DE69415258T2

DE69415258T2 - Hochspannungsversorgungsschaltung

Info

Publication number: DE69415258T2
Application number: DE69415258T
Authority: DE
Inventors: Chihiro C/O Oki Electric Industry Co. Ltd Minato-Ku Tokyo Komori
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1993-10-04
Filing date: 1994-09-29
Publication date: 1999-06-24
Anticipated expiration: 2014-09-30
Also published as: JPH07107737A; EP0647011A1; DE69415258D1; JP2828881B2; EP0647011B1; US5572414A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Hochspannungsversorgungsschaltung, und insbesondere, aber nicht ausschließlich, eine Schaltung, die zwischen positiven und negativen Ausgangsspannungen umschalten kann.
Eine herkömmliche Hochspannungsversorgungsschaltung zum Umschalten zwischen einer positiven oder einer negativen Ausgabe verwendet beide Transistoren für positive und negative Ausgaben, und die positiven und negativen Ausgaben werden dadurch erreicht, daß beide Transistoren selektiv ein- oder ausgeschaltet werden.
In der herkömmlichen Hochspannungsversorgungsschaltung sind beide Transformatoren für positive und negative Ausgaben eingebaut. Es sind Schalttransistoren an den jeweiligen Primärwicklungen jedes Transformators angeordnet, welche Transistoren selektiv ein- und ausgeschaltet werden.
Es sind auch Gleichrichterschaltungen angeordnet, die aus einer Diode und einem Kondensator an den jeweiligen Sekundärwicklungen jedes Transformators aufgebaut sind. Jede Gleichrichterschaltung, bei welcher die Diode einen anderen Anschluß bezüglich der Polarität gegenüber der anderen hat, liefert eine positive oder eine negative Ausgabe durch eine Ausgangs-Anschlußstelle in Antwort auf ein Ein- oder Ausschalten der Schalttransistoren.
Diese Art von Hochspannungsversorgungsschaltung verwendet einen Lastwiderstand in einer Schaltung für eine negative Ausgabe, um den Einfluß der Schaltung auf eine negative Ausgabe zu vermeiden, wenn eine Schaltung für eine positive Ausgabe eine positive Ausgabe erzeugt, und gegensätzlich dazu einen Lastwiderstand in der Schaltung für eine positive Ausgabe, um den Einfluß der Schaltung auf eine positive Ausgabe zu vermeiden, wenn die Schaltung für eine negative Ausgabe eine negative Ausgabe erzeugt. Demgemäß wird deshalb, da ein Ausgangsstrom durch den Lastwiderstand fließt, die Ausgangsspannung kleiner, wenn der Ausgangsstrom anwächst, so daß die Ausgabe/Last-Kennlinie (Regulierung) der Hochspannungsversorgungsschaltung verschlechtert wird.
Zum Lösen des obigen Problems sind bei der herkömmlichen Hochspannungsversorgungsschaltung Widerstände zwischen der Gleichrichterschaltung und der Ausgangs-Anschlußstelle vorgesehen, die die Ausgangsspannung teilen, und die geteilte Spannung wird zu einer Steuerschaltung zurückgekoppelt, die die Schalttransistoren ein- oder ausschaltet. Demgemäß sollte die Ausgangsspannung durch ein Steuern von Impulsweiten reguliert werden, die zu den Transistoren ausgegeben werden, was die Hochspannungsversorgungsschaltung kompliziert und groß bemaßt macht, was zu einer Erhöhung der Kosten führt.
Es ist auch eine Hochspannungsversorgungsschaltung zum Vermeiden der Verschlechterung der Ausgabe/Last-Kennlinie vorgeschlagen worden, welche die Lastwiderstände für positive und negative Ausgaben eliminiert. Die vorgeschlagene Hochspannungsversorgungsschaltung ist derart aufgebaut, daß die Gleichrichterschaltungen für die Schaltungen für positive und negative Ausgaben durch Schalter mit der Ausgabe-Anschlußstelle verbunden sind, um den wechselseitigen Einfluß einer jeweiligen Schaltung zur Zeit eines Ausgebens verbunden sind.
Gemäß der obigen Technologie fließt kein Ausgangsstrom durch den Lastwiderstand, so daß die Ausgabe/Last-Kennlinie nicht mehr verschlechtert wird.
Jedoch ist bei einem Betrieb zum Umschalten zwischen positiven und negativen Ausgaben unbedingt ein Relais erforderlich, so daß die Hochspannungsversorgungsschaltung groß bemaßt und kompliziert wird, was eine Erhöhung der Kosten verursacht.
Weiterhin wird deshalb, weil es jede der vorangehend beschriebenen Technologien eine Vielzahl von Transformatoren erfordert, um die Wicklungsrichtung der Wicklungen in Entsprechung zur Ausgangspolarität zu haben, und auch welche für eine Hochspannung erfordert, die Hochspannungsversorgungsschaltung kompliziert und bekommt große Abmessungen, was zur Erhöhung der Kosten führt.
Ebenso ist eine Hochspannungserzeugungsvorrichtung offenbart, wie beispielsweise in der japanischen offengelegten Patentveröffentlichung 63-64571, welche Vorrichtung keinen Transformator verwendet und keinen Lastwiderstand verwendet. Jedoch ist die obige Vorrichtung hauptsächlich eine Schaltung zum Erhalten einer Ausgangsspannung mit Spannungen, die um mehr als das n-fache größer sind, durch Verwenden einer Spannungs-n-Vervielfacher-Gleichrichterschaltung, so daß sie die Operation zum Umschalten von positiv zu negativ oder umgekehrt nicht durchführen kann. Demgemäß ist die obige Technologie völlig anders als die vorliegende Erfindung in bezug auf ihre Schaltungsfunktion und ihr Prinzip, so daß sie nicht als Hochspannungsversorgungsschaltung für einen elektrophotographischen Drucker oder ähnliches verwendet werden kann, welche eine Umschaltfunktion benötigt.
Die vorliegende Erfindung zielt darauf ab, eine Hochspannungsversorgungsschaltung zu schaffen, deren Ausgabe/Last-Kennlinie nicht verschlechtert wird, um zu ermöglichen, daß sie auf einfache Weise miniaturisiert wird, und um eine Reduktion der Kosten zu ermöglichen.
Die Erfindung schafft eine Hochspannungsversorgungsschaltung, die einen Resonanzschwingkreis zum Erzeugen einer oszillierenden elektrischen Ausgabe und einen Spannungsvervielfacher zum Vervielfachen der Spannung der Ausgabe aus dem Resonanzkreis aufweist, wobei der Spannungsvervielfacher eine Kondensatoreinrichtung enthält, und eine Diodeneinrichtung, die die Kondensatoreinrichtung auf ein Referenzpotential koppelt, wobei die Kondensatoreinrichtung auch mit einem Ausgang für die vervielfachte Spannung gekoppelt ist, gekennzeichnet durch eine Halbleiter-Schalteinrichtung zum selektiven Schalten einer Leitung durch die Diodeneinrichtung, um dadurch die am Ausgang erzeugte vervielfachte Spannung zu schalten.
Die Hochspannungsversorgungsschaltung kann einen weiteren Spannungsvervielfacher zum Vervielfachen der Spannung der Ausgabe aus dem Resonanzkreis aufweisen, wobei der Vervielfacher eine Kondensatoreinrichtung enthält, und eine Diodeneinrichtung, die die Kondensatoreinrichtung mit einem Referenzpotential koppelt, wobei die Kondensatoreinrichtung auch mit einem Ausgang für die vervielfachte Spannung gekoppelt ist, wobei die Hochspannungsversorgungsschaltung weiterhin eine Halbleiter-Umschalteinrichtung zum selektiven Schalten einer Leitung durch die Diodeneinrichtung aufweist, um dadurch die am Ausgang erzeugte vervielfachte Spannung umzuschalten. Die Vervielfacher können derart konfiguriert sein, daß ein erster Spannungsvervielfacher mit einer ersten Umschalteinrichtung angeordnet ist, um eine positive vervielfachte Spannung an einem ersten Ausgang zu erzeugen, und ein zweiter Vervielfacher mit einer zweiten Umschalteinrichtung angeordnet ist, um eine negative vervielfachte Spannung an einem zweiten Ausgang zu erzeugen.
Gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung weist der Resonanzschwingkreis der Hochspannungsversorgungsschaltung einen ersten Resonanzschwingkreis auf, und der Spannungsvervielfacher weist einen ersten Spannungsvervielfacher mit einer ersten Umschalteinrichtung auf, und die Hochspannungsversorgungsschaltung weist weiterhin einen zweiten Resonanzschwingkreis zum Erzeugen einer zweiten oszillierenden elektrischen Ausgabe und einen zweiten Spannungsvervielfacher zum Vervielfachen der Spannung der Ausgabe vom zweiten Resonanzkreis auf, wobei der zweite Spannungsvervielfacher eine Kondensatoreinrichtung enthält, und eine Diodeneinrichtung, die die Kondensatoreinrichtung mit einem Referenzpotential koppelt, wobei die Kondensatoreinrichtung auch mit einem Ausgang für die vervielfachte Spannung gekoppelt ist, und wobei die Hochspannungsversorgungsschaltung eine Halbleiter-Umschalteinrichtung zum selektiven Schalten einer Leitung durch die Diodeneinrichtung hat, um dadurch die am Ausgang erzeugte vervielfachte Spannung zu schalten.
Die erste Umschalteinrichtung kann einen Triac aufweisen, und die zweite Umschalteinrichtung kann einen Thyristor aufweisen, oder jede der ersten und zweiten Umschalteinrichtung kann einen Transistor oder einen FET aufweisen.
Der erste und der zweite Ausgang können gemeinsam sein, so daß die Schaltung positive und negative vervielfachte Spannungen an einem einzigen Ausgang liefern kann.
Der oder jeder Resonanzschwingkreis kann einen Resonanzkreis und eine mit dem Resonanzkreis verbundene Umschaltschaltung aufweisen.
Die oder jede Umschaltschaltung kann zu einer Zener-Diode parallelgeschaltet sein, die eine Ausgangsspannung einstellt.
Die Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß der Erfindung kann bei der Leistungsversorgung für ein Gerät, wie beispielsweise einen Kopierer, eine Faksimilemaschine und einen elektrophotographischen Drucker verwendet werden.
Nun werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand eines Beispiels und unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, wobei:
Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm ist, das eine Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 2 ein Zeitdiagramm der in Fig. 1 gezeigten Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 3 ein Zeitdiagramm ist, das eine Ausgangssteueroperation der in Fig. 1 gezeigten Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm ist, das eine Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 5 ein Zeitdiagramm der in Fig. 4 gezeigten Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm ist, das eine Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt, und Fig. 2 ist ein Zeitdiagramm für die Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
In der Zeichnung bezeichnet ein Bezugszeichen L1 eine Spule, D4 eine Diode und Q3 einen Transistor, der als Umschaltschaltung für eine Oszillation dient. Die Spule L1, die Diode D4 und der Transistor Q3 sind zwischen der Leistungsquelle und dem Erdpotential in Reihe geschaltet. Ein Kondensator C4 ist zur Spule L1 parallelgeschaltet, um einen Resonanzkreis zu bilden.
Ein Pulsweitenmodulationssignal PWM wird zum Basisanschluß des Transistors Q3 eingegeben. Wenn sich ein Potential einer durch das Pulsweitenmodulations signal PWM erzeugten Basisspannung VB1 ändert, wie es in Fig. 2 gezeigt ist, schaltet der Transistor Q3 wiederholt ein und aus.
Anders ausgedrückt erhöht sich beim Einschalten des Transistors Q3 ein Kollektorstrom ic nach und nach, während der Kondensator C4 geladen wird, und erfüllt die folgende Gleichung:
ic = (Vcc/L) · t
wobei Vcc eine Spannung der Spannungsquelle Vcc bezeichnet; L eine Induktanz der Spule L1 bezeichnet; und t eine Zeit bezeichnet. In diesem Fall ist der Kollektorstrom ic genau nach dem Einschalten des Transistors Q3 durch den Resonanzkreis beeinflußt worden, wie es in Fig. 2 gezeigt ist, was durch die Resonanzspannung VL1 veranlaßt wurde, die während einer Aus-Periode des Transistors Q3 aufgetreten ist.
Folglich wird dann, wenn der Transistor Q3 ausschaltet, die Resonanzspannung VL1 im Resonanzkreis durch eine in der Spule L1 gespeicherte Energie erzeugt. In diesem Fall schwingt die Resonanzspannung VL1 in sowohl positiver als auch negativer Richtung. Demgemäß ist die Diode D4 angeordnet, um nicht eine negative Spannung an den Transistor Q3 anzulegen.
Eine Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 31 für eine positive Ausgabe und eine Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 32 für eine negative Ausgabe werden wechselseitig zwischen der Spule L1 und der Diode D4 parallelgeschaltet.
Die Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 31 ist gebildet aus einem Kondensator C11, der an eine Eingangsverbindungsleitung a angeschlossen ist, einer Diode D11, die an eine Nullspannungs-Anschlußstelle (Erdungsseite) des Kondensators C11 angeschlossen ist, einem Triac Q11, der an eine Nullspannungs-Anschlußstelle der Diode D11 angeschlossen ist und der als die erste Umschaltschaltung für ein Umschalten der Ausgabe dient, einer Diode D12, die zwischen dem Kondensator C11 und der Diode D11 angeschlossen ist, und einem Kondensator C12, der an eine Nullspannungs-Anschlußstelle der Diode D12 angeschlossen ist. Die Ausgangs-Anschlußstelle OUT1 ist zwischen der Diode D12 und dem Kondensator C12 angeschlossen. Die Dioden D11 und D12 sind auf eine der artige Weise angeschlossen, daß Strom vom Erdpotential zur Ausgangs- Anschlußstelle OUT1 fließt.
Andererseits ist die Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 32 aufgebaut aus einem Kondensator C21, der an die Eingangs-Verbindungsleitung a angeschlossen ist, einer Diode D21, die an die Nullspannungs-Anschlußstelle des Kondensators C21 angeschlossen ist, einem Thyristor Q2, der an die Nullspannungs- Anschlußstelle der Diode D21 angeschlossen ist und der als die zweite Umschaltschaltung zum Umschalten einer Ausgabe dient, einer Diode D22, die zwischen dem Kondensator C21 und der Diode D21 verdrahtet ist, und einem Kondensator C22, der an die Nullspannungs-Elektrode der Diode D22 angeschlossen ist. Eine Ausgangs-Anschlußstelle OUT2 ist zwischen der Diode D22 und dem Kondensator C22 verdrahtet. Die Dioden D21 und D22 sind auf derartige Weise angeschlossen, daß Strom von der Ausgangs-Anschlußstelle OUT2 zum Erdpotential fließt.
Weiterhin kann eine weitere Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung (nicht gezeigt) mit anderen Ausgangspegeln zu den Spannungsverdopplungs- Gleichrichterschaltungen 31 und 32 parallelgeschaltet sein und anstelle jeder der Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltungen 31 und 32 kann eine Spannungsvervielfacher-Gleichrichterschaltung auf einfache Weise durch in Reihe schalten mehrerer Gruppen aus einer Diode und einem Kondensator ausgebildet werden. Darüber hinaus kann ein Umschaltelement, wie beispielsweise ein Transistor, ein FET oder ähnliches, als die erste oder die zweite Umschaltschaltung zum Umschalten einer Ausgabe verwendet werden.
Die Resonanzspannung VL1, die im Resonanzkreis erzeugt wird, der aus der Spule L1 und dem Kondensator C4 gebildet ist, wird durch die Verbindungsleitung a zur Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 31 und 32 eingegeben, und mit einer verdoppelten Spannungsamplitude in den Spannungsverdopplungs- Gleichrichterschaltungen 31 und 32 gleichgerichtet, so daß eine positive Ausgangsspannung an der Ausgangs-Anschlußstelle OUT1 in dem Fall der Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 31 erzeugt wird, und eine negative Ausgangsspannung an der Ausgangs-Anschlußstelle OUT2 in dem Fall der Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 32 erzeugt wird.
Obwohl die Spule L1 und der Kondensator C4 den Resonanzkreis bilden, kann der Kondensator C4 weggelassen werden, weil die Spule L1 eine Streukapazität hat und die Spule L1 an die Kondensatoren C11 und C21 angeschlossen ist.
Unter der Annahme, daß die Summe der Kapazitäten der Kondensatoren C4, C11 und C21 C sind und ein Kollektorstrom ic ic0 ist, wenn der Transistor Q3 in einem Auszustand ist, kann eine Spitzenspannung VL1spitze der Resonanzspannung VL1 die folgende Gleichung 1 erfüllen.
VL1spitze = L/C·iC0....(1)
Ein Spitzenwert ic0spitze des Kollektorstroms Y kann mit der folgenden Gleichung erreicht werden, wobei eine teure Spule mit Luftkern mit einer Induktanz L von 2 [mH] als die Spule L1 verwendet wird, die Spannung Vcc der Leistungsversorgungsquelle Vcc 5 [V] ist, und das Pulsweitenmodulationssignal PWM eine Rechteckwelle mit einer Frequenz von 5 [kHz] und einem Tastverhältnis von 1/2 ist.
iC0spitze = (5/2 · 10&supmin;³) · (1/5 · 103) · 1/2
= (0,25 [A]
= 250 [mA]
Wenn die Summe C der Kapazität 800 [pF] ist, erfüllt die Spitzenspannung VL1spitze der Resonanzspannung VL1 die folgende Gleichung 2.
Die Spitzenspannung VL1spitze wird weiter durch die Spannungsverdopplungs- Gleichrichterschaltungen 31 und 32 verdoppelt.
Wie es oben beschrieben ist, kann eine Ausgangsspannung mit einer Amplitude von nahezu 800 [V] erzeugt werden, ohne einen teuren Transformator mit großem Ausmaß zu verwenden.
Unter den obigen Umständen kann die Spannungsverdopplungs- Gleichrichterschaltung 31 durch Eingeben des Steuersignals CT1 in den Triac Q11 betrieben werden, wohingegen die Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 32 durch Eingeben des Steuersignals CT2 in den Thyristor Q21 betrieben werden kann.
Anders ausgedrückt schalten dann, wenn die Steuersignale CT1 und CT2 nicht eingegeben werden, der Triac Q11 und der Thyristor Q21 aus, so daß die an jede der Anschlußstellen der Dioden D11 und D21 angelegte Spannung nicht zu 0 [V] bestimmt werden kann, wodurch eine Anoden-Anschlußstelle der Diode D11 und eine Kathoden-Anschlußstelle der Diode D21 im Leerlauf sind. Demgemäß können Potentialspannungen an den an die Dioden D11 und D21 der Kondensatoren C11 und C21 angeschlossenen Anschlußstellen nicht bestimmt werden, so daß keine Ausgangsspannung an den Ausgangs-Anschlußstellen OUT1 und OUT2 erzeugt wird.
Fig. 3 zeigt eine Ausgangssteueroperation der in Fig. 1 gezeigten Hochspannungsversorgungsschaltung. Wenn die beiden Signale CT1 und CT2 nicht eingegeben werden, wird weder die Ausgangsspannung OUT1 noch die Ausgangsspannung OUT2 erzeugt.
Wenn das Signal CT1 eingegeben wird, schaltet der Transistor Q11 ein, wird die Anoden-Anschlußstelle der Diode D11 geerdet, wird die Spannungsverdopplungs- Gleichrichterschaltung 31 in Betrieb versetzt, und die positive Ausgangsspannung wird an der Ausgangs-Anschlußstelle OUT1 ausgegeben. Gleichermaßen wird dann, wenn das Signal CT2 eingegeben wird, die Spannungsverdopplungs- Gleichrichterschaltung 32 in Betrieb versetzt, so daß die negative Ausgangsspannung an der Ausgangs-Anschlußstelle OUT2 ausgegeben wird.
Wie es oben beschrieben ist, wird das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein der an den Ausgangs-Anschlußstellen OUT1 und OUT2 erzeugten Ausgabe durch Ein- oder Ausschalten des Triacs Q11 und des Thyristors Q21 gesteuert.
Nebenbei bemerkt wird eine Vorrichtung, bei welcher eine Hochspannungsversorgungsschaltung in dieser Art eingebaut ist, wie beispielsweise ein elektrophotographischer Drucker, normalerweise durch einen Mikrocomputer gesteuert, so daß eine Steuerspannung mit +5 [V] erzeugt worden ist. Demgemäß sind dann, wenn der Mikrocomputer die Steuersignale CT1 und CT2 erzeugt, keine Signalübertragungseinrichtungen, wie beispielsweise ein Photokoppler, ein isolierender Trans formator oder ähnliches, mehr erforderlich, so daß die Hochspannungsversorgungsschaltung vereinfacht werden kann.
Da das vorliegende Ausführungsbeispiel derart aufgebaut ist, daß eine positive Ausgangsspannung an der Ausgangs-Anschlußstelle OUT1 der Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 31 erzeugt wird und eine negative Ausgangsspannung an der Ausgangs-Anschlußstelle OUT2 der Spannungsverdopplungs- Gleichrichterschaltung 32 erzeugt wird, empfängt die Umschaltschaltung für die Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 31 die negative Ausgangsspannung, wohingegen die Umschalteinrichtung für die Spannungsverdopplungs- Gleichrichterschaltung 32 die positive Ausgangsspannung empfängt, wenn die beiden Umschalteinrichtungen in einer jeweiligen der Spannungsverdopplungs- Gleichrichterschaltungen 31 und 32 vorgesehen sind.
Demgemäß wird, wie es oben beschrieben ist, der Triac Q11 als die erste Umschaltschaltung zum Umschalten einer Ausgabe verwendet, und der Thyristor Q21 wird als die zweite Umschaltschaltung verwendet, so daß der Triac Q11 derart gesteuert wird, daß er durch das Steuersignal CT1 mit einer positiven Polarität ein- oder ausgeschaltet wird, und der Thyristor Q21 derart gesteuert wird, daß er durch das Steuersignal CT2 mit einer positiven Polarität ein- oder ausgeschaltet wird. Weiterhin kann ein Hochspannungstoleranzbereich der Spannungsverdopplungs- Gleichrichterschaltungen 31 und 32 ebenso durch Verwenden des Triacs Q11 und des Thyristors Q21 verbessert werden.
Da der Thyristor Q21 als die zweite Umschaltschaltung mit einer ausreichend hohen Zugriffsgeschwindigkeit zum Umschalten verwendet wird, kann ein Rückwärtsstrom bei einer Umschaltoperation gut verhindert werden. Demgemäß kann eine Resonanzfrequenz des Resonanzkreises zulassen, daß die Diode D21 weggelassen wird, so daß eine weitere Vereinfachung der Hochspannungsversorgungsschaltung realisiert werden kann.
Als nächstes wird das zweite Ausführungsbeispiel gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Fig. 4 ist ein Schaltungsdiagramm, das die Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt, und
Fig. 5 ist ein Zeitdiagramm der Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
In Fig. 4 bezeichnen L2 und L3 Spulen, D5 und D6 Dioden, Q4 einen Transistor für die erste Umschaltschaltung zur Oszillation, und Q5 einen Transistor für die zweite Umschalteinrichtung zur Oszillation. Die Spule L2, die Diode D5 und der Transistor Q4, und die Spule L3, die Diode D6 und der Transistor Q5 sind jeweils zwischen der Leistungsquelle Vcc und dem Erdpotential in Reihe geschaltet. Die Kondensatoren C5 und C6 sind jeweils zu den Spulen L2 und L3 parallelgeschaltet, um Resonanzkreise zu bilden. Weiterhin ist eine Zener-Diode DZ1 zwischen einem Kollektoranschluß und einem Emitteranschluß des Transistor Q4 angeschlossen, und eine Zener-Diode DZ2 ist zwischen einem Kollektoranschluß und einem Emitteranschluß des Transistors Q5 angeschlossen.
Wenn das Pulsweitenmodulationssignal PWM1 zum Transistor Q4 eingegeben wird, und eine Potentialspannung der Basisspannung VB2, die durch das Pulsweitenmodulationssignal PWM1 erzeugt wird, schwankt, wird der Transistor Q4 wiederholt ein- und ausgeschaltet. Andererseits wird dann, wenn das Pulsweitenmodulationssignal PWM2 zum Transistor Q5 eingegeben wird und sich eine Potentialspannung der durch das Pulsweitenmodulationssignal PWM2 erzeugten Basisspannung VB3 ändert, der Transistor Q5 wiederholt ein- und ausgeschaltet.
Eine Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 35 für eine positive Ausgabe ist zwischen der Spule L2 und Diode D5 parallelgeschaltet, und eine Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 36 für eine negative Ausgabe ist zwischen der Spule L3 und der Diode D6 parallelgeschaltet. In diesem Fall können beide Ausgangs-Anschlußstellen der Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltungen 35 und 36 in einer ODER-Verdrahtung angeschlossen sein, so daß die Ausgabe an der gemeinsamen Ausgangs-Anschlußstelle OUT erzeugt wird.
Die Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 35 ist gebildet aus einem Kondensator C11, der an einer Eingangsverbindungsleitung b angeschlossen ist, einer Diode D11, die an eine Nullspannungs-Anschlußstelle des Kondensators C11 angeschlossen ist, einem Triac Q11, der an eine Nullspannungs-Anschlußstelle der Diode D11 angeschlossen ist und der als die erste Umschaltschaltung zum Umschalten einer Ausgabe dient, einer Diode D12, die zwischen dem Kondensator C11 und der Diode D11 angeschlossen ist und einem Kondensator C12, der an eine Nullspannungs-Anschlußstelle der Diode D12 angeschlossen ist, für eine positive Ausgabe und eine negative Ausgabe. Die gemeinsame Ausgangs- Anschlußstelle OUT für sowohl die positive als auch die negative Ausgabe ist zwischen der Diode D12 und dem Kondensator C12 angeschlossen. Die Dioden D11 und D12 sind auf derartige Weise angeschlossen, daß ein Strom vom Erdpotential zur Ausgangs-Anschlußstelle OUT fließt.
Andererseits ist die Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 36 gebildet aus einem Kondensator C21, der an die Eingangsverbindungsleitung c angeschlossen ist, einer Diode D21, die an die Nullspannungs-Anschlußstelle des Kondensators C21 angeschlossen ist, einem Thyristor Q2, der an die Nullspannungs- Anschlußstelle der Diode D21 angeschlossen ist und der als die zweite Umschaltschaltung zum Umschalten einer Ausgabe dient, einer Diode D22, die zwischen dem Kondensator C21 und der Diode D21 verdrahtet ist, und einem Kondensator C12, der an die Nullspannungs-Elektrode der Diode D22 angeschlossen ist. Eine Ausgangs-Anschlußstelle OUT2 ist zwischen der Diode D22 und dem Kondensator C12 verdrahtet. Die Dioden D21 und D22 sind auf derartige Weise angeschlossen, daß ein Strom von der gemeinsamen Ausgangs-Anschlußstelle OUT zum Erdpotential fließt.
Eine weitere Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung ~ (nicht gezeigt) mit anderen Ausgangspegeln kann weiterhin zu den Spannungsverdopplungs- Gleichrichterschaltungen 35 und 36 parallelgeschaltet sein. Und anstelle jeder der Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltungen 35 und 36 kann eine Spannungsvervielfacher-Gleichrichterschaltung auf einfache Weise durch in Reihe schalten mehrerer Gruppen aus einer Diode und einem Kondensator ausgebildet werden. Darüber hinaus kann ein Umschaltelement, wie beispielsweise ein Transistor, ein FET oder ähnliches, als die erste oder die zweite Umschaltschaltung zum Umschalten einer Ausgabe verwendet werden.
Die Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung (35) kann durch Eingeben des Steuersignals CT1 in den Triac Q11 betrieben werden, und die Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 36 kann durch Eingeben des Steuersignals CT2 in den Thyristor Q21 betrieben werden.
In diesem Fall sind die Zener-Dioden DZ1 und DZ2 jeweils zwischen Kollektoranschlüssen und Emitteranschlüssen der Transistoren Q4 und Q5 angeschlossen, so daß die Ausgangsspannung stabilisiert ist. Beispielsweise wird die durch den Resonanzkreis erzeugte Resonanzspannung VL2 für eine positive Ausgabe durch die Zener-Diode DZ1 auf ihre Spitzenspannung geklemmt, so daß die Zener- Spannung VDZ1 der Spitzenwert wird, wie es in Fig. 5 gezeigt ist.
Wie es oben beschrieben ist, werden die Kondensatoren C11 und C21 in den Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltungen 35 und 36 bis zu der Zeit geladen, zu welcher die Resonanzspannungen VL1 und VL2 die Spitzenspannungen erreichen, so daß die Ausgabe aufgrund des Klemmens der Spitzenspannung stabilisiert ist. Wenn Zeitgaben und Impulsweiten der Pulsweitenmodulationssignale PWM1 und PWM2 auf eine derartige Weise bestimmt werden, daß eine Energie entsprechend dem maximalen Wert der an der Ausgangs-Anschlußstelle OUT aufgetretenen Ausgangsleistung in den Spulen L2 und L3 gespeichert werden kann, können Wellenformen der Pulsweitenmodulationssignale PWM1 und PWM2 festgelegt werden, was eine komplizierte Steuerschaltung oder eine Erfassungsschaltung für eine Ausgabe eliminiert.
Die an der Ausgangs-Anschlußstelle OUT erzeugte Ausgangsspannung ist nahezu zweimal so groß wie die Zener-Spannung Vozi. Die Ausgangsspannung kann durch Einstellen der Zener-Spannungen VDz1 und VDn der Zenerdioden DZ1 und DZ2 optional eingestellt werden.
Weiterhin verwenden die Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltungen 35 und 36 den gemeinsamen Kondensator C12 für positive und negative Ausgaben und die Ausgangs-Anschlußstelle OUT, so daß die Ausgabe mit einer optionalen Polarität an der Ausgangs-Anschlußstelle OUT erzeugt werden kann. Anders ausgedrückt kann dann, wenn der Triac Q11 eingeschaltet wird und der Thyristor Q21 ausgeschaltet wird, eine positive Ausgangsspannung an der Ausgangs- Anschlußstelle OUT erzeugt werden, wohingegen dann, wenn der Triac Q11 auf aus geschaltet wird und der Thyristor Q21 auf ein, eine negative Ausgangsspannung an der Ausgangs-Anschlußstelle OUT erzeugt werden kann. Darüber hinaus tritt deshalb, weil die Dioden D11, D12, D21 und D22 vorgesehen sind, kein Kurzschluß in den Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltungen 35 und 36 mit einer entgegengesetzten Polarität auf. Weiterhin tritt deshalb, weil ein Gleichstromfluß durch die Kondensatoren C11 und C21 gestoppt wird, kein Kurzschluß durch die Kondensatoren C11 und C21 auf.
Als nächstes wird das dritte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Fig. 6 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
In der Zeichnung bezeichnet L4 eine Spule, und Q6 bezeichnet einen Transistor für eine Umschaltschaltung für eine Oszillation. Die Spule L4 und der Transistor Q6 sind zwischen der Leistungsquelle Vcc und dem Erdpotential in Reihe geschaltet. Ein Kondensator C7 ist zur Spule L4 parallelgeschaltet, um einen Resonanzkreis zu bilden. Eine Zener-Diode DZ3 ist zwischen einem Kollektoranschluß und einem Emitteranschluß des Transistors Q6 angeschlossen.
Der Transistor Q6 empfängt das Pulsweitenmodulationssignal PWM. Wenn eine Potentialspannung der Basisspannung VB4, die durch das Pulsweitenmodulationssignal PWM erzeugt wird, schwankt, wird der Transistor Q6 wiederholt ein- und ausgeschaltet.
Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltungen 35 und 36 sind zwischen der Spule L4 und dem Transistor Q6 parallelgeschaltet. In diesem Fall sind Ausgangs- Anschlußstellen der Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltungen 35 und 36 in einer ODER-Verdrahtung angeschlossen, um eine Ausgangsspannung an der gemeinsamen Ausgangs-Anschlußstelle OUT zu erzeugen.
Die Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 35 ist gebildet aus einem Kondensator C11, der an eine Eingangsverbindungsleitung a angeschlossen ist, einer Diode D11, die an eine Nullspannungs-Anschlußstelle des Kondensators C11 angeschlossen ist, einem Triac Q11, der an eine Nullspannungs-Anschlußstelle der Diode D11 angeschlossen ist und der als die erste Umschaltschaltung zum Umschalten einer Ausgabe dient, einer Diode D12, die zwischen dem Kondensator C11 und der Diode D11 angeschlossen ist, und gemeinsamen Kondensator C12, der an eine Nullspannungs-Anschlußstelle der Diode D12 angeschlossen ist, für positive und negative Ausgaben. Die gemeinsame Ausgangs-Anschlußstelle OUT für sowohl positive als auch negative Ausgaben ist zwischen der Diode D12 und dem Kondensator C12 angeschlossen. Die Dioden D11 und D12 sind auf derartige Weise angeschlossen, daß ein Strom vom Erdpotential zur Ausgangs- Anschlußstelle OUT fließt.
Andererseits ist die Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 36 gebildet aus einem Kondensator C21, der an eine Eingangsverbindungsleitung a angeschlossen ist, einer Diode D21, die an eine Nullspannungs-Anschlußstelle des Kondensators C21 angeschlossen ist, einem Thyristor Q21, der an eine Nullspannungs-Anschlußstelle der Diode D21 angeschlossen ist und der als die zweite Umschaltschaltung zum Umschalten einer Ausgabe dient, einer Diode D22, die zwischen dem Kondensator C21 und der Diode D21 angeschlossen ist, und einem gemeinsamen Kondensator C12, der an eine Nullspannungs-Anschlußstelle der Diode D22 angeschlossen ist, für positive und negative Ausgaben. Die gemeinsame Ausgangs-Anschlußstelle OUT für sowohl positive als auch negative Ausgaben ist zwischen der Diode D22 und dem Kondensator C12 angeschlossen. Die Dioden D21 und D22 sind auf derartige Weise angeschlossen, daß ein Strom von der Ausgangs-Anschlußstelle GUT zum Erdpotential fließt.
VL1 bezeichnet eine Resonanzspannung, und CT1 und CT2 Steuersignale.
In diesem Fall ist die an der Ausgangs-Anschlußstelle OUT durch die Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 35 erzeugte Ausgangsspannung gleich jener, die durch die Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung 36 erzeugt wird, und es können nur Polaritäten geändert werden. Anders ausgedrückt kann dann, wenn der Triac Q11 eingeschaltet ist und der Thyristor Q21 ausgeschaltet ist, eine positive Ausgangsspannung an der Ausgangs-Anschlußstelle OUT erzeugt werden, und dann, wenn der Triac Q11 ausgeschaltet ist und der Thyristor Q21 eingeschaltet ist, kann eine negative Ausgangsspannung an der Ausgangs-Anschlußstelle OUT erzeugt werden.
Es wird angemerkt, daß die vorliegende Erfindung nicht auf die zuvor angegebenen Ausführungsbeispiele beschränkt oder begrenzt ist, daß verschiedene Abänderungen und Modifikationen gemäß dem Inhalt der vorliegenden Erfindung durchgeführt werden können und jene nicht vom beanspruchten Schutzumfang der vorliegenden Erfindung ausgeschlossen sind, beispielsweise ist auch eine Hochspannungsversorgungsschaltung im beanspruchten Schutzumfang der vorliegenden Erfindung enthalten, bei welcher nur eine Spannungsverdopplungs- Gleichrichterschaltung vorgesehen ist.
Die vorliegende Erfindung ist auch auf eine Vorrichtung anwendbar, die eine Leistungsversorgungsschaltung benötigt, die ein Umschalten der Ausgabe von positiv zu negativ oder umgekehrt ermöglicht, und insbesondere auf einen elektrophotographischen Drucker, einen Kopierer, ein Normalpapier-Faxgerät oder ähnliches.
Wie es oben beschrieben ist, sind in einer Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ein Resonanzkreis mit wenigstens einer Spule, eine Umschaltschaltung zur Oszillation, die an den Resonanzkreis angeschlossen ist, und eine Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung, die aus einem Kondensator und einer Diode gebildet ist und die auch an den Resonanzkreis angeschlossen ist, vorgesehen. Demgemäß wird dann, wenn die Umschaltschaltung zur Oszillation ein- und ausgeschaltet wird, eine Resonanzspannung im Resonanzkreis erzeugt und mit einem Spannungsverdopplungswert durch die Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung gleichgerichtet.
Eine Umschaltschaltung zum Umschalten einer Ausgabe ist an eine Nullspannungs-Anschlußstelle einer Diode in der Spannungsverdopplungs- Gleichrichterschaltung angeschlossen. Wenn die Umschaltschaltung zum Umschalten einer Ausgabe derart gesteuert wird, daß sie ein- und ausgeschaltet wird, wird eine Ausgangsspannung an der Ausgangs-Anschlußstelle selektiv erzeugt. Demgemäß können die Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltungen für sowohl positive als auch negative Ausgaben verdrahtet werden, ohne über einen Widerstand zu gehen, so daß Ausgabe/Last-Kennlinien der Hochspannungsversorgungsschaltung nicht verschlechtert werden können.
Darüber hinaus fällt selbst dann, wenn der Ausgangsstrom größer wird, die Ausgangsspannung nicht ab, so daß die Impulsweite der Umschalteinrichtung zur Oszillation nicht notwendigerweise geändert wird. Es gibt ebenso keine Notwendigkeit zum Anordnen eines Relais oder einer ähnlichen Vorrichtung, so daß eine Miniaturisierung und eine Reduktion der Kosten auf einfache Weise durch Vereinfachen der Hochspannungsversorgungsschaltung erreicht werden kann.
Es ist zu verstehen, daß, obwohl die vorliegende Erfindung detailliert in bezug auf ihre bevorzugten Ausführungsbeispiele beschrieben worden ist, für Fachleute auf dem Gebiet verschiedene andere Ausführungsbeispiele und Abänderungen möglich sind, welche im Schutzumfang und Wesen der Erfindung enthalten sind, und es ist beabsichtigt, daß solche anderen Ausführungsbeispiele und Abänderungen durch die folgenden Ansprüche abgedeckt sind.

Claims

1. Hochspannungsversorgungsschaltung, die folgendes aufweist:

einen Resonanzschwingkreis (L1, C4, D4, Q3) zum Erzeugen einer oszillierenden elektrischen Ausgabe; und

einen Spannungsvervielfacher (C11, D11) zum Vervielfachen der Spannung der Ausgabe vom Resonanzkreis, wobei der Spannungsvervielfacher eine Kondensatoreinrichtung (C11) enthält, und eine Diodeneinrichtung (D11), die die Kondensatoreinrichtung mit einem Referenzpotential koppelt, wobei die Kondensatoreinrichtung auch mit einem Ausgang (OUT 1) für die vervielfachte Spannung gekoppelt ist, gekennzeichnet durch eine Halbleiter- Umschalteinrichtung (Q11) zum selektiven Umschalten einer Leitung durch die Diodeneinrichtung (D11), um dadurch die beim Ausgang (OUT 1) erzeugte vervielfachte Spannung umzuschalten.

2. Hochspannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 1, die einen weiteren Spannungsvervielfacher (C21, D21) zum Vervielfachen der Spannung der Ausgabe vom Resonanzkreis aufweist, der eine Kondensatoreinrichtung (C21) enthält, und eine Diodeneinrichtung (D21), die die Kondensatoreinrichtung mit einem Referenzpotential koppelt, wobei die Kondensatoreinrichtung auch mit einem Ausgang (OUT 2) für die vervielfachte Spannung gekoppelt ist, und weiterhin eine Halbleiter-Umschalteinrichtung (Q21) zum selektiven Umschalten einer Leitung durch die Diodeneinrichtung (D21) aufweist, um dadurch die am Ausgang (OUT 2) erzeugte vervielfachte Spannung umzuschalten.

3. Hochspannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 2, wobei die Vervielfacher derart konfiguriert sind, daß ein erster Spannungsvervielfacher mit einer ersten Umschalteinrichtung (Q11) angeordnet ist, um eine positive vervielfachte Spannung an einem ersten Ausgang (OUT1) zu erzeugen, und ein zweiter Vervielfacher mit einer zweiten Umschalteinrichtung (Q21) angeordnet ist, um eine negative vervielfachte Spannung an einem zweiten Ausgang (OUT2) zu erzeugen.

4. Hochspannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 1, wobei der Resonanzschwingkreis einen ersten Resonanzschwingkreis (L2, C5, D5, Q4) aufweist, und der Spannungsvervielfacher einen ersten Spannungsvervielfacher (C11, D11) mit einer ersten Umschalteinrichtung (Q11) aufweist, wobei die Hochspannungsversorgungsschaltung weiterhin folgendes aufweist:

einen zweiten Resonanzschwingkreis (L3, C6, D6, Q5) zum Erzeugen einer zweiten oszillierenden elektrischen Ausgabe; und

einen zweiten Spannungsvervielfacher (C21, D21) zum Vervielfachen der Spannung der Ausgabe vom zweiten Resonanzkreis, wobei der zweite Spannungsvervielfacher eine Kondensatoreinrichtung (C21) enthält, und eine Diodeneinrichtung (D21), die die Kondensatoreinrichtung mit einem Referenzpotential koppelt, wobei die Kondensatoreinrichtung auch mit einem Ausgang (OUT 2) für die vervielfachte Spannung gekoppelt ist, und eine Halbleiter- Umschalteinrichtung (Q21) zum selektiven Umschalten einer Leitung durch die Diodeneinrichtung (D21) hat, um dadurch die am Ausgang (OUT 2) erzeugte vervielfachte Spannung umzuschalten.

5. Hochspannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 3 oder 4, wobei die erste Umschalteinrichtung einen Triac (Q11) aufweist.

6. Hochspannungsversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, wobei die zweite Umschalteinrichtung einen Thyristor (Q21) aufweist.

7. Hochspannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 3 oder 4, wobei jede der ersten und der zweiten Umschalteinrichtung einen Transistor oder einen FET aufweist.

8. Hochspannungsversorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 7, wobei der erste und der zweite Ausgang (OUT1, OUT2) gemeinsam sind.

9. Hochspannungsversorgungsschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der oder jeder Resonanzschwingkreis einen Resonanzkreis und eine mit dem Resonanzkreis verbundene Umschaltschaltung aufweist.

10. Hochspannungsversorgungsschaltung nach Anspruch 9, wobei die oder jede Umschaltschaltung zu einer Zenerdiode (DZ1, DZ2) parallelgeschaltet ist, die eine Ausgangsspannung einstellt.

11. Kopierer mit einer Leistungsversorgung, die eine Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche enthält.

12. Faksimilegerät mit einer Leistungsversorgung, die eine Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10 enthält.

13. Elektrophotographischer Drucker mit einer Leistungsversorgung, die eine Hochspannungsversorgungsschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10 enthält.