz.
Die Ausgabe des Basisbandprozessors 26 ist eine Reihe von
Abtastwerten, die ein moduliertes Trägersignal mit einer Frequenz
von 10,752 MHz repräsentieren. Die
Abtastwerte werden an den IF-Prozessor 28 geliefert. Der
IF-Prozessor 28 wandelt die Abtastwerte in einen analogen
IF-Träger
in einem internen Digital-Analog-Wandler und filtert das analoge
Signal danach durch ein Bandpassfilter 50. Das gefilterte
Signal wird zurück
an den IF-Prozessor 28 geliefert, wo es mit einem Überlagerungsoszillatorsignal
mit einer Frequenz von 259,2 MHz gemischt wird. Das resultierende
Signal, das eine Frequenz von 248,448 MHz aufweist, wird danach
durch ein Bandpassfilter 52 geleitet.
-
Die
Ausgabe des Bandpassfilters 52 wird an den RF-Prozessor 30 geleitet,
wo sie wieder mit einem Signal mit einer bestimmten Frequenz gemischt wird.
Das Ziel dieser finalen Mischoperation ist es, die Frequenz des
Signals zu fixieren, das mit der Frequenz eines gewünschten
Kanals zu übertragen
ist. Das Referenzsignal, welches bei diesem finalen Mischschritt
verwendet wird, wird durch einen Synthesizer 54 erzeugt.
Man wird sich daran erinnern, dass diese Referenzfrequenz ein Vielfaches
von 300 kHz ist. Es ist festzustellen, dass 300 kHz in Bezug auf
die Kanalabstandsanforderungen gewählt ist. Nach dieser finalen
Mischstufe wird ein Signal mit einer Frequenz in dem Bereich zwischen
1.895 MHz bis 1.918 MHz durch ein Bandpassfilter 56 an
den Verstärker/Schalter-IC-32 geleitet.
Während
einer Übertragungsinformation
leitet der IC 32 das von dem Filter 56 empfangene
Signal durch einen internen Verstärker, dessen Ausgang mit einem
Filter 58 verbunden ist. Nach einem Leiten durch das Filter 58 wird
das zu übertragende
Signal zurück
an den Chip 32 geliefert, wo es mit der Antenne 60 zur Übertragung
verbunden wird. Es ist festzustellen, dass die Schaltung der Prozessoren 28, 30 und 32 zwischen einer Übertragungsoperation
und einer Empfangsoperation durch ein T/R-Steuersignal gesteuert
wird, das durch den Prozessor 26 erzeugt wird.
-
Es
wird nun die Struktur der tragbaren Station 24 während einer
Empfangsoperation betrachtet. Der Basisbandprozessor 26 erzeugt
ein geeignetes Empfangssteuersignal, das an die Prozessoren 28, 30 und 32 angelegt
wird. Beim Empfang dieses Signals schaltet der IC 32 die
Antenne 60 in einen Empfangspfad bzw. -weg, wobei das Signal
der Antenne 60 durch ein Filter 62 zurück an den
IC 32 geleitet wird und an das Bandpassfilter 56 geliefert
wird. Das Bandpassfilter 56 wird somit sowohl für eine Übertragungsoperation
als auch eine Empfangsoperation geteilt.
-
Die
Ausgabe des Bandpassfilters 56 wird an den RF-Prozessor 30 geliefert.
Das empfangene Signal wird im RF-Prozessor 30 mit einem
Signal gemischt, das durch den Synthesizer 54 erzeugt wird, so
dass die gewünschte
Trägerfrequenz
als Ergebnis der Überlagerungsoperation
ausgewählt
ist. Die Frequenz des durch den Synthesizer 54 erzeugten
Signals ist somit derart, dass der ausgewählte Träger von dem RF-Prozessor 30 mit
einer Frequenz von ungefähr
248,448 MHz ausgegeben wird.
-
Die
ausgewählte
Trägerausgabe
des RF-Prozessors 30 wird durch das Bandpassfilter 52 geleitet
und an den IF-Prozessor 28 geliefert. Das Bandpassfilter 52 wird
ebenfalls sowohl für
eine Übertragungsoperation
als auch eine Empfangsoperation geteilt.
-
Der
IF-Prozessor 28 reduziert die Frequenz des ausgewählten Trägers durch
eine Mischoperation auf ungefähr
10,75 MHz. Dieses Signal wird danach durch das Bandpassfilter 50 geleitet.
Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform wird ein separates
Bandpassfilter zum Filtern des empfangenen Signals bei diesem Punkt
(vgl. 9) verwendet. Das ausgewählte Trägersignal wird danach einer weiteren
Mischoperation unterzogen, um die Trägerfrequenz auf 1,15 MHz zu
reduzieren. Das resultierende 1,15 MHz-Signal wird durch das Bandpassfilter 64 und
zurück
an den IF-Prozessor 28 geleitet.
-
Bei
diesem Punkt erzeugt der IF-Prozessor 28, vorzugsweise über eine
Beschränkungs-Interpolationsoperation,
ein digitales Signal, das das ausgewählte Trägersignal repräsentiert,
welches noch immer in einer analogen Form vorliegt. Das durch den IF-Prozessor 28 erzeugte
digitale Signal wird an den Basisbandprozessor 26 geliefert,
wobei es demoduliert, in ein PCM-Signal gewandelt und an den Codec 34 geliefert
wird. Der Codec 34 wandelt danach das PCM-Signal in ein
analoges Signal, welches an einen Lautsprecher (nicht gezeigt) zur
Wiedergabe geliefert wird.
-
Bezug
nehmend auf 3 wird eine Basisstationstruktur
beschrieben werden. Es ist anfänglich festzustellen,
dass die Struktur der Basisstation 14 größtenteils
identisch zu der ist, die in 2 offenbart
ist, jedoch nicht für
Vorrichtungen, die in Bezug auf den Basisbandprozessor 26 verwendet
werden. Folglich sind in 3 lediglich die Unterschiede
gezeigt.
-
Bei
der hier beschriebenen Ausführungsform ist
der Basisbandprozessor 28, wie er in der Basisstation 14 verwendet
wird, keinem Mikrofon oder Lautsprecher zugeordnet. Natürlich könnte eine
solche Modifikation beim Durchsehen der Offenbarung der 2 durchgeführt werden.
Dementsprechend umfasst der Umfang der Erfindung eine solche Modifikation.
-
Wie
in 3 gezeigt, ist der Basisbandprozessor 28 wieder
mit einem PCM-Codec 34 verbunden. Der PCM-Codec 34 ist
wiederum mit einem Eingabe-Ausgabe-Gerät 66 verbunden, das
wiederum mit einem öffentlichen
Telekommunikationsnetz 16 verbunden ist. Man erinnere sich
daran, dass der Basisbandprozessor 28 in der tragbaren
Station 24, das durch den Codec 34 gelieferte
Signal in eine Reihe von digitalen Abtastwerten umwandelte. Der
erste Schritt bei dieser Umwandlung, sowohl für die tragbare Station 24 als
auch die Basisstation 14, stellt die Verarbeitung des PCM-Signals
in einem adaptiven Pulscodemodulator (ADPCM) 68 dar. Die
Ausgabe des Eingabe-Ausgabe-Geräts 66 ist
ebenfalls mit einem PCM-Codec 70 verbunden, der wiederum
mit einem weiteren ADPCM 72 verbunden ist, der auf eine virtuell
identische Weise wie der ADPCM 68 arbeitet. Die Ausgabe
der Vorrichtung 72 wird an den Basisbandprozessor 26 durch
das Eingabe-Ausgabe-Teil 74 geliefert. Durch Vorsehen von
zwei ADPCM-Einheiten kann die Basisstation 14 zwei tragbare
Stationen gleichzeitig handhaben. Mit anderen Worten, die Basisstation 14 kann
zwei getrennt hereinkommende Telefonanrufe des Netzes 16 handhaben.
Die durch die ADPCMs 68 und 72 erzeugten Signale
werden in einem Puffer 76 zur weiteren Verarbeitung durch
den Prozessor 26 gespeichert.
-
Da
die Differenzen zwischen den tragbaren Stationen und den Basisstationen
in Bezug auf 3 beschrieben wurden, wird hier
keine Beschreibung eines Stationstyp erfolgen.
-
4 offenbart
allgemein den internen Betrieb des Basisbandprozessors 26.
Der Prozessor 26 umfasst einen Zentralbus 80,
der all die verschiedenen Komponenten des Prozessors 26 verbindet.
Ein Prozessor 82 ist mit dem Bus 80 verbunden
und primär
verantwortlich für
eine adaptive Pulscodemodulation oder eine adaptive Pulscodedemodulation,
in Abhängigkeit
davon, ob eine Übertragungsoperation oder
eine Empfangsoperation ausgeführt
wird. Eine Programmierung für
den Prozessor 26 ist in einem Festwertspeicher 84 enthalten.
Ein Schnittstellenprozessor 86 ist zum Verbinden des Prozessors 26 mit den
verschiedenen Peripheriegeräten
vorgesehen, wie z.B. mit dem Tastaturblock 36, dem LCD 38 und dem
LED 40.
-
Eine
Unterstützungsvorrichtung 88 ist
zur Übertragung
und zum Empfang von verschiedenen Steuersignalen vorgesehen, wie
z.B. dem T/R-Signal. Wie in Bezug auf 8 beschrieben
werden wird, empfängt
die Unterstützungsvorrichtung 88 Temperatur-
und Spannungsanzeigen, deren Signale durch einen Anzeiger 89 für empfangene
Signalstärken
(„received
signal strength indicator, RSSI")
bearbeitet werden, um eine genaue Schätzung der Signalstärke zu erhalten.
-
Ein
Modem 90 wird für
die Demodulation von empfangenen Signalen und für die Modulation von zu sendenden
Signalen vor gesehen. Schließlich
umfasst das Modem 90 einen Modulator 92 und einen Demodulator 94.
Das Modem 90 steuert sowohl die Bereitstellung von Signalen
an den IF-Prozessor 28 als auch den Empfang von Signalen
von dem Prozessor 28. Man erinnere sich daran, dass das
von dem Demodulator 94 empfangene Signal, das bei der Antenne 60 empfangene,
analoge Signal repräsentiert.
Für eine
vollständigere
Beschreibung des Betriebs des Demodulators 94 wird wieder
Bezug auf die parallel anhängige
US-Anmeldung mit
der Nr. 07/999,210 genommen, die am 31. Dezember 1992 eingereicht
und als WO 9416512 veröffentlicht
wurde.
-
Der
Modulator 92 ist mit dem Bus 80 verbunden und
für die
Erzeugung einer Reihe von digitalen Abtastwerten eines modulierten
Trägers
verantwortlich, der eine Frequenz von 10,752 MHz aufweist, auf den
zuvor verwiesen wurde. Die Abtastwerte, die durch den Modulator 92 erzeugt
werden, werden von dem Modem 90 an den IF-Prozessor 28 ausgegeben. Das
Modem 90 wird auf eine Weise gesteuert, so dass digitale
Abtastwerte, die durch den Modulator 92 erzeugt werden,
lediglich während
vorgeschriebenen Zeitdauern übertragen
werden. Während
allen anderen Zeitdauern verhindert das Modem 90 die Übertragung
von digitalen Abtastwerten an den Prozessor 28.
-
Man
erinnere sich daran, dass eines der mit einem digitalen schnurlosen
Telefon, welches eine Information auf der gleichen Trägerfrequenz überträgt und empfängt, verbundenen
Probleme die erforderliche Unterdrückung einer Sendeleistung in
der Größenordnung
von 130 dB war. Diese Unterdrückung
wird jedoch auf einfache Weise durch ein „Ausschalten" des Modems 90 erzielt,
d.h. indem das Modem 90 die Übertragung von digitalen Abtastwerten
an dem Prozessor 28 verhindert. Falls das Modem 90 „ausgeschaltet" ist, wird jedes
unerwünschte Signal,
das von dem Prozessor 30 gesendet wird, eine ausreichend
hohe Frequenz aufweisen, um nicht durch das Filter 52 geleitet
zu werden. Dementsprechend ist die Unterdrückungsgröße zwischen der Übertragungskomponente
und der Empfangskomponente größer als
130 dB.
-
Bezug
nehmend auf 5 wird nun der allgemeine Aufbau
des IF-Prozessors 28 beschrieben werden. Die Reihe aus
digitalen Abtastwerten, die durch den Modulator 92 erzeugt
wird, wird durch das Modem 94 an einen Digital-Analog-Wandler 96 geliefert.
Der Wandler 96 wandelt die Reihe aus digitalen Abtastwerten
in ein analoges Signal mit einer Trägerfrequenz von ungefähr 10,572
MHz um und moduliert es gemäß einer
Information, die durch den Modulator 92 bereitgestellt
wird. Während
einer Übertragungsoperation
wird dieses analoge Signal durch das Bandpassfilter 50 geleitet
und der Mischeinrichtung 98 bereitgestellt. Die 10,752
MHz werden mit einem Signal gemischt, das von einem Überlagerungsoszillator 100 erzeugt
wird. Die Frequenz des durch den Oszillator 100 bei der
bevorzugten Ausführungsform
erzeugten Signals beträgt
ungefähr
259,2 MHz. Da die Übertragungsoperation
stattfindet, zeigt das T/R-Signal, das von dem Basisbandprozessor 26 erzeugt wird,
eine Übertragung
an. Dementsprechend wird ein Schalter 102 geschaltet, den
Ausgang der Mischeinrichtung 98 an das Bandpassfilter 52 zu
senden.
-
Während einer
Empfangsoperation wird das durch das Filter 52 geleitete
analoge Signal dem Schalter 102 bereitgestellt. Das T/R-Signal
wird einen Empfang während
einer Empfangsoperation anzeigen. Dementsprechend wird der Schalter 102 das von
dem Filter 52 empfangene Signal an eine Mischeinrichtung 104 liefern.
Die Mischeinrichtung 104 mischt das empfangene Signal mit
dem gleichen 259,2 MHz-Signal, das von dem Oszillator 100 erzeugt
wird, wobei ein analoges Signal mit einer Frequenz von ungefähr 10,75
MHz erzeugt wird. Wie zuvor angegeben, kann dieses 10,75 MHz-Signal
entweder durch das Bandpassfilter 50 oder vorzugsweise
durch ein anderes Bandpassfilter (nicht gezeigt) geleitet werden.
-
Es
ist besonders bevorzugt, wenn die Mischeinrichtung 104 ein
Einseitenband-Abwärtswandler ist,
der eine Bildunterdrückung
ermöglicht.
Durch Vorsehen einer Bildunterdrückung
bei der Mischeinrichtung 104 kann das Filter 52 weniger
präzise
sein. Mit anderen Worten, das Filter 52 wird verringerte Anforderungen
an eine Signalunterdrückung
haben. Folglich wird das Filter 52 günstiger und kleiner zu implementieren
sein.
-
Nach
einem Filtern wird das 10,75 MHz-Signal an eine Mischeinrichtung 106 geliefert,
wo es mit einem 9,6 MHz-Signal gemischt wird, was in einem Ausgangssignal
von ungefähr
1,15 MHz resultiert. Das 1,15 MHz-Signal wird an das Filter 64 und
an einen Pegeldetektor 107 geliefert. Der Pegeldetektor 107 tastet
den Pegel des empfangenen Signals ab und erzeugt ein Signalpegelanzeigesignal.
Dieses Anzeigesignal wird an den Basisbandprozessor 26 geliefert.
Eine detailliertere Beschreibung der Verwendung dieses Anzeigesignals
wird in Bezug auf 7 beschrieben. Allgemein wird
das Pegelanzeigesignal verwendet, um entweder die Verstärkung oder
Abschwächung
des empfangenen Signals zu steuern. Es ist kein besonderer Pegeldetektor
notwendig, jedoch ist das Anzeigesignal bei der bevorzugten Ausführungsform
ein digitales Signal, d.h. entweder ein logi sches Hoch oder ein
logisches Tief, das anzeigt, dass das empfangene Signal oberhalb oder
unterhalb eines gewünschten
Pegels liegt.
-
Die
Ausgabe des Filters 64 wird an einem Begrenzer-Abtaster 108 geliefert.
Der Begrenzer-Abtaster erzeugt ein digitales Signal, das die Information
repräsentiert,
die in dem von dem Filter 64 empfangenen 1,15 MHz-Signal
enthalten ist. Das durch den Begrenzer-Abtaster 108 erzeugte
Signal wird an dem Demodulator 94 im Basisbandprozessor 26 geliefert.
Ein Analog-Digital- und ein Digital-Analog-Wandler 110 ist
ebenfalls im IC 28 vorgesehen. Wie man in Bezug auf 8 entnehmen
kann, wird der Wandler 110 betrieben, um eine Umgebungsinformation
an den Basisbandprozessor 26 zu liefern, und er wird auch
betrieben, um Steuersignale für
den Oszillator 48 zu erzeugen.
-
An
diesem Punkt wird man erkennen, dass die Frequenz des durch den
Oszillator 48 erzeugten Signals 19,2 MHz beträgt. Wie
in Bezug auf 9 erklärt werden wird, sind alle Frequenzen
des Oszillators, die in Verbindung mit den Prozessoren 26, 28, 30 und 32 verwendet
werden, ganzzahlige Vielfache von 9,6 MHz, außer den Frequenzen der Signale,
die von dem Synthesizer 54 erzeugt werden, die bei der bevorzugten
Ausführungsform
Vielfache von 300 kHz darstellen.
-
Bezug
nehmend auf 6 wird nun die Struktur des
RF-Prozessors 30 detaillierter
erläutert werden.
Während
einer Übertragungsoperation
werden durch das Filter 52 geleitete analoge Signale an einen
Schalter 112 geliefert. Der Schalter 112 wiederum
liefert das analoge Signal an eine Mischein richtung 114,
wo es mit einem von dem Synthesizer 54 erzeugten Signal
gemischt wird. Man erinnere sich daran, dass die Frequenz der durch
den Synthesizer 54 erzeugten Signale fest ist, so dass
die Ausgabe der Mischeinrichtung 114 bei einer gewünschten
Trägerfrequenz
in dem Frequenzbereich zwischen 1.895 MHz und 1.918 MHz liegt. Die
Ausgabe der Mischeinrichtung 114 wird an einen Schalter 116 geliefert,
der während
des Übertragungsmodus
geschaltet wird, um dieses analoge Signal an das Filter 56 zu
liefern. Die Platzierung der Mischeinrichtung 114 zwischen den
Schaltern 112 und 116 definiert den Übertragungsweg.
-
Ähnlich zu
der Mischeinrichtung 104 ist die Mischeinrichtung 114 vorzugsweise
ein Einseitenband-Aufwärtswandler,
der eine Bildunterdrückung ermöglicht.
Diese Bildunterdrückung
verringert die Energieanforderungen einer durch den IC 32 vorgesehenen
Signalverstärkung
auf bedeutende Weise. Mit anderen Worten, das Vorsehen einer Bildunterdrückung verringert
den zu verstärkenden,
maximalen Signalpegel ungefähr
um den Faktor 4. Die Energieanforderungen eines Verstärkers 122 (7)
werden somit minimiert, indem eine Bildunterdrückung in der Mischeinrichtung 114 bereitgestellt
wird.
-
Während einer
Empfangsoperation wird das an der Antenne 60 vorhandene
Signal durch das Filter 56 an den Schalter 116 geliefert.
Der Schalter 116 wird in den Empfangsmodus geschaltet,
um das Empfangssignal an eine Mischeinrichtung 118 zu liefern,
wo es mit einem durch den Synthesizer 54 erzeugten Signal
gemischt wird. Bei der in 6 gezeigten
Ausführungsform
hat das durch den Synthesizer 54 an die Mischeinrichtung 118 gelieferte
Signal die gleiche Frequenz wie das an die Mischeinrich tung 114 gelieferte
Signal. Das Überlagerungsverfahren, das
in Verbindung mit der Mischeinrichtung 118 verwendet wird,
dient dazu, eines der Trägersignale auszuwählen, die
in der Antenne 60 empfangen werden. Das ausgewählte Trägersignal
wird an den Schalter 112 geliefert, der das ausgewählte Signal wiederum
an das Filter 52 weiterleitet.
-
Das
an die Mischeinrichtung 118 gelieferte Signal wird auch
an einen Pegeldetektor 119 geliefert. Der Detektor 119 tastet
den Pegel des empfangenen Signals ab und erzeugt ein Signalpegel-Anzeigesignal.
Dieses Anzeigesignal wird an den Basisbandprozessor 26 geliefert.
Eine detailliertere Beschreibung der Verwendung dieses Anzeigesignals wird
in Bezug auf 7 beschrieben. Allgemein wird das
Pegelanzeigesignal, ähnlich
zu dem von dem Detektor 107 erzeugten Signal, verwendet
werden, um entweder die Verstärkung
oder Schwächung
des empfangenen Signals zu steuern. Es ist kein besonderer Pegeldetektor
erforderlich, jedoch ist bei der bevorzugten Ausführungsform
das Anzeigesignal ein digitales Signal, d.h. entweder ein logisches
Hoch oder ein logisches Tief, das anzeigt, dass das empfangene Signal
oberhalb oder unterhalb eines gewünschten Pegels liegt.
-
Bezug
nehmend auf 7 wird nun der Betrieb des ICs 32 detaillierter
beschrieben werden. Während
einer Übertragungsoperation
wird vom Filter 56 ein Signal empfangen, dessen Frequenz
bei der ausgewählten
Frequenz liegt. Das Signal wird an einen Schalter 120 geliefert,
der das Trägersignal wiederum
an einen Verstärker 122 liefert.
Der Verstärker 122 liefert
die notwendige Leistungsverstärkung,
so dass, wenn das Trägersignal
an die Antenne 60 geliefert wird, das Signal, je nachdem,
durch eine tragbare Station oder eine Basisstation empfangen wird.
Die Ausgabe des Verstärkers 122 wird
an das Filter 58 geliefert. Die Ausgabe des Filters 58 wird
an einen Schalter 124 geliefert. Während eines Übertragungsmodus
ist der Schalter 124 geschaltet, um die Ausgabe des Filters 58 an
die Antenne 60 zu liefern.
-
Der
IC 32 umfasst auch einen negativen Spannungsgenerator 126.
Der Generator 126 wandelt das Überlagerungsoszillatorsignal,
welches durch den IC 28 bereitgestellt wird, in eine negative Spannung
zur Verwendung in dem Schalter 120, dem Verstärker 122 und
dem Schalter 124 um. Es ist festzustellen, dass die Elemente 120–124 vorzugsweise unter
Verwendung einer Anzahl von Feldeffekttransistoren („field
effect transistors, FETs")
implementiert werden. Die Verwendung einer negativen Spannung verstärkt das „Schalten" in diesen Vorrichtungen
auf eine bedeutende Weise. Folglich kann eine präzisere Operation dieser Elemente
erzielt werden. Da die tragbaren Stationen batteriebetrieben sind, steht
eine unabhängige
negative Spannungsquelle nicht zur Verfügung.
-
Während eines
Empfangsmodus wird das durch die Antenne 60 empfangene
Signal durch den Schalter 124 an das Filter 62 geliefert.
Die Ausgabe des Filters 62 wird durch den Schalter 120 an
ein Pegelnetz 128 geliefert, wo das empfangene Signal modifiziert
wird. Vorzugsweise wird das empfangene Signal entweder verstärkt oder
geschwächt.
Die Ausgabe des Netzes 128 wird an das Filter 56 geliefert.
-
Bei
der in 7 veranschaulichten Ausführungsform wird das empfangene
Signal, das an das Netz 128 angelegt wird, ent weder in
einem rauscharmen Verstärker,
der eine Verstärkung
von ungefähr 13
dB ermöglicht,
verstärkt,
in einem ersten Dämpfungsglied
um ungefähr –4 dB geschwächt oder
in einem zweiten Dämpfungsglied
um ungefähr –28 dB geschwächt. Das
empfangene Signal wird durch eine dieser Komponenten in Abhängigkeit
von der Orientierung des Schaltmechanismuses verarbeitet. Der Schalter
wird durch ein Steuersignal gesteuert, das von dem Prozessor 26 erzeugt
wird. Der Prozessor 26 wird zwischen den verschiedenen
Komponenten geschaltet, bis der Pegelanzeiger 107 anzeigt,
dass das empfangene Signal sich bei einem gewünschten Pegel befindet oder
innerhalb eines gewünschten Bereichs
liegt. Durch Vorsehen dieses Schalternetzes wird eine Sättigung
vermieden, die durch die tragbare Station verursacht wird, wenn
sie zu nahe an die Basisstation gerät.
-
Bezug
nehmend auf 8 wird nun eine detailliertere
Ausführungsform
des IF-Chips 28 veranschaulicht. Der Chip 28 umfasst
einen Datenbus 130. Es ist festzustellen, dass der Datenbus 130 sowohl für eine Übertragungsinformation
während
einer Übertragungsoperation
als auch zum Liefern von Umgebungsdaten an dem Basisbandprozessor 26 geteilt
wird. Zuerst wird der Betrieb des Prozessors 28 während einer Übertragungsoperation
betrachtet.
-
Das Übertragungs-/Empfangssignal
T/R („transmit/receive,
T/R") wird an einen
Controller 132 geliefert. Der Controller 132 wird
unter anderem betrieben, um das Signal eines Signalauf-/Abwärtswandlers 134 in
den Aufwärtswandelmodus
zu schalten. Gemäß einer Übertragungsoperation
wird durch den Prozessor 26 eine Reihe von digitalen Abtastwerten
an den Bus 130 geliefert, wobei diese Abtastwerte durch
einen Digital- Analog-Wandler 136 in
ein analoges Signal mit einer Frequenz von ungefähr 10,752 MHz gewandelt werden,
wobei das Signal an das Filter 50 geliefert wird. Man erinnere
sich daran, dass, sollte der Prozessor 26 entscheiden,
den Pegel des zu übertragenden
Signals zu modifizieren, der Prozessor 26 die Wandlung
modifizieren kann, d.h. die Amplitude der analogen Ausgabe erhöht oder
erniedrigt.
-
Das
Signal, das von dem Filter 50 geleitet wird, wird an den
Auf-/Abwärtswandler 134 geliefert, der
bei einer bevorzugten Ausführungsform
ein symmetrischer Mischer oder ein Ringmischer sein kann. Wie zuvor
in Bezug auf 5 beschrieben, wird ein Hauptoszillatorsignal
an einen Überlagerungsoszillator 136 (zuvor
Oszillator 100) geliefert, der das erforderliche Frequenzsignal
an den Wandler 134 liefert. Man erinnere sich daran, dass
die Frequenz des durch den Oszillator 136 erzeugten Signals
vorzugsweise 259,2 MHz beträgt,
d.h. ein ganzzahliges Vielfaches (27) von 9,6 MHz. Die
Ausgabe des Auf-/Abwärtswandlers
während
des Übertragungsmodus wird
an das Filter 52 geliefert.
-
Während eines
Empfangsoperationsmodus wird die Ausgabe des Filters 52 an
den Auf-/Abwärtswandler 134 geliefert,
wobei das Signal zu einer Frequenz von ungefähr 10,75 MHz abwärtsgewandelt wird.
Obwohl dieses Signal durch das Filter 50 geleitet werden
kann, wird es bevorzugt, dieses Signal durch ein separates 10,75
MHz-Bandpassfilter zu leiten. Die Ausgabe des separaten Bandpassfilters
wird an eine Mischeinrichtung 138 geliefert. Die Mischeinrichtung 138 mischt
das empfangene Signal mit dem 9,6 MHz-Signal, welches es von dem
Synthesizer 48 empfängt.
Die Ausgabe der Mischeinrichtung 138 stellt ein Signal
mit einer Frequenz von ungefähr
1,15 MHz dar, das an das Bandpassfilter 64 geliefert wird. Die
Ausgabe der Mischeinrichtung 138 wird auch an den Pegeldetektor 107 geliefert,
der den Pegel des empfangenen Signals erfasst. Der Detektor 107 erzeugt
ein Anzeigesignal, das in eine digitale Form gewandelt und an den
geteilten Bus 130 angelegt wird.
-
Die
Ausgabe des Filters 64 wird an einen Begrenzer-Abtaster 140 geliefert.
Wie zuvor angegeben, erzeugt der Begrenzer-Abtaster 140 (zuvor 108) ein
Signal, das das analoge Signal repräsentiert, welches von dem Filter 64 empfangen
wurde und von dem eine Signalstärke
bestimmt werden kann. Das durch den Begrenzer-Abtaster 140 erzeugte
Signal wird an einen Wandler 144 zur Wandlung in eine digitale
Form geliefert und an den Bus 130 zur Lieferung an den
Anzeiger 89 für
die empfangene Signalstärke
(RSSI) in dem Prozessor 26 angelegt.
-
Einer
der Vorteile eines Implementierens des IF-Prozessors in einem einzelnen
integrierten Chip ist, dass die Begrenzervorrichtung und die Abtastvorrichtung
physisch eng zusammen angeordnet werden können. Mit anderen Worten, der
physische Abstand von dem Begrenzer zu dem Abtaster ist extrem kurz.
-
Eine
Temperaturabtastvorrichtung 146 bzw. eine Spannungsabtastvorrichtung 148 liefern
Signale, die die Betriebsumgebung des Prozessors 28 angeben.
Insbesondere liefert die Temperaturvorrichtung eine Angabe der Temperatur
des Chips. Ein Spannungssensor 148 überwacht die Ausgangsspannung
einer Batterie 149. Man erinnere sich daran, dass die ICs 26, 28, 30,
und 32 in der tragbaren Station 24 in Verbindung
mit einer Batterieversorgung implementiert sind. Die Batterie 149 liefert
eine solche Energie. Da die Spannungsausgabe der Batterie 149 ansteigt
und fällt
(angenommen, es wird eine wiederaufladbare Batterie verwendet),
werden verschiedene Übertragungs-
und Empfangssignalpegel bewirkt werden. Die Ausgaben der Vorrichtungen 146 und 148 werden
auch an den Wandler 144 geliefert, der wiederum ein digitales
Signal an den geteilten Datenbus 130 liefert, das die Temperatur
und die Spannung repräsentiert.
Die Temperatur- und Spannungsinformationen werden von dem Prozessor 26 verwendet,
um die Frequenz zu regeln, die von dem Hauptoszillator 48 erzeugt
wird. Schließlich
erzeugt der Prozessor 26 ein Steuersignal in dem Unterstützungsteil 88 (4),
das an den geteilten Datenbus 130 geliefert wird. Dieses
Steuersignal wird durch einen Digital-Analog-Controller 150 gewandelt
und an den Hauptoszillator 48 geliefert.
-
Der
Prozessor 26 verwendet die Temperatur- und Spannungsinformationen
auch, um den Pegel des zu sendenden Signals einzustellen. In dieser Hinsicht
kann einer Ausführungsform
des Prozessors 26 eine Vergleichstabelle für die Temperatur-
und Spannungswerte mit einer entsprechenden Verstärkungsmodifikationsinformation
umfassen. Es ist kein spezielles Verfahren zum Erzeugen einer solchen
Tabelle notwendig. Es wurde festgestellt, dass die Erzeugung dieser
Tabelle empirisch erreicht werden kann. Bei der bevorzugten Ausführungsform
werden die Werte, die in einer solchen Tabelle gespeichert würden, analysiert,
und es wird unter Verwendung bekannter Kurvenanpassverfahren eine
Gleichung entwickelt, aus der eine Verstärkungsmodifikationsinformation
dynamisch bestimmt werden kann.
-
Um
eine vollständigere
Einschätzung
des Frequenzübersetzungsschemas
und der Gesamtoperation der vorliegenden Erfindung zu erhalten,
wird nun auf 9 Bezug genommen. Aus 9 wird klar,
dass alle Frequenzen, die von dem Überlagerungsoszillator 100 erzeugt
werden, und die Frequenzen der Signale, die an die Mischeinrichtung 106 und
dem Basisbandprozessor 26 geliefert werden, alle ganzzahlige
Vielfache von 9,6 MHz darstellen.
-
Es
wurde herausgefunden, dass ein Extraübertragungskanal in dem Frequenzbereich
zwischen 1.895 MHz bis 1.918 MHz erhalten werden kann, falls die
ultimative Trägerfrequenz
von Signalen, die von der Antenne 60 übertragen und von der Antenne 60 empfangen
werden, in Übereinstimmung
mit der folgenden Formel ausgewählt
werden: F0 = N × 300 KHz
+ 50 KHz,wobei N eine ganze Zahl ist, so dass für die Basisfrequenz
von 1.895,15 MHz gilt N = 6.317.
-
Gemäß einem
solchen Schema fallen die Betriebsfrequenzen oder Trägerfrequenzen
nicht auf ganzzahlige Vielfache von 300 KHz, sondern sind eher ganzzahlige
Vielfache von 50 kHz. Die Schaltgeschwindigkeit eines indirekten
Einzelschleifenfrequenzsynthesizers (Synthesizer 54) ist
proportional zur Zykluszeit der Referenzfrequenz. Die Referenzfrequenz
ist gleich den Frequenzschritten des Synthesizers. Falls man annimmt,
dass der Synthesizer sich in der 625-mikrosekundenlangen Slotzeit
beruhigen muss, würde
der Synthesizer sich innerhalb von 31 Zyklen der Referenzfrequenz
beruhigen müssen, falls
50 kHz verwendet würden.
Für eine
300 kHz-Referenzfrequenz beträgt
die entsprechende Beruhigungszeit 187 Zyklen. Es ist äußerst schwierig, das erforderliche
Phasenrauschen und eine unerwünschte
Leistung innerhalb der Dauer von 31 Zyklen zu erreichen, es ist
jedoch innerhalb 187 Zyklen machbar. Dementsprechend ist es für den Synthesizer 54 bevorzugt,
eine Referenzfrequenz zu haben, die gleich 300 kHz ist. wie die
Erfindung beschrieben wurde, da eine Frequenz von 10,752 MHz durch
den Basisbandprozessor 26 erzeugt wird, kann der Synthesizer 54 in
Schritten von 300 kHz anstatt von 50 kHz betrieben werden.
-
9 wird
in Bezug auf eine Übertragungsoperation
betrachtet. Der Basisbandprozessor 26 gibt das Modem 94 für eine vorgeschriebene
Zeitdauer frei. Während
dieser Zeitdauer wird eine Reihe von digitalen Abtastwerten, die
durch den Modulator 92 (4) erzeugt
werden, an den Digital-Analog-Wandler 96 geliefert.
Die Ausgabe des Wandlers 96 entspricht einem analog modulierten
Signal mit einer Frequenz von ungefähr 10,752 MHz. Obwohl die oben
bereitgestellte Formel angibt, dass ein Frequenzversatz von 50 kHz
gewünscht
wird, ist das Bereitstellen eines Versatzes von 52 kHz bedeutend einfacher
für die
Erzeugung von digitalen Abtastwerten zu implementieren. In gewissem
Grade ist es bevorzugt, dass der Versatz ein Bruchteil der Frequenz ist,
von der die Überlagerungsoszillatoren
ganzzahlige Vielfache sind, d.h. die Versatzfrequenz geteilt durch
die Referenzfrequenz (9,6 MHz bei der bevorzugten Ausführungsform)
sollte einen Bruchteil mit einer ganzen Zahl im Zähler und
im Nenner ergeben. Bei der in 9 gezeigten
Ausführungsform
entsprechen 1.152 kHz 3/25 von 9,6 MHz.
-
Die
analoge Signalausgabe durch den Wandler 96 wird durch das
Bandpassfilter 50 an die Mischeinrichtung 98 geleitet.
Die Mischeinrichtung 98 mischt das 10,752 MHz-Signal mit
einem 259,2 MHz-Referenzsignal. Die Ausgabe der Mischeinrichtung 98 stellt
ein Signal mit einer Frequenz von 248,45 MHz dar, die durch das
Bandpassfilter 52 geleitet wird. Die Ausgabe des Filters 52 wird
an die Mischeinrichtung 114 geliefert, wo das Signal mit
der Ausgabe des Synthesizers 54 gemischt wird. Wie zuvor
erläutert,
kann die Ausgabe des Synthesizers 54 in Vielfachen von
300 kHz modifiziert werden. Die Ausgabe der Mischeinrichtung 114 wird
durch den Verstärker 122 und
durch den Schalter 124 an die Antenne 60 geleitet.
-
Während der
Empfangsoperation wird das durch die Antenne 60 empfangene
Signal durch den Schalter 124 an das Bandpassfilter 56 geleitet.
Die Ausgabe des Filters 56 wird an die Mischeinrichtung 118 geleitet.
Das durch den Synthesizer 54 erzeugte Signal wird mit dem
Empfangssignal der Mischeinrichtung 118 überlagert,
um das gewünschte
Trägersignal
auszuwählen.
Das gewünschte
Trägersignal wird
durch das Bandpassfilter 52 geleitet und in der Mischeinrichtung 104 mit
dem 259,2 MHz-Signal gemischt, welches durch den Überlagerungsoszillator 100 bereitgestellt
wird. Die Ausgabe der Mischeinrichtung 104 stellt ein Signal
mit einer Frequenz von ungefähr
10,75 MHz dar. Dieses Signal wird durch das Bandpassfilter 152 geleitet
und an die Mischeinrichtung 106 geliefert. Die Ausgabe
der Mischeinrichtung 106 ist ein 1,15 MHz-Signal, das,
wie zuvor beschrieben, durch einen Begrenzer/Interpolator geleitet
wird, bevor es an den Basisbandprozessor 26 geliefert wird.
-
Während die
Erfindung unter Bezugnahme auf spezielle Ausführungsformen beschrieben und veranschaulicht
wurde, wird ein Fachmann erkennen, dass Modifikationen und Abwandlungen
durchgeführt
werden könnten,
ohne von den Prinzipien der Erfindung abzuweichen, wie sie hier
zuvor beschrieben wurde und in den nachfolgenden Ansprüchen ausgeführt wird.