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Die Erfindung betrifft einen Schaltkreis zum Schalten einer
hohen Spannung insbesondere für programmierbare integrierte
Schaltkreise.
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In einem integrierten Schaltkreis ist es häufig notwendig&sub1;
höhere Spannungspegel als die nominellen Logikpegel des
Schaltkreises bereitzustellen. Zum Beispiel haben in einem
Speicherschaltkreis die logischen Signale eine Spannung von
5 Volt, aber bei der Programmierung ist es notwendig, einen
Pegel hoher Spannung VPP der Ordnung von 12 Volt zu haben.
Es ist daher eine Schaltung notwendig, die bei einem
logischen Steuersignal von 5 Volt dieses in ein logisches
Steuersignal von 12 Volt übersetzt, und es am Ausgang auf einen
Lastschaltkreis zu schalten.
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Eine solche Schaltung ist in Figur 1 dargestellt. Sie
umfaßt wie üblich zwei Zweige. Jeder Zweig umfaßt einen N-
Typ-Schalttransistor M0 bzw. M1 und einen gesteuerten P-
Typ-Lasttransistor M2 bzw. M3, die in Serie zwischen Masse
und der hohen Spannung VPP geschaltet sind. Der
N-Transistor eines Zweiges wird über sein Gate durch ein
Schaltsignal C gesteuert, der N-Transistor des anderen Zweiges wird
über sein Gate durch das inverse Schaltsignal /C gesteuert.
Der P-Transistor jedes Zweiges wird über sein Gate vom
Verbindungspunkt zwischen P-Transistor und N-Transistor des
anderen Zweiges gesteuert.
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Indem man als Ausgang einen der Verbindungspunkte zwischen
dem P-Transistor und N-Transistor eines der Zweige nimmt,
erhält man so am Ausgang einen Null-Volt- oder VPP-Ausgang,
z.B. 12 Volt. Die Funktion eines solchen Schaltkreises ist
wie folgt: Wenn sich das Schaltsignal C auf 5 Volt
befindet, leitet der Transistor M0 vom N-Typ, dessen
Gatepotential daher ebenfalls 5 Volt ist und dessen Source mit Masse
verbunden ist. Der Transistor M1 vom N-Typ, dessen
Gatepotential fixiert durch das inverse Schaltsignal /C also auf
0 Volt liegt, sperrt. Der Transistor M0 zieht daher das
Potential seines Drains auf 0 Volt. Der P-Typ-Transistor M3,
der über sein Gate vom Drain des Transistors M0 gesteuert
wird und dessen Source mit der hohen Spannung VPP verbunden
ist, leitet. Der Transistor M1 sperrt, der Verbindungspunkt
B zwischen den Transistoren M3 und M1 geht gegen 12 Volt.
Der P-Typ-Transistor M2, der daher über sein Gate eine
Spannung von nahezu 12 Volt erhält, sperrt. Somit stellt
sich ein Gleichgewicht ein. Die Transistoren M1 und M2
sperren, das Potential des Drains des Transistors M0
stabilisiert sich bei 0 Volt und das Potential des Drains des
Transistors M3 stabilisiert sich bei VPP.
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Wenn das Schaltsignal C auf 0 Volt geht, kehrt sich die
Situation um. Im Gleichgewicht liegt der Verbindungspunkt A
zwischen den Transistoren M0 und M2 auf 12 Volt und der
Verbindungspunkt B zwischen den Transistoren M1 und M3 auf
0 Volt.
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Bei einem solchen Schaltkreis wird der Spannungsabfall
Gate-Drain, Gate-Source oder Drain-Source zu hoch. Er
entspricht der hohen Spannung VPP. Die Transistoren sind einer
Belastung unterworfen, die die Verschlechterung ihres Oxids
im Gate aufgrund von Alterung, die Durchlöcherung des
Kanals zwischen Drain und Source oder Durchschlag der
Übergänge Drain-Substrat oder Gehäuse, Source-Substrat oder
Gehäuse bewirken. Diese Phänomene sind allgemein bekannt.
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Die Belastung der Transistoren stellt einen großen Nachteil
dar, ein üblicher verwendeter Schutz ist ein Kaskadenaufbau
zum Schutz der P-Lasttransistoren und eines weiteren
Kaskadenaufbaus zum Schutz der N-Schalttransistoren, wie er in
Figur 2 dargestellt ist. In jedem Zweig sind ein
P-Schutztransistor M6, M7 und ein N-Schutztransistor M4, M5 in
Serie zwischen den P-Transistor M2, M3 und den N-Transistor
M0, M1 des Schaltkreises zum Schalten geschaltet. Ihre
Gates sind mit der nominellen Versorgungsspannung Vcc des
Schaltkreises verbunden: Die N-Schutztransistoren M4, M5
sind so in Kaskade geschaltet, daß sie die
N-Schalttransistoren M0, M1 schützen, und die P-Schutztransistoren sind
in Kaskade geschaltet, so daß sie die P-Lasttransistoren
M2, M3 schützen. Diese letzteren werden jeweils über ihre
Gates von dem Verbindungspunkt zwischen dem
P-Schalttransistor und dem P-Schutztransistor des anderen Zweiges aus
gesteuert. Der Ausgangspegel OUT wird abgegriffen zwischen
dem P-Transistor und dem N-Transistor zum Schutz eines der
Zweige, in dem Beispiel in Figur 2 zwischen den
Transistoren M5 und M7.
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Die N-Schutztransistoren M4, M5, deren Gates auf Vcc und
einer Schwellenspannung Vtn - typischerweise 1 Volt -
liegen&sub1; verhindern, daß ihr Source über den Pegel Vcc-Vtn
steigt, sonst wären sie nicht mehr leitend.
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Das Potential des Drains der N-Schalttransistoren M0, M1
kann daher nicht höher als Vcc-Vtn steigen, typischerweise
4 Volt.
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Die P-Schutztransistoren M6, M7, deren Gates auf Vcc und
einer Schwellenspannung mit dem Absolutwert Vtp -
typischerweise 1 Volt - liegen, verhindern, daß ihr Source
unter Vcc-Vtp sinkt, sonst wären sie nicht mehr leitend.
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Das Drain-Potential der P-Lasttransistoren M2, M3 kann
daher nicht unter Vcc+Vtp sinken, typischerweise 6 Volt. Wie
das Drain-Potential eines Zweiges an dem Gate des
P-Lasttransistors des anderen Zweiges anliegt, so ist es auch bei
dessen Gates.
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Somit schaltet man am Ausgang OUT entweder 0 Volt oder VPP
Volt, je nach Pegel des Schaltsignals C, aber der
Spannungsabfall Gate-Drain, Gate-Source oder Source-Drain ist
bei den unterschiedlichen Last- und
Schalt-Schutztransistoren weit unter dem vorherigen Aufbau (Figur 1), da sich
der Spannungsabfall über vier Transistoren gegenüber
ursprünglich zweien verteilt. Bei einem solchen Aufbau dienen
die zwei P-Transistoren eines Zweiges zum Umschalten von
VPP, während die zwei N-Transistoren eines Zweiges zum
Schalten von 0 Volt dienen.
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Mit anderen Worten, es ist möglich, daß die
Versorgungsspannung Vcc während eines gewissen Zeitabschnitts nicht
anliegt. Unter diesen Bedingungen, wenn die hohe Spannung
VPP anliegt, findet man wieder einen großen Spannungsabfall
an den Anschlüssen der Schutztransistoren der
Kaskadenschaltung.
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Wenn Vcc = 0, so ist die Spannung an den Gates der P-Typ-
Schutztransistoren 0 Volt, und die Spannung an ihrer Source
kann VPP betragen. Sie leiten daher und lassen über ihren
Drain VPP durch: Die N-Typ-Schutztransistoren haben also
VPP an ihrem Drain, während ihr Gate auf 0 Volt liegt. Die
P- und N-Typ-Schutztransistoren können daher einer starken
Belastung ausgesetzt sein.
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Erfindungsgemäß wird zum Lösen dieses Problems ein anderer
Aufbau vorgeschlagen. Bei dem vorherigen Aufbau nach Figur
2 erlaubt die Verteilung des Spannungsabfalls im
Gleichgewicht den Spannungsabfall zwischen Gate und Drain, Gate und
Source oder Drain und Source bei normalen Spannungspegeln
VPP und Vcc auf 6 Volt oder weniger zurückzubringen.
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Indem ein kleiner Spannungsabfall mehr oder weniger über
den Drain der P-Transistoren und N-Transistoren jedes der
Zweige erzeugt wird, verringert man den Spannungsabfall
zwischen Gate und Drain, Gate und Source und Drain und
Source. Eine Verringerung um 1 Volt reduziert das
elektrische Feld ausreichend, um die Belastung um mehrere
Größenordnungen zu reduzieren.
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Wenn man zwischen den P-Transistor und N-Transistor zum
Schalten jedes Zweiges eine in Vorwärtsrichtung gepolte
Diode in Serie schaltet, bewirkt sie einen Spannungsabfall,
der ihrer Schwellenspannung entspricht. So erzeugt man
einen zusätzlichen Spannungsabfall in jedem Zweig. Zum
Beispiel hat man bei dem Drain des P-Transistors eines der
Zweige ein Potential, das der Schwellenspannung der Diode
entspricht und das nicht mehr 0 Volt beträgt. Am Drain des
N-Transistors hat man ein Potential VPP, das um die
Schwellenspannung der Diode verringert ist. Die Schutzvorrichtung
läßt es nicht mehr zu, daß man am selben Ausgang 0 Volt
oder VPP hat. Der Spannungsabfall aufgrund der Diode wirkt
sich auf einen der geschalteten Spannungspegel aus.
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In einer Ausführungsform der Erfindung wird der Ausgang OUT
des Schaltkreises an den Anschluß eines Widerstandes
gelegt, wobei der andere Anschluß mit der hohen Spannung
verbunden ist und man versucht, auf den Ausgang exakt die
Pegel 0 Volt und VPP zu legen.
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Erfindungsgemäß wird vorgeschlagen, zwischen den Widerstand
und den Ausgang OUT einen Isolationstransistor zu schalten,
der über sein Gate von einem Ausgang gesteuert wird, der am
anderen Zweig des Schaltkreises zum Schalten abgegriffen
wird.
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Der Ausgang, der an dem anderen Zweig zwischen dem
P-Transistor und der Diode abgegriffen wird, ermöglicht es, den
Isolationstransistor leitend oder nichtleitend zu machen
und an den Anschluß des Widerstandes 0 Volt oder VPP
anzulegen.
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In einer Weiterentwicklung legt man eine Diode zwischen den
Ausgangspunkt, der das Gate des Isolationstransistors
steuert, und den P-Transistor: Der Ausgang, der das Gate
steuert, befindet sich also zwischen zwei Dioden. Die erste
Diode erhöht den Pegel 0 Volt um eine Schwellenspannung, und
die zweite Diode verringert den Pegel VPP um eine
Schwellenspannung.
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Wie beansprucht, betrifft die Erfindung daher einen
Schaltkreis zum Schalten einer hohen Spannung VPP. Dieser
Schaltkreis umfaßt zwei Zweige mit jeweils einem P-Transistor und
einem N-Transistor in Serie zwischen der hohen Spannung VPP
und der Masse. Der P-Transistor wird über sein Gate von dem
Verbindungspunkt zwischen dem P-Transistor und dem
N-Transistor des anderen Zweiges gesteuert. Der N-Transistor
eines Zweiges wird über sein Gate von einem Schaltsignal
gesteuert, und der Transistor des anderen Zweiges wird über
sein Gate durch das inverse Schaltsignal gesteuert.
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Erfindungsgemäß ist eine Diode zwischen den P-Transistor
und den N-Transistor in jedem der Zweige geschaltet, und
ein Isolationstransistor ist zwischen einem Widerstand und
einem Ausgang des Schaltkreises, der von einem Zweig
abgegriffen wird, angeordnet, wobei dieser Wahltransistor über
sein Gate von einem Ausgang gesteuert wird, der am anderen
Zweig abgegriffen wurde.
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Es ist vorteilhaft eine Diode in dem anderen Zweig zwischen
der ersten Diode und dem P-Transistor anzuordnen. Auf diese
Art und Weise wird der Wahltransistor, der mit dem
Widerstand verbunden ist, selbst vor Belastung geschützt.
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Andere Eigenschaften und Vorzüge der Erfindung sind in der
folgenden Beschreibung von nicht einschränkenden Beispielen
für die Erfindung dargelegt, wobei Bezug genommen wird auf
die beigefügten Zeichnungen, bei denen:
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- Figur 1 einen Schaltkreis zum Schalten ohne Schutz
darstellt, wie er bereits beschrieben wurde,
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- Figur 2 einen Schaltkreis zum Schalten mit einer
Schutzvorrichtung gemäß dem Stand der Technik darstellt, wie er
bereits beschrieben wurde,
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- Figur 3 einen Schaltkreis zum Schalten einer hohen
Spannung darstellt, wie er bei der Erfindung verwendet wird,
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- Figur 4 eine Ausführungsform eines Schaltkreises zum
Schalten einer hohen Spannung auf eine Ohmsche Last gemäß
der Erfindung darstellt,
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- Figur 5 eine Weiterentwicklung des Schaltkreises zum
Schalten nach Figur 4 darstellt.
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Die Figuren 1 und 2 wurden bereits beschrieben. Es werden
dieselben Bezugszeichen für gemeinsame Elemente in den
Figuren 1, 2, 3, 4 und 5 verwendet.
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Der Schaltkreis zum Schalten nach Figur 3 umfaßt zwei
Zweige. Jeder Zweig umfaßt einen P-Typ-Transistor M2 bzw. M3,
der in Serie mit einer Diode in Vorwärtsrichtung D0 bzw. D1
geschaltet ist und einen N-Typ-Transistor M0 bzw. M1. Diese
zwei Transistoren und die Diode sind in jedem Zweig
zwischen der hohen Spannung VPP und Masse in Reihe angeordnet.
Der Source des Transistors M2 bzw. M3 ist mit der hohen
Spannung VPP verbunden. Der Drain des Transistors M2 bzw.
M3 ist mit der Anode der Diode D0 bzw. D1 verbunden. Der
Drain des Transistors M0 bzw. M1 ist mit der Kathode der
Diode D0 bzw. D1 verbunden. Der Source des Transistors M0
bzw. M1 ist mit Masse verbunden.
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In dem ersten Zweig wird das Gate des Transistors M2 vom P-
Typ durch den Verbindungspunkt B zwischen dem Transistor M3
und der Diode D1 des zweiten Zweiges angesteuert. Das Gate
des Transistors M0 vom N-Typ wird durch das Schaltsignal C
angesteuert. In dem zweiten Zweig wird das Gate des
Transistors M3 vom P-Typ vom Verbindungspunkt A zwischen dem
Transistor M2 und der Diode D0 des ersten Zweiges
angesteuert und das Gate des Transistors M1 vom N-Typ durch das
inverse Schaltsignal /C angesteuert.
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Die Dioden D0, D1, die in Vorwärtsrichtung betrieben
werden, erzeugen einen Spannungsabfall über ihre Anschlüsse in
der Ordnung ihrer Schwellenspannung: v0 für die Diode D0,
v1 für die Diode D1.
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Wenn das Schaltsignal C sich auf 5 Volt befindet, so leitet
der Transistor M0 und sperrt der Transistor M1. Im
Gleichgewicht
bringt der Transistor M0 das Potential an seinem
Drain auf 0 Volt, aber die Diode D0 bewirkt einen
Spannungsabfall über ihre Anschlüsse, der ihrer
Schwellenspannung vD entspricht. Am Verbindungspunkt A zwischen der
Diode D0 und dem Transistor M2 ist damit die Spannung gleich
der Schwellenspannung vD. In dem zweiten Zweig ergibt sich
dieselbe Situation: Die Diode D1 erzeugt einen
Spannungsabfall über ihre Anschlüsse, der ihrer Schwellenspannung v1
entspricht. So ist am Verbindungspunkt B zwischen der Diode
D1 und dem Transistor M3 die Spannung im Gleichgewicht
gleich VPP, da der Transistor M3 leitet. Das Potential des
Drains des Transistors M1 ist gleich der Spannung VPP
weniger der Schwellenspannung vl der Diode D1. Man leitet
leicht aus der Symmetrie die Funktion des Schaltkreises ab,
wenn das Schaltsignal auf 0 Volt liegt.
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In der ersten Ausführungsform des Schaltkreises zum
Schalten beträgt der Spannungsabfall Gate-Drain, Gate-Source
oder Drain-Source der Transistoren maximal VPP-vi, wo vi
die Schwellenspannung einer Diode ist. Man hat den
Spannungsabfall um den Wert der Schwellenspannung der Diode
verringert, wodurch die Belastung der Transistoren des
Schaltkreises zum Schalten und die Verschlechterung des
Oxids ihrer Gates vermieden wird. Auch die Dioden werden
nicht belastet.
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In einem Beispiel mit VPP = 12 Volt, vD = v1 = 1 Volt, bei
dem das Schaltsignal auf 5 Volt liegt, befindet sich der
Source des Transistors M0 auf Masse, der Drain auf 0 Volt,
sein Gate auf 5 Volt; der Source des Transistors M1 ist auf
Masse, sein Drain auf VPP - v1 = 11 Volt, sein Gate auf
0 Volt; der Source des Transistors M2 auf v0 = 1 Volt, sein
Drain auf 12 Volt und sein Gate auf VPP - v1 = 11 Volt; der
Source des Transistors M3 ist auf 12 Volt, sein Drain auf
12 Volt und sein Gate auf v0 = 1 Volt. Der Spannungsabfall
zwischen unterschiedlichen Elektroden ist daher maximal 11
Volt, was Belastung von den Transistoren vermeidet.
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In einem in Figur 2 dargestellten Beispiel sind die Dioden
durch die N- oder P-Typ-Transistoren realisiert, deren Gate
mit dem Drain verbunden ist. Zum Beispiel ist die Diode D0
des ersten Zweiges ein N-Typ-Transistor; dessen Gate mit
seinem Drain verbunden ist. Sein Drain ist mit dem Drain
des Transistors M2 verbunden und sein Source ist mit dem
Drain des Transistors M0 verbunden. Die Schwellenspannung
der Dioden wird also durch den Substrateffekt erhöht: Die
Schwellenspannung erhöht sich mit der Polarisation vom
Source des Transistors. So nutzt man vorteilhaft diesen
Substrateffekt, um den Spannungsabfall an den Schalt- und
Lasttransistoren noch weiter zu reduzieren.
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Wenn man das Ausgangssignal OUT des Schaltkreises wie
gerade beschrieben am Verbindungspunkt zwischen der Diode D1
und dem P-Typ-Transistor M3 zum Schalten abgreift, so wird
der Ausgang OUT als Wert entweder VPP oder die
Schwellenspannung v1 der Diode D1 annehmen.
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Wenn man den Ausgang OUT am Verbindungspunkt zwischen N-
Typ-Transistor M1 und der Diode D1 abgreift, so wird der
Ausgangspegel entweder 0 Volt oder VPP - v1 betragen.
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Der beschriebene Schaltkreis läßt es nicht zu, VPP und
Volt auf denselben Ausgang zu schalten. Je nach gewähltem
Ausgang werden die Ausgangspegel VPP - v1 und 0 Volt oder
VPP und v1 betragen, wobei vi die Schwellenspannung einer
Diode Di ist (DD oder D1, je nachdem, ob man den Ausgang
vom ersten oder zweiten Zweig nimmt).
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In dem Fall der Ansteuerung eines Übertragungstransistors,
um eine Spannung hohen Pegels VPP auf eine Last zu
schalten, ist es in der Tat lediglich notwendig, nur einen
Vollen Spannungspegel vorzusehen: VPP zum Sperren eines
Übertragungstransistors vom P-Typ oder 0 Volt zum Sperren eines
Übertragungstransistors vom N-Typ. Wenn man annimmt, daß
wie in Figur 3 der Ausgang des Schaltkreises zum Schalten
das Gate eines Übertragungstransistors vom P-Typ M8
steuert, dessen Source verbunden ist mit der Spannung mit hohem
Pegel VPP und dessen Drain mit einem Lastschaltkreis L
verbunden ist, an den eine hohe Spannung angelegt werden muß,
so ergibt sich das folgende. In diesem Fall ist es nötig,
daß der Leistungstransistor M8 gut sperrt und damit an
seinem Gate der volle Spannungspegel VPP anliegt: Oder ebenso
den Leistungstransistor M8 vollständig leitend zu machen
und an seinem Gate einen Pegel zu legen, der ausreichend
nahe 0 Volt ist, um einen sehr großen Strom fließen zu
lassen. Aber es ist nicht notwendig, 0 Volt anzulegen. Das
Anlegen einer Spannung in der Ordnung von 1 Volt reicht aus.
Wenn analog der Übertragungstransistor vom N-Typ ist und
sein Drain mit der hohen Spannung VPP und sein Source mit
dem Lastschaltkreis L verbunden ist, müssen 0 Volt an
seinem Gate angelegt werden, um ihn zu sperren, aber das
Anlegen einer Spannung nahe VPP reicht, um ihn sehr stark
leitend zu machen. Man bemerkt, daß der Übertragungstransistor
vom P-Typ es erlaubt, VPP auf den Lastschaltkreis ohne
Abfall zu übertragen, während der Transistor vom N-Typ es nur
ermöglicht, VPP verringert um die Schwellenspannung des
Übertragungstransistors zu übertragen.
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Der beschriebene und in Figur 3 dargestellte Schaltkreis
eignet sich daher gut für das Steuern des Schaltens eines
hohen Spannungspegels bei kapazitiven Lasten. Seine
Realisierung ist sehr einfach und kostengünstig. Insbesondere
sind die Dioden als Transistoren vom N- oder P-Typ
realisiert. Dieser Schaltkreis erlaubt es, effizient die N- und
P-Typ-Transistoren des Schaltkreises zum Schalten zu
schützen.
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Darüber hinaus hängt er nicht von der nominellen
Versorgungsspannung Vcc des Schaltkreises ab, anders als beim
Stand der Technik. Der Schaltkreis zum Schalten wird somit
von Problemen befreit, die mit dem Verhältnis der Pegel der
Spannung VPP und Vcc in bezug aufeinander zusammenhängen.
Der Schaltkreis zum Schalten hängt nur vom Spannungspegel
VPP ab. Man erhält damit den gewünschten Schutz der
Transistoren des Schaltkreises für alle Figuren, ob VPP auf hohem
Pegel ist oder nicht und was immer der Zustand von Vcc sei.
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Der Schaltkreis zum Schalten, der gerade beschrieben wurde,
hat eine hohe Ausgangsimpedanz. Tatsächlich müssen die
Transistoren M2 und M3 ausreichend hohe Widerstände haben,
damit die Transistoren vom N-Typ das Potential ihres Drains
auf einen Pegel nahe 0 Volt bringen können. Der Schaltkreis
zum Schalten kann daher nur kapazitive Lasten schalten.
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Mit anderen Worten, bei vielen Anwendungen hat man auch den
Bedarf, hohe Spannungspegel bei Ohmschen Lasten zu
schalten, z.B. bei einem Schaltkreis für die Erzeugung von
analogen Spannungen. Die zu schaltenden Pegel müssen also sehr
genau sein. Man muß tatsächlich 0 Volt und VPP schalten.
Zwischen VPP und vi zu schalten oder zwischen VPP - vi und
0 Volt zu schalten ist nicht akzeptabel. Tatsächlich
verwenden diese Schaltkreise als Parameter den Strom, der
durch den Widerstand fließt. Dieser Strom hängt sehr stark
von den Spannungspegeln ab, die an dem Widerstand anliegen.
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Bei diesen Bedingungen ist der Schaltkreis zum Schalten
nach Figur 3 nicht geeignet. Wenn man nämlich einen
Widerstand in Serie zwischen den hohen Spannungspegel VPP und
einen Ausgang des Schaltkreises zum Schalten, abgegriffen
an dem Drain eines Schalttransistors, z.B. M1, legt, wenn
das Schaltsignal C 5 Volt annimmt, so wird der Transistor
M1 gesperrt; es fließt kein Strom durch den Widerstand. Der
spannungsabfall ist über den Widerstand 0, was wiederum die
hohe Spannung VPP auf den Drain des Transistors M1
überträgt: Es ist hier die Ohmsche Last, die den
Schalttransistor belastet hat. Auf analoge Art und Weise, wenn man
einen Widerstand in Reihe zwischen Masse und einem Ausgang
des Schaltkreises zum Schalten, abgegriffen am Drain eines
Lasttransistors, z.B. M3, legt, während das Schaltsignal
Volt annimmt, sperrt der Transistor M3; es fließt kein
Strom durch den Widerstand. Der Spannungsabfall über den
Widerstand ist 0, was wiederum den Drain des Transistors M3
auf 0 Volt legt: Es ist die Ohmsche Last, die den
Lasttransistor belastet hat.
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Darüber hinaus kann der Schaltkreis zum Schalten nach Figur
3 nicht auf denselben Ausgang OUT 0 Volt und VPP legen:
Einer der Pegel wird beeinflußt durch eine Schwellenspannung
der Diode. Und diese Schwellenspannung der Diode ist eine
Größe, die mit den Verfahren und mit dem Substrateffekt
variiert, und auf der daher eine Ungenauigkeit lastet.
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Erfindungsgemäß wird eine Ausführungsform des Schaltkreises
zum Schalten vorgeschlagen, um 0 Volt oder VPP auf eine
Ohmsche Last schalten zu können. Diese Ausführungsform ist
in Figur 4 dargestellt.
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Erfindungsgemäß ordnet man einen Isolationstransistor in
Reihe zwischen den Widerstand und den Ausgang OUT des
Schaltkreises zum Schalten, der an einem Zweig abgegriffen
wird, an. Das Gate dieses Transistors wird über einen
Ausgang angesteuert, der am anderen Zweig abgegriffen wird. In
dem in Figur 4 dargestellten Beispiel hat man ausgehend von
dem Schaltkreis nach Figur 3 einen Isolationstransistor vom
N-Typ M9 zwischen einen Widerstand R und den Drain des
Schalttransistors M1 geschaltet. Der andere Anschluß des
Widerstandes R ist mit der Spannung auf hohem Pegel VPP
verbunden. Der Isolationstransistor M9 ist über sein Gate
mit dem Verbindungspunkt A zwischen der Diode D0 und dem
Lasttransistor M2 verbunden.
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In dem gewählten und in Figur 4 dargestellten Beispiel wird
bei dem Schaltsignal C auf 5 Volt der Schalttransistor M0
leitend, und der Schalttransistor M1 sperrt. Man sieht in
diesem Fall, daß das Potential des Drains des Transistors
M1 auf VPP - vi liegt. Das Potential des Gates des
Isolationstransistors M9 wird gesteuert von dem Verbindungspunkt A
zwischen dem Lasttransistor M2 und der Diode D0 und gleicht
der Schwellenspannung v0 der Diode D0.
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Der Isolationstransistor M9 vom N-Typ mit VPP - vi an
seinem Source und v0 an seinem Gate leitet nicht. Er läßt
keinen Strom durch den Widerstand R fließen. Das Potential des
Drains des Isolationstransistors M9 wird auf VPP angehoben.
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Wenn das Schaltsignal C auf 0 Volt liegt, wird der
Transistor M1 leitend, und der Transistor M0 sperrt. Der
Transistor M0 sperrt, das Potential am Verbindungspunkt A
zwischen der Diode D0 und dem Transistor M2 liegt auf VPP. Man
legt also VPP an das Gate des Isolationstransistors M9 an.
Der Transistor M1 leitet: Das Potential an seinem Drain
liegt auf 0 Volt. Man hat daher 0 Volt an dem Source des
Isolationstransistors M9, der daher stark leitend wird und
das Potential an seinem Drain auf 0 Volt senkt. Man erhält
so direkt den Spannungsabfall VPP an den Anschlüssen des
Widerstandes R.
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Wenn das Schaltsignal C auf 0 Volt ist, wird der
Isolationstransistor M9 nicht vor Belastung geschützt: Er hat
VPP an seinem Gate, 0 Volt an seinem Source und 0 Volt an
seinem Drain.
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Bei einer in Figur 5 dargestellten Weiterentwicklung der
Ausführungsform nach Figur 4 ist eine Diode D2 in
Durchlaßrichtung zwischen Diode D0 und dem Lasttransistor M2 des
ersten Zweiges eingebaut, und man nimmt als Steuerausgang
des Gates des Isolationstransistors M9 den Verbindungspunkt
A zwischen den beiden Dioden D0 und D2. Wenn der
Schalttransistor M0 leitend wird, entspricht das Potential am
Verbindungspunkt A der Schwellenspannung v0 der Diode D0.
Und wenn der Transistor M0 sperrt, wobei man einen
Spannungsabfall über die Anschlüsse der Diode D2 entsprechend
ihrer Schwellenspannung v2 hat, so ist das Potential am
Verbindungspunkt A nicht mehr VPP, sondern VPP - v2. Die
Spannung am Gate des Isolationstransistors M9 ist also
entweder v0 oder VPP - v2, und man hat also einen
Isolationstransistor vor Belastung geschützt, was immer die
Spannungspegel an seinem Source und seinem Drain sind.
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Man leitet leicht die duale Lösung für einen Widerstand
zwischen Masse und Drain eines Lasttransistors P, z.B. M3,
ab. Der Isolationstransistor gemäß Erfindung wird also vom
Typ P sein und in Reihe geschaltet sein zwischen den
Widerstand und Drain des Lasttransistors M3, wobei sein Gate
vorzugsweise von dem Verbindungspunkt zwischen der Diode D0
und der Diode D2 gesteuert wird, so daß die Belastung, der
er unterworfen ist, um mehrere Größenordnungen verringert
wird.
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Die beschriebene und in Figur 4 dargestellte
Ausführungsform oder die nicht dargestellte duale Lösung erlaubt es
daher, genau 0 Volt oder genau VPP auf eine Ohmsche Last R
zu schalten, indem die unterschiedlichen Schalttransistoren
des Schaltkreises zum Schalten vor Belastung geschützt
werden und indem bei einer in Figur 5 dargestellten
Weiterentwicklung der Isolationstransistor, der mit der Ohmschen
Last zusammenhängt, geschützt wird.
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Vorteilhafterweise und vorzugsweise wird der Schaltkreis
zum Schalten in CMOS-Technologie hergestellt. In diesem
Fall sieht man für die beiden Dioden D1 und D2 des ersten
Zweiges vor, daß einer mit einem N-Typ-Transistor und die
andere mit einem P-Typ-Transistor hergestellt wird, um eine
symmetrische Struktur zu erhalten, die leicht mit CMOS-
Technologie hergestellt werden kann. In dem in Figur 5
dargestellten Beispiel fügt man vorzugsweise eine Diode D3
hinzu, die gepunktet dargestellt ist und in
Durchlaßrichtung betrieben wird, und zwar zwischen die Diode D1 und den
Transistor M3 des zweiten Zweiges des Schaltkreises zum
Schalten, um eine perfekt symmetrische Struktur zu
erhalten. Man hat so einen zusätzlichen Spannungsabfall in dem
zweiten Zweig, der der Schwellenspannung v3 der Diode D3
entspricht. Der Drain des Transistors M1 wird danach ein
Potential einnehmen, das 0 Volt oder VPP - v1 - v3
entspricht.
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In dem Beispiel nach Figur 5 sind die Dioden D2 und D3 mit
einem P-Typ-Transistor realisiert, dessen Gate mit dem
Drain verbunden ist. Es sei angemerkt, daß in dem Fall, wo
die Dioden mit N- oder P-Transistoren realisiert werden,
die Schwellenspannung der Diode gleich einer
Schwellenspannung des N-Transistors bei einem N-Transistor und einer
Schwellenspannung eines P-Transistors bei einem
P-Transistor ist.
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In der in Figur 5 gewählten Darstellung wird das Gate des
P-Transistors M2 gesteuert von dem Verbindungspunkt
zwischen der Diode D2 und dem Lasttransistor M2, und das Gate
des Transistors M2 wird von dem Verbindungspunkt zwischen
der Diode D3 und dem Lasttransistor M2 gesteuert. Wenn das
Schaltsignal C auf 5 Volt liegt, ist das Potential am Gate
des Lasttransistors M2 VPP und das Potential am Gate des
Lasttransistors M3 v0. Wenn das Schaltsignal C auf 0 Volt
liegt, so ist das Gate des Transistors M2 auf einem
Potential v1 und das Gate des Transistors M3 auf einem Potential
VPP.
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Es ist ohne weiteres möglich, bei einer anderen, nicht
dargestellten Ausführungsform, das Gate eines Lasttransistors
eines Zweiges von dem Verbindungspunkt zwischen zwei Dioden
des anderen Zweigs aus zu steuern.
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Der Schaltkreis zum Schalten gemäß Erfindung erlaubt es
daher, einen hohen Spannungspegel VPP auf eine Ohmsche Last
zu schalten, ohne daß Transistoren des Schaltkreises zum
Schalten einer Belastung unterworfen würden und ohne von
dem von VPP oder Vcc abgegriffenen Pegel abzuhängen. Er
beruht darauf, daß der programmierbare Schaltkreis, in
welchen er integriert wird, viel besser geschützt und viel
zuverlässiger wird, da der Schaltkreis zum Schalten nicht
Gefahr läuft, aufgrund einer fehlerhaften Versorgung des
Schaltkreises oder eines Fehlens von Versorgungsquellen
zerstört zu werden.