DE60010726T2

DE60010726T2 - Mehrfachband-Sende-/Empfangsgerät mit Mehrfachschlitz (MultiSlot)-Fähigkeit

Info

Publication number: DE60010726T2
Application number: DE60010726T
Authority: DE
Inventors: Morten Damgaard; L. J. Tham
Original assignee: Skyworks Solutions Inc
Current assignee: Skyworks Solutions Inc
Priority date: 1999-08-31
Filing date: 2000-08-30
Publication date: 2005-05-12
Anticipated expiration: 2020-08-31
Also published as: US6516184B1; WO2001017124A1; EP1212840A1; EP1212840B1; DE60010726D1; ATE266907T1

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Funk- oder Drahtlos-Kommunikation und bezieht sich insbesondere auf ein Sende-/Empfangsgerät, welches in der Lage ist, Signale über mindestens zwei Bänder gleichzeitig zu empfangen und zu senden.
Hintergrund der Erfindung
Drahtlos-Kommunikationssysteme sind ein integraler Bestandteil der anhaltenden Technologierevolution. Mobilfunk-Kommunikationssysteme wie beispielsweise Mobiltelefon-Systeme (cellular telephone system) entwickeln sich mit einer exponentiellen Rate. In einem zellularen System (cellular system) wird ein Empfangsgebiet in eine Mehrzahl von "Zellen" unterteilt. Eine Zelle ist das Empfangsgebiet von einer Basisstation oder eines Senders. Niedrigleistungs-Sender werden benutzt, so dass in einer Zelle verwendete Frequenzen ebenfalls in Zellen verwendet werden können, welche ausreichend entfernt sind, um Interferenzen zu vermeiden. Infolgedessen kann ein Nutzer eines Mobiltelefons, wenn er im Verkehrsstau steckt oder an einer Konferenz teilnimmt, Telefonanrufe übertragen und empfangen, so lange sich der Nutzer innerhalb einer "Zelle" befindet, welche von einer Basisstation bedient wird.
Mobile zellulare Systeme wurden ursprünglich als analoge Systeme entwickelt. Nach ihrer Einführung zum kommerziellen Gebrauch in den frühen Achtzigern begannen mobile zellulare Systeme ein rapides und unkoordiniertes Wachstum mitzumachen.
In Europa zum Beispiel entwickelten einzelne Länder ihre eigenen Systeme. Im Allgemeinen waren die Systeme der einzelnen Länder inkompatibel, was mobile Kommunikation auf nationale Grenzen einschränkte und den Markt für Mobilausrüstung, welche für ein bestimmtes System eines Landes entwickelt wurde, beschränkt. Um dieses zunehmende Problem anzugehen, bildete die Konferenz der europäischen Postämter und Telekommunikationsämter (Conference of European Posts, CEPT) 1982 die Groupe Speciale Mobile (GSM), zum Untersuchen und um einen Satz von gemeinsamen Standards für ein zukünftiges europaweites zellulares Netzwerk zu entwickeln. Es wurde empfohlen, dass zwei Blöcke von Frequenzen im 900 MHz Bereich für das System vorzusehen sind. Die anfänglichen Aufgaben für das neue System schlossen internationale Roaming Möglichkeit, gute subjektive Sprachqualitäten, Kompatibilität mit anderen System wie beispielsweise Integrated Services Digital Network (ISDN), spektrale Effizienz, geringe Handset- und Basisstationskosten und die Fähigkeit, neue Dienste bereitzustellen und eine große Menge von Nutzern ein.
Einer der anfänglichen, bedeutenden Beschlüsse bei der Entwicklung des GSM Standards war eher die Einführung eines digitalen als eines analogen Systems. Wie oben erwähnt, erlebten analoge Systeme rapides Wachstum und die zunehmende Nachfrage belastete die Kapazität der verfügbaren Frequenzbänder. Digitale Systeme bieten verbesserte spektrale Effizienz und sind kosteneffizienter. Die Qualität der digitalen Übertragung ist gegenüber derjenigen der analogen Übertragung ebenfalls besser. Hintergrundgeräusche wie beispielsweise Rauschen und atmosphärische Störungen und Abschwächeffekte, wie beispielsweise Ausblenden und Nebensprechen werden in digitalen Systemen größtenteils eliminiert. Sicherheitsmerkmale wie beispielsweise Verschlüsselung werden auf einfachere Weise in einem digitalen System implementiert. Kompatibilität mit dem ISDN wird einfacher mit dem digitalen System erreicht. Abschließend ermöglicht ein digitaler Ansatz den Gebrauch der Größtintegration (Very Large Scale Integration, VLSI), dabei wird die Entwicklung von billigeren und kleineren mobilen Handsets erleichtert.
1989 übernahm das europäische Telekommunikationen-Standards Institut (European Telecommunications Standards Institute, ETSI) die Verantwortung für die GMS Standards. 1990 wurde Phase I des Standards veröffentlicht und die ersten kommerziellen Dienste, welche den GSM Standard verwenden, wurden 1991 gestartet. Ebenfalls wurde er 1991 in das globale System für Mobilkommunikation (Global System for Mobile Communications) (noch GSM) umbenannt. Nach seiner frühen Einführung in Europa wurde der Standard 1992 auf eine globale Stufe angehoben, als er in Australien eingeführt wurde. Seitdem wurde GSM zu dem am weitesten angenommenen und am schnellsten wachsenden digitalen zellularen Standard und wird verankert, um der dominierende zellulare Standard der Welt zu werden. Mit (gegenwärtig) 324 GSM Netzwerken in Betrieb in 129 Ländern, stellt GSM beinahe eine vollständige globale Abdeckung bereit. Von Januar 1999 wies GSM gemäß der GSM Memorandum of Understanding Association mehr als 120 Millionen Teilnehmer aus. Marktforschungsunternehmen schätzen, dass es in 2001 mehr als 250 Millionen GSM Teilnehmer weltweit geben wird. Zu diesem Zeitpunkt wird GSM beinahe 60% der globalen zellularen Teilnehmerbasis ausweisen, mit jährlichen Versendungen von mehr als 100 Millionen Telefonen.
Zwei Frequenzbänder von 25 MHz wurden für den Gebrauch von GSM vergeben. Wie in 1a dargestellt, ist das 890–915 MHz Band zur Übertragung oder "Aufwärtsverbindung" ("uplink") (mobile Station zur Basisstation), und das 935–960 MHz Band zum Empfang oder "Abwärtsverbindung" ("downlink") (Basisstation zur mobilen Station) reserviert. Eine extra zehn MHz Bandbreite wurde später jedem Frequenzband hinzugefügt. Der Standard, welcher diese extra Bandbreite (zwei 35 MHz Bänder) einbezieht, ist als erweiterter GSM (Extended GSM, EGSM) bekannt. Im EGSM deckt das Sendeband 880–915 MHz ab und das Empfangsband deckt 925–960 MHZ ab (1b). Die Begriffe GSM und EGSM werden abwechselnd verwendet, wobei GSM bisweilen in Bezug auf die erweiterten Bandbreiten-Anteile (880–890 MHz und 925–935 MHz) verwendet wird. Manchmal werden die ursprünglich spezifizierten 890–915 MHz und 935–960 MHz Bänder Primary GSM (PGSM) genannt. In der nachfolgenden Beschreibung wird GSM in Bezug auf den erweiterten Bandbreiten-Standard (35MHz) verwendet.
Wegen des erwarteten weit verbreiteten Gebrauchs von GSM wurden Kapazitätsprobleme in den 900 MHz Frequenzbändern vorausgeahnt und angegangen. ETSI hatte bereits in der ersten Ausgabe des GSM Standards 1989 eine 1800 MHz Variante (DCS oder GSM 1800) definiert. In DCS deckt das Sendeband 1710-1785 MHz ab und das Empfangsband deckt 1805–1880 MHz (1c) ab. In den Vereinigten Staaten versteigerte die Bundes-Kommunikationen-Kommission (Federal Communications Commission, FCC) große Blöcke des Spektrums in dem 1900 MHz Band, wobei sie darauf abzielt, digitale Drahtlos-Netzwerke in dem Land in Form eines Massen-Markt privaten Kommunikationsdienstes (Personal Communication Service, PCS) einzuführen. Der GSM Dienst in den US ist als PCS oder GSM 1900 bekannt. Bei PCS deckt das Sendeband 1850–1910 MHz ab und das Empfangsband deckt 1930–1990 MHz ab (1d).
Egal welcher GSM Standard verwendet wird, wird eine feste Frequenzrelation zwischen den Sende- und Empfangsfrequenzbändern erhalten, sobald eine Mobil-Station einem Kanal zugeordnet ist. In GSM (900 MHz) ist die feste Frequenzrelation 45 MHz. Falls zum Beispiel eine Mobil-Station einem Sendekanal bei 895,2 MHz zugeordnet ist, ist ihr Empfangskanal immer bei 940,2 MHz. Dies gilt auch für DCS und PCS; nur die Frequenzrelation ist verschieden. In DCS ist der Empfangskanal immer 95 MHz höher als der Sendekanal und in PCS ist der Empfangskanal 80 MHz höher als der Sendekanal.
Die Architektur von einer Ausführung eines GSM Netzwerks 20 ist in Blockform in 2 dargestellt. GSM Netzwerk 20 ist unterteilt in vier untereinander gekoppelte Komponenten oder Untersysteme: eine Mobil-Station (MS) 30, ein Basisstation-Untersystem (BBS) 40, ein Netzwerk-Umschalt-Untersystem (NSS) 50 und ein Betriebs-Unterstützungs-Untersystem (OSS) 60. Im Allgemeinen ist MS 30 die Mobilausrüstung oder das Telefon, welches von dem Nutzer getragen wird; BBS 40 verbindet sich mit mehreren MSs 30 und steuert die Funk-Sendepfade zwischen den MSs und NSS 50; NSS 50 managt Systemumschaltefunktionen und ermöglicht Kommunikationen mit anderen Netzwerken wie beispielsweise das PSTN und das ISDN; und OSS 60 ermöglicht Betrieb und Pflege des GSM Netzwerks.
Mobil-Station 30 weist Mobilgerät (ME) 32 und Teilnehmer-Identitäts-Modul (SIM) 34 auf. ME 32 ist typischerweise ein digitales Mobiltelefon oder Handset. SIM 34 ist eine Speichervorrichtung, welche Teilnehmer- und Handset-Identifikationsinformationen speichert. Sie wird als eine Smartcard oder als plug-in Modul implementiert und aktiviert Dienst von irgendeinem GSM Telefon. Unter den Informationen, welche auf SIM 34 gespeichert sind, befindet sich eine eindeutige internationale Mobil-Teilnehmer-Identität (International Mobile Subscriber Identity, IMSI), welche den Teilnehmer dem System 20 identifiziert, und eine internationale Mobil-Geräte-Identität (International Mobile Equipment Identity, IMEI), welche das Mobil-Gerät eindeutig identifiziert. Ein Nutzer kann auf das GSM Netzwerk mittels eines beliebigen GSM Handsets oder Terminals zugreifen durch Benutzung der SIM. Andere Informationen wie beispielsweise Personen-Identifikationsnummer (PIN) und Abrechnungsinformationen können auf SIM 34 gespeichert werden.
MS 30 kommuniziert mit BSS 40 über ein standardisiertes "Um" oder Funk-Luft-Schnittstelle 36. BSS 40 weist mehrere Basis-Sende-/Empfängergerät-Stationen (BTS) 42 und Basis-Stations-Steuervorrichtungen (BSC) 44 auf. Ein BTS befindet sich gewöhnlich in der Mitte einer Zelle und besteht aus einem oder mehreren Funk-Sende-/Empfangsgeräten mit einer Antenne. Es etabliert Funkverbindungen und handhabt über die Um-Schnittstelle Funk-Kommunikationen mit Mobil-Stationen innerhalb der Zelle. Die Sendeleistung der BTS definiert die Größe der Zelle. Jede BSC 44 managt mehrere, nicht weniger als hunderte von BTSs 42. BTS-BSC Kommunikation ist über eine standardisierte "Abis"-Schnittstelle 46, welche mittels GSM spezifiziert wird, um für alle Hersteller, standardisiert zu sein. Die BSC vergibt und managt Funkkanäle und überwacht Übergaben von Anrufen zwischen ihren BTSs.
Die BSCs der BSS 40 kommunizieren mit Netzwerk-Untersystem 50 über eine GSM standardisierte "A"-Schnittstelle 51. Die A-Schnittstelle verwendet ein SS7 Protokoll und erlaubt Verwendung von Basisstationen und von Schalt-Geräten, welche von unterschiedlichen Herstellern hergestellt werden. Mobil-Umschaltungs-Center (Mobile Switching Center) (MSC) 52 ist die primäre Komponente von NSS 50. MSC 52 managt Kommunikationen zwischen Mobil-Teilnehmern und zwischen Mobil-Teilnehmern und öffentlichen Netzwerken 70. Beispiele von öffentlichen Netzwerken 70, welche MS 52 miteinander verbinden kann, weisen Integrated Services Digital Network (ISDN) 72, Public Switched Telephone Network (PSTN) 74, Public Land Mobile Network (PLMN) 76 und Packed Switched Public Data Network (PSPDN) 78 auf.
MSC 52 verbindet (interfaces) sich mit vier Datenbanken, um Kommunikation und Schaltfunktionen zu managen. Home Location Register (HLR) 54 enthält Details von jedem Teilnehmer, welcher innerhalb des Bereichs residiert, der von der MSC bedient wird, wobei es Teilnehmeridentitäten, Dienste, zu welchen sie Zugriff haben und ihre aktuellen Lage innerhalb des Netzwerks beinhalten. Visitor Location Register (VLR) 56 speichert temporär Daten über umherwandernde (roaming) Teilnehmer innerhalb eines Sendegebiets einer speziellen MSC. Equipment Identity Register (EIR) 58 weist eine Liste von Mobil-Geräten auf, wobei jedes davon von einer IMEI identifiziert wird, welche gültig ist und welche authorisiert ist, das Netzwerk zu nutzen. Ein Gerät, welches als verloren oder gestohlen gemeldet wurde, wird auf einer separaten Liste von ungültigen Geräten gespeichert, welche die Identifikation von Teilnehmern erlaubt, welche versuchen, solche Geräte zu verwenden. Das Autorisationscenter (Authorization Center) (AuC) 59 speichert Authentifizierungs- und Verschlüsselungsdaten und Parameter, welche eine Teilnehmer-Identität verifizieren.
OSS 60 enthält ein oder mehrere Operation Maintenance Center (OMC), welche die Leistung von allen Komponenten des GSM Netzwerks überwachen und aufrechterhalten. OSS 60 hält alle Hardware- und Netzwerkoperationen aufrecht, steuert Abrechnungs- und Gebührenerfassungs-Operationen und managt die ganzen Mobil-Geräte innerhalb des Systems.
Die GSM Sende- und Empfangsbänder werden in 200 kHz Trägerfrequenzbänder unterteilt. Unter Verwendung von Zeitmultiplex-Mehrfach-Zugangstechniken (Time Division Multiple Access Techniken, TDMA) wird jede der Trägerfrequenzen in der Zeit in acht Zeit-Schlitze unterteilt. Jeder Zeit-Schlitz hat eine Dauer von näherungsweise 0,577 ms und acht Zeit-Schlitze bilden einen TDMA-"Rahmen" (TDMA-"Frame"), welcher eine Dauer von 4,615 ms hat. Eine Ausführung eines herkömmlichen TDMA-Rahmens 80, welcher acht Zeit-Schlitze 0–7 aufweist, ist in 3a gezeigt.
In diesem herkömmlichen TDMA-System wird jeder Mobil-Station ein Zeitschlitz zum Empfangen von Daten und ein Zeitschlitz zum Senden von Daten zugeordnet. Zum Beispiel wurde in TDMA-Rahmen 80 Zeitschlitz Null zugeordnet, um Daten zu empfangen und Zeitschlitz vier wurde zugeordnet, um Daten zu senden. Der Empfangs-Schlitz wird auch bezeichnet als der Abwärtsverbindungs(downlink)-Schlitz und der Sende-Schlitz wird bezeichnet als der Aufwärtsverbindungs(uplink)-Schlitz. Die verbleibenden Schlitze werden für Offset, Steuern, Überwachen und für andere Operationen verwendet.
Dieses System erlaubt gleichzeitiges Empfangen mittels nicht weniger als acht Mobil-Stationen auf einer Frequenz und gleichzeitiges Senden mittels nicht weniger als acht Mobil-Stationen auf einer Frequenz.
In kürzlich vorgeschlagenen GSM Standards (Phase 2+) wird ein Mehrfachschlitz-Mode-Betrieb definiert. In Mehrfachschlitz Betrieb sendet und/oder empfängt eine Mobil-Station in mehreren Zeitschlitzen innerhalb jedes TDMA-Rahmens (im Gegensatz zu der Konfiguration von Frame 80, bei der es nur einen Empfangs- und nur einen Sende-Zeitschlitz gibt). Zwei Typen von Mobil-Stationen, welche in achtzehn Klassen eingeteilte Mehrfachschlitz-Fähigkeiten aufweisen, wurden definiert. Eine Typ 1 Mobil-Station ist nicht erforderlich, um zur selben Zeit zu senden und zu empfangen. Ein Beispiel eines TDMA-Rahmens 85, welcher von einer Typ 1 Mobil-Station mit Mehrfachschlitz-Fähigkeiten verwendet wird, ist in 3b gezeigt. TDMA-Rahmen 85 hat zwei Empfangs-Zeitschlitze 0 und 1 und zwei Sende-Zeitschlitze 3 und 4. Viele andere Belegungen von Empfangs- und Sendeschlitzen sind natürlich möglich. Für eine Typ 1 Mobil-Station ist es, obgleich Mehrfach-Zeitschlitze verwendet werden, um zu empfangen und zu senden, nicht nötig, dass die Mobil-Station innerhalb des gleichen Zeitschlitzes sendet und empfängt.
Eine Typ 2 Mobil-Station hat die Fähigkeit innerhalb des gleichen Zeitschlitzes zu empfangen und zu senden. Ein TDMA-Rahmen 90, welcher zum Gebrauch in Verbindung mit einer Typ 2 Mobil-Station geeignet ist, wird in 3c dargestellt. TDMA-Rahmen 90 sendet in Schlitze 4–6 und empfängt in Schlitze 1–4. Daher wäre es für eine Mobil-Station, welche dieses System verwendet, nötig, dass sie in Schlitz 4 sowohl empfängt als auch sendet. Im Allgemeinen, wenn die Anzahl von Zeitschlitzen, welche zum Empfangen und Senden verwendet werden, ansteigt, und wenn die Anzahl von Zeitschlitzen, in welchen sowohl Empfangen als auch Senden vorkommt, ansteigt, steigt die Klassenbezeichnung ebenfalls an. In der höchsten Klasse, eine Klasse 18 Typ 2 Mobil-Station, sind alle acht Zeitschlitze eines jeden TDMA-Rahmens konfiguriert, um sowohl zu empfangen als auch zu senden.
Unter gegenwärtigen GSM Standards, welche das herkömmliche TDMA-System verwenden, können der Mobil-Station-Sender und – Empfänger auf einfache Weise eine Frequenzquelle gemeinsam nutzen. In TDMA-Rahmen 80, zum Beispiel, gibt es, wenn vom Empfangsmodus zum Sendemodus gegangen wird, drei Zeitschlitze, während welcher die erforderliche Sendefrequenz von einer gemeinsam genutzten Frequenzquelle erzeugt werden kann (z.B. einem lokalen Oszillator). Dies stellt eine große Menge von Freiheit in der Sende-/Empfangsgeräts-Architektur und in dem Frequenzerzeugungsschema bereit. Unter den vorgeschlagenen Mehrfachschlitz Standards gibt es jedoch eine geringere Flexibilität für das gemeinsame Benutzen von Frequenzquellen. In dem Typ 1 Mobil-Station System der 3b, zum Beispiel, ist nur ein Zeitschlitz verfügbar, um von der Empfangsfrequenz zu der Sendefrequenz zu wechseln. Für eine Typ 2 Mobil-Station mit Mehrfachschlitz-Fähigkeit, welche ein TDMA-Systems wie beispielsweise das der 3c, verwendet, werden die Gestaltungsherausforderungen weiter verschärft. Die erforderlichen Empfangs- und Sendefrequenzen müssen gleichzeitig erzeugt werden.
Außerdem sind, wie oben beschrieben, gegenwärtig drei GSM Frequenzbänder definiert. Mit der Verbreitung von Drahtlos-Handsetgebrauch, welche jetzt Anzeichen einer Verlangsamung zeigt, ist es wahrscheinlich, dass in der Zukunft zusätzliche Bänder definiert werden. GSM Mobil-Stationen, welche für globalen Gebrauch gedacht sind, sollten daher Mehrfachband-Fähigkeit haben. Ein Mehrfachband-Design vergrößert die bereits substantielle Herausforderung des Designen eines kosteneffizienten Sende-/Empfangsgeräts, welches Typ 2 Mehrfachschlitz-Fähigkeit aufweist.
Von WO 9925076 ist ein Sende-/Empfangsgerät bekannt, welches Sender-Mittel und Empfänger-Mittel, Modus-Mittel, welche an die Sender-Mittel und die Empfänger-Mittel zur gleichzeitigen Ausführung von Empfangen und Senden von Signalen gekoppelt sind, Oszillator-Mittel, welche an jedes der Sender-Mittel bzw. der Empfänger-Mittel gekoppelt sind, und Frequenzteiler-Mittel, welche zwischen den Oszillator-Mitteln einerseits und den Sender-Mitteln bzw. Empfänger-Mitteln andererseits gekoppelt sind.
Gemäß dem Zweck der Erfindung wie hierin ausführlich beschrieben, wird ein kosteneffektives Mehrfachband-Sende-/Empfangsgerät bereitgestellt, welches zum Typ 2 Mehrfachschlitz-Betrieb fähig ist. Das Sende-/Empfangsgerät hat eine Frequenzerzeugungs-Architektur, welche Empfangen und Senden innerhalb des gleichen Zeitschlitzes auf jedem gegebenen Kanal innerhalb jedes der GSM Frequenzbänder erlaubt.
In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein Sende-/Empfangsgerät, welches gleichzeitige Sende- und Empfangsfähigkeit hat, bereitgestellt. Es weist einen ersten Lokaloszillator LO1 auf, welcher ein Signal erzeugt, welches eine Frequenz f_LO1 hat, und einen zweiten Lokaloszillator LO2, welcher ein Signal erzeugt, welches die Frequenz f_LO2 hat. Ein Empfänger empfängt ein Signal, welches eine Frequenz f_Rx hat, wobei f_Rx die Summe oder Differenz von Frequenzen f_LO1 und f_LO2 ist. Der Empfänger weist ein Imageunterdrückungsmischer auf, welcher die Frequenzen f_LO1 und f_LO2 mischt, um ein Demoduliersignal bei der Empfangsfrequenz f_Rx zu erzeugen, und einen Quadraturabwärtswandler, welcher das Demoduliersignal mit dem Empfangssignal mischt, um Basisband-"I"- und -"Q"-Signale zu erzeugen. Ein Sender sendet ein Signal, welches eine Frequenz f_Tx hat, wobei f_Tx gleich f_Rx minus einer Vergleichsfrequenz f_CF ist. Der Sender weist einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), welcher das Sendesignal erzeugt, einen Mischer, welcher das Sendesignal mit dem Signal von dem ersten Lokaloszillator LO1 mischt, um ein IF-Signal zu erzeugen, welches eine Frequenz f_IF hat, einen Quadraturmischer, welcher das IF-Signal mit Basisband-"I"- und "Q"-Signalen moduliert, einen ersten Teiler, welcher fIF durch eine ganze Zahl M abwärts auf f_CF teilt, einen zweiten Teiler, welcher f_LO2 durch eine ganze Zahl N abwärts in f_CF teilt und einen Phasendetektor auf, welcher die Phasen der von dem ersten und zweiten Frequenzteiler ausgegebenen Signale vergleicht und eine Steuerspannung an den ersten VCO ausgibt.
In einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung arbeitet das oben beschriebene Sende-/Empfangsgerät als ein Mehrfachband-Sende-/Empfangsgerät zum Empfangen und Senden von Signalen innerhalb eines ausgewählten Einen von mindestens zwei Frequenzbändern. Senden und Empfangen kommt gleichzeitig und innerhalb des gleichen Zeitschlitzes eines TDMA-Rahmens vor.
Die Erfindung stellt auch ein Verfahren zum gleichzeitigen Senden und Empfangen von Signalen bereit. Das Verfahren weist die folgenden Schritte auf:

(a) Erzeugen eines ersten Lokaloszillations-Signals LO1, welches eine Frequenz f_LO1 hat;
(b) Erzeugen eines zweiten Lokaloszillations-Signals LO2, welches eine Frequenz f_LO2 hat;
(c) Empfangen eines Empfangssignals, welches eine Frequenz f_Rx hat, wobei f_Rx die Summe oder Differenz der Frequenzen f_LO1 und f_LO2 ist;
(d) Mischen der Signale LO1 und LO2, um ein Demoduliersignals zu erzeugen, welches eine Frequenz f_Rx hat, und um das Signal bei der Image-Frequenz zu unterdrücken;
(e) Mischen des Demoduliersignals und des Empfangssignals, um Basisband-"I"- und -"Q"-Signale zu erzeugen;
(f) Erzeugen eines Sendesignals, welches eine Frequenz f_Tx hat, wobei f_Tx gleich f_Rx minus einer Vergleichsfrequenz f_CF ist;
(g) Mischen des Sendesignals und des LO1-Signals, um ein IF-Signal, welches eine Frequenz f_IF hat, zu erzeugen;
(h) Modulieren des IF-Signals mit den Basisband-"I"- und -"Q"-Signalen;
(i) Teilen der Frequenz des IF-Signals f_IF, welches mit Basisband-"I"- und -"Q"-Signalen moduliert ist, abwärts in die Vergleichsfrequenz f_CF;
(j) Teilen der Frequenz des LO2-Signals f_LO2 abwärts in die Vergleichsfrequenz f_CF;
(k) Vergleichen der Phasen der geteilten IF- und LO2-Signale und Einstellen der Frequenz des Sendesignals, falls notwendig; und
(l) Senden des modulierten Sendesignals, wobei Empfangsschritte (c) – (e) und Sendeschritte (g) – (l) innerhalb des gleichen Zeitschlitzes eines TDMA-Rahmens ausgeführt werden.

Aufgaben und Vorteile der Erfindung enthalten beliebiges des Vorangegangenen, einzeln oder in Kombination. Weitere Aufgaben und Vorteile werden dem Fachmann offensichtlich sein oder werden in der nachfolgenden Offenbarung dargelegt.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung wird mit Bezug auf die anhängenden Zeichnungen beschrieben. In den Zeichnungen kennzeichnen gleiche Bezugszeichen identische oder funktionell ähnliche Elemente, und
1a stellt die Sende- und Empfangsfrequenzbänder unter dem GSM Standard dar;
1b stellt die Sende- und Empfangsfrequenzbänder unter dem EGSM Standard dar;
1c stellt die Sende- und Empfangsfrequenzbänder unter dem GSM 1800 ("DCS") Standard dar;
1d stellt die Sende- und Empfangsfrequenzbänder unter dem GSM 1900 ("PCS") Standard dar;
2 ist ein Blockdiagramm eines exemplarischen GSM Netzwerks;
3a stellt das Format eines herkömmlichen TDMA-Rahmens dar;
3b stellt das Format eines Typ 1 Mehrfach-Schlitz TDMA-Rahmens dar;
3c stellt das Format eines Typ 2 Mehrfach-Schlitz TDMA-Rahmens dar;
4 ist ein Blockdiagramm einer Mobil-Station gemäß der Erfindung;
5 ist ein Blockdiagramm eines Sende-/Empfangsgerät gemäß der Erfindung;
6 ist ein detailliertes Blockdiagramm des Sende-/Empfangsgeräts der 5;
7 ist ein Flussdiagramm, welches ein Verfahren gleichzeitigen Empfangens und Sendens gemäß der Erfindung darstellt;
8 ist ein Flussdiagramm, welches detaillierter ein Verfahren gleichzeitigen Empfangens und Sendens gemäß der Erfindung darstellt;
8a–8h sind Flussdiagramme, welche detaillierter Aspekte des Flussdiagramms der 8 in Bezug auf Mehrfachband-Gebrauch darstellen; und
9 ist eine Tabelle, welche die von dem Sende-/Empfangsgerät der Erfindung verwendeten Frequenzbeziehungen zusammenfasst.
Detaillierte Beschreibung von bevorzugten Ausführungsbeispielen
4 ist ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines mobilen Drahtlos-Handsets 100, welches ein Sende-/Empfangsgerät gemäß der Erfindung enthält. Handset 100 kann als eine Mobil-Station innerhalb eines GSM Netzwerks arbeiten, wie beispielsweise eine Mobil-Station 30 innerhalb eines GSM Netzwerks 20, wie in 2 gezeigt. Handset 100 weist einen Basisband-Digitalsignal-Prozessor (DSP) 102 auf, welcher typischerweise auf einem einzigen Rohchip integriert ist. Basisband-DSP 102 leitet den Gesamtbetrieb der Mobil-Station 30. Er verarbeitet Basisband-Daten, welche von Antenne 116 und Sende-/Empfangsgerät 110 empfangen wurden, in ein hörbares akustisches Signal zur Ansage über Lautsprecher 112. DSP 112 verarbeitet auch akustische Daten, welche von Mikrofon 114 empfangen wurden, in Basisband-Daten, welche dem Sende-/Empfangsgerät 110 zum Senden über Antenne 116 bereitgestellt werden.
DSP 102 managt auch System- und Nutzerschnittstellen-Funktionen über eine Systemschnittstelle 104 und eine Nutzerschnittstelle 106. Systemschnittstelle 104 kann geeignete Mittel zum Managen von Funktionen wie beispielsweise GSM Netzwerk und Modemzugriff und Teilnehmer-Dienste aufweisen. Nutzerschnittstelle 106 kann geeignete Mittel zum Eingeben und Anzeigen von Informationen aufweisen, wie beispielsweise eine Tastatur, eine Anzeige, eine Hintergrundbeleuchtung, eine Lautstärkeregelung und eine Echtzeit-Uhr. In einem Ausführungsbeispiel ist DSP 102 in einem 128-Pin TQFP untergebracht, und in einem anderen Ausführungsbeispiel ist DSP 102 in einem 160-Pin 12×12 mm Chip Array Ball Grid Array (CABGA) untergebracht.
In dem einen Ausführungsbeispiel verbindet (interfaces)sich Basisband DSP 102 mit Sende-/Empfangsgerät 110, Lautsprecher 112 und Mikrofon 114 über integrierten analogen IC 108. IC 108 implementiert einen analog/digital-Wandler (ADC), einen digital/analog-Wandler (DAC) und alle Signalumwandlungen, welche erforderlich sind, um miteinander verbinden zwischen DSP 102 und Sende-/Empfangsgerät 110, Lautsprecher 112 und Mikrofon 114 zu ermöglichen. Der ADC und DAC werden typischerweise in einem CODEC enthalten sein. Mikrofon 114 ist konfiguriert, um akustische Signale, typischerweise solche in dem Audioband, in analoge elektrische Signale umzuwandeln. Die Signale, welche mittels Mikrofon 114 eingefangen werden, werden dekodiert und mittels des ADC in IC 108 digitalisiert mittels DSP 102 und in Basisband-I- und -Q-Signale verarbeitet. Die digitalen Basisband-I- und -Q-Signale werden mittels des DAC in IC 108 in einen Analogsignal-Datenstrom umgewandelt und werden dann moduliert und über Antenne 116 mittels Sende-/Empfangsgerät 110 gesendet. Umgekehrt werden von der Antenne 116 eingefangene modulierte Signale demoduliert und in analoge Basisband-I- und-Q-Signale mittels Sende-/Empfangsgerät 110 umgewandelt, mittels IC 108 digitalisiert, mittels DSP 102 verarbeitet und von IC 108 in ein analoges akustisches Signal umgewandelt, welches von Lautsprecher 112 kundgetan wird. IC 108 kann in einem 100-Pin TQFP, einer 100-Pin 10×10 mm CABGA-Einheit oder in irgendeinem anderen geeigneten Gehäuse implementiert sein. Eine Strommanagementeinheit IC (PMIC) 118 ist an eine Batterie 120 gekoppelt und integriert auf einem einzigen Rohchip alle stromversorgungsbezogene Funktionen, welche vom Handset 100 verlangt werden.
5 ist ein allgemeines Blockdiagramm eines Sende-/Empfangsgerät 110 gemäß der Erfindung. Sende-/Empfangsgerät 100 weist einen Empfänger 200, einen Sender 250 und zwei Lokaloszillatoren LO1 (201) und LO2 (202) auf. Oszillatoren LO1 und LO2 sind programmierbar auf bestimmte Frequenzintervalle und Bandbreiten, welche davon abhängen, auf welchen GSM Bändern Sende-/Empfangsgerät 110 zu unterstützen ist. Die folgende Diskussion beschreibt ein Ausführungsbeispiel eines Sende-/Empfangsgeräts, welches mit dem Standard GSM Band (900 MHz) und dem DCS Band (1800 MHz) kompatibel ist. Es sollte jedoch anerkannt werden, dass dieses nur eines von vielen möglichen Ausführungsbeispielen ist. Insbesondere sollte es anerkannt werden, dass Oszillatoren LO1 und LO2 programmiert werden können, um andere Kombinationen von GSM Bändern, mehr als zwei GSM Bänder, aufzunehmen, oder auch um andere (nicht-GSM) Standards zu unterstützen. Entweder beide oder keiner der Oszillatoren LO1 und LO2 können mit den anderen Komponenten des Sende-/Empfangsgerät 110 auf dem Chip (on-Chip) untergebracht werden. In einem Ausführungsbeispiel ist der Oszillator mit der höheren Frequenz (LO1) nicht auf dem Chip (off-chip) untergebracht und der Oszillator mit der niedrigeren Frequenz ist auf dem Chip (on-chip) untergebracht.
In der folgenden Diskussion bezieht sich "GSM" auf die erweiterten GSM Bänder von 880–915 MHz und 925–960 MHz und "DCS" bezieht sich auf die Bänder von 1710–1785 MHz und 1805-1880 MHz. Bei GSM hat LO1 eine 35 MHz Bandbreite, welche sich von 1375–1410 MHz erstreckt. Bei DCS hat LO1 eine 75 MHz Bandbreite, welche sich von 1330–1405 MHz erstreckt. Oszillator LO2 ist bei einer Frequenz fixiert, welche wiederum von dem gewünschten GSM Band abhängt. Bei GSM ist LO2 bei 450 MHz fixiert. Bei DCS ist LO2 bei 475 MHz fixiert. Handset 100 weist Mittel auf, wie beispielsweise eine Menüauswahl oder Umschaltung, um einem Nutzer zu ermöglichen, zwischen den zwei Bändern zu wählen. Sobald ein Band ausgewählt wurde, werden die Oszillatoren LO1 und LO2 auf die entsprechende Bandbreite und den Frequenzbereich gesetzt. Wie nachfolgend im Detail erklärt, erlauben die Einstellungen der Lokaloszillatoren LO1 und LO2 in Kombination mit der Architektur von Empfänger 200 und Sender 250 gleichzeitiges Erzeugen der Frequenzen, welche sowohl für die Modulation als auch für die Demodulation notwendig sind.
Der Betrieb von Empfänger 200 wird allgemein mit Bezug auf 5 beschrieben. Empfänger 200 weist Imageunterdrückungsmischer 210, rauscharmen Verstärker (LNA)-Block 220, Quadraturabwärtswandler 230 und Basisbandfilter und Verstärkungsblock 240 auf. LNA-Block 220 empfängt und verstärkt ein Empfangssignal, welches eine Frequenz f_Rx hat, von Antenne 116 auf einem ausgewählten GSM Band. Quadraturabwärtswandler 230 demoduliert das Empfangssignal mit zwei 90°-phasenverschobenen Demoduliersignalen, welche mittels des Imageunterdrückungsmischers 210 erzeugt werden, beide bei der Empfangsfrequenz, um Basisband-"I"- und -"Q"-Signale zu erzeugen. Die Basisband-"I"- und -"Q"-Signale sind eine digitale Bit-Sequenz, welche ein digitalisiertes Sprachsignal oder Daten enthalten kann. Die demodulierten Signale werden von Block 240 gefiltert und verstärkt und in den analog/digital (ADC)-Wandler 107 eingegeben. ADC 107 wandelt die gefilterten und verstärkten "I"- und "Q"-Signale in den digitalen Bereich um zum Verarbeiten durch Basisband DSP 102. Die verarbeiteten "I"- und "Q"-Signale können in ein analoges Sprachsignal, welches von dem Lautsprecher 112 gemeldet wird, umgewandelt werden.
Empfänger 200 wird jetzt mit Bezug auf 6 detaillierter beschrieben. Signale bei der mit der Antenne 206 empfangenen Empfangsfrequenz f_Rx werden dem rauscharmen Verstärker (LNA) Block 220 eingegeben (5). LNA-Block 220 weist einen ersten LNA 222 auf, welcher Signale auf dem GSM Band empfängt, und einen zweiten LNA 224 auf, welcher Signale auf dem DCS Band empfängt (6). Die LNAs verstärken die Niedrigpegel-Empfangssignale von der Antenne 116. Vorzugsweise haben LNAs 222 und 224 eine rauscharme Gestalt, um Addierung von übermäßigem Rauschen zu schwachen Empfangssignalen zu vermeiden und einen Hoch-Unterbrechungspunkt, um starke interferierende Signale davon abzuhalten, Interferenz in den Empfangssignalen hervorzurufen.
Die Ausgaben von LNAs 222 und 224 sind die Eingabe an Quadraturabwärtswandler 230. Quadraturabwärtswandler 230 mischt das Empfangssignal mit 90°-phasenverschobenen Demoduliersignalen von Imageunterdrückungsmischer 210, um zwei separate Signale bei Basisband (null) Frequenz herzustellen. Die Basisband-Signale werden als "I" (in Phase) und "Q" (Quadratur) bezeichnet. Die "I"- und "Q"-Signale beinhalten die Information, welche mittels der Sendequelle gesendet wurde.
Quadraturabwärtswandler 230 weist vier Mischer oder Demodulatoren 232, 234, 236 und 238 auf. Mischer 232 und 234, welche im GSM Modus aktiv sind, empfangen Eingaben von der Ausgabe von LNA 222. Mischer 236 und 238, welche im DCS Modus aktiv sind, empfangen Eingaben von der Ausgabe von LNA 224. Das in-Phase Demoduliersignal von dem Imageunterdrückungsmischer 210 und das Empfangssignal von einem der LNAs 222 und 224, beide bei der Empfangsfrequenz f_Rx, werden in einen der "I"-Demodulatoren 232 oder 236 eingegeben. Der aktive Eine der Mischer 232 und 236 mischt die Signale und gibt das Basisband-"I"-Signal aus. Nochmals, nur einer der Mischer 232 und 236 und ein korrespondierender Einer der LANs 222 und 224 ist aktiv, abhängig von dem verwendeten GSM Band. Das 90°-gegenphasige Demoduliersignal von dem Imageunterdrückungsmischers 210 und das Empfangssignal von LANs 222 und 224, beide bei der Empfangsfrequenz, werden in die "Q"-Demodulatoren 234 und 238 eingegeben. Der aktive Eine der Mischer 234 und 238 mischt die Signale und gibt das Basisband-"Q"-Signal aus.
Die Basisband-"I"- und -"Q"-Signale werden in die Basisband-Verstärkungs- und Filterkettenblöcke 242 bzw. 244 eingegeben. Block 242 verarbeitet in Abhängigkeit des verwendeten GSM Bands das Basisband-"I"-Signal von einem der Mischer 232 und 236 und Block 244 verarbeitet das Basisband-"Q"-Signal von einem der Mischer 234 und 238. Die Filterabschnitte der Blöcke 242 und 244 dämpfen unerwünschte interferierende Signale auf einen Pegel, welcher ausreichend gering ist, dass der dynamische Bereich des ADC nicht beeinträchtigt wird. Sie müssen mit Hoch-Pegel Signalen in dem Sperrband und mit Niedrig-Pegel Signalen im Durchlassband betriebsfähig sein. Da die Filter für den Empfänger auch eine Kanalselektivität bereitstellen, müssen sie eine hohe Dämpfung bei Frequenzen, die so nah wie ein Kanal von der Empfangsfrequenz entfernt sind, haben. Blöcke 242 und 244 führen auch eine DC-Löschungs-Funktion aus, um Sättigung des Verstärkerabschnitts zu vermeiden. Die Verstärkerabschnitte der Blöcke 242 und 244 verstärken die "I"- und "Q"-Signale auf einen Pegel, welcher geeignet zum Verarbeiten mittels analog/digital-Wandler 108 ist. Die Verstärker können variable Verstärkung haben, um die "I"- und "Q"-Ausgangssignal-Pegel innerhalb des dynamischen Bereichs des ADC aufrechtzuerhalten.
Imageunterdrückungsmischer 210 kombiniert die mittels Oszillatoren LO1 und LO2 ausgegebenen Signale, um zwei 90°-Offset-Demoduliersignale bei der Empfangsfrequenz herzustellen. Die Frequenz der Demoduliersignale, welche mittels des Imageunterdrückungsmischers 210 ausgegeben werden, ist entweder die Summe oder die Differenz der LO-Frequenzen, während das Signal bei der Image-Frequenz (Summe oder Differenz) unterdrückt wird.
Bei GSM hat Oszillator LO1 einen Frequenzbereich von 1375-1410 MHz und LO2 ist auf eine fixe Frequenz von 450 MHz gesetzt. Imageunterdrückungsmischer 210 gibt ein Demoduliersignal aus, welches eine Frequenz gleich der Differenz zwischen f_LO1 und f_LO2 hat, wobei die Frequenz auch gleich der Empfangsfrequenz f_Rx ist und innerhalb der GSM Empfangs-Bandbreite von 925–960 MHz liegt. Dieser Zusammenhang wird ausgedrückt als: fRx = fLO1 – fLO2 (GSM) (Gleichung 1);
Das Signal bei der Image-Frequenz, welche die Summe aus den zwei Oszillatorfrequenzen (f_LO1 + f_LO2) ist, wird mittels des Imageunterdrückungsmischers 210 unterdrückt.
Bei DCS hat Oszillator LO1 einen Frequenzbereich von 1330-1405 MHz und LO2 ist auf eine fixe Frequenz von 475 MHz gesetzt. Imageunterdrückungsmischer 210 gibt ein Demoduliersignal aus, welches eine Frequenz gleich der Summe aus f_LO1 und f_LO2 hat, wobei die Frequenz auch gleich der Empfangsfrequenz f_Rx ist und innerhalb der DCS Empfangs-Bandbreite von 1805–1880 MHz liegt. Dieser Zusammenhang wird ausgedrückt als: fRx = fLO1 + fLO2 (DSC) (Gleichung 2);
Das Signal bei der Bildfrequenz, welche die Differenz aus den zwei Oszillatorfrequenzen (f_LO1 – f_LO2) ist, wird mittels des Imageunterdrückungsmischers 210 unterdrückt.
Zwei spezifische Beispiele, wobei eines in jedem Frequenzband ist, werden jetzt betrachtet, um die obigen Zusammenhänge zu demonstrieren. Zuerst wird in dem GSM Band ein Empfangssignal mit einer Frequenz von 950 MHz betrachtet. Die Frequenz von Oszillator LO2 ist bei f_LO2 = 450 MHz fixiert. Die Frequenz von Oszillator LO1 ist als f_LO1 = f_LO2 + f_Rx = 450+950=1400 MHz gesetzt. Imageunterdrückungsmischer 210 gibt daher ein Demoduliersignal, welches eine Frequenz f_Rx = f_LO1 – f_LO2 = 1400–450=950 MHz hat, als zwei 90°-Offset Ausgänge an Quadraturabwärtswandler 230 aus. Als nächstes wird in dem DCS Band ein Empfangssignal mit einer Frequenz von 1808 MHz betrachtet. Die Frequenz von Oszillator LO2 ist bei f_LO2 = 475 MHz fixiert. Die Frequenz von Oszillator LO1 ist als f_LO1 = f_Rx – f_LO2 = 1808–475=1333 MHz gesetzt. Imageunterdrückungsmischer 210 gibt daher ein Demoduliersignal, welches eine Frequenz f_Rx = f_LO1 + f_LO2 = 1333+475=1808 MHz hat, als zwei 90°-Offset Ausgänge an Quadraturabwärtswandler 230 aus.
Der Betrieb von Imageunterdrückungsmischer 210 wird detaillierter mit Bezug auf 6 beschrieben. Imageunterdrückungsmischer 210 weist auf: zwei 90 Grad Phasenschieber 211, 212; vier Mischer 213, 214, 215 und 216; und zwei Addierer 217 und 218. Mischer 210 empfängt Eingangssignale von Oszillatoren LO1 und LO2, wobei das LO1-Signal Eingang für Phasenschieber 211 ist und wobei das LO2-Signal Eingang für Phasenschieber 212 ist. In Abhängigkeit davon, ob die Addierer 217 und 218 gesetzt sind, um eine Additions- oder Subtraktionsoperation auszuführen, kombiniert der Imageunterdrückungsmischer die Signale von LO1 und LO2, um ein Signal mit einer Frequenz, welche entweder die Summe oder die Differenz der zwei LO-Frequenzen ist, zu erzeugen und unterdrückt das Signal mit einer Frequenz, welche die Andere der Summe oder der Differenz der LO-Frequenzen ist.
Der Mischprozess, welcher von den Mischern 213–216 verwendet wird, ist analog der Multiplikation von zwei Sinus-Wellen im dem Zeitraum. Da der Mischprozess eine nichtlineare Operation ist, werden viele Mischprodukte erzeugt (z.B. Produkte erster Ordnung, Produkte dritter Ordnung, usw.). Die Mischprodukte erster Ordnung, welche die Signale bei der Summe und der Differenz der Mischer-Eingangsfrequenzen aufweisen, sind für diese Anmeldung von Interesse. In Abhängigkeit davon, welches GSM Band ausgewählt wird, unterdrückt Imageunterdrückungsmischer 210 eines der Produkte erster Ordnung (entweder die Summe oder die Differenz) und gibt das Andere der Produkte erster Ordnung an Quadraturabwärtswandler 230 aus.
Jeder der Mischer 213–216 erzeugt daher ein gewünschtes Seitenbandsignal bei der Empfangsfrequenz und ein unerwünschtes Seitenbandsignal. 90°-Phasenschieber 211 und 212 sind aufgestellt, um zu veranlassen, dass die Summen-Seitenbänder an den Addierern 217 und 218 in Phase erscheinen und dass die Differenz-Seitenbänder an den Addierern 217 und 218 180° gegenphasig erscheinen. Daher, falls Addierer 217 und 218 gesetzt sind, um eine Summe auszugeben, werden die In-Phase(Summen-)-Seitenbänder dazu beitragen, ein Ausgangssignal bei der Empfangsfrequenz zu erzeugen, während sich die 180° Gegenphasigen(Differenz-)-Seitenbänder bei der Image-Frequenz gegenseitig aufheben werden. Umgekehrt, falls Addierer 217, 218 gesetzt sind, um eine Differenz auszugeben, wird die Differenz der 180° Gegenphasigen-Seitenbänder ein Ausgangssignal bei der Empfangsfrequenz erzeugen, während sich die In-Phase-Seitenbänder bei der Image-Frequenz gegenseitig auslöschen werden.
Phasenschieber 211 und 212 spalten die eingehenden Oszillatorsignale in zwei Signale mit im Wesentlichen gleicher Amplitude auf (ohne Ändern der Frequenz), welche eine relative Phasenverschiebung von 90° haben.
Phasenschieber 211 empfängt das Signal von Oszillator LO1 und gibt ein In-Phase-Signal an Mischer 213 und 214 und ein 90° gegenphasiges Signal an Mischer 215 und 216 aus, beide bei der Frequenz f_LO1. Phasenschieber 212 empfängt das Signal von Oszillator LO2 und gibt ein In-Phase-Signal an Mischer 214 und 216 und ein 90° gegenphasiges Signal an Mischer 213 und 215 aus, beide bei der Frequenz f_LO2.
Das Ausgangssignal von Mischer 213 und 214 wird in den Addierer 217 eingegeben und das Ausgangssignal von Mischer 215 und 216 wird in Addierer 218 eingegeben. Jeder der Mischer gibt ein In-Phase-Seitenbandsignal erster Ordnung, welches eine Frequenz f_LO1 + f_LO2 hat, und ein 180° gegenphasiges Seitenbandsignal erster Ordnung, welches eine Frequenz f_LO1 – f_LO2 hat, aus. Bei GSM wird das Signal bei der Differenzfrequenz ausgegeben und das Signal bei der Summenfrequenz unterdrückt, indem der Addierer 217 und 218 eingerichtet werden, um eine Differenzoperation auszuführen. Bei DCS wird die Summenfrequenz als die Empfangsfrequenz ausgegeben und die Differenzfrequenz unterdrückt, indem der Addierer 217 und 218 eingerichtet werden, um eine Summationsoperation auszuführen. Außerdem sind wegen der Konfiguration der Mischer 213–216 und der Phasenschieber 211 und 212 die Demoduliersignale, welche von den Addierern 217 und 218 ausgegeben werden, selbst 90° gegenphasig.
Alternative Phasenschieber/-mischer-Konfigurationen sind möglich, um das gleiche Ergebnis zu erreichen. Phasenschieber 211 kann zum Beispiel den Mischern 213 und 215 ein In-Phase-Signal und den Mischern 214 und 216 ein phasenverschobenes Signal bereitstellen, während Phasenschieber 212 den Mischern 215 und 216 ein In-Phase-Signal und den Mischern 213 und 214 ein phasenverschobenes Signal bereitstellen kann.
Die Empfänger-Architektur der Erfindung ist eine "Offset-Lokaloszillator(LO)-Direktabwärtsumwandlungs"-Architektur. Bei herkömmlichen Direktabwärtsumwandlungs-Empfängern ist der Lokaloszillator bei der exakten Frequenz des empfangenen Signals angeordnet und die Frequenz des empfangenen Signals wird in einem Schritt abwärts zu der Basisbandfrequenz umgewandelt. Selbst-Interferenz oder Verlust ist ein übliches Problem, welches mit solchen Empfängern assoziiert ist. Da der Lokaloszillator direkt auf der Empfangsfrequenz arbeitet, kann der Empfänger sein eigenes LO-Signal empfangen und es kann eine störende Strahlung des LO-Signals an den LNA-Eingang geben, außer der LO ist extrem abgeschirmt. Der Offset-LO-Direktabwärtsumwandlungs-Empfänger der Erfindung umgekehrt, mischt zwei Offset-Frequenz-LOs (LO1 und LO2), um ein Demoduliersignal bei der Empfangsfrequenz zu erzeugen. Mittels Aufstellens des Imageunterdrückungsmischers 210, welcher die zwei LO-Signale mischt, sehr nahe dem Abwärtswandler 230, existiert die Demodulierfrequenz nur in einem sehr begrenzten Bereich. Die Offset-LOs können an anderer Stelle auf dem IC oder sogar außerhalb des IC aufgestellt werden, um die Probleme des Signalverlusts zu eliminieren. Relativ zu den herkömmlichen Direktabwärtsumwandlungs-Architekturen die erfindungsgemäße Offset-LO-Direktabwärtsumwandlungs-Architektur eine überlegene LO-Unterdrückungs-Performance. Außerdem wird der Gebrauch von unhandlichen und kostspieligen Bandpassfiltern, welche in Heterodyn- und Superheterodyn-Architekturen erforderlich sind, vermieden.
Mit Bezug nochmals auf 5, hat Sender 250 eine Translations-Schleifen-Architektur und weist Quadraturmischer 260, VCO Block 270, einen Mischer oder Abwärtsumwandler 280, Teiler 282 und 284 und Phasen-Detektor/Schleifen-Filter 290 auf. Analoge Sprachsignale, welche von Mikrofon 114 zum Senden eingefangen wurden, werden in einen Digitalsignal-Datenstrom umgewandelt und in Basisband-"I"- und -"Q"-Signale mittels DSP 102 verarbeitet. Die digitalen Basisband-"I"- und -"Q"-Signale werden in analoge "I"- und "Q"-Signale mittels DAC 109 umgewandelt und in Quadraturmischer 260 eingegeben. Quadraturmischer 260 mischt die "I"- und "Q"-Signale mit 90° phasenverschobenen Zwischenfrequenz(IF)-Signalen von Mischer 280 und addiert die resultierenden Signale, um ein moduliertes Signal bei der IF-Frequenz f_IF zu erzeugen. Mischer 280 erzeugt das IF-Signal mittels Mischens eines Signals von VCO 270 bei der Sendefrequenz f_Tx mit dem Signal von Lokaloszillator LO1. Teilerblock 282 teilt die Ausgabe des Quadraturmischers 260 abwärts zu der Vergleichsfrequenz f_CF für die Eingabe in Phasendetektor 290 und Teilerblock 284 teilt das Signal von Oszillator LO2 abwärts zu f_CF für die Eingabe in Phasendetektor 290. Phasendetektor 290 justiert die Phase von VCO 270 wenn notwendig, um jede detektierten Phasenunterschiede zu korrigieren. Ein moduliertes Signal wird zum Senden von VCO Block 270 an Antenne 116 ausgegeben.
Sender 250 wird jetzt detaillierter beschrieben mit Bezug auf 6. VCO Block 270 weist zwei VCOs 272 und 274 auf. VCO 272 hat eine Bandbreite korrespondierend dem GSM Sendeband von 880–915 MHz. VCO 274 hat eine Bandbreite korrespondierend dem DCS Sendeband von 1710–1785 MHz. Nur einer der VCOs 272, 274 ist in Abhängigkeit des ausgewählten GSM Bands aktiv. Eine feste Frequenzbeziehung existiert zwischen den Sende- und Empfangsfrequenzbändern, welche ausgedrückt werden kann als: fTx = fRx – fCF (Gleichung 3);
Die Vergleichsfrequenz f_CF ist Konstante von 45 MHz für GSM und 95 MHz für DCS. Einsetzen der Gleichungen 1 und 2 von der Empfänger-Seite in Gleichung 3 ergibt die folgenden wichtigen Beziehungen: fTx = fLO1 – fLO2 – fCF (GSM) (Gleichung 4); und fTx = fLO1 + fLO2 – fCF (DCS) (Gleichung 5).
Da sowohl die Empfangs- als auch die Sendefrequenzen vermittels der LO1-, LO2- und der Vergleichsfrequenzen ausgedrückt werden können, ist es möglich gleichzeitig zu empfangen und zu senden, ohne dass die Frequenzen der Lokaloszillatoren LO1 und LO2 geändert werden. Sende-/Empfangsgerät 110 kann daher in einer Typ 2 Mobil-Station verwendet werden, in welcher gleichzeitiges Senden und Empfangen innerhalb des gleichen TDMA Zeitschlitzes (Mehrfachschlitz Betrieb) erforderlich ist.
Kombinierer und Schalter 276 wählt den aktiven Einen der VCOs 272 und 274 aus und führt dem Mischer 280 das Sendesignal bei Frequenz f_Tx zu. Mischer 280 erzeugt ein IF-Signal, welches eine Frequenz f_IF hat, mittels Mischens des Sendesignals von dem VCO mit dem Signal von Oszillator LO1. Bei GSM arbeitet Mischer 280 im "high side injection"-Modus. Das heißt, die Frequenz des Lokaloszillator-Signals ist höher als die des Sendesignals. Die IF-Frequenz kann ausgerückt werden als: fIF = fLO1 – fTx (GSM) (Gleichung 6);
Bei DCS arbeitet Mischer 280 im "low side injection"-Modus; die Frequenz des Lokaloszillator-Signals ist niedriger als die des Sendesignals. Die IF-Frequenz kann ausgedrückt werden als: fIF = fTx – fLO1 (DCS) (Gleichung 7);
Bei Einsetzen der Gleichungen 4 und 5 in Gleichungen 6 und 7 kann gesehen werden, dass die Zwischenfrequenz eine Konstante ist, welche aus der LO2- und der Vergleichsfrequenz abgeleitet wird: fIF = fLO2 + fCF = 450+45=495 MHz (GSM) (Gleichung 8); und fIF = fLO2 – fCF = 475–95=380 MHz (DCS) (Gleichung 9).
Quadraturmischer 260 weist zwei Mischer 262 und 264, einen 90° Phasenschieber 266 und einen Addierer 268 auf. Phasenschieber 266 teilt das IF-Signal von Mischer 280 in zwei 90° phasenverschobene Signale auf. Mischer oder "I"-Modulator 262 mischt das "I" Moduliersignal mit dem 0° IF-Signal und Mischer oder "Q"-Modulator 264 mischt das "Q" Moduliersignal mit dem 90° IF-Signal. Addierer 268 kombiniert die Ausgangssignale von Mischer 262 und 264, um ein Modulier-IF-Signal, welches sowohl "I"- als auch "Q"-Komponenten hat, zu bilden.
Die mittels des Quadraturmischers 260 eingeführte Modulation wird nicht vorwärts in die Schleife zum Phasendetektor 290 übertragen, sondern wird eher zurück in die Schleife zu den Sende-VCOs übertragen. Dies lässt sich am besten verstehen, indem die Eingabe- und Ausgabeseiten des Quadraturmischers 260 abwechselnd betrachtet werden. Auf die Eingangsseite des Quadraturmischers 260 schauend, müssen die von den VCOs 272 und 274 erzeugten Sendesignale natürlich mit den "I"- und "Q"-Informationen moduliert werden. Da Mischer 280 das Sendesignal und das Oszillator LO1-Signal schlicht abwärts in ein Signal bei der IF-Frequenz umwandelt, muss sein Ausgangssignal (welches die Eingabe für Quadraturmischer 260 ist) ebenfall moduliert werden. Im Gegensatz hat auf der Ausgabeseite des Quadraturmischer 260 Phasendetektor 290 eine unmodulierte Eingabe (das Frequenz geteilte Signal von Oszillator LO2), welche wiederum ihre andere Eingabe zwingt, unmoduliert zu sein (gleich). Die Ausgabe von Addierer 268 des Modulators 268 muss daher unmoduliert sein. Gewissermaßen zwingt die Schleife die Übertragung der modulierenden "I"- und "Q"-Signale zurück zu den Sende-VCOs und die Subtraktion der Modulation von der Quadraturmischer-Ausgabe.
Phasendetektor 290 vergleicht die Phase des unmodulierten Signals bei der Zwischenfrequenz f_IF von Quadraturmischer 260 mit der Phase des unmodulierten Signals vom Oszillator LO2. Vor Vergleich mittels Detektor 290 werden die Signale zuerst abwärts zu der Vergleichsfrequenz f_CF geteilt. Zur Erinnerung, die Vergleichsfrequenz ist auch die Differenz zwischen den Sende- und Empfangsfrequenzen. Teiler 284 teilt die LO2-Frequenz f_LO2 durch eine ganze Zahl N, um die Vergleichsfrequenz f_CF zu erzeugen, und Teiler 282 teilt die IF-Frequenz f_IF durch eine ganze Zahl M, um die Vergleichsfrequenz f_CF zu erzeugen. Teiler 282 und 284 können unter Verwendung von Zählern, Schieberegistern oder durch andere Verfahren, welche den Fachleuten bekannt, implementiert werden.
Die Frequenzbeziehungen werden ausgedrückt als: fLO2 = N·fCF (Gleichung 10); und fIF = M·fcF (Gleichung 11).
Einsetzen von Gleichungen 8 und 9 in Gleichungen 10 und 11 ergibt: fIF = (N+1)fCF (GSM) (Gleichung 12); fIF = (N–1)fCF (DCS) (Gleichung 13).
Daher ist für GSM M = N+1 und für DCS M = N–1. Bei GSM ist f_CF = 45 MHz; f_LO2 = 450 MHz; f_IF = 495 MHz; N = 10 und M = 11.
Bei DCS ist f_CF = 95 MHz; f_LO2 = 475 MHz; f_IF = 380 MHz; N = 5 und M = 4.
Basierend auf dem Vergleich der Signalphasen erzeugt Detektor 290 ein passendes Ausgangssignal. falls die Phasen der zwei Signale abgestimmt sind, wird die Schleife "gesperrt". Keine Anpassungsspannung wird bestätigt und die VCOs 272, 274 oszillieren mit der gleichen Frequenz weiter. Falls ein Signal dem anderen voreilt oder nachhinkt, gibt Phasendetektor 290 einen Puls proportional zu der Phasendifferenz zwischen den zwei Signalen aus. Die Ausgangspulse werden allgemein als "Aufwärts"- oder Abwärts-Signale bezeichnet und haben typischerweise eine Breite oder eine Dauer korrespondierend zu jeder Phasendifferenz zwischen den Detektoreingangssignalen.
Ladungspumpe/Schleifenfilter-Block 292 weist eine Ladungspumpe und einen Schleifenfilter auf. Die Ladungspumpe erzeugt basierend auf dem von Detektor 290 empfangenen Signal einen Strom, welcher die Sendefrequenz der VCOs 272, 274 justiert. Der Ladungspumpen-Strom wird erhöht oder gesenkt, wenn notwendig, um das Phasenvoreilen und Phasennachhinken zu korrigieren. Falls die Schleife gesperrt ist, wird der Ladungspumpen-Strom weder erhöht noch erniedrigt, um für Phasenfehler zu kompensieren. Der Schleifenfilter 16 entwickelt eine Steuerspannung aus dem Ladungspumpen-Strom und legt diese an die VCOs 272, 274 an. Eine übliche Konfiguration für einen Schleifenfilter ist ein einfacher Einzel-Pol Tiefpassfilter, welcher mit einem einzelnen Widerstand und Kondensator realisiert werden kann. Oszillatoren 272, 274 oszillieren um einen spezifischen Sendefrequenzkanal (45 oder 95 MHz weniger als der Empfangsfrequenzkanal), welcher wenn notwendig mittels der von dem Schleifenfilter angelegten Steuerspannung justiert wird. Die Bandbreite des Sendefrequenzkanals ist typischerweise 200 kHz.
7 ist ein Flussdiagramm, welches ein Verfahren für gleichzeitiges Senden und Empfangen von Signalen gemäß der Erfindung darlegt. Bei Schritt 300 werden zwei Lokaloszillations-Signale LO1 und LO2 erzeugt. Ein Signal Rx wird bei Schritt 302 empfangen und mit den LO-Signalen bei Schritt 304 demoduliert. Bei Schritt 306 wird ein Sendesignal Tx erzeugt. Das Sendesignal wird unter Verwendung eines der LO-Signale moduliert (Schritt 308) und die Phase des Sendesignals wird unter Verwendung des anderen der LO-Signale abgestimmt (Schritt 310). Abschließend wird in Schritt 312 das modulierte Tx-Signal gesendet. Die Empfangs-Schritte 302-304 werden wiederholt und gleichzeitig mit den Sende-Schritten 306–308–310–312 ausgeführt ohne Verändern der Frequenzen von einem der beiden LO-Signale.
8 ist ein anderes Flussdiagramm, welches ein Verfahren zum Senden und Empfangen von Signalen innerhalb des gleichen Zeitschlitzes eines TDMA-Rahmens in größerem Detail beschreibt. Die 8a–8h beschreiben im größeren Detail solche Verfahrensschritte, welche davon abhängig sind, welches Frequenzband ausgewählt ist. In einem Mehrfachband-Ausführungsbeispiel wird zuerst ein Frequenzband ausgewählt. Falls das GSM Band ausgewählt wird, ist die Empfangsbandbreite 925–960 MHz und die Sendebandbreite ist 880–915 MHz. Wenn das DCS Band ausgewählt wird, ist die Empfangsbandbreite 1805–1880 MHz und die Sendebandbreite ist 1710–1785 MHz.
Bei Schritt 320 wird ein erstes Lokaloszillations-Signal LO1, welches eine Frequenz f_LO1 hat, erzeugt. In einem Dualband-Ausführungsbeispiel, wie in 8a gezeigt, liegt die Frequenz des LO1-Signals innerhalb einer Bandbreite von 1375-1410 MHz (Schritt 324), wenn das ausgewählte Band GSM ist. Falls das ausgewählte Band DCS ist, liegt die Frequenz des LO1-Signals innerhalb einer Bandbreite von 1330–1405 MHz (Schritt 326). Bei Schritt 328 wird ein zweites Lokaloszillations-Signal LO2, welches eine Frequenz f_LO2 hat, erzeugt. Bei einer Dualband-Ausführungsform (8b) hat LO2 eine Frequenz von 450 MHz (Schritt 332), wenn GSM ausgewählt wird und falls DCS ausgewählt wird, hat LO2 eine Frequenz von 475 MHz (Schritt 334).
Nachdem die LO1- und LO2-Signale etabliert wurden, läuft gleichzeitiges Senden und Empfangen innerhalb des gleichen Zeitschlitzes eines TDMA-Rahmens ab. Die Schritte, welche das Empfangen eines Signals betreffen, werden zuerst beschrieben. Bei Schritt 336 wird ein Empfangssignal, welches eine Frequenz f_Rx hat, empfangen. Bei einem Dualband-Ausführungsbeispiel, wie in 8c gezeigt, wird das Empfangssignal innerhalb einer Bandbreite von 925–960 MHz für GSM sein (Schritt 340) oder innerhalb einer Bandbreite von 1805–1880 MHz für DCS sein (Schritt 342). Bei Schritt 344 werden die Signale LO1 und LO2 gemischt, um ein Demoduliersignal, welches eine Frequenz f_Rx hat, zu erzeugen. In einem Dualband-Ausführungsbeispiel läuft Schritt 344 wie in 8d gezeigt ab. Mischen der Signale LO1 und LO2 erzeugt eine Differenzfrequenz f_Rx = f_LO1 – f_LO2 und eine Summenfrequenz f_Rx = f_LO1 + f_LO2. Für das GSM Band ist das Demoduliersignal die Differenzfrequenz (Schritt 348) und die Summenfrequenz wird unterdrückt (Schritt 350). Umgekehrt ist für das GSM Band das Demoduliersignal die Summenfrequenz (Schritt 352) und die Differenzfrequenz wird unterdrückt (Schritt 354). Abschließend werden bei Schritt 356 das Demoduliersignal und das Empfangssignal gemischt, um die Basisband-"I"- und -"Q"-Signale zu erzeugen.
Die Schritte, welche beim Senden eines Signals einbezogen sind, werden jetzt beschrieben. Abermals werden diese Schritte gleichzeitig mit den Schritten, welche beim Empfangen eines Signals einbezogen sind, ausgeführt. Bei Schritt 358 wird ein Sendesignal, welches eine Frequenz f_Tx hat, erzeugt. 8e zeigt die Überlegungen für ein Dualband-Ausführungsbeispiel. Ungeachtet des Bandes ist die Sendefrequenz gleich der Empfangsfrequenz minus einer Vergleichsfrequenz (Schritt 366). Bei GSM ist f_CF = 45 MHz (Schritt 362) und bei DCS ist f_CF = 95 MHz (Schritt 364). Bei Schritt 368 werden das Sendesignal und das LO1-Signal gemischt, um ein IF-Signal, welches eine Frequenz f_IF hat, zu erzeugen. Bei einem Dualband-Ausführungsbeispiel (8f) ist f_IF = f_LO1 – f_Tx, falls GSM ausgewählt ist (Schritt 372), und f_IF = f_Tx – f_LO1 falls DCS ausgewählt ist (Schritt 374). Außerdem ist f_IF = f_LO2 + f_CF, falls GSM ausgewählt ist und f_IF = f_LO2 – f_CF, falls DCS ausgewählt ist. Bei Schritt 376 wird das IF-Signal mit den Basisband-"I"- und -"Q"-Signalen moduliert. Diese Modulation wird zurück übertragen, um das Sendesignal zu erzeugen. Die Frequenz des IF-Signals wird dann durch eine ganze Zahl M abwärts zur Vergleichsfrequenz f_CF geteilt (Schritt 380). Bei einem Dualband-Ausführungsbeispiel (8g) ist M = 11 für GSM (Schritt 382) und M = 4 für DCS (Schritt 384). Die Frequenz des LO2-Signals wird ebenfalls durch eine ganze Zahl N abwärts zur Vergleichsfrequenz geteilt (Schritt 386). Bei einem Dualband-Ausführungsbeispiel, (8h) ist N = 10 in GSM (Schritt 390) und N = 5 in DCS (Schritt 392). Bei Schritt 394 werden die Phasen der geteilten IF- und LO2-Signale verglichen und, falls notwendig, wird die Frequenz des Sendesignals justiert.
Abschließend wird bei Schritt 396 das modulierte Sendesignal gesendet.
Das Verwenden einer Vergleichsfrequenz bei Phasendetektor 290, welche exakt die Differenz zwischen den Empfangs- und Sendefrequenzen ist, ist von fundamentaler Wichtigkeit für die Erfindung. Es ermöglicht Verwenden der gleichen Lokaloszillator-Frequenzen sowohl im Empfangs- als auch im Sendemodus und ermöglichen dadurch gleichzeitiges Senden und Empfangen. 9 ist eine Tabelle, welche die verschiedenen Frequenzbeziehungen für die GSM und DCS Frequenzbänder zusammenfasst. Zusammengefasst ist die Empfangsfrequenz entweder die Differenz (GSM) oder die Summe (DCS) der LO1-und LO2-Frequenzen. Die Sendefrequenz ist die Differenz der Empfangsfrequenz und der Vergleichsfrequenz. Die Eingabe in Teiler 284 ist die LO2-Frequenz und die Eingabe in Teiler 282 ist eine IF-Frequenz, welche eine Vergleichsfrequenz ist, welche entweder höher (GSM) oder niedriger (DCS) als die LO2-Frequenz ist. Umgekehrt ist die IF-Frequenz entweder der gleich LO1-Frequenz minus der Sendefrequenz (GSM) oder gleich der Sendefrequenz minus der LO1-Frequenz (DCS).
Während bestimmte Ausführungsbeispiele der Erfindung oben beschrieben wurden, sollte es verstanden werden, dass diese nur exemplarisch und nicht als Beschränkungen dargelegt wurden. Die Breite und der Schutzumfang werden mittels der folgenden Ansprüche und deren Entsprechungen definiert und sind nicht durch bestimmte Ausführungsbeispiele, welche hier beschrieben wurden, beschränkt.

Claims

Ein Sende-/Empfangsgerät (110), das zum gleichzeitigen Senden und Empfangen eingerichtet ist, aufweisend: einen ersten Lokaloszillator LO1 (201), der ein Signal mit einer Frequenz f_LO1 erzeugt; einen zweiten Lokaloszillator LO2 (202), der ein Signal mit einer Frequenz f_LO2 erzeugt; einen Empfänger (200), der ein Empfangssignal mit einer Frequenz f_Rx empfängt, wobei f_Rx entweder die Summe oder die Differenz der Frequenzen f_LO1 und f_LO2 ist, wobei der Empfänger (200) einen Imageunterdrückungsmischer (210), der die Frequenzen f_LO1 und f_LO2 zum Erzeugen eines Demoduliersignals mit der Empfangsfrequenz f_Rx mischt, und einen Quadraturabwärtswandler (230), der das Demoduliersignal mit dem Empfangssignal zum Produzieren von Basisband-"I"- und -"Q"-Signalen mischt, aufweist; und einen Sender (250), der ein Sendesignal mit einer Frequenz f_Tx sendet, wobei f_Tx gleich f_Rx minus einer Vergleichsfrequenz f_CF ist, wobei der Sender (250) einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO (272, 274), der ein Sendesignal erzeugt, einen Mischer (280), der das Sendesignal mit dem Signal von dem ersten Lokaloszillator LO1 (201) mischt, so dass ein IF-Signal mit einer Frequenz f_IF erzeugt wird, einen Quadraturmischer (260), der das IF-Signal mit Basisband-"I"- und "Q"-Signalen moduliert, einen ersten Frequenzteiler (282), der f_IF durch eine ganze Zahl M in f_CF abwärts teilt und zwischen dem Quadraturmischer (260) und einem Phasendetektor (290) elektrisch gekoppelt ist, einen zweiten Frequenzteiler (284), der f_LO2 durch eine ganze Zahl N in f_CF abwärts teilt und den Phasendetektor (290), der die Phasen der von dem ersten Frequenzteiler und dem zweiten Frequenzteiler (282, 284) ausgegebenen Signale vergleicht und eine Steuerspannung an den ersten VCO (272, 274) ausgibt, aufweist.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 1, wobei f_LO1 im Verhältnis zu f_Rx variabel ist und f_LO2 fest ist.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 2, wobei das Empfangs- und das Sendesignal aus einem ersten Frequenzband oder einem zweiten Frequenzband sind und wobei der Imageunterdrückungsmischer (210) ein Demoduliersignal mit einer Frequenz f_Rx = f_LO1 – f_LO2 zum Empfangen von Signalen in dem ersten Frequenzband oder ein Demoduliersignal mit einer Frequenz f_Rx = f_LO1 + f_LO2 zum Empfangen von Signalen in dem zweiten Frequenzband erzeugt.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 3, wobei das erste Frequenzband GSM ist und eine Empfangsbandbreite von 925–960MHz und eine Sendebandbreite von 880–915MHz aufweist und das zweite Frequenzband DCS ist und eine Empfangsbandbreite von 1805–1880MHz und eine Sendebandbreite von 1710–1785MHz aufweist.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 4, wobei der Lokaloszillator LO1 (201) eine Bandbreite von 1375-1410MHz bei GSM und eine Bandbreite von 1330–1405MHz bei DCS aufweist.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 5, wobei der Lokaloszillator LO2 (202) eine feste Frequenz von 450MHz bei GSM und eine feste Frequenz von 475MHz bei DCS aufweist.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 3, wobei der Sende-Mischer (280) ein IF-Signal mit einer Frequenz f_IF = f_LO2 + fC_F für Sendesignale im ersten Frequenzband oder ein IF-Signal mit einer Frequenz f_IF = f_LO2 – f_CF für Sendesignale im zweiten Frequenzband erzeugt.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 7, wobei f_CF = 45MHz für Sendesignale in dem ersten Frequenzband und f_CF = 95MHz für Sendesignale in dem zweiten Frequenzband.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 7, wobei f_IF = 495MHz für Sendesignale in dem ersten Frequenzband und f_IF = 380MHz für Sendesignale in dem zweiten Frequenzband.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 3, wobei der erste Frequenzteiler (282) f_IF durch eine ganze Zahl M=N+1 für Sendesignale in dem ersten Frequenzband und durch eine ganze Zahl M=N–1 für Sendesignale in dem zweiten Frequenzband teilt.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 10, wobei N=10 für Signale in dem ersten Frequenzband und wobei N=5 für Signale in dem zweiten Frequenzband.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 3, wobei der Imageunterdrückungsmischer (210) aufweist: einen ersten Phasenschieber und einen zweiten Phasenschieber (211, 212) und einen ersten Mischer, einen zweiten Mischer, einen dritten Mischer und einen vierten Mischer (213, 214, 215, 216), wobei der erste Phasenschieber (211) ein Signal von dem Oszillator LO1 empfängt und ein phasengleiches Signal an den ersten Mischer und den zweiten Mischer (213, 214) und ein 90°-phasenverschobenenes Signal an den dritten Mischer und den vierten Mischer (215, 216) ausgibt und der zweite Phasenschieber (212) ein Signal von dem Oszillator LO2 empfängt und ein phasengleiches Signal an den zweiten Mischer und den vierten Mischer (214, 216) und ein 90°-phasenverschobenenes Signal an den ersten Mischer und den dritten Mischer (213, 215) ausgibt; und einen ersten Kombinierer und einen zweiten Kombinierer (217, 218), die eingestellt werden können, eine Differenz- oder eine Summierungsoperation auszuführen, wobei der erste Kombinierer (217) Eingaben von dem ersten Mischer und dem zweiten Mischer (213, 214) empfängt und ein Demoduliersignal ausgibt und wobei der zweite Kombinierer (218) Eingaben von dem dritten Mischer und dem vierten Mischer (215, 216) empfängt und ein 90°-phasenverschobenenes Demoduliersignal ausgibt.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 12, wobei der Quadraturabwärtswandler (230) einen "I"-Demodulator (232, 236) und einen "Q"-Demodulator (234, 238) aufweist und wobei der "I"-Demodulator (232, 236) das Empfangssignal und das Demoduliersignal von dem ersten Kombinierer (217) des Imageunterdrückungsmischers (210) empfängt und wobei der "Q"-Demodulator (234, 238) das Empfangssignal und das 90°-phasenverschobene Signal von dem zweiten Kombinierer (218) empfängt.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 1, wobei der Empfänger (200) ferner mindestens einen rauscharmen Verstärker (220) aufweist, der das Empfangssignal verstärkt bevor es dem Quadraturabwärtswandler zugeführt (230) wird.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 1, wobei der Empfänger (200) ferner eine Basisband-Verstärkungs-und-Filter-Kette (242, 244) zum Filtern und Verstärken der mittels des Quadraturabwärtswandlers (230) erzeugten Basisband-"I"- und -"Q"-Signale aufweist.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 3, wobei der Quadraturmischer (230) einen Phasenschieber (266) und "I"- und "Q"-Modulatoren (262, 264) aufweist und wobei der Phasenschieber (266) das IF-Signal in ein phasengleiches Signal, das dem "I"-Modulator (262) zugeführt wird und in ein 90°-phasenverschobenes Signal, das dem "Q"-Modulator (264) zugeführt wird, aufteilt.
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 3, ferner aufweisend einen weiteren VCO (274, 272) zum Erzeugen von Sendesignalen in dem zweiten Frequenzband und einen Schalter zum Auswählen zwischen den beiden VCOs (272, 274).
Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 3, ferner aufweisend eine mit dem Phasendetektor (290) gekoppelte Ladungspumpe (292), die einen Steuerstrom basierend auf der mittels des Phasendetektors (290) ausgegebenen Steuerspannung erzeugt und ein Schleifenfilter (292), das den Steuerstrom empfängt und ein Steuersignal erzeugt, das auf den VCO (272, 274) angewendet wird.
Verfahren zum gleichzeitigen Senden und Empfangen von Signalen, das die folgenden Schritte aufweist: (a) Erzeugen eines ersten, eine Frequenz f_LO1 aufweisenden lokalen Oszillations-Signals LO1 (320); (b) Erzeugen eines zweiten, eine Frequenz f_LO2 aufweisenden lokalen Oszillations-Signals LO2 (328); (c) Empfangen eines Empfangssignals mit einer Frequenz f_Rx (336), wobei f_Rx entweder die Summe oder die Differenz der Frequenzen f_LO1 und f_LO2 ist; (d) Mischen der Signale LO1 und LO2 (344), um ein Demoduliersignal mit einer Frequenz f_Rx zu erzeugen und um das Signal mit der Image-Frequenz zu unterdrücken; (e) Mischen des Demoduliersignals und des Empfangssignals (356) um Basisband-"I"- und -"Q"-Signale zu erzeugen; (f) Erzeugen eines eine Frequenz f_Tx aufweisenden Sendesignals (358), wobei f_Tx gleich f_Rx minus einer Vergleichsfrequenz f_CF ist; (g) Mischen des Sendesignals und des LO1-Signals (368), so dass ein IF-Signal mit einer Frequenz f_IF erzeugt wird; (h) Modulieren des IF-Signals mit Basisband-"I"- und -"Q"-Signalen (376); (i) Abwärtsteilen der Frequenz des IF-Signals f_IF (378), das mit Basisband-"I"- und -"Q"-Signalen moduliert ist, in die Vergleichsfrequenz f_CF; (j) Abwärtsteilen der Frequenz des LO2-Signals f_LO2 in die Vergleichsfrequenz f_CF (386); (k) Vergleichen der Phasen der dividierten IF- und LO2-Signale und Anpassen der Frequenz des Sendesignals (394), wenn erforderlich; und (l) Senden des modulierten Sendesignals (396), wobei die Empfangsschritte (c)–(e) und die Sendeschritte (f)–(l) innerhalb desselben Zeitschlitzes eines TDMA-Rahmens durchgeführt werden.
Verfahren gemäß Anspruch 19, das ferner den Schritt des Auswählens eines Frequenzbands zum Senden und Empfangen aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 20, wobei das Frequenzband aus der Gruppe ausgewählt wird, die aus GSM, das eine Empfangsbandbreite von 925–960 MHz (340) und eine Sendebandbreite von 880–915 MHz aufweist, und DCS, das eine Empfangsbandbreite von 1805–1880 MHz (342) und eine Sendebandbreite von 1710–1785 MHz aufweist, besteht.
Verfahren gemäß Anspruch 21, wobei in Schritt (a), wenn GSM ausgewählt ist, LO1 innerhalb eines Frequenzbands von 1375–1410 MHz ist (324), und wenn DCS ausgewählt ist, LO1 innerhalb eines Frequenzbands von 1330–1405MHz ist (326).
Verfahren gemäß Anspruch 21, wobei in Schritt (b), wenn GSM ausgewählt ist, LO2 eine Frequenz von 450MHz aufweist (332), und wenn DCS ausgewählt ist, LO2 eine Frequenz von 475 MHz aufweist (334).
Verfahren gemäß Anspruch 21, wobei in Schritt (d) durch das Mischen der Signale LO1 und LO2 eine Differenzfrequenz f_Rx = f_LO1 – f_LO2 (348) und eine Summenfrequenz f_Rx = f_LO1 + f_LO2 (352) erzeugt werden und wobei, wenn GSM ausgewählt ist, das Demoduliersignal die Differenzfrequenz ist und die Summenfrequenz unterdrückt wird (350) und, wenn DCS ausgewählt ist, das Demoduliersignal die Summenfrequenz ist und die Differenzfrequenz unterdrückt wird (354).
Verfahren gemäß Anspruch 21, wobei f_CF = 45MHz wenn GSM ausgewählt ist (362) und f_CF = 95MHz wenn DCS ausgewählt ist (364).
Verfahren gemäß Anspruch 21, wobei in Schritt (g) f_IF = f_LO1 + f_Tx wenn GSM ausgewählt ist (372) und f_IF = f_Tx + f_LO1 wenn DCS ausgewählt ist (374).
Verfahren gemäß Anspruch 26, wobei f_IF = f_LO2 + f_CF wenn GSM ausgewählt ist (372) und f_IF = f_LO2 – f_CF wenn DCS ausgewählt ist (374).
Verfahren gemäß Anspruch 21, wobei in Schritt (i) die Frequenz des IF-Signals durch 11 geteilt wird, wenn GSM ausgewählt ist (382) und durch 4 geteilt wird, wenn DCS ausgewählt ist (384).
Verfahren gemäß Anspruch 21, wobei in Schritt (j) die Frequenz des LO2-Signals durch 10 geteilt wird, wenn GSM ausgewählt ist (390) und durch 5 geteilt wird, wenn DCS ausgewählt ist (392).
Ein Drahtlos-Handset, das ein Sende-/Empfangsgerät (110) gemäß Anspruch 1 aufweist.