DE69431888T2

DE69431888T2 - Zweimodenresonator mit zwei unabhängig resonierenden Mikrowellen

Info

Publication number: DE69431888T2
Application number: DE69431888T
Authority: DE
Inventors: Mitsuo Makimoto; Michiaki Matsuo; Morikazu Sagawa; Hiroyuki Yabuki
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 1993-10-04
Filing date: 1994-10-04
Publication date: 2003-07-24
Anticipated expiration: 2014-10-05
Also published as: US5880656A; CN1607694A; DE69427550T2; US6121861A; DE69418127T2; EP0646981A2; EP0844682A1; US5684440A; US5534831A; EP0993065A1; CN1278446C; DE69431888D1; EP0993065B1; EP0646981A3; EP0646981B1; DE69427550D1; EP0844682B1; US5748059A; DE69418127D1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf ein Streifenleitungsfilter, das zur Filterung von Mikrowellen in einem Kommunikations- oder Meßgerät verwendet wird, das in Frequenzbändern betrieben ist, die von einem ultrahochfrequenten Band (UHF-Band) bis zu einem extrem hohen Frequenzband (SHF-Band) reicht, und insbesondere auf ein Streifenleitungsfilter, bei dem eine Streifenleitung verkürzt, flach und kostengünstig ist. Auch bezieht sich die vorliegende Erfindung auf einen Zweimodenresenator, der für einen Oszillator oder ein Streifenleitungsfilter verwendet wird, und insbesondere auf einen Zweimodenresonator, in dem zwei Arten von Mikrowellen unabhängig in Resonanz treten.
Ein Streifenleitungs-Resonanzfilter ist durch Hintereinanderschalten einer Vielzahl von Streifenleitung- Ringresonatoren des Ein-Wellenlängen-Typs aufgebaut, um den Strahlungsverlust von Mikrowellen zu verringern, die durch eine Streifenleitung des Resonanzfilters übertragen werden. Jedoch hat das Streifenleitungs-Resonanzfilter den Nachteil, daß das Resonanzfilter nicht klein gebaut werden kann. Folglich ist ein Zweimoden-Streifenleitungsfilter kürzlich vorgeschlagen worden, bei dem Mikrowellen in zwei orthogonalen Modi in Resonanz treten und gefiltert werden. Ein herkömmliches Zweimoden- Streifenleitungsfilter ist anhand der Fig. 1 und 2 beschrieben.
Fig. 1 ist eine Aufsicht auf herkömmliches Zweimoden- Streifenleitungsfilter. Fig. 2A ist ein Querschnitt entlang der Linie II-II von Fig. 1. Fig. 2B ist eine weitere Querschnittsansicht entlang der Linie II-II von Fig. 1 in einer Abwandlung. Das Streifenleitungsfilter von Fig. 1 ist des weiteren im Dokument EP- 0 573 985 A1 beschrieben.
Wie in Fig. 1 gezeigt, enthält ein herkömmliches Zweimoden- Streifenleitungsfilter 11 einen von Mikrowellen erregten Eingangsanschluß 12, einen Streifenleitung-Ringresonator 13 einer Wellenlänge, in dem Mikrowellen in Resonanz treten, und einen Eingangskoppelkondensator 14, der den Eingangsanschluß 12 mit einem Koppelpunkt A des Ringresonators 13 verbindet, um den von Mikrowellen erregten Eingangsanschluß 12 durch kapazitive Kopplung mit dem Ringresonator 13 zu verbinden, einen Ausgangsanschluß 15, der von den im Ringresonator 13 in Resonanz tretenden Mikrowellen erregt wird, einen Ausgangskoppelkondensator 16, der den Ausgangsanschluß 15 mit einem Koppelpunkt B im Ringresonator 13 verbindet, um den Ausgangsanschluß 15 mit dem Ringresonator 13 kapazitiv zu koppeln, eine mit dem Koppelpunkt C und einem Koppelpunkt D des Ringresonators 3 verbundene Phasenschiebeschaltung 17, einen ersten Koppelkondensator 18, der einen Verbindungsanschluß 20 der Phasenschiebeschaltung 17 mit dem Koppelpunkt C kapazitiv koppelt, und einen zweiten Koppelkondensator 19, der einen weiteren Verbindungsanschluß 21 der Phasenschiebeschaltung 17 mit dem Koppelpunkt D kapazitiv koppelt.
Der Ringresonator 13 hat eine gleichförmige Leitungsimpedanz und eine elektrische Länge, die einer Resonanzwellenlänge λ&sub0; äquivalent ist. In dieser Spezifikation wird die elektrische Länge einer geschlossenen schleifenförmigen Streifenleitung, wie dem Ringresonator 13, in einer Winkeleinheit ausgedrückt. Die elektrische Länge des Ringresonators 13, die der Resonanzwellenlänge λ&sub0; äquivalent ist, wird mit 360º bezeichnet.
Die Eingangs- und Ausgangskoppelkondensatoren 14, 16 und der erste und zweite Koppelkondensator 18, 19 sind jeweils aus einem Plattenkondensator gebildet.
Der Koppelpunkt B ist um 90º der elektrischen Länge (oder eine Viertelwellenlänge der Mikrowellen) vom Koppelpunkt A entfernt. Der Koppelpunkt C ist um 180º in der elektrischen Länge (oder eine halbe Wellenlänge der Mikrowellen) vom Koppelpunkt A entfernt. Der Koppelpunkt D ist um 180º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt B entfernt.
Die Phasenschiebeschaltung 17 besteht aus einem oder mehreren passiven oder aktiven Elementen, wie einem Kondensator, einer Induktionsspule, einer Streifenleitung, einem Verstärker, einer Kombinationseinheit jener Elemente oder dergleichen. Eine Phase der zur Phasenschiebeschaltung 17 übertragenen Mikrowellen verschiebt ein Vielfaches einer halben Wellenlänge der Mikrowellen, um phasenverschobene Mikrowellen zu erzeugen.
Wie in Fig. 2A gezeigt, enthält der Ringresonator 13 eine Streifenleiterplatte 22, ein dielektrisches Substrat 23, das auf der Streifenleiterplatte 22 montiert ist, und ein Leitsubstrat 24, das mit dem dielektrischen Substrat verbunden ist. Das heißt, der Ringresonator 13 ist aus einer Streifenleitung gebildet. Die Wellenlänge der Mikrowellen hängt von einer relativen dielektrischen Konstante &epsi;r des dielektrischen Substrats 23 ab, so daß die elektrische Länge des Ringresonators 13 von der relativen dielektrischen Konstante &epsi;r abhängt.
In einer Abwandlung ist der Ringresonator 13 aus einer symmetrischen Streifenleitung gebildet, wie in Fig. 2B gezeigt. Wie in Fig. 2B gezeigt, enthält der Ringresonator 13 eine Streifenleitplatte 22 m, ein dielektrisches Substrat 23 m, das die Streifenleiterplatte 22 m umgibt, und ein paar von Leitsubstraten 24 m, die das dielektrische Substrat 23 m einschließen.
Erregt man im obigen Aufbau den Eingangsanschluß 12 mit Mikrowellen verschiedener Wellenlängen um die Resonanzwellenlänge λ&sub0;, dann wird ein elektrisches Feld um den Eingangskoppelkondensator 14 induziert, so daß die Intensität des elektrischen Feldes am Koppelpunkt A des Ringresonators 13 auf einen Maximalwert ansteigt. Folglich ist der Eingangsanschluß 12 mit dem Ringresonator 13 kapazitiv gekoppelt, und die Mikrowellen werden vom Eingangsanschluß 12 auf den Koppelpunkt A des Ringresonators 13 übertragen. Danach werden die Mikrowellen im Ringresonator 13 im Uhrzeigersinn und im Gegenuhr zeigen zirkulieren. In diesem Falle werden die Mikrowellen mit der Resonanzwellenlänge λ&sub0; gemäß einem ersten Resonanzmodus selektiv in Resonanz treten.
Die Stärke des elektrischen Feldes, das von den Mikrowellen induziert wird, die in Resonanz sind, ist am Koppelpunkt B minimiert, der um 90º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt A entfernt ist, weil die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt A auf den Maximalwert erhöht ist. Folglich werden die Mikrowellen nicht direkt zum Ausgangsanschluß 15 übertragen. Auch ist die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt D minimiert, der um 90º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt A entfernt ist, so daß die Mikrowellen nicht vom Koppelpunkt D zur Phasenschiebeschaltung 17 übertragen werden. Da der Koppelpunkt C um 180º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt A entfernt ist, ist im Gegensatz dazu die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt maximiert, und der Verbindungsanschluß 20 wird von den Mikrowellen erregt, die im Ringresonator 13 zirkulieren. Folglich werden die Mikrowellen vom Koppelpunkt C über den ersten Koppelkondensator 18 zur Phasenschiebeschaltung 17 übertragen.
In der Phasenschiebeschaltung 17 wird die Phase der Mikrowellen verschoben, um phasenverschobene Mikrowellen zu erzeugen. Beispielsweise verschiebt sich die Phase der Mikrowellen um ihre halbe Wellenlänge. Danach wird der Verbindungsanschluß 21 von den phasenverschobenen Mikrowellen erregt, und die phasenverschobenen Mikrowellen werden durch den zweiten Koppelkondensator zum Koppelpunkt D übertragen. Folglich steigt die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt D auf den Maximalwert an. Danach zirkulieren die phasenverschobenen Mikrowellen im Ringresonator 13 im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn, so daß die phasenverschobenen Mikrowellen gemäß einem zweiten Resonanzmodus in Resonanz treten.
Da danach der Koppelpunkt B um 180º in der elektrischen Längen vom Koppelpunkt D entfernt ist, wird die Stärke des elektrischen Feldes am Koppelpunkt B ansteigen. Folglich wird ein elektrisches Feld um den Ausgangskoppelkondensator 16 induziert, so daß der Ausgangsanschluß 15 mit dem Koppelpunkt B kapazitiv gekoppelt ist. Danach werden die phasenverschobenen Mikrowellen vom Koppelpunkt B zum Ausgangsanschluß 15 übertragen. Da im Gegensatz dazu die Koppelpunkte A, C jeweils um 90º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt D entfernt sind, wird die Stärke des durch die phasenverschobenen Mikrowellen induzierten elektrischen Feldes an den Koppelpunkten A, C minimiert. Folglich werden die phasenverschobenen Mikrowellen weder auf den Eingangsanschluß 12 noch auf den Verbindungsanschluß 20 übertragen.
Die Mikrowellen mit der Resonanzwellenlänge λ&sub0; werden folglich selektiv im Ringresonator 13 in Resonanz treten und auf den Ausgangsanschluß 15 übertragen. Folglich arbeitet das herkömmliche Zweimoden-Streifenleitungsfilter als Resonator und als Filter.
Die vom Eingangsanschluß 12 übertragenen Mikrowellen werden anfänglich im Ringresonator 13 nach dem ersten Resonanzmodus in Resonanz treten, und die phasenverschobenen Mikrowellen werden erneut im Ringresonator 13 im zweiten Resonanzmodus in Resonanz treten. Auch die Phase der phasenverschobenen Mikrowellen verschiebt sich um 90º, verglichen mit den Mikrowellen. Folglich existieren zwei aus dem ersten Resonanzmodus und dem zweiten Resonanzmodus gebildet orthogonale Modi unabhängig miteinander im Ringresonator 13. Folglich arbeitet das herkömmliche Zweimoden-Streifenleitungsfilter 11 als ein zweistufiges Filter.
Die Durchgangskennlinie des Filters 11 ist jedoch durch die elektrische Länge des Ringresonators 13 bestimmt, so daß nur eine Mikrowelle mit einer festen Wellenlänge wie λ&sub0; in Resonanz tritt. Da die elektrische Länge des Ringresonators 13 feststehend ist, gibt es den Nachteil, daß der Abgleich der Resonanzwellenlänge schwierig ist.
Da es erforderlich ist, daß die elektrische Länge des Streifenleitung-Ringresonators 13 gleich einer Wellenlänge λ&sub0; der Resonanzmikrowelle ist, und da die Phasenschiebeschaltung 17 aus einem konzentrierten Festelement wie einem Koppelkondensator oder einer Übertragungsleitung, wie einer Streifenleitung gebildet ist, gibt es den weiteren Nachteil, daß es schwierig ist, das Filter 11 klein und flach zu bauen.
Fig. 3 ist eine Aufsicht eines weiteren herkömmlichen Zweimoden-Streifenleitungsfilters.
Wie in Fig. 3 gezeigt, ist ein weiteres herkömmliches Zweimoden-Streifenleitungsfilter 31 mit dem Zweimoden- Streifenleitungsfilter 11 in Reihe geschaltet. Ein Zwischenstufen-Koppelkondensator 32 ist zwischen den Koppelpunkt D des Filters 11 mit der oberen Stufe und den Koppelpunkt A des Filters 13 geschaltet, das sich in einer unteren Stufe befindet. Die auf der oberen Stufe angeordnete Phasenschiebeschaltung 17 des Filters 11 setzt sich zusammen aus einem Koppelkondensator 33 und der Phasenschiebeschaltung 17 des Filters 11, das sich auf der unteren Stufe befindet und aus einem Koppelkondensator 34 gebildet ist.
Wenn im obigen Aufbau der Eingangsanschluß 12 von einem Signal (oder einer Mikrowelle) mit einer Resonanzwellenlänge λ&sub0; erregt wird, tritt das Signal gemäß dem ersten und zweiten Resonanzmodus in gleicher Weise in Resonanz, und das Signal wird durch den Zwischenstufen-Koppelkondensator 32 auf den Koppelpunkt A des Filters 11 übertragen, der sich auf der unteren Stufe befindet. Danach tritt das Signal im Filter 11 erneut im ersten und zweiten Resonanzmodus in Resonanz, das sich auf der unteren Stufe befindet, und das Signal wird vom Koppelpunkt D zum Ausgangsanschluß 15 abgegeben. In diesem Falle wird die Resonanzwellenlänge λ&sub0; von der elektrischen Länge des Ringresonators 13 bestimmt.
Folglich arbeitet das herkömmliche Zweimoden- Streifenleitungsfilter 31 als Vierstufenfilter, in dem ein Signal in vier Stufen in Resonanz tritt, die eine Serienschaltung bilden.
Jedoch ist es erforderlich, daß die elektrische Länge des Streifenleitung-Ringresonators 13 äquivalent einer Wellenlänge λ&sub0; einer Resonanzmikrowellenlänge ist, und es ist erforderlich, die Anzahl von Filtern 11 zum Zwecke der Verbesserung der Dämpfungseigenschaften der Resonanzmikrowelle zu erhöhen. Folglich gibt es den Nachteil, daß Filter mit kleinen Abmessungen nicht hergestellt werden können.
Auch ist die Phasenschiebeschaltung 17 aus einem konzentrierten Festelement gebildet, wie einem Koppelkondensator oder einer Übertragungsleitung, wie einer Streifenleitung, wodurch es den weiteren Nachteil gibt, daß es schwierig ist, das Filter 31 in kleiner Größe und flacher Gestalt herzustellen.
Ein Viertelwellenlängen-Streifenleitungsresonator besteht aus einer symmetrischen Streifenleitung oder einer Mikrostreifenleitung, die weitestgehend im Hochfrequenzband als Oszillator verwendet wird, oder ein Resonator, der für ein Streifenleitungsfilter verwendet wird, weil der Viertelwellenlängen-Streifenleitungsresonator mit kleinen Abmessungen herstellbar ist. Da jedoch eine Masseführung der Hochfrequenz für den Viertelwellenlängen- Streifenleitungsresonator ausgeführt wird, gibt es den Nachteil, daß die Eigenschaften einer Resonanzfrequenz und einem unbelasteten Q-Faktor (Q = ω&sub0;/2Δω, wobei ω&sub0; eine Resonanzkreisfrequenz bedeutet und Δω eine Vollbreite beim 3-db- Punkt bedeutet) variieren. Um diese Nachteile zu lösen, ist ein Zweimodenresonator, bei dem zwei Arten von Mikrowellen mit zwei unterschiedlichen Frequenzen in Resonanz treten oder eine Mikrowelle in zwei Stufen unter Verwendung zweier unabhängiger Resonanzmodi in Resonanz tritt, die in einem ringförmigen Resonator auftreten, im Hochfrequenzbereich nicht mit Masse verbunden, zum Zwecke der Dimensionsverkleinerung eines Resonators vorgeschlagen worden. Der Zweimodenresonator ist beispielsweise im technischen Report MW 92-115 (1992-12) von Microwave Research in the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, beschrieben worden.
Ein herkömmlicher Zweimodenresonator wird anhand Fig. 4 beschrieben.
Fig. 4 ist eine perspektivische Ansicht eines herkömmlichen Zweimodenresonators.
Wie in Fig. 4 gezeigt, ist ein herkömmlicher Zweimodenresonator 21 gebildet aus einer rechteckförmigen Streifenleitung 42, in der zwei Mikrowellen mit unterschiedlichen Frequenzen f1 und f2 in Resonanz treten, einem konzentrierten Festkondensator 43, der mit den Verbindungspunkten A, B der rechteckförmigen Streifenleitung 42 verbunden ist, um die Mikrowellen mit der Frequenz f1 elektromagnetisch zu beeinflussen, einem dielektrischen Substrat 44, das auf der Streifenleitung 42 befestigt ist, und einer geerdeten Leitplatte 45, die auf dem dielektrischen Substrat 44 befestigt ist. Elektrische Eigenschaften der rechteckförmigen Streifenleitung 42 sind dieselben wie jene einer ringförmigen Streifenleitung. Die Streifenleitung 42 besteht aus einer Mikrostreifenleitung. Jedoch ist es möglich, daß die Streifenleitung 42 aus einer symmetrischen Streifenleitung hergestellt wird.
Wenn im obigen Aufbau ein mit dem Verbindungspunkt A verbundener erster Eingangsanschluß (nicht dargestellt) durch ein erstes Signal (oder eine erste Mikrowelle) mit einer Frequenz f1 erregt wird, steigt die elektrische Spannung am Verbindungspunkt A auf einen Maximalwert an. Folglich wird das erste Signal aus dem ersten Eingangsanschluß zum Verbindungspunkt A der Streifenleitung 42 übertragen. Danach zirkuliert das erste Signal in der Streifenleitung 42 im Uhrzeigersinn und in Gegenuhrzeigersinn im ersten Resonanzmodus. In diesem Fall werden elektrische Spannungen an Verbindungspunkten C und D, die um 90º in der elektrischen Länge beabstandet sind (oder eine Viertelwellenlänge des ersten Signals) entfernt vom Verbindungspunkt A jeweils auf einen Minimalwert reduziert, so daß das erste Signal nicht vom Verbindungspunkt C oder D an einen Anschluß (nicht dargestellt) abgegeben wird, der mit dem Verbindungspunkt C oder d verbunden ist. Eine elektrische Spannung am Verbindungspunkt B, um 180º in der elektrischen Länge (oder eine halbe Wellenlänge des ersten Signals) entfernt vom Verbindungspunkt A, wird auf den Maximalwert ansteigen, so daß das erste Signal vom Verbindungspunkt B an einen ersten Ausgangsanschluß (nicht dargestellt) abgegeben wird, der mit dem Verbindungspunkt B verbunden ist.
Wenn im Gegensatz dazu ein zweiter Eingangsanschluß (nicht dargestellt), verbunden mit dem Verbindungspunkt C, erregt wird durch ein zweites Signal (oder eine zweite Mikrowelle) mit einer Frequenz f2, wird eine elektrische Spannung am Verbindungspunkt P auf einen Maximalwert erhöht. Folglich wird das zweite Signal vom zweiten Eingangsanschluß zum Verbindungspunkt C der Streifenleitung 42 übertragen. Danach zirkuliert das zweite Signal in der Streifenleitung 42 im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn in einem zweiten Resonanzmodus. In diesem Falle werden die elektrischen Spannungen an den Verbindungspunkten A und B, die um 90º in der elektrischen Länge vom Verbindungspunkt C entfernt sind, jeweils auf einen Minimalwert reduziert, so daß das zweite Signal nicht vom Verbindungspunkt A oder B zum ersten Eingang oder Ausgangsanschluß übertragen wird, der mit dem Verbindungspunkt A oder B verbunden ist. Auch wird eine elektrische Spannung am Verbindungspunkt D, der um 180º in der elektrischen Länge vom Verbindungspunkt C entfernt ist, auf den Maximalwert ansteigen, so daß das zweite Signal vom Verbindungspunkt B zu einem zweiten Ausgangsanschluß (nicht dargestellt) abgegeben wird, der mit dem Verbindungspunkt D verbunden ist.
Da irgendein mit den Verbindungspunkten C und D verbundener konzentrierter Festkondensator nicht vorgesehen ist, unterscheidet sich die Frequenz f1 von der Frequenz f2. Wenn jedoch ein Kondensator mit derselben Kapazität wie diejenige des Kondensators 43 vorgesehen und zwischen die Verbindungspunkte C und D geschaltet ist, wird die Frequenz f2 gleich der Frequenz f1. Beseitigt man auch den Kondensator 43, wird die Frequenz f1 der Frequenz f2 gleich. Folglich sind die Frequenzen f1 und f2, die im ersten und zweiten Resonanzmodus in Resonanz treten, unabhängig voneinander dieselben. Mit anderen Worten, der herkömmliche Zweimodenresonator 41 arbeitet als ein zweistufiger Resonator, in dem zwei Mikrowellen mit derselben Frequenz in zwei parallel geschalteten Stufen in Resonanz treten.
Folglich arbeitet der Resonator 41 mit der Streifenleitung 42 und dem Kondensator 43 als Zweimodenresonator, bei dem zwei Mikrowellen in zwei Resonanzmodi unabhängig voneinander in Resonanz treten. Da der Resonator 41 als spezielles Merkmal eines Zweimodenresonators hochfrequenzmäßig nicht mit Masse verbunden ist und da der Strahlungsverlust der Mikrowellen wegen einer Streifenleitung in geschlossener Form als weiteres spezielles Merkmal des Zweimodenresonators vernachlässigbar ist, kann der Resonator 41 mit kleinen Abmessungen ohne Verlust der speziellen Merkmale eines ringförmigen Zweimodenresonators einer Wellenlänge gebaut werden.
Jedoch ist es erforderlich, eine konzentrierte Kapazität des Kondensators 43 zum Zwecke der Erzielung einer Resonanzfrequenz einer Mikrowelle mit guter Reproduzierbarkeit genau einzustellen. Bei der aktuellen Herstellung des Zweimodenresonators 41 ist es schwierig, die konzentrierte Kapazität des Kondensators 43 genau einzustellen. In Fällen, bei denen zusätzlich ein Frequenzeinstellelement für den Zweimodenresonator 41 zur genauen Einstellung einer konzentrierten Kapazität des Kondensators 43 vorgesehen ist, erhöht sich die Anzahl von Bauelementen des Zweimodenresonators 41. Folglich gibt es den Nachteil, daß Resonanzfunktionen des Resonators 41 verschlechtert werden und Herstellkosten des Resonators 41 ansteigen.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Zweimodenresonator zu schaffen, dessen Resonanzfrequenz einer Mikrowelle bei guter Reproduzierbarkeit genau einstellbar ist, dessen Frequenzjustage leicht ausführbar ist, der kleine Abmessungen hat und der bei geringen Kosten einen hohen Q-Faktor auf weist.
Die Aufgabe wird gelöst mit einem Zweimodenresonator mit zwei unabhängig resonierenden Mikrowellen, wie er im Patentanspruch 1 angegeben ist.
In obiger Konfiguration zirkuliert eine erste Mikrowelle in der schleifenförmigen Streifenleitung einer Wellenlänge, während die erste und zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung als verteilte Kapazität arbeitet und die erste Mikrowelle elektromagnetisch beeinflußt, weil die von der ersten Mikrowelle an den Koppelpunkten A und B induzierte elektrische Spannung maximiert ist. Obwohl die erste Wellenlänge der ersten Mikrowelle länger als eine Leitungslänge der schleifenförmigen Streifenleitung einer Wellenlänge ist, stimmt die elektrische Länge der schleifenförmigen Streifenleitung einer Wellenlänge mit der ersten Wellenlänge überein, und die erste Mikrowelle resoniert. Der Grad der Beeinflussung der ersten und zweiten leerlaufenden Koppelstreifenleitung auf die erste Mikrowelle wird justiert durch Trimmen oder Überlagern der ersten und zweiten leerlaufenden Koppelstreifenleitung.
Andererseits zirkuliert eine zweite Mikrowelle in der schleifenförmigen Streifenleitung einer Wellenlänge. In diesem Falle wird die zweite Mikrowelle nicht von der ersten und zweiten leerlaufenden Koppelstreifenleitung beeinflußt, weil die von der zweiten Mikrowelle an den Koppelpunkten C und D induzierte elektrische Spannung maximiert ist. Folglich resoniert die zweite Mikrowelle mit der zweiten Wellenlänge, die mit der elektrischen Länge der schleifenförmigen Streifenleitung einer Wellenlänge übereinstimmt.
Da der Grad der Beeinflussung der ersten und zweiten leerlaufenden Koppelstreifenleitung auf die erste Mikrowelle justiert wird durch Trimmen oder Überlagern der ersten und zweiten leerlaufenden Koppelstreifenleitung, kann die Resonanzfrequenz der ersten Mikrowelle genau und mit guter Reproduzierbarkeit eingestellt werden, und die Frequenzeinstellung der Mikrowelle läßt sich leicht ausführen.
Da auch die erste und zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung die erste Mikrowelle beeinflussen, läßt sich ein kleingebauter Resonator kostengünstig herstellen.
Da auch die erste und zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung als Kondensator mit verteilter Kapazität arbeitet, wird das zwischen der ersten und zweiten leerlaufenden Koppelstreifenleitung induzierte elektrische Feld verteilt. Folglich wird der Verlust elektrischen Feldes reduziert, und ein unbelasteter Q-Faktor erhöht sich.
Die Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der nachstehenden Beschreibung exemplarischer Ausführungsbeispiele anhand der beiliegenden Zeichnung deutlich.
Fig. 1 ist eine Aufsicht auf ein herkömmliches Zweimoden- Streifenleitungsfilter;
Fig. 2A ist eine Querschnittsansicht entlang der Linie II-II von Fig. 1;
Fig. 2B ist eine weitere Querschnittsansicht entlang der Linie II-II von Fig. 1 gemäß einer Abwandlung;
Fig. 3 ist eine Aufsicht auf ein weiteres herkömmliches. Zweimoden-Streifenleitungsfilter;
Fig. 4 ist eine perspektivische Ansicht eines herkömmlichen Zweimodenresonators;
Fig. 5 ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem ersten Ausführungsbeispiel;
Fig. 6 ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem zweiten Ausführungsbeispiel;
Fig. 7 ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einer Abwandlung des zweiten Ausführungsbeispiels;
Fig. 8 ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem dritten Ausführungsbeispiel;
Fig. 9 ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem vierten Ausführungsbeispiel
Fig. 10A ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem fünften Ausführungsbeispiel
Fig. 10B ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einer Abwandlung des fünften Ausführungsbeispiels;
Fig. 11A ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem sechsten
Ausführungsbeispiel, um eine oben leerlaufende Koppelleitung zu zeigen, die sich an einer Oberflächenhöhe des Zweimodenresonators befindet;
Fig. 11B ist eine Aufsicht auf den in Fig. 11A gezeigten Zweimodenresonator, um eine untere leerlaufende Koppelleitung zu zeigen, die sich an einer Innenhöhe des Zweimodenresonators befindet;
Fig. 11C ist eine Querschnittsansicht entlang der Linien A-A' der Fig. 11A und 11B;
Fig. 11D ist eine perspektivische Ansicht, die eine obere leerlaufende Koppelleitung zeigt, die an oberen leerlaufenden Koppelleitung liegt, durch eine dielektrische Substanz;
Fig. 12 und 13 sind jeweils perspektivische Ansichten, die eine obere leerlaufende Koppelleitung, die unter einer unteren leerlaufenden Koppelleitung durch eine dielektrische Substanz nach einer Abwandlung des sechsten Ausführungsbeispiels liegt;
Fig. 14 ist eine Ansicht eines Zweimodenresonators nach einem siebenten Ausführungsbeispiel;
Fig. 15 ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einer Abwandlung des siebenten Ausführungsbeispiels;
Fig. 16A und 16B sind jeweils eine Aufsicht eines Zweimodenresenators nach einer Abwandlung des siebenten Ausführungsbeispiels;
Fig. 17A ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem achten Ausführungsbeispiel, um eine obere leerlaufende Koppelleitung zu zeigen, die sich an einer Oberflächenhöhe des Zweimodenresonators befindet;
Fig. 17B ist eine Innenaufsicht auf den Zweimodenresonator von Fig. 17A, um eine untere leerlaufende Koppelleitung zu zeigen, die sich an einer Innenhöhe des Zweimodenresonators befindet;
Fig. 17C ist eine Querschnittsansicht entlang der allgemeinen Linien A-A' der Fig. 17A und 17B;
Fig. 18 ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem neunten Ausführungsbeispiel;
Fig. 19A ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem zehnten Ausführungsbeispiel, um eine obere leerlaufende Koppelleitung zu zeigen, die sich an einer Oberflächenhöhe des Zweimodenresonators befindet;
Fig. 19B ist eine Innenaufsicht auf den Zweimodenresonator von Fig. 15A, um eine untere leerlaufende Koppelleitung zu zeigen, die sich an einer Innenhöhe des Zweimodenresonators befindet;
Fig. 19C ist eine Querschnittsansicht entlang der allgemeinen Linien A-A' der Fig. 19A und 19B;
Fig. 20A ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem elften Ausführungsbeispiel; und
Fig. 20B ist eine Querschnittsansicht entlang der allgemeinen Linien A-A' von Fig. 20A.
Als nächstes anhand Fig. 5 beschrieben ist ein erstes Ausführungsbeispiel nach der Erfindung.
Fig. 5 ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem ersten Ausführungsbeispiel.
Wie in Fig. 5 gezeigt, ist ein Zweimodenresonator 321 ausgestattet mit einer ringförmigen Streifenleitung 322 einer Wellenlänge, in der erste und zweite Mikrowellen mit einer ersten und mit einer zweiten Wellenlänge λ&sub1; bzw. λ&sub2; in Resonanz treten, einem Paar leerlaufender Koppelleitungen 323a, 323b mit derselben Gestalt zum Arbeiten als Kondensator mit einer verteilten Kapazität zum elektromagnetischen Beeinflussen der ersten Mikrowelle, und mit einem Paar einführenden Leitungen 324a, 324b, die dieselbe Gestalt haben, um die leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b mit den Koppelpunkten A und B der ringförmigen Streifenleitung 322 zu koppeln. Der ringförmige Streifenleitungsresonators 322 einer Wellenlänge repräsentiert einen schleifenförmigen Streifenleitungsresonator einer Wellenlänge. Ein erstes Eingangselement zur Eingabe der ersten Mikrowelle an den Koppelpunkt A der Streifenleitung 322, ein erstes Ausgangselement zur Abgabe der ersten Mikrowelle vom Koppelpunkt B der Streifenleitung 322, ein zweites Eingangselement zur Eingabe der zweiten Mikrowelle an einen Koppelpunkt C der Streifenleitung 322 und ein zweites Ausgangselement zur Abgabe der zweiten Mikrowelle von einem Koppelpunkt D der Streifenleitung 322 sind nicht dargestellt.
Die ringförmige Streifenleitung 322 hat eine einheitliche Impedanzkennlinie. Die ringförmige Streifenleitung 322 hat auch eine erste elektrische Wellenlänge, die der Resonanzwellenlänge λ&sub1; äquivalent ist, für die erste Mikrowelle und hat eine zweite elektrische Länge, die äquivalent der Resonanzwellenlänge λ&sub2; für die zweite Mikrowelle ist. Eine Leitungslänge der ringförmigen Streifenleitung 320 ist äquivalent der Resonanzwellenlänge λ&sub2;, die niedriger ist als die Resonanzwellenlänge λ&sub1;. Der Koppelpunkt B ist in seiner elektrischen Länge um 180º vom Koppelpunkt A entfernt, der Koppelpunkt C ist um 90º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt A entfernt, und der Koppelpunkt D ist um 180º in der elektrischen Länge vom Koppelpunkt C entfernt. Die leerleitenden Koppelleitungen 323a, 323b und die Einführleitungen 324a bzw. 324b sind aus einer geraden Streifenleitung gebildet und plaziert im offenen Innenraum, der umgeben ist von der ringförmigen Streifenleitung 322. Die leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b sind nahe aneinander angeordnet, um miteinander gekoppelt zu sein.
Im obigen Aufbau dreht sich eine erste Mikrowelle mit einer Wellenlänge λ&sub1;, eingegeben am Koppelpunkt A, in der ringförmigen Streifenleitung 322, während die erste Mikrowelle elektromagnetisch beeinflußt wird durch die leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b, weil die elektrischen Spannungen der ersten Mikrowelle an den Koppelpunkten A und B maximal auftreten. Obwohl die Wellenlänge λ&sub1; länger als eine Leitungslänge der ringförmigen Streifenleitung 322 ist, tritt folglich die erste Mikrowelle in der ringförmigen Streifenleitung 322 gemäß dem ersten Resonanzmodus in Resonanz und wird vom Koppelpunkt B abgegeben. Eine zweite Mikrowelle mit einer Wellenlänge λ&sub2;, eingegeben in den Koppelpunkt C, dreht sich im Gegensatz dazu in der ringförmigen Streifenleitung 322 ohne elektromagnetisches Beeinflussen der zweiten Mikrowelle mit den leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b, weil elektrische Spannungen der ersten Mikrowelle an den Koppelpunkten A und B null sind. Die zweite Mikrowelle tritt folglich in Resonanz in der ringförmigen Streifenleitung 322 gemäß einem zweiten Resonanzmodus, der orthogonal zum ersten Resonanzmodus ist und vom Koppelpunkt D abgegeben wird.
Da die leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b und die Einführleitungen 324a, 324b im offenen Innenraum angeordnet und umgeben sind von der ringförmigen Streifenleitung 322, kann der Zweimodenresonator 321 in kleiner Größe bei geringen Kosten hergestellt werden.
Auch im Falle, bei dem eine elektrische Kapazität erforderlich ist für die leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b, die niedrig ist, wird ein Koppelabstand zwischen den leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b aufgeweitet. Die Reproduzierbarkeit des Zweimodenresonators 321 kann folglich verbessert werden. Mit anderen Worten, die Resonanzfrequenz λ&sub1; der ersten Mikrowelle kann genau reproduziert werden.
Da die leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b verwendet werden als Kondensator mit verteilter Kapazität, wird ein elektrisches Feld in die leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b induziert und läßt sich verteilen, verglichen mit dem elektrischen Feld, das durch einen Festkondensator induziert wird. Folglich ist der Verlust des elektrischen Feldes, das in den leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b auftritt, merkenswert reduziert, so daß ein unbelastete Q-Faktor erhöht werden kann (Q = ω&sub0;/2Δω, ω&sub0; bedeutet die Resonanzwinkelfrequenz und Δω bedeutet die Vollbreite bei halbem Maximum.
Obwohl die Resonanzfrequenz λ&sub1; der ersten Mikrowelle, die mit dem Zweimodenresonator 321 gewonnen wird, sich auch von einer gewünschten Resonanzfrequenz unterscheidet, kann die Resonanzfrequenz λ&sub1; mit der gewünschten Resonanzfrequenz in Übereinstimmung gebracht werden durch Trimmen leerlaufender Abschnitte der leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b. Die Resonanzfrequenz λ&sub1; der ersten Mikrowelle kann somit leicht justiert werden.
Da die leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b aus Streifenleitungen gebildet sind, können auch die Streifenleitungsfilter in einer flachen Gestalt hergestellt werden.
Nachstehend anhand Fig. 6 beschrieben ist ein zweites Ausführungsbeispiel.
Fig. 6 ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem zweiten Ausführungsbeispiel.
Wie in Fig. 6 gezeigt, ist ein Zweimodenresonator 331 ausgestattet mit einer rechteckförmigen Streifenleitung 332 einer Wellenlänge mit einer einheitlichen Kennlinienimpedanz zum in Resonanz Treten erster und zweiter Mikrowellen mit einer ersten und mit einer zweiten Wellenlänge λ&sub1; bzw. λ&sub2;, einem Paar leerlaufender Koppelleitungen 333a, 333b zum Arbeiten als Kondensator mit einer verteilten Kapazität zur elektromagnetischen Beeinflussung der ersten Mikrowelle und mit einem Paar Einführungsleitungen 334a, 334b zum Verbinden der leerlaufenden Koppelleitungen 333a, 333b mit Koppelpunkten A und B der rechteckförmigen Streifenleitung 332. Der ringförmige Streifenleitungsresonator 332 einer Wellenlänge stellt einen Streifenleitungsresonator in Schleifenform einer Wellenlänge dar. Ein erstes Eingangselement zur Eingabe der ersten Mikrowelle am Koppelpunkt A der Streifenleitung 332, einem ersten Ausgangselement zur Abgabe der ersten Mikrowelle vom Koppelpunkt B der Streifenleitung 332, einem zweiten Eingangselement zur Eingabe der zweiten Mikrowelle an einen Koppelpunkt C der Streifenleitung 332 und ein zweites Ausgangselement zur Abgabe der zweiten Mikrowelle von einem Koppelpunkt D der Streifenleitung 332 sind nicht dargestellt.
Vier Ecken der rechteckförmigen Streifenleitung 332 sind abgeschnitten, so daß die Streifenleitung 332 eine einheitliche Kennlinienimpedanz aufweist. Die rechteckförmige Streifenleitung 332 hat auch dieselben elektrischen Eigenschaften wie jene der Streifenleitung 322. Die Koppelpunkte A, C, B und D der Streifenleitung 332 sind in ihrer elektrischen Länge um 90º in dieser Reihenfolge voneinander beabstandet. Die leerlaufenden Koppelleitungen 333a, 333b und die Einführleitungen 334a, 334b sind jeweils gebildet aus einer Streifenleitung und befinden sich an der offenen Innenoberfläche, die umgeben ist von der rechteckförmigen Streifenleitung 332. Die leerlaufenden Koppelleitungen 333a, 333b sind jeweils gebildet in einer kammförmigen Gestalt und sind nahe aneinander angeordnet, um sich gegenseitig zu koppeln.
Erste und zweite Mikrowellen in der obigen Konfiguration mit der ersten und der zweiten Wellenlänge treten im Zweimodenresenator 331 in derselben Weise wie im Zweimodenresonator 321 in Resonanz.
Da die Streifenleitung 332 eine rechteckige Gestalt hat, kann folglich eine große Anzahl von Zweimodenresonatoren 331 durch Reihenfolgeanordnung ohne Raumverschwendung angeordnet werden, verglichen mit der Anordnung einer Vielzahl von Zweimodenresonatoren 321, die ringförmige Streifenleitungen 322 verwenden.
Da auch die leerlaufenden Leitungen 333a, 333b jeweils in kammförmiger Gestalt sind, können die leerlaufenden Koppelleitungen 333a, 333b verlängert werden. Die elektrische Kapazität der leerlaufenden Leitungen 333a, 333b kann folglich erhöht werden, ohne daß der Koppelabstand zwischen den leerlaufenden Koppelleitungen 333a, 333b verkürzt wird. Zur Erzielung einer gewünschten elektrischen Kapazität kann auch ein Koppelabstand zwischen den leerlaufenden Koppelleitungen 333a, 333b aufgeweitet werden, mehr als zwischen den leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b. Die Reproduzierbarkeit des Zweimodenresonators 331 kann folglich verbessert werden. Mit anderen Worten, die Resonanzfrequenz λ&sub1; der ersten Mikrowelle kann genau reproduziert werden.
Im zweiten Ausführungsbeispiel sind die leerlaufenden Koppelleitungen 333a, 333b jeweils kammförmig gebildet. Jedoch ist es möglich, daß die leerlaufende Koppelleitungen 333a, 333b in einer gekrümmten Form gebildet werden können. Wie beispielsweise in Fig. 7 gezeigt, kann ein Zweimodenresonator mit einer wellenförmigen leerlaufenden Koppelleitung nützlich sein.
Als nächstes anhand Fig. 8 beschrieben ist ein drittes Ausführungsbeispiel.
Fig. 8 ist eine Aufsicht auf ein Zweimodenresonator nach einem dritten Ausführungsbeispiel.
Wie in Fig. 8 gezeigt, ist ein Zweimodenresonator 351 ausgestattet mit der rechteckförmigen Streifenleitung 332, einem Paar leerlaufender Koppelleitungen 352a, 352b, die als Kondensator arbeiten, die eine verteilte Kapazität besitzen, um die erste Mikrowelle elektromagnetisch zu beeinflussen, und ein Paar Einführungsleitungen 353a, 353b zum Anschließen der leerlaufenden Koppelleitungen 352a, 352b an die Koppelpunkte A und B der rechteckförmigen Streifenleitung 332. Eine Breite einer jeden der leerlaufenden Koppelleitungen 352a, 352b ist aufgeweitet, um die leerlaufenden Koppelleitungen 352a, 352b in einer flachen Gestalt zu bilden, so daß die Kennimpedanz der leerlaufenden Koppelleitungen 352a, 352b bestimmt ist durch die Quadratwurzel eines Produktes, das man erhält durch Multiplizieren einer ungeradzahligen Impedanz Z&sub0;O und einer geradzahligen Impedanz Z&sub0;e wird gemeinsam verringert. Die leerlaufenden Koppelleitungen 352a, 352b sind nahe aneinander angeordnet, um die gegenseitige Kopplung zu erzielen.
Da die Kennimpedanz der leerlaufenden Leitungen 352a, 352b folglich verringert ist, kann eine Massekapazität zwischen den leerlaufenden Leitungen 352a, 352b und der Masse erhöht werden. Die elektrische Kapazität der leerlaufenden Koppelleitungen 352a, 352b wird folglich bestimmt als summierter Wert der verteilten Kapazität und der Massekapazität, so daß die elektromagnetischen Eigenschaften der leerlaufenden Koppelleitungen 352a, 352b auf das erste Signal wirken und beträchtlich erhöht werden können. Im Ergebnis kann eine Leitungslänge der rechteckförmigen Streifenleitung 332 bemerkenswert verkürzt werden, und der Zweimodenresonator 351 läßt sich in seiner Gesamtgröße merklich verkleinern.
Als nächstes anhand Fig. 9 beschrieben ist ein viertes Ausführungsbeispiel.
Fig. 9 ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem vierten Ausführungsbeispiel.
Wie in Fig. 9 gezeigt, ist ein Zweimodenresonator 361 ausgestattet mit der ringförmigen Streifenleitung 322, einem Paar leerlaufender Koppelleitungen 362a, 362b, die als Kondensator arbeiten mit einer verteilten Kapazität zur elektromagnetischen Beeinflussung der ersten Mikrowelle und einem Paar Einführungsleitungen 363a, 363b zum Verbinden der leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b mit Koppelpunkten A und B der ringförmigen Streifenleitung 322. Die Koppelpunkte A, C, B und D sind plaziert an vier Ecken der ringförmigen Streifenleitung 322 in dieser Reihenfolge. Jede der leerlaufenden Koppelleitungen 362a, 362b hat eine dreieckförmige Gestalt, und die Breite einer jeden der leerlaufenden Koppelleitungen 362a, 362b verändert sich allmählich. Die leerlaufenden Koppelleitungen 362a, 362b sind nahe aneinander zur engeren Kopplung miteinander angeordnet.
Da die leerlaufenden Koppelleitungen 362a, 362b miteinander an den Ecken der ringförmigen Koppelleitung 322 gekoppelt sind, können folglich die leerlaufenden Koppelleitungen 362a, 362b verlängert werden, so daß die verteilte Kapazität der leerlaufenden Koppelleitungen 362a, 362b erhöht wird.
Da die Breite einer jeden leerlaufenden Koppelleitung 362a, 362b nicht einheitlich ist, kann eine Massekapazität zwischen den leerlaufenden Koppelleitungen 362a, 362b und Masse erhöht werden, so daß der Zweimodenresonator 361 bemerkenswert kleiner gebaut werden kann.
Als nächstes anhand Fig. 10A beschrieben ist ein fünftes Ausführungsbeispiel.
Fig. 10A ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem fünften Ausführungsbeispiel.
Wie in Fig. 10A gezeigt, ist ein Zweimodenresenator 371 ausgestattet mit der rechteckförmigen Streifenleitung 332, einem Paar erster leerlaufender Leitungen 372a, 372b mit derselben Gestalt zum Arbeiten als erster Kondensator mit einer verteilten Kapazität zur elektromagnetischen Beeinflussung der ersten Mikrowelle, einem Paar zweiter leerlaufender Koppelleitungen 373a, 373b mit derselben Gestalt zum Wirken als zweiter Kondensator mit der verteilten Kapazität zur elektromagnetischen Beeinflussung der ersten Mikrowelle, einer Einführleitung 374 zum Anschließen der leerlaufenden Koppelleitungen 372a, 373a mit dem Koppelpunkt A der rechteckförmigen Streifenleitung 332 und einer Einführleitung 375 mit derselben Gestalt wie diejenige der Einführleitung 374 zum Anschließen der leerlaufenden Koppelleitungen 372b, 373b mit dem Koppelpunkt B der rechteckförmigen Streifenleitung 332.
Die leerlaufenden Koppelleitungen 372a, 372b, 373a, 373b sind jeweils gebildet als gerade Streifenleitung und sind plaziert am offenen Innenraum, der umgeben ist von der ringförmigen Streifenleitung 332. Die ersten leerlaufenden Koppelleitungen 372a, 372b sind nahe aneinander zur besseren Kopplung miteinander angeordnet, und die zweiten leerlaufenden Koppelleitungen 373a, 373b sind zur besseren Kopplung miteinander nahe aneinander angeordnet. Die Einführleitungen 374, 375 sind als Streifenleitungen gebildet.
Da eine erste Kapazität, die zusammengesetzt aus den ersten leerlaufenden Koppelleitungen 372a, 372b und einer zweiten Kapazität, die zusammengesetzt aus den zweiten leerlaufenden Koppelleitungen 373a, 373b bereitgestellt sind für den Zweimodenresonator 371, sind die elektromagnetischen Eigenschaften der leerlaufenden Koppelleitungen 372a, 372b, 373a, 373b beide Male so groß wie jene der leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b, die in Fig. 32 dargestellt sind. Eine Leitungslänge der rechteckig geformten Streifenleitung 332 kann folglich beträchtlich verkürzt werden, und der Zweimodenresonator 371 läßt sich in seinen Abmessungen bemerkenswert verkleinern.
Zum Erzielen einer gewünschten elektrischen Kapazität kann ein Koppelabstand zwischen den leerlaufenden Koppelleitungen 372a und 372b (oder 373a und 373b) aufgeweitet werden, weiter als zwischen den leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b. Folglich kann die Reproduzierbarkeit des Zweimodenresonators 331 verbessert werden. Mit anderen Worten, die Resonanzfrequenz λ&sub1; von der ersten Mikrowelle kann genau reproduziert werden, verglichen mit derjenigen des Zweimodenresonators 321.
Im fünften Ausführungsbeispiel sind zwei verteilte Kondensatoren vorgesehen. Es ist jedoch möglich, daß eine große Anzahl von verteilten Kondensatoren angeordnet sind.
Die leerlaufenden Koppelleitungen 372a, 372b, 373a und 373b sind jeweils gebildet aus geraden Streifenleitungen mit einheitlicher Breite. Wie auch in Fig. 10B gezeigt, ist es vorzuziehen, daß die leerlaufenden Koppelleitungen 372a, 372b, 373a und 373b jeweils gebildet sind aus einer dreieckförmigen Streifenleitung mit unterschiedlicher Breite.
Als nächstes anhand der Fig. 11A bis 11D beschrieben ist ein sechstes Ausführungsbeispiel.
Fig. 11A ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem sechsten Ausführungsbeispiel, um eine obere leerlaufende Koppelleitung zu zeigen, die sich an einer Oberflächenhöhe des Zweimodenresonators befindet. Fig. 11B ist eine Innenaufsicht des in Fig. 11A gezeigten Zweimodenresonators, um eine untere leerlaufende Koppelleitung an einer Innenhöhe des Zweimodenresonators zu zeigen. Fig. 11C ist eine Querschnittsansicht entlang der allgemeinen Linie A-A' der Fig. 11A, 11B und Fig. 11D in einer perspektivischen Ansicht, die die obere leerlaufende Koppelleitung zeigt, die auf der unteren leerlaufenden Koppelleitung durch eine dielektrische Substanz liegt.
Wie in den Fig. 11A bis 11C gezeigt, umfaßt ein Zweimodenresonator 380 die rechteckig geformte Streifenlinie 332, die sich an einer Innenhöhe befindet, eine untere leerlaufende Koppelleitung 382, die verbunden ist mit dem Koppelpunkt A der Streifenleitung 332 an der Innenhöhe, eine obere leerlaufende Koppelleitung 383, die sich an einer Oberflächenhöhe befindet, eine leitfähige Verbindungsleitung 384, die die obere leerlaufende Leitung 383 mit dem Koppelpunkt B der Streifenleitung 332 verbindet, eine dielektrische Substanz 385 mit einer hohen dielektrischen Konstante &epsi; zum Montieren der oberen leerlaufenden Koppelleitung 383 und die die rechteckig geformte Streifenleitung 332 trägt, die untere leerlaufende Koppelleitung 382 und die leitfähige Verbindungsleitung 384 und ein mit Masse verbundenes leitfähiges Element 386 zum Montieren der dielektrischen Substanz 385. Die untere und obere leerlaufende Koppelleitung 382, 383 überlappt sich um eine vorgeschriebene Länge durch die dielektrische Substanz 385 in einer Längsrichtung der Koppelleitungen 382, 383.
In der obigen Konfiguration drehen sich in Fällen der Mikrowellen in der rechteckförmigen Streifenleitung die untere und obere leerlaufende Koppelleitung 382 und 383, die elektromagnetisch gekoppelt sind, um als Kondensator zu arbeiten mit einer verteilten Kapazität. Eine Mikrowelle mit einer Wellenlänge λ&sub1;, die länger ist als eine Leitungslänge der rechteckförmigen Streifenleitung 332, wird folglich in selektiver Weise in Resonanz treten. Danach werden die resonierenden Wellenlängen vom Koppelpunkt B abgegeben.
Der Wert der verteilten Kapazität bestimmt durch die untere und die obere leerlaufende Koppelleitung 382 und 383, und die dielektrische Substanz 385 wird justiert durch Variieren eines Überlappungsgrades der unteren mit der oberen leerlaufenden Koppelleitung 382 beziehungsweise 383 durch die dielektrische Substanz 385, wie in Fig. 38D gezeigt.
Da die Dielektrizitätskonstante &epsi; der dielektrischen Substanz 385 hoch ist, kann folglich die verteilte Kapazität erhöht werden, obwohl der Spaltabstand zwischen unterer und oberer leerlaufender Koppelleitung 382 und 383 groß ist. Mit anderen Worten, eine hohe verteilte Kapazität läßt sich leicht erzielen, ohne genaues Einstellen des Spaltabstands auf einen niedrigen Wert. Der Zweimodenresonator 381 kann folglich leicht und in kleiner Größe hergestellt werden.
Da eine hohe verteilte Kapazität leicht erreichbar ist, kann auch eine Resonanzfrequenz der Mikrowelle genau und mit guter Reproduzierbarkeit hergestellt werden.
Da die verteilte Kapazität eingestellt wird durch Variieren eines Überlappungsgrades von der unteren mit der oberen leerlaufenden Koppelleitung 382 beziehungsweise 383 oder durch Trimmen oder Überlagern von leerlaufenden Abschnitten der oberen leerlaufenden Koppelleitung 383, kann die Frequenzeinstellung der Mikrowelle leicht ausgeführt werden.
Im sechsten Ausführungsbeispiel, wie es in Fig. 11D gezeigt ist, stimmt eine Mittenlinie der unteren leerlaufenden Koppelleitung 382 in ihrer Längsrichtung überein mit derjenigen der oberen leerlaufenden Koppelleitung 383. Wie in Fig. 12 gezeigt, ist es jedoch möglich, daß eine Mittellinie der unteren leerlaufenden Koppelleitung 382 in ihrer Längsrichtung nicht mit derjenigen der oberen leerlaufenden Koppelleitung 383 übereinstimmt, um Abschnitte der unteren und der oberen leerlaufenden Koppelleitung 382, 383 miteinander zu überlappen. Wie in Fig. 13 gezeigt, ist es auch möglich, daß eine Breite der oberen leerlaufenden Koppelleitung 383 enger als diejenige der unteren leerlaufenden Koppelleitung 382 ist.
Als nächstes anhand Fig. 14 beschrieben ist ein siebentes Ausführungsbeispiel.
Im ersten bis sechsten Ausführungsbeispiel ist eine Richtung einer leerlaufenden Koppelleitung 323a, 333a, 353a, 362a, 372a, 373a oder 382 derjenigen leerlaufenden Koppelleitung 323b, 333b, 353, 362b, 372b, 373b oder 383 gegenüberliegend. Offene Enden eines Paares leerlaufender Koppelleitungen können nicht gleichzeitig abgeglichen oder überlagert werden. In diesem Falle ist es schwierig, die offenen Enden des Paares leerlaufender Koppelleitungen bei derselben Leitungslänge abzugleichen oder zu überlagern. In Fällen, bei denen sich eine Leitungslänge einer leerlaufenden Koppelleitung, die abgeglichen oder überlagert wird, von derjenigen der anderen leerlaufenden Koppelleitung unterscheidet, die abgeglichen oder überlagert wird, ergibt sich ein Nachteil, daß ein Trennungsgrad zwischen der ersten und der zweiten Mikrowelle verringert ist, obwohl die Koppelpunkte A, C, B und D 90 Grad in dieser Reihenfolge voneinander beabstandet sind, um die Symmetrie des Zweimodenresonators beizubehalten. Im siebenten Ausführungsbeispiel wird dieser Nachteil gelöst.
Fig. 14 ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem siebenten Ausführungsbeispiel.
Wie in Fig. 14 gezeigt, ist ein Zweimodenresonator 411 ausgestattet mit der rechteckförmigen Streifenleitung 332, einem Paar leerlaufender Koppelleitungen 412a, 412b, die jeweils beide offene Enden haben, um als Kondensator zu wirken mit einer verteilten Kapazität zur elektromagnetischen Beeinflussung der ersten Mikrowelle, und mit einem Paar Einführleitungen 413a, 413b zum Anschließen der leerlaufenden Koppelleitungen 412a, 412b an die Koppelpunkte A und B der rechteckförmigen Streifenleitung 332.
Die leerlaufenden Koppelleitungen 412a, 412b sind jeweils aus einer geraden Streifenleitung gebildet und sind plaziert am offenen Innenraum, der umgeben ist von ringförmigen Streifenleitung 332, und sind nahe aneinander angeordnet, um eine enge Kopplung zu haben. Die offenen Ende der leerlaufenden Koppelleitungen 412a, 412b sind zunächst in dieselbe Richtung ausgerichtet, und die zweiten offenen Enden der leerlaufenden Koppelleitungen 412a, 412b sind ebenfalls in dieselbe Richtung gerichtet. Die Einführleitungen 413a, 413b sind aus Streifenleitungen gebildet.
Da die Richtungen der ersten und zweiten offenen Enden der leerlaufenden Koppelleitung 412a dieselben sind wie jene der ersten und zweiten offenen Enden der leerlaufenden Koppelleitung 412b, können folglich die ersten offenen Enden der leerlaufenden Koppelleitungen 412a, 412b gleichzeitig abgeglichen oder überlagert werden, und die zweiten offenen Enden der leerlaufenden Koppelleitungen 412a, 412b können gleichzeitig abgeglichen oder überlagert werden. Eine Leitungslänge der leerlaufenden Koppelleitung 412a, die abgeglichen und überlagert ist, kann folglich in zuverlässiger Weise in derselben Weise wie die leerlaufende Koppelleitung 412b abgestimmt und überlagert werden. Im Ergebnis kann die Resonanzfrequenz der ersten Mikrowelle zuverlässig justiert werden, während der Trennungsgrad zwischen der ersten und der zweiten Mikrowelle auf einem hohen Niveau ist. Selbst wenn die Koppelpunkte A, C, B und D nicht um 90 Grad in dieser Reihenfolge beabstandet sind, kann ebenfalls ein Trennungsgrad zwischen der ersten und der zweiten Mikrowelle auf einem hohen Niveau beibehalten werden durch Einstellen einer Differenz in der Leitungslänge zwischen der Einführleitung 413a und der Einführleitung 413b. Die Positionen der Eingangs- und Ausgangselemente für die erste und die zweite Mikrowelle können folglich willkürlich eingestellt werden.
Im siebenten Ausführungsbeispiel hat jede leerlaufende Koppelleitung 412a, 412b zwei offene Enden. Wie in Fig. 15 gezeigt, ist jedoch die Anwendbarkeit jeder der leerlaufenden Koppelleitungen 412a, 412b mit einem offenen Ende gegeben. Es ist auch nicht erforderlich, daß die leerlaufenden Koppelleitungen 412a, 412b gerade verlaufen. Wie beispielsweise in Fig. 16A gezeigt, ist es möglich, daß die leerlaufenden Koppelleitungen 412a, 412b jeweils eine kammförmige Struktur haben. Wie auch in Fig. 16B gezeigt, ist es möglich, daß die leerlaufenden Koppelleitungen 412a, 412b jeweils eine Wellenform haben können.
Als nächstes anhand der Fig. 17A bis 17C beschrieben ist ein achtes Ausführungsbeispiel.
Fig. 17A ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem achten Ausführungsbeispiel, das eine obere leerlaufende Koppelleitung zeigt, die sich an einer Oberflächenhöhe des Zweimodenresonators befindet. Fig. 17B ist eine Innenaufsicht des in Fig. 17A gezeigten Zweimodenresonators, die eine untere leerlaufende Koppelleitung zeigt, die sich an einer Innenhöhe des Zweimodenresonators befindet. Fig. 17C ist eine Querschnittsansicht entlang den Linien A-A' der Fig. 17A, 17B.
Wie in den Fig. 17A bis 17C gezeigt, umfaßt der Zweimodenresonator 441 die rechteckförmige Streifenleitung 332, die sich an einer Innenhöhe befindet, eine untere leerlaufende Koppelleitung 442 mit beiden offenen Enden an der Innenhöhe, ein obere leerlaufende Koppelleitung 443 mit beiden offenen Enden an einer Oberflächenhöhe, einer Einführleitung 444, die die untere leerlaufende Koppelleitung 442 mit dem Koppelpunkt A der rechteckförmigen Streifenleitung 332 verbindet, einer Einführleitung 445 mit derselben Gestalt wie diejenige der Einführleitung 444 zum Anschließen der oberen leerlaufenden Koppelleitung 443 mit dem Koppelpunkt B der rechteckförmigen Streifenleitung 332, eine dielektrische Substanz 446 zum Einsetzen in die obere leerlaufende Koppelleitung 443 und zum Tragen der rechteckförmigen Streifenleitung 332, der unteren leerlaufenden Koppelleitung 442 und den Einführleitungen 444 und 445, und einem mit Masse verbundenen leitenden Element 447 zum Befestigen der dielektrischen Substanz 446.
Die leerlaufenden Koppelleitungen 442, 443 sind jeweils aus einer geraden Streifenleitung gebildet, befinden sich an einem innenseitig offenen Raum, der umgeben ist von der ringförmigen Streifenleitung 332, und sind nahe aneinander angeordnet, um als Kondensator mit verteilter Kapazität zu arbeiten. Zuerst werden offene Enden der leerlaufenden Koppelleitungen 442, 443 in dieselbe Richtung gebracht, und zweite offene Enden der leerlaufenden Koppelleitungen 442, 443 werden in derselben Richtung ausgerichtet. Die Einführleitungen 444 und 445 sind aus Streifenleitungen gebildet.
Ein Wert der verteilten Kapazität, bestimmt durch die untere und obere leerlaufende Koppelleitung 442, 443 und die dielektrische Substanz 446, wird eingestellt durch Variieren eines Überlappungsgrades der unteren und der oberen leerlaufenden Koppelleitungen 442, 443 durch die dielektrische Substanz 446.
Da eine elektrische Konstante &epsi; der dielektrischen Substanz 446 hoch ist, kann die verteilte Kapazität erhöht werden, obwohl ein Spalteabstand zwischen der unteren und der oberen leerlaufenden Koppelleitungen 442, 443 folglich groß ist. Mit anderen Worten, eine hohe verteilte Kapazität läßt sich leicht erzielen, ohne genaues Einstellen des Spaltabstandes auf einen geringen Wert. Der Zweimodenresonator 441 kann folglich leicht in kleiner Größe hergestellt werden.
Da eine hohe verteilte Kapazität leicht erzielbar ist, kann auch eine Resonanzfrequenz der Mikrowelle genau mit guter Reproduzierbarkeit eingestellt werden.
Da die verteilte Kapazität eingestellt wird durch Variieren eines Überlappungsgrades der unteren und oberen leerlaufenden Koppelleitungen 442, 443 oder durch Abgleichen oder Überlagern der oberen leerlaufenden Koppelleitung 443, kann auch eine Resonanzfrequenz der ersten Mikrowelle leicht justiert werden.
Im achten Ausführungsbeispiel ist eine Breite der oberen leerlaufenden Koppelleitung 443 dieselbe wie diejenige der unteren leerlaufenden Koppelleitung 442. Jedoch ist es möglich, daß sich die Breite der oberen leerlaufenden Koppelleitung 443 von derjenigen der unteren leerlaufenden Koppelleitung 442 unterscheidet.
Als nächstes anhand Fig. 18 beschrieben ist ein neuntes Ausführungsbeispiel.
Fig. 18 ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach einem neunten Ausführungsbeispiel.
Wie in Fig. 18 gezeigt, ist ein Zweimodenresonator 451 ausgestattet mit der rechteckförmigen Streifenleitung 332 zur Resonanz der ersten und der dritten Mikrowelle mit einer ersten und einer dritten Wellenlänge λ&sub1; und λ&sub3;, der leerlaufenden Koppelleitung 323a, 323b, den Einführleitungen 324a, 324b und einem Paar leerlaufender Leitungen 452a, 452b, die mit den Koppelpunkten C und D der Streifenleitung 332 verbunden sind, um als Kondensator mit verteilter Kapazität zur elektrischen Beeinflussung der dritten Mikrowelle zu arbeiten. Die leerlaufenden Leitungen 452a, 452b sind aus Streifenleitungen gebildet und nicht miteinander gekoppelt.
In der obigen Konfiguration ist die erste Mikrowelle in Resonanz im Zweimodenresonator 451 in derselben Weise wie im zweiten Zweimodenresonator 321. Im Gegensatz dazu dreht sich eine dritte Mikrowelle mit einer Wellenlänge λ&sub3;, die am Koppelpunkt C eingegeben wird, in der ringförmigen Streifenleitung 332, während die dritte Mikrowelle elektromagnetisch beeinflußt wird durch die leerlaufenden Leitungen 452a, 452b, weil die elektrischen Spannungen der dritten Mikrowelle an den Koppelpunkten C und D maximiert sind. Obwohl die Wellenlänge λ&sub3; länger ist als eine Leitungslänge der ringförmigen Streifenleitung 332, tritt die erste Mikrowelle in der ringförmigen Streifenleitung 332 in Resonanz gemäß einem dritten Resonanzmodus, der orthogonal zum ersten Resonanzmodus ist, und wird abgegeben vom Koppelpunkt D.
Die dritte Mikrowelle mit der Wellenlänge λ&sub3;, bestimmt durch die verteilte Kapazität der leerlaufenden Leitungen, bestimmt durch die verteilte Kapazität der offenen Enden 452a, 452b, kann in Resonanz treten im Zweimodenresonator 451 sowie als erste Mikrowelle mit der Wellenlänge λ&sub1;, bestimmt durch die verteilte Kapazität der leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b.
Im Falle, bei dem sich die Wellenlänge A3 von der Wellenlänge λ&sub1; unterscheidet, können auch zwei Arten von Mikrowellen gleichzeitig im Zweimodenresonator 451 in Resonanz treten. In Fällen, bei denen die Wellenlänge λ&sub3; gleich der Wellenlänge λ&sub1; ist, können Mikrowellen mit derselben Wellenlänge in zwei parallelen Stufen in Resonanz treten.
Als nächstes anhand der Fig. 19A bis 19C beschrieben ist ein zehntes Ausführungsbeispiel.
Fig. 19A ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator nach dem zehnten Ausführungsbeispiel, das eine obere leerlaufende Koppelleitung zeigt, die sich an der Oberflächenhöhe des Zweimodenresonators befindet. Fig. 19B ist eine Innenaufsicht vom Zweimodenresonator, der in Fig. 19 dargestellt ist, um eine untere leerlaufende Koppelleitung zu zeigen, die sich an einer Innenhöhe des Zweimodenresonators befindet. Fig. 19C ist eine Querschnittsansicht allgemein längs der Linien A-A' der Fig. 19A, 19B.
Wie in den Fig. 19A bis 19C gezeigt, ist ein Zweimodenresenator 461 ausgestattet mit der rechteckförmigen Streifenleitung 332, die sich an einer Innenhöhe zum Resonieren erster und dritten Mikrowellen befindet mit einer ersten und einer dritten Wellenlänge λ&sub1; beziehungsweise λ&sub3;, einem Paar unterer leerlaufender Leitungen 462a, 462b mit derselben Gestalt wie Innenhöhe zum Arbeiten als Kondensator mit einer verteilten Kapazität zur elektromagnetischen Beeinflussung der ersten Mikrowelle, einem Paar Einführleitungen 463a, 463b mit derselben Gestalt wie die Innenhöhe zum Verbinden der unteren leerlaufenden Leitungen 462a, 462b mit den Koppelpunkte A und B der Streifenleitung 332, einem Paar oberer leerlaufender Koppelleitungen 464a, 464b mit derselben Gestalt an der Oberflächenhöhe zum Arbeiten als Kondensator mit einer verteilten Kapazität zur elektromagnetischen Beeinflussung der dritten Mikrowelle, einem Paar Einführleitungen 465a, 465b mit derselben Gestalt an der Oberflächenhöhe zum Verbinden der oberen leerlaufenden Leitungen 464a, 464b mit den Koppelpunkten C und D der Streifenleitung 332, einer dielektrischen Substanz 466 zum Befestigen der oberen leerlaufenden Koppelleitungen 464a, 464b und zum Tragen der rechteckförmigen Streifenleitung 332, der unteren leerlaufenden Koppelleitungen 462a, 462b und der Einführleitungen 463a, 463b, und mit einem mit Masse verbundenen leitenden Element 467 zum Befestigen der dielektrischen Substanz 466.
Die leerlaufenden Koppelleitungen 462a, 462b, 464a und 464b und die Einführleitungen 463a, 463b, 465a und 465b sind jeweils gebildet aus einer geraden Streifenleitung und befinden sich im offenen Innenraum, der von der Streifenleitung 332 umgeben ist, Die leerlaufenden Koppelleitungen 462a, 462b sind nahe aneinander zur engeren Kopplung miteinander angeordnet, und die leerlaufenden Koppelleitungen 464a, 464b sind nahe aneinander angeordnet, um eine engere Kopplung miteinander zu haben.
Im obigen Aufbau tritt ein erstes Signal gemäß einem ersten Resonanzmodus bei einer ersten Resonanzwellenlänge λ&sub1; in Resonanz, die bestimmt ist durch die elektromagnetischen Eigenschaften der Streifenleitung 332 und der Einführleitungen 463a, 463b und der verteilten Kapazität der unteren leerlaufenden Koppelleitungen 462a, 462b. Ein drittes Signal resoniert gemäß einem dritten Resonanzmodus orthogonal zum ersten Resonanzmodus bei einer dritten Resonanzwellenlänge λ&sub3;, die auch bestimmt ist durch die elektromagnetischen Eigenschaften der Streifenleitung 332 und der Einführleitungen 465a, 465b und der verteilten Kapazität der oberen leerlaufenden Koppelleitungen 464a, 464b.
Die dritte Mikrowelle mit der Wellenlänge λ&sub3;, bestimmt durch die verteilte Kapazität der leerlaufenden Koppelleitungen 462a, 462b kann folglich in Resonanz treten im Zweimodenresonator 461 sowie die erste Mikrowelle mit der Wellenlänge λ&sub1;, bestimmt durch die verteilte Kapazität der leerlaufenden Koppelleitungen 464a, 464b.
In Fällen, bei denen sich die Wellenlänge λ&sub3; von der Wellenlänge λ&sub1; unterscheidet, können auch zwei Arten von Mikrowellen gleichzeitig im Zweimodenresonator 461 in Resonanz treten. In Fällen, bei denen die Wellenlänge λ&sub3; gleich der Wellenlänge λ&sub1; ist, können die Mikrowellen mit derselben Wellenlänge in zwei parallel geschalteten Stufen in Resonanz treten.
Da eine Dielektrizitätskonstante &epsi; der dielektrischen Substanz 466 hoch ist, kann auch die verteilte Kapazität erhöht sein, obwohl der Spaltabstand zwischen den unteren leerlaufenden Koppelleitungen 462a und 462b groß ist. Mit anderen Worten, eine hohe verteilte Kapazität läßt sich leicht erzielen ohne genaues Einstellen der Abstandsentfernung auf einen niedrigen Wert. Der Zweimodenresonator 461 kann folglich leicht und in kleiner Größe hergestellt werden.
Da auch eine hohe verteilte Kapazität leicht erzielt werden kann, läßt sich die Resonanzfrequenz der ersten Mikrowelle leicht und genau bei guter Reproduzierbarkeit einstellen.
Da die verteilte Kapazität durch sich abgleichende oder überlagernde offene Endabschnitte der oberen leerlaufenden Koppelleitungen 464a und 464b eingestellt wird, kann auch die Frequenzjustage der dritten Mikrowelle leicht ausgeführt werden.
In den Zweimodenresonatoren 381, 441 und 461 wird die rechteckförmige Streifenleitung 332 in der dielektrischen Substanz getragen. Es ist jedoch möglich, daß die rechteckförmige Streifenleitung 332 an der Oberflächenhöhe plaziert wird.
In den Zweimodenresonatoren 321, 331, 351, 361, 371, 381, 411 und 441 sind keine Streifenleitungen mit den Koppelpunkten C und D verbunden. Jedoch ist es möglich, daß ein Paar Streifenleitungen verbunden wird mit den Koppelpunkten C und D, um eine Mikrowelle zu beeinflussen, die in der Streifenleitung 322 oder 332 zirkuliert.
Als nächstes anhand der Fig. 20A und 20B beschrieben ist ein elftes Ausführungsbeispiel.
Fig. 20A ist eine Aufsicht auf einen Zweimodenresonator gemäß einem elften Ausführungsbeispiel, und Fig. 20B ist eine Querschnittsansicht entlang der allgemeinen Linien A-A' der Fig. 20A.
Wie in den Fig. 20A und 2 OB gezeigt, ist ein Zweimodenresonator 471 ausgestattet mit der ringförmigen Streifenleitung 322, den leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b, den Einführleitungen 324a, 324b, einer dielektrischen Substanz 472 zum Befestigen der Streifenleitung 322, der leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b und der Einführleitungen 324a, 324b, einem mit Masse verbundenen leitenden Element 473 zum Befestigen der dielektrischen Substanz 472, einer darüberliegenden dielektrischen Schicht 474, die sich mit den leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b zur Erhöhung der verteilten Kapazität der leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b überlagert, und mit einer darüberliegenden Metallschicht 475, die auf der darüberliegenden dielektrischen Schicht 474 zum Erhöhen der verteilten Kapazität der leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b im Zusammenwirken mit der darüberliegenden dielektrischen Schicht 474 befestigt ist.
Da im obigen Aufbau eine Dielektrizitätskonstante &epsi; der darüberliegenden dielektrischen Schicht 474 hoch ist, wird die verteilte Kapazität der leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b erhöht. Ein Kopplungsgrad der leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b wird folglich erhöht durch die leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b im Zusammenwirken mit der darüberliegenden dielektrischen Schicht 474.
Eine verteilte Kapazität der leerlaufenden Koppelleitungen 323a, 323b kann folglich durch eine darüberliegende Struktur erhöht werden, die zusammengesetzt ist aus der darüberliegenden dielektrischen Schicht 474 und der darüberliegenden dielektrischen Schicht 474. Der Zweimodenresenator 471 kann folglich in kleiner Größe gebaut werden.
Um eine gewünschte verteilte Kapazität zu erzielen, kann auch der Abstand zwischen den leerlaufenden Koppelleitungen, 323a, 323b aufgeweitet werden, verglichen mit dem Fall beim Zweimodenresonator 321. Der Zweimodenresonator 471 kann folglich bei guter Reproduzierbarkeit hergestellt werden, und eine gewünschte Resonanzfrequenz läßt sich zuverlässig erzielen.
Auch kann eine Resonanzfrequenz leicht eingestellt werden durch Abgleichen der darüberliegenden Metallschicht 475.
Im elften Ausführungsbeispiel ist die darüberliegende Metallschicht 475 vorgesehen. Die darüberliegende Metallschicht 475 ist jedoch nicht unbedingt erforderlich. In Fällen, bei denen keinerlei darüberliegende Metallschicht vorgesehen ist, wird eine Resonanzfrequenz eingestellt durch Variieren der Dicke oder einer Dielektrizitätskonstante &epsi; der darüberliegenden dielektrischen Schicht 474.

Claims

1. Zweimodenresonator (321, 331, 351, 341, 371, 381, 411, 441, 451, 461, 471), der zwei Mikrowellen in Resonanz treten läßt mit:

einem schleifenförmigen Eine-Wellenlänge-Streifenresonator (322, 332) mit einheitlicher Leitungsimpedanz, um ein ersten Mikrowellensignal einer ersten Wellenlänge in einem ersten Resonanzmodus in Resonanz treten zu lassen, in dem die durch die erste Mikrowelle an einem ersten Koppelpunkt (A) induzierte elektrische Spannung maximal ist, und an einem zweiten Koppelpunkt (B), der um 180º in der elektrischen Länge vom ersten Koppelpunkt (A) beabstandet ist;

wobei eine durch die zweite Mikrowelle induzierte elektrische Spannung an einem dritten Koppelpunkt (C) maximiert ist, der um 90º in elektrischer Länge vom ersten Koppelpunkt (A) beabstandet ist, und einem vierten Koppelpunkt (D), der in elektrischer Länge um 180º vom dritten Koppelpunkt (C) beabstandet ist; und mit

einem Kondensatorelement, das mit dem ersten und mit dem zweiten Koppelpunkt (A, B) zur elektromagnetischen Beeinflussung des ersten Mikrowellensignals gekoppelt ist, um in der elektrischen Länge des Resonators in Resonanz zu treten, wobei die erste Wellenlänge des ersten Mikrowellensignals von der elektrischen Länge des Resonators abweicht;

dadurch gekennzeichnet, daß das Kondensatorelement ausgestattet ist mit:

einer ersten leerlaufenden Koppelstreifenleitung (323a, 333a usw.) zum elektromagnetischen Beeinflussen des ersten Mikrowellensignals, wobei die erste leerlaufende Koppel Streifenleitung in einem internen Bereich vorgesehen ist, der vom Resonator umgeben ist;

einer zweiten leerlaufenden Koppelstreifenleitung (323b, 333b usw.) mit denselben elektromagnetischen Eigenschaften wie jene der ersten leerlaufenden Koppelstreifenleitung zur elektromagnetischen Beeinflussung des ersten Mikrowellensignals, wobei die zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung mit der ersten leerlaufenden Koppelstreifenleitung gekoppelt ist, um einen Kondensator mit einer verteilten Kapazität zu bilden;

einer ersten angeschlossenen Verbindungsstreifenleitung (324a, 334a usw.) zum Verbinden der ersten leerlaufenden Koppelstreifenleitung mit dem ersten Koppelpunkt (A) des Resonators, um das erste Mikrowellensignal in die erste leerlaufende Koppelstreifenleitung zu führen; und mit

einer zweiten Verbindungsstreifenleitung (324b, 334b usw.) zum Verbinden der zweiten leerlaufenden Koppelstreifenleitung mit dem zweiten Koppelpunkt (B) des Resonators, um das erste Mikrowellensignal in die zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung zu führen.

2. Zweimodenresonator nach Anspruch 1, in dem die erste und die zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung (323a, b, usw.) aus einem Paar paralleler Streifenleitungen gebildet ist, deren leerlaufende Enden in entgegengesetzte Richtungen weisen.

3. Zweimodenresonator nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die erste und die zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung (233a, b) aus einem Paar paralleler Streifenleitungen gebildet sind, deren leerlaufende Enden in dieselbe Richtung weisen.

4. Zweimodenresonator nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die erste und die zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung (333a, b) aus einem Paar paralleler Streifenleitungen gebildet sind, die kammzahnförmig gekrümmt sind.

5. Zweimodenresonator nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die erste und die zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung aus einem Paar paralleler, in Wellenform gekrümmter Streifenleitungen gebildet sind.

6. Zweimodenresonator nach Anspruch 1 oder 2, deren erste und zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung aus einem Paar paralleler Streifenleitungen (352a, b, usw.) gebildet sind, die jeweils eine aufgeweitete Breite in Plattenform haben.

7. Zweimodenresonator nach Anspruch 1 oder 2, deren erste und zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung aus einem Paar paralleler Streifenleitungen (362a, b) gebildet sind, deren Breiten sich allmählich ändern.

8. Zweimodenresonator nach Anspruch 1 oder 2, dessen erste leerlaufende Koppelstreifenleitung aus einer Vielzahl paralleler Streifenleitungen (372a, 373a) und deren zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung aus einer Vielzahl zweiter paralleler Streifenleitungen (372b, 373b) gebildet ist, die jeweils eine der ersten parallelen Streifenleitungen koppeln.

9. Zweimodenresonator nach einem der Ansprüche 1 bis 8, der zusätzlich ausgestattet ist mit:

einer dielektrischen Substanz (385, 446) mit einer hohen Dielektrizitätskonstante, die die erste leerlaufende Koppelstreifenleitung (382, 442) an einer Innenebene umschließt und die zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung (383, 443) an einer Oberflächenebene einfaßt, um der ersten und der zweiten leerlaufenden Koppelleitung durch die dielektrische Substanz gegenüberzustehen.

10. Zweimodenresenator nach Anspruch 9, bei dem die erste und zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung einander um eine vorgeschriebene Länge in Längsrichtung der Streifenleitungen überlappen.

11. Zweimodenresonator nach Anspruch 9 oder 10, bei dem eine Mittellinie der ersten leerlaufenden Koppelstreifenleitung und deren Längsrichtung derjenigen der zweiten leerlaufenden Koppelstreifenleitung entspricht.

12. Zweimodenresonator nach Anspruch 9 oder 10, bei dem eine Mittellinie der ersten leerlaufenden Koppelstreifenleitung und deren Längsrichtung nicht derjenigen der zweiten leerlaufenden Koppelstreifenleitung entspricht, um Abschnitte der ersten und der zweiten leerlaufenden Koppelstreifenleitung miteinander zu überlappen.

13. Zweimodenresonator nach einem der Ansprüche 9 bis 12, bei dem sich die Breiten der ersten und der zweiten leerlaufenden Koppelstreifenleitungen voneinander unterscheiden.

14. Zweimodenresonator nach einem der vorstehenden Ansprüche, dessen erste leerlaufende Koppelstreifenleitung aus einer parallelen Streifenleitung (412a) mit zwei leerlaufenden Enden und in der die zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung (412b) aus einer parallelen Streifenleitung mit zwei leerlaufenden Enden gebildet ist.

15. Zweimodenresonator nach einem der vorstehenden Ansprüche, dessen erste und zweite Verbindungsstreifenleitung dieselben elektromagnetischen Eigenschaften besitzen.

16. Zweimodenresonator nach einem der Ansprüche 1 bis 14, bei dem sich die elektromagnetischen Eigenschaften der ersten und der zweiten Verbindungsstreifenleitung voneinander unterscheiden.

17. Zweimodenresonator nach einem der vorstehenden Ansprüche, der des weiteren ausgestattet ist mit:

einem Paar leerlaufender Streifenleitungen (452a, 452b, 463a, 463b), die mit dem dritten bzw. vierten Koppelpunkt (C, D) zur elektromagnetischen Beeinflussung eines dritten Mikrowellensignals einer dritten Wellenlänge verbunden sind, um im Resonator in Resonanz zu treten, wobei sich die erste leerlaufende Streifenleitung im Innenbereich des Resonators befindet, wobei sich die dritte Wellenlänge von der elektrischen Länge des Resonators unterscheidet.

18. Zweimodenresonator nach Anspruch 17, der des weiteren ausgestattet ist mit:

einer dielektrischen Substanz (466) zum Umschließen der ersten und der zweiten leerlaufenden Koppelstreifenleitung bei einer Oberflächenebene, wobei die leerlaufenden Streifenleitungen (463a, 463b) miteinander gekoppelt sind, um einen weiteren Kondensator mit verteilter Kapazität zu bilden.

19. Zweimodenresonator nach einem der vorstehenden Ansprüche, der des weiteren ausgestattet ist mit:

einer bedeckenden dielektrischen Schicht (474), die die erste und die zweite leerlaufende Koppelstreifenleitung bedeckt, um die verteilte Kapazität des Kondensators zu erhöhen, der von der ersten und der zweiten leerlaufenden Koppelstreifenleitung gebildet ist.

20. Zweimodenresonator nach Anspruch 19, der des weiteren ausgestattet ist mit:

einer bedeckenden Metallschicht (475), die auf die bedeckende dielektrische Schicht montiert ist, um die verteilte Kapazität des Kondensators im Zusammenwirkung mit der bedeckenden dielektrischen Schicht zu erhöhen.