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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen
Digital/Analog(D/A)-Umsetzer zum Umsetzen von digitalen Signalen, wie
z. B. Audio- oder Videosignalen, in analoge Signale.
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Ein n-Bit-D/A-Umsetzer des Strom summierenden Typs ist
allgemein bekannt, wie z. B. der in der EP-A-0 084 847 offenbarte
Typ. Die spezielle Schaltung in der EP-A-0 084 847 ergänzt die
Schaltung mit einem Paar von MOS-Feldeffekttransistoren,
welche mit komplementären Eingangssignalen gespeist werden und
mit einer Konstantstromquelle verbunden sind. Auf diese Weise
wird die Schaltgeschwindigkeit durch das Entladen parasitärer
Kapazitäten vergrößert.
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Vor kurzem sind 1-Bit-D/A-Umsetzer zum Umsetzen von digitalen
Audio- oder Videosignalen in ursprüngliche analoge Signale
bekannt geworden, z. B. in der Form eines 1-Bit-D/A-Umsetzers,
wie er z. B. in der EP-A-0 383 689, worauf der Oberbegriff des
Anspruchs 1 basiert, und in der US-A-5 148 168 offenbart
worden ist. Der 1-Bit-D/A-Umsetzer besitzt viele Vorteile,
insbesondere bezüglich der Linearität, wie z. B. das frei sein von
Nulldurchgangs-Störungen, welche nicht mit einem Multi-Bit-
Umsetzers erreicht werden können.
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Ein Ausgangssignal des 1-Bit-D/A-Umsetzers ist ein Impulszug,
welcher zwei Spannungswerte, 0 Volt und eine gewöhnlich in der
Größenordnung von 5 V liegende Quellenspannung, einnimmt. Der
Ausgangspegel wird bestimmt durch das Produkt der Impulsdichte
und der Quellenspannung. Konkret wird eine analoge
Ausgangssignal-Wellenform dadurch erhalten, dass ein Ausgangssignal
des D/A-Umsetzers ein Tiefpassfilter (LPF) durchläuft.
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Gleichzeitig ist die Stromversorgungsspannung, welche den
Wellenscheitelwert eines Ausgangsimpulses des 1-Bit-D/A-Umsetzers
bildet, die externe Stromversorgungsspannung selbst und neigt
zu Störungen. Wenn die Stromversorgungsspannung ständig
schwankt oder dieser ein Rauschen überlagert wird, tritt die
gestörte Spannung direkt über das Tiefpassfilter in dem
endgültigen analogen Ausgangssignal auf.
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Außerdem ist, wenn der 1-Bit-D/A-Umsetzer als eine integrierte
Schaltung aufgebaut ist, die Stromversorgungsspannung jene der
integrierten Schaltung (IC), welche nicht auf einen höheren
Wert als den Standardwert von 5 V erhöht werden kann, wenn ein
zufriedenstellender Betrieb der integrierten Schaltung
aufrechterhalten werden soll. Das Ergebnis besteht darin, dass
notwendigerweise eine Begrenzung bei dem Ausgangssignalpegel
stattfindet, welcher gewöhnlich im Durchschnitt auf den Pegel
von der Größenordnung von 1 V oder weniger eingestellt wird.
Diese niedrige Spannung wird durch das Vorsehen einer
Verstärkung in einer analogen Tiefpassfilter-Einheit, welche dem D/A-
Umsetzer folgt, verstärkt um den Signalpegel zu vergrößern.
Jedoch führt dies ebenso zu einer Verstärkung des Rauschens.
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Ausgehend von dem oben geschilderten Stand der Technik ist es
eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Digital/Analog-
Umsetzer vorzusehen, welcher nicht durch Schwankungen der
Stromquelle oder durch eine Überlagerung von Rauschen
beeinträchtigt wird, und welcher in der Lage ist, zu verhindern,
daß das Rauschen als ein Ergebnis einer Vergrößerung der
Verstärkung hinter dem analogen Filter verstärkt wird.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Digital/Analog-
Umsetzer vorgesehen, welcher eine Umsetzungseinrichtung zum
Umsetzen von digitalen Eingangsdaten in eine entsprechende
Impulswellenform umfaßt und ein Paar von Ausgangsanschlüssen
zum jeweiligen Ausgeben eines Paares von Ausgangssignalen
aufweist, gekennzeichnet durch:
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ein Paar von Feldeffekttransistoren mit einer gemeinsamen
Drain-Anordnung, wobei dem Gate von jedem der
Feldeffekttransistoren ein Ausgangssignal des Paars von Ausgangssignalen der
Umsetzungseinrichtung zugeführt wird, welche relativ
zueinander invertierte Signale sind,
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eine Konstantstromquelle zum Zuführen eines Konstantstroms zu
dem gemeinsamen Drain der Feldeffekttransistoren, und
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eine Strom-Spannungs-Umsetzungseinrichtung zum Umsetzen eines
Source-Ausgangsstroms von einem der Feldeffekttransistoren in
ein Spannungssignal; und
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eine Ausgabeschaltung zum Aufrechterhalten einer im
wesentlichen konstanten Ausgangsspannung, unabhängig von einer
Schwankung der Stromquelle.
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Der Stromwert der Konstantstromquelle wird vorzugsweise
veränderlich gesteuert, um einen variablen Ausgangssignalpegel
sicher zu stellen.
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Da die Ausgangssignale der
1-Bit-Digital/Analog-Umsetzungseinrichtung relativ zueinander invertierte Signale sind,
befindet sich einer der Feldeffekttransistoren notwendigerweise
in dem durchgeschalteten Zustand, um zu bewirken, dass der
Konstantstrom von der Konstantstromquelle derart fließt, dass
der Konstantstrom von Schwankungen, welche der Stromquelle
eigen sind, frei ist. Durch das Übernehmen des
Stromausgangssignals über eine Ausgabeschaltung kann ein
zufriedenstellendes Digital/Analog-Umsetzungs-Ausgangssignal erzeugt werden,
welches frei von den Schwankungen ist, welche der Stromquelle
anhaften.
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Bei dem Digital/Analog-Umsetzer gemäß der vorliegenden
Erfindung wird das gleichgewichtige ausgegebene Signalpaar von der
1-Bit-Digital/Analog-Umsetzungseinrichtung, welche eine
Impulswellenform entsprechend den eingegebenen digitalen Daten
ausgibt, den Gates des Feldeffekttransistor-Paars zugeführt,
welche in einer Schaltung mit einem gemeinsamen Drain-Anschluß
miteinander verbunden sind. Der Strom der Konstantstromquelle
wird dem gemeinsamen Drain-Anschluss des Feldeffekttransistor-
Paars zugeführt und Ausgangssignale der Source-Anschlüsse des
Feldeffekttransistor-Paars werden über eine Ausgabeschaltung
abgenommen. Dementsprechend ist ein Feldeffekttransistor von
dem Feldeffekttransistor-Paar notwendigerweise
durchgeschaltet, um zu bewirken, dass der Konstantstrom, welcher von einer
Konstantstromquelle fließt, von Stromquellenschwankungen frei
ist. Durch Abnehmen des Wechselstrom-Ausgangssignals über die
Ausgabeschaltung kann ein zufriedenstellendes und hochgenaues
digitalanalog-umgesetztes Ausgangssignal erzeugt werden,
welches frei von Schwankungen der Stromquelle ist.
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Außerdem kann der Wechselstromwert der Konstantstromquelle
einstellbar gesteuert werden, um den ausgegebenen Signalpegel
variabel zu übergeben, um ein Ausgangssignal mit einem
Amplitudenpegel zu erzeugen, welcher nicht kleiner als das
Ausgangssignal der 1-Bit-Digital/Analog-Umsetzeinrichtung ist, um
einen breiteren dynamischen Bereich sicher zu stellen.
Zusätzlich ist es außerdem möglich, zu verhindern, daß das Rauschen
verstärkt wird, da hier keine Notwendigkeit besteht die
Verstärkung hinter dem analogen Tiefpassfilter (LPF) anzuheben.
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Die Erfindung wird nachfolgend anhand der folgenden
Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen im Zusammenhang mit den
beiliegenden Zeichnungen beschrieben.
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Fig. 1 ist ein Blockschaltbild, welches einen grundsätzlichen
Aufbau des D/A-Umsetzers gemäß der vorliegenden Erfindung
zeigt.
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Fig. 2 ist ein Schaltbild, welches wesentliche Teile einer
ersten Ausführungsform des D/A-Umsetzers gemäß der
vorliegenden Erfindung zeigt.
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Fig. 3 ist eine Wellenformdarstellung, welche eine
Signalwellenform zur Darstellung der Wirkungsweise der in Fig. 2
gezeigten Ausführungsform zeigt.
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Fig. 4 ist ein Schaltbild, welches wesentliche Teile einer
zweiten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung
zeigt.
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Fig. 5 ist ein Schaltbild, welches wesentliche Teile einer
dritten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung
zeigt.
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Fig. 1 ist ein schematisches Blockschaltbild, welches ein
Beispiel eines grundsätzlichen Aufbaus des D/A-Umsetzers gemäß
der vorliegenden Erfindung zeigt. In dieser Figur werden
digitale Signale, wie z. B. digitale Audiosignale, einem
Eingangsanschluss 11 zugeführt. Die Datenrate und die Wortlänge dieser
digitalen Eingangssignale beträgt beispielsweise 8·fs und 17
Bits, wobei unter fs eine Abtastfrequenz verstanden wird. Die
digitalen 8·fs, 17 Bit-Signale werden z. B. mit einem Faktor
von 8 durch ein Überabtast-Filter 12 für Signale mit einer
Datenrate von 64·fs überabgetastet, welche zu einer das
Rauschen bearbeitenden Schaltung 13 übertragen werden. Die das
Rauschen bearbeitende Schaltung 13 führt durch Begrenzen des
Rauschspektrums ausschließlich auf einen höheren
Frequenzbereich eine Rauschumformungs-Tätigkeit durch. Ein
Ausgangssignal der das Rauschen bearbeitenden Schaltung 13 wird zu
einem Impulsumsetzer 14 übertragen, in welchem es in digitale
1-Bit-Signale oder Impulssignale umgesetzt wird, so dass
jeweils an den Anschlüssen 15 und 16 ein Paar von
ausbalancierten Impulssignalen P(+) und P(-), welche relativ zueinander
invertierte Signale sind, ausgegeben werden.
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Die Schaltungsanordnung von dem achtfachen Überabtast-Filter
12 bis zu dem Impulsumsetzer 14 wird gewöhnlich als eine sog.
integrierte 1-Bit-D/A-Umsetzungsschaltung (IC) ausgeführt. Die
Impulssignale P(+) und P(-) liegen im Wesentlichen bei einem
Massepotential (GMD) und bei einer gewöhnlich in der
Größenordnung von 5 V liegenden Versorgungsspannung VDD der
integrierten Schaltung, wenn die Impulssignale jeweils auf den "0-
" oder "niedrigen" Pegel oder auf den "1-" oder "hohen" Pegel
eingestellt werden. Die Versorgungsspannung VDD oder die
Massespannung GMD tendieren dazu, den Spannungsschwankungen
ausgesetzt zu werden oder von einem Rauschen überlagert zu
werden, wie vorher beschrieben worden ist.
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Die Impulssignale P(+) und P(-) der Anschlüsse 15 und 16,
welche relativ zueinander invertierte Signale sind, werden den
Gate-Anschlüssen eines Paars von Feldeffekttransistoren(FET)
21 und 22, welche mittels einer gemeinsamen Drain-Anordnung
verbunden sind, zugeführt. Den Drain-Anschlüssen dieser
Feldeffekttransistoren 21, 22, welche miteinander verbunden sind,
wird ein Konstantstrom I&sub0; von einer Konstantstromquelle 23
zugeführt, an welcher eine konstante Spannung V&sub1; anliegt. Die
Ausgangssignale der beiden Source-Anschlüsse der
Feldeffekttransistoren 21, 22 werden zu einer Ausgabeschaltung 24
übertragen, um an einem Ausgangsanschluss 25 abgegriffen zu
werden. Für die Ausgabeschaltung 24 kann z. B. eine Schaltung
verwendet werden, bei welcher mindestens einer der Ausgangsströme
von den Source-Anschlüssen der Feldeffekttransistoren 21, 22
in eine Spannung umgesetzt wird, welche am Ausgangsanschluss
25 ausgegeben wird. Alternativ kann ein Paar von
ausbalancierten Ausgangsspannungen, welche relativ zueinander inverse
Signale sind, an einem Paar von Ausgangsanschlüssen als
Ausgangssignale der Ausgabeschaltung 24 abgegriffen werden.
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Bei der oben beschriebenen Anordnung werden die
Spannungsschwankungen oder das Rauschen, wodurch die Impulssignale P(+)
oder P(-) beeinflusst werden, mittels der Ausgabeschaltung 24
entfernt, so dass ein zufriedenstellendes D/A-Umsetzungs-
Ausgangssignal, welches nicht durch die Spannungsschwankungen
oder Geräusche beeinflusst ist, an dem Ausgangsanschluss 25
abgegriffen werden kann. Die Feldeffekttransistoren 21, 22
werden hier in Anbetracht der Tatsache verwendet, dass, wenn
normale bipolare Transistoren verwendet würden, aufgrund eines
Überschwingens während der Schaltoperation der Transistoren
durch die Impulssignale P(+) oder P(-)ein Basis-Emitter-Strom
fließt, um dem Ausgabestrom überlagert zu werden und
Ausgangs
signalschwankungen zu verursachen. Da der Feldeffekttransistor
eine hohe Gate-Eingangsimpedanz aufweist, besteht hier kein
Risiko der Art, daß während des Auftretens des Überschwingens
der Impulssignale P(+) oder P(-)ein Gate-Strom am Ausgang
fließt.
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Das Schaltbild von Fig. 2 zeigt als ein Schaltbild einen
konkreten Aufbau der Ausgabe-Seite der Schaltungsanordnung nach
den Anschlüssen 15 und 16 als eine erste Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung.
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In Fig. 2 werden die oben erwähnten Impulssignale P(+) und
P(-), welche relativ zueinander invertierte Signale sind,
jeweils den Anschlüssen 15 und 16 zugeführt. Als
Feldeffekttransistoren 21, 22, welche in einer Konfiguration mit einem
gemeinsamen Drain-Anschluß verbunden sind, werden sog.
Doppelgate-Feldeffekttransistoren verwendet und an die sog.
Abschirm-Gates der Feldeffekttransistoren 21, 22 wird eine
konstante Spannung V&sub2; angelegt. Die vorher erwähnten
Impulssignale P(+), P(-) von den Anschlüssen 15, 16 werden den anderen
Gate-Anschlüssen der Feldeffekttransistoren 21, 22 zugeführt.
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Die Konstantstromquelle 23 zur Zuführung des Konstantstroms I&sub0;
an die gemeinsamen Drain-Anschlüsse der
Doppelgate-Feldeffekttransistoren 21, 22 umfasst einen PNP-Transistor Tr&sub1;, dessen
Emitter die konstante Spannung V&sub1; zugeführt wird, einen
Widerstand R&sub1;, welcher zwischen dem Emitter und der Basis des
Transistors Tr&sub1; angeschlossen ist, einen weiteren PNP-Transistor
Tr&sub2; mit dessen Basis und Emitter der Kollektor und die Basis
des Transistors Tr&sub1; verbunden sind, und einen Widerstand R&sub2;,
welcher zwischen der Basis des Transistors Tr&sub2; (oder dem
Kollektor des Transistors Tr&sub1;) und Masse angeschlossen ist. Der
Konstantstrom I&sub0; wird von dem Kollektor des Transistors Tr&sub2;
zugeführt.
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Die Ausgabeschaltung 24 zur Ausgabe einer umgesetzten Spannung
aus den Ausgangsströmen Ip+, Ip- von den Source-Anschlüssen der
Feldeffekttransistoren 21, 22 besteht aus einem Ladewiderstand
R&sub3; als eine Strom-Spannungs-Umsetzeinrichtung, welche zwischen
dem Source-Anschluss des Feldeffekttransistors 21 und der
Masse angeschlossen ist, und einem anderen Ladewiderstand R&sub4; als
Strom-Spannungs-Umsetzeinrichtung, welche zwischen dem Source-
Anschluss des Feldeffekttransistors 22 und der Masse
angeschlossen ist. Eine Spannung, welche von einem
Verbindungspunkt zwischen dem Ladewiderstand R&sub3; und dem Source-Anschluss
des Feldeffekttransistors 21 der Ausgabeschaltung 24
ausgegeben wird, wird an einem Ausgangsanschluss 25 abgegriffen und
eine Spannung, welche an einem Verbindungspunkt zwischen dem
Ladewiderstand R&sub4; und dem Source-Anschluss des
Feldeffekttransistors 22 ausgegeben wird, wird an einem Ausgangsanschluss 26
abgenommen.
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Die Schalttätigkeit der Feldeffekttransistoren 21, 22 wird
durch die Impulssignale P(+) und P(-), welche den Gate-
Anschlüssen der Feldeffekttransistoren zugeführt werden,
gesteuert. Da die Impulssignale P(+) und P(-) relativ zueinander
invertierte Signale sind, wird einer der
Feldeffekttransistoren 21, 22 durchgeschaltet, wenn der andere der
Feldeffekttransistoren gesperrt wird. Da die Schwellenspannung Vth von
jedem der Feldeffekttransistoren 21, 22 auf einen Wert
eingestellt ist, welcher ausreichend tiefer als die Spannung der
IC-Spannungsversorgung VDD ist, welche gewöhnlich wie der
"hohe" Pegel der Impulssignale P(+) oder P(-) in dem Bereich von
5 V liegt, überschreitet, selbst wenn aufgrund der
Schwankungen der IC-Versorgungsspannung VDD die Wellenform des
Impulssignals P(+) oder P(-) schwankt, wie unter A und B in Fig. 3
gezeigt ist, der "hohe" Wert des Impulssignals definitiv die
Schwellenspannung Vth, um eine zuverlässige
Durchschaltetätigkeit sicherzustellen. Daher fließt der Konstantstrom I&sub0; durch
einen der beiden Feldeffekttransistoren 21 und 22, welcher
durchgeschaltet ist, während durch den anderen
Feldeffekttransistor, welcher gesperrt ist, kein Strom fließt. Auf diese
Weise werden die ausgegebenen Source-Ströme Ip+ und Ip- der
Feldeffekttransistoren 21 und 22 auf 0 eingestellt und
eben
falls der oben erwähnte Konstantstrom I&sub0;, so dass die
Schwankungen der Versorgungsspannung entfernt werden.
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Die Ausgangsströme Ip+ und Ip- der Feldeffekttransistoren 21
und 22, welche auf diese Weise frei von den Schwankungen sind,
werden mittels der Ladewiderstände R&sub3;, R&sub4; in Spannungen
umgesetzt, welche an den Ausgangsanschlüssen 25, 26 in der Form
von 1-Bit-Impulszügen zur Umsetzung in analoge Signale
abgegriffen werden. Auf diese Weise kann die D/A-Umsetzung
bezüglich der Genauigkeit verbessert werden, da diese ausgegebenen
Spannungssignale frei von Auswirkungen der Versorgungsspannung
VDD sind. Die Auswirkungen der Schwankungen bei der
Massespannung GND, welche durch das Umschalten der
Feldeffekttransistoren 21, 22 verursacht wird, kann im Prinzip eliminiert werden,
da sich notwendigerweise zu allen Zeiten einer der
Feldeffekttransistoren 21 und 22 in dem durchgeschaltenen Zustand
befindet.
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Fig. 4 zeigt in Form eines Schaltplans den Aufbau von
wesentlichen Teilen der zweiten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung.
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Bei dieser Figur ist der Aufbau der
Doppelgate-Feldeffekttransistoren 21, 22 und der Konstantstromquelle ähnlich jener
in Fig. 2 gezeigten ersten Ausführungsform, so dass sich
entsprechende Teile mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet
sind und die entsprechende Beschreibung weggelassen worden
ist. Die Ausgabeschaltung 24 der in Fig. 4 gezeigten zweiten
Ausführungsform stellt ein konkretes Beispiel dar, bei welchem
der Source-Ausgangsstrom Ip+ des Feldeffekttransistors 21 über
einen Widerstand R&sub3; zu einem Operationsverstärker 27 zur
Umsetzung des Stroms in eine entsprechende Spannung, welche an
einem Ausgangsanschluss 25 ausgegeben wird, übertragen wird.
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In der in Fig. 4 gezeigten Ausgabeschaltung 24 ist ein
Kondensator C&sub1; zur Entfernung des Hochfrequenzrauschens zwischen den
Source-Anschlüssen der Doppelgate-Feldeffekttransistoren 21,
22 angeschlossen. Der Kondensator C&sub1; dient zur Ableitung der
Betriebsladung des Operationsverstärkers 27 und als eine erste
Stufe für ein analoges Tiefpassfilter (LPF) zur Umsetzung des
D/A-Umsetzungs-Ausgangssignal in ein analoges Ausgangssignal.
Der Source-Anschluss des Feldeffekttransistors 22 ist über
einen Transistor R&sub4; geerdet. Der Feldeffekttransistor 21
besitzt einen Source-Anschluss, welcher über einen Widerstand R&sub3;
mit einem invertierenden Eingangsanschluss des
Operationsverstärkers 27 verbunden ist, wobei der invertierende
Eingangsanschluss über einen Kondensator C&sub3; mit Masse verbunden ist. Der
nichtinvertierende Eingangsanschluss des Operationsverstärkers
27 ist mit Masse verbunden. Eine Parallelschaltung aus einem
Widerstand R&sub5; und einem Kondensator C&sub2; ist zwischen einem
Ausgangsanschluss 25 und dem invertierenden Eingangsanschluss des
Operationsverstärkers 27 angeschlossen.
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Bei der oben beschriebenen Anordnung wird der invertierende
Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 27, dessen
nichtinvertierender Anschluss mit Masse verbunden ist, durch das
sog. imaginäre Kurzschließen auf einem Potential gehalten,
welches im wesentlichen gleich 0 ist, so dass der durch den
Widerstand R&sub3; in Richtung auf den invertierenden Anschluss
fließende Strom IQ veranlasst wird, durch den Widerstand R&sub5; zu
fließen und daher am Ausgangsanschluss 25 eine
Ausgangsspannung erzeugt wird, welche gleich einer Spannung von R&sub5;IQ ist.
Die Kondensatoren C&sub2; und C&sub3; dienen zur Eliminierung der
Hochfrequenzkomponenten. An dem Ausgangsanschluss 25 des
Operationsverstärkers 27 wird eine dem Impulssignal P(+)
entsprechende Ausgangsspannung, welche frei von den Schwankungen der
Versorgungsspannungen ist, erzeugt. Da sich einer der
Feldeffekttransistoren 21, 22 zu jeder Zeit in dem durchgeschalteten
Zustand befindet, d. h. dass der Konstantstrom I&sub0;
notwendigerweise durch einen der Feldeffekttransistoren 21 und 22 fließt,
welcher durchgeschaltet ist, ist die Ausgangsspannung frei von
Schwankungen, welche ansonsten durch das Umschalten bewirkt
werden.
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Fig. 5 zeigt in Form eines Schaltplans den Aufbau von
wesentlichen Teilen einer dritten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung.
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In dieser Figur sind die Teile oder Komponenten, welche
ähnlich jenen des zweiten in Fig. 4 gezeigten
Ausführungsbeispiels sind, mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet und
entsprechende Beschreibungen sind der Einfachheit halber
weggelassen. Die Ausgabeschaltung 24, welche bei der dritten in
Fig. 5 gezeigten Ausführungsform verwendet wird, ist derart
aufgebaut, dass die Source-Ausgangsspannungen (Ip+ und Ip-) der
Feldeffekttransistoren 21, 22 jeweils über Widerstände R&sub3;, R&sub4;
Operationsverstärkern 27, 28 zur Umsetzung des elektrischen
Stroms in eine entsprechende elektrische Spannung zugeführt
werden, und dass die Ausgangssignale dieser
Operationsverstärker 27, 28 mittels eines Operationsverstärkers 29
zusammengefasst werden, um am Ausgangsanschluss 25 ausgegeben zu werden.
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Bei der in Fig. 5 gezeigten Ausgabeschaltung 24 ist eine
Parallelschaltung aus einem Widerstand R&sub5; und einem Kondensator
C&sub5; zwischen dem Ausgangsanschluss und dem invertierenden
Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 27 angeschlossen,
wobei der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 27 über
einen Widerstand R&sub7; mit dem invertierenden Eingangsanschluss
des Operationsverstärkers 29 verbunden ist. Zwischen dem
Ausgangsanschluss und dem invertierenden Eingangsanschluss des
Operationsverstärkers 29 ist eine Parallelschaltung aus einem
Widerstand R&sub9; und einem Kondensator C&sub7; angeschlossen. Der
Feldeffekttransistor 22 besitzt einen Source-Anschluss,
welcher über einen Widerstand R&sub4; mit dem invertierenden
Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 28 verbunden ist, wobei
der invertierende Eingangsanschluss über einen Kondensator C&sub4;
mit Masse verbunden ist. Der Operationsverstärker 28 weist
einen nichtinvertierenden Eingangsanschluss auf, welcher mit
Masse verbunden ist. Zwischen dem Ausgangsanschluss und dem
invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 28
ist eine Parallelschaltung aus einem Widerstand R&sub5; und einem
Kondensator C&sub6; angeschlossen. Ein Ausgangsanschluss des
Operationsverstärkers 28 ist über einen Widerstand R&sub5; mit dem
nichtinvertierenden Eingangsanschluss des
Operationsverstärkers 29 verbunden. Der Operationsverstärker 29 weist einen
nichtinvertierenden Eingangsanschluss auf, welcher über eine
Parallelschaltung aus einem Widerstand R&sub1;&sub0; und einem
Kondensator C&sub8; mit Masse verbunden ist. Ein Ausgangsanschluss des
Operationsverstärkers 29 wird der Ausgangsanschluß 25 der
Ausgabeschaltung 24. Wenn es erwünscht ist, können die Widerstände
R&sub3;, R&sub4; oder die Kondensatoren C&sub1;, C&sub5; oder C&sub6; usw. auch entfernt
werden.
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Die dritte Ausführungsform von Fig. 5 ist derart aufgebaut,
dass zusätzlich zu dem in Fig. 4 gezeigten Aufbau der zweiten
Ausführungsform der Ausgangsstrom Ip- des
Feldeffekttransistors 22, welcher durch die Spannung des Impulssignals P(-)
geschaltet wird, mittels des Operationsverstärkers 28 in eine
entsprechende Ausgangsspannung umgesetzt wird, welche durch
den Operationsverstärker 29 differenziell mit der
Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 27 verstärkt wird, um an
dem Ausgangsanschluss 25 eine Differenz-Ausgangsspannung zu
erzeugen. Sowohl der Kondensator C&sub7; und der Widerstand R&sub9; als
auch der Kondensator C&sub8; und der Widerstand Rio werden zur
Eliminierung der Hochfrequenzkomponenten verwendet. Mit der oben
beschriebenen Differenzierungs-Anordnung ist es möglich, das
gleichphasige Rauschen, wie z. B. das Grundrauschen, zu
entfernen.
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Mit V&sub1; = 10 V, V&sub2; = 5 V, R&sub1; = 330Ω, C&sub1; = 2200pF, R&sub3; = R&sub4; = 470Ω,
C&sub3; = C&sub4; = 330pF, R&sub5; = R&sub6; = 2 kΩ C&sub5; = C&sub6; = 1500pF, R&sub7; = R&sub8; = R&sub9; =
R&sub1;&sub0; = 5,6kΩ und C&sub7; = C&sub8; = 100pF als konkrete numerische Werte
für die Schaltung von Fig. 5, wobei die Impulssignale P(+) und
P(-) ein Paar von äquivalenten Ausgangssignalen des 1-Bit-D/A-
Umsetzers IC sind, und wobei das Eingangssignal für den 1-Bit-
D/A-Umsetzer IC ein äquivalentes 17-Bit sinusförmiges
Wellensignal ist, und könnten die Werte der Verzerrungsrate (THD +
N) von 0,0021% (- 93,5 dB) und das Signal/Rausch-Verhältnis
von 106 dB erhalten werden, was zufriedenstellende Werte für
die Praxis darstellt.
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Mittels einer fünften Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung kann ein Pegel der Ausgangsspannung der Ausgabeschaltung
24 durch Veränderung des Stromwerts I&sub0; der Konstantstromquelle
23, welcher variabel gemacht worden ist, variabel gesteuert
werden. Mit der Konstantstromquelle 23, welche, wie in Fig. 5
gezeigt ist, aufgebaut ist, kann der Stromwert I&sub0; durch
Bestimmten des Widerstands R&sub1; als ein veränderbarer Widerstand
derart variabel gemacht werden, dass die Beziehung von I&sub0; =
0,6 R&sub1; erhalten werden kann.
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Dadurch, dass das der Stromwertes I&sub0; von der Stromquelle
variabel gemacht wird, kann der Pegel des Ausgangssignals
variabel gemacht werden, und es kann ein Ausgangssignal eines
Amplitudenpegels, welcher den Ausgangspegel des 1-Bit-D/A-
Umsetzers IC überschreitet, erhalten werden, was zu einem
breiteren dynamischen Bereich führt. Daneben wird es möglich,
da keine Notwendigkeit zur Vergrößerung der Verstärkung hinter
der analogen Seite des Tiefpassfilters besteht, zu verhindern,
dass das Rauschen verstärkt wird.
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Es ist festzustellen, daß die vorliegende Erfindung nicht auf
die oben beschriebenen Ausführungsformen beschränkt ist. Z. B.
ist die Anordnung des 1-Bit-D/A-Umsetzers IC nicht auf die in
Fig. 1 gezeigte Ausführungsform beschränkt, solange wie die
Spannungswerte der verschiedenen Komponenten nicht auf
konkrete Werte der oben beschriebenen Ausführungsbeispiele
beschränkt sind. Weiterhin sind die Anordnungen der
Konstantstromquelle 23 oder der Ausgabeschaltung 24, welche in den
Fig. 2, 4 und 5 gezeigt sind, nicht auf die gezeigte Anordnung
beschränkt, und es können z. B., wenn derartiges erwünscht ist,
die Kondensatoren C&sub1; oder C&sub2; weggelassen werden.