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Die Erfindung betrifft eine Treiberschaltung für einen elektronischen
Schalter der Art, die ein logisches Gatter, welches an einem ersten
Eingangsanschluß ein erstes Taktsignal mit einer vorbestimmten
Frequenz empfängt, sowie einen Spannungsverdoppler aufweist, der
zwischen dem zweiten Eingangsanschluß, der ein zweites Taktsignal
empfängt, und dem Schalter liegt.
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Das Anwendungsgebiet der Erfindung ist insbesondere, jedoch nicht
ausschließlich, dasjenige der Feldeffekttransistor-Ansteuerung, und die
vorliegende Beschreibung nimmt aus Gründen der Vereinfachung auf
einen solchen Anwendungsfall Bezug.
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Wie bekannt ist, können in auf Halbleiterbauelemente integrierten
elektronischen Schaltkreisen die Transistoren auch dazu benutzt werden,
die Funktion des Sperrens von Stromflüssen zu übernehmen. Bei solchen
Anwendungsfällen werden die Transistoren als Schalter betrachtet, die
von Taktsignalen entweder periodischer oder fester oder veränderlicher
Frequenz betrieben werden.
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Wenn solche Transistoren vom Feldeffekt-MOS-Typ sind, sollte zum
"Arbeiten" des Schalters der Wert der Gate-Source-Spannung Vgs den
Schwellenwert Vth, durch den sogenannten Bodyeffekt erhöht, um einige
hundert Millivolt übersteigen.
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Eine zum Stand der Technik gehörige Lösung ist in der Europäischen
Patentanmeldung Nr. 0 335 217 offenbart, die sich auf eine integrierte
Schaltung mit einem Transistor und einer Schottkydiode in einer
Ladungspumpschaltung bezieht. Die Ladungspumpschaltung dient zum
Treiben des Gateanschlusses des Ausgangstransistors, der zwischen einer
Versorgungsspannungs-Referenz und einer Last liegt.
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Häufig kommt es vor, daß zwecks bestmöglicher Ausnutzung des
verfügbaren dynamischen Bereichs zwei paarweise MOS-Transistoren
benutzt werden. Ein typisches Beispiel für dieses Anwendungsmuster
sind sogenannte Filter mit geschalteten Kapazitäten.
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Jene Transistorpaare enthalten im allgemeinen einen N-Kanal-MOS-
Transistor, der an einen P-Kanal-Transistor geschaltet ist. Beide werden
von einem Spannungssignal angesteuert, welches zwischen maximalem
Versorgungsspannungswert Vdd und Null schwanken kann.
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Befindet sich die Signalspannung in der Nähe von Null, so ist nur der
N-Kanal-Transistor in Betrieb. Befindet sich die Signalspannung
hingegen in der Nähe des Maximumwerts Vdd, so ist nur der P-Kanal-
Transistor in Betrieb. Wenn das Signal einen Wert von Vdd/2 hat, sind
beide Transistoren in Betrieb.
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Wenn andererseits das Signal niedriger ist als die Schwellenspannungen
der beiden Transistoren, so ist es insgesamt unter Einbeziehung des
Bodyeffekts wahrscheinlich, daß keiner der Transistoren eingeschaltet
wird, so daß demzufolge sich kein Schalter entsprechend dem
Schaltbetrieb steuern läßt. Dies kommt insbesondere in Betracht in
einem Bereich von Spannungswerten, die mittig bezüglich des
Maximalwerts Vdd liegen.
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Um diese Nachteile zu vermeiden, kann man daran denken, den
Signalbereich von Werten in Richtung Vdd zu verschieben (in welchem
Fall nur P-Transistoren verwendet werden), oder in Richtung Null zu
verschieben (in welchem Fall man nur N-Transistoren verwenden
würde).
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Das Verschieben des Gleichtaktwerts eines Signal nach oben oder nach
unten gegenüber der Versorgungsspannung Vdd führt zu einer
Verringerung des dynamischen Bereichs des Signals.
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Diese Vorgehensweise würde folglich den Rauschabstand abträglich
beeinflußen, da der dynamische Bereich, der bereits von der geringen
Versorgungsspannung verkleinert wurde, durch jene Maßnahme
zusätzlich reduziert würde.
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Eine weitere Methode nach dem Stand der Technik sieht vor, die
Schwellenspannungen der MOS-Transistoren derart zu senken, daß eine
Situation für das mögliche Auftreten des Problems vermieden werden
kann, d. h. daß die Versorgungsspannung geringer ist als die
kombinierten Schwellenwerte, zuzüglich des Bodyeffekts.
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Allerdings ist nicht einmal die zuletzt erläuterte Lösung immer
praktikabel, weil sie im Widerspruch steht zu den Betriebserfordernissen
der Transistoren, die, falls sie so angelegt sind, daß sie einen
Schwellenwert Vth unterhalb eines gewissen Wertes besitzen, nicht mehr
in der beabsichtigten Weise arbeiten können, insbesondere dann nicht,
wenn sie unter veränderlichen Temperatur- und Spannungsbedingungen
arbeiten sollen.
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Das der Erfindung zugrundeliegende Problem ist die Schaffung eines
Treibers für einen elektronischen Schalter, der solche baulichen und
funktionellen Merkmale aufweist, daß die oben erläuterten Nachteile des
Standes der Technik vermieden werden.
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Die Lösungsidee gemäß der Erfindung besteht in der Erkenntnis, daß es
nicht notwendig ist, die Treiberspannung der Taktsignale mit hohen
Faktoren zu multiplizieren, sondern daß es ausreicht, sie um einen
Faktor von zwei anzuheben.
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Basierend auf dieser Lösungsidee wird die technische Aufgabe bei einer
Treiberschaltung der oben angegebenen Art gemäß dem
Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 gelöst.
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Merkmale und Vorteile einer erfindungsgemäßen Schaltung ergeben sich
aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung einer Ausführungsform
der Erfindung, die nur als Beispiel und ohne Beschränkung in
Verbindung mit einer dazugehörigen Inpedanz-Syntheseschaltung
erläutert wird, die in der begleitenden Zeichnung dargestellt ist.
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Die einzige Figur der Zeichnung zeigt schematisch eine Treiberschaltung
als Ausführungsform der Erfindung.
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Gemäß der Zeichnungsfigur ist allgemein und schematisch bei 1 eine
Treiberschaltung für einen elektronischen Schalter 2 dargestellt.
Insbesondere gehört zu dem Schalter 2 die Schaltung 1, um den Schalter
entsprechend einem eine vorbestimmte Frequenz aufweisenden
Taktsignal F zu betreiben.
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Der Schalter 2 enthält einen N-Kanal-MOS-Transistor M3, dessen Gate
an den Schaltungsausgang O angeschlossen ist, während sein Drain und
seine Source die Schalteranschlüsse bilden.
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Diese Treiberschaltung 1 enthält einen Ausgangskreis, der mit Hilfe
eines Paares von Feldeffekttransistoren M1 und M2 implementiert ist,
die miteinander verbunden sind. Insbesondere sind diese Schalter vom
MOS-Typ und sind mit ihren jeweiligen Drainanschlüssen D1, D2
zusammengeschaltet.
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Die Drainanschlüsse D1 und D2 entsprechen außerdem dem Ausgang
der Schaltung 1. Der erste Transistor M1 dieser Transistoren ist ein N-
Kanal-Typ und ist mit seinem Source-Anschluß S1 auf Maße gelegt.
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Der zweite Transistor M2 hingegen ist ein P-Kanal-Typ und ist mit
seinem Source-Anschluß S2 über einen Kondensator C mit einem ersten
Eingangsstift A der Schaltung 1 verbunden.
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Der Source-Anschluß S2 steht außerdem über eine Diode D mit einer
Konstantspannungsversorgung Vdd in Verbindung. Die Diode D wird
von der Spannungsversorgung Vdd in Durchlaßrichtung vorgespannt.
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Außerdem sind die Transistoren M1 und M2 mit ihren jeweiligen
Gateanschlüssen G1, G2 zusammengeschaltet und an einen zweiten
Eingangsstift B gekoppelt.
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An die Eingangsstifte A und B werden periodische Taktspannungssignale
mit jeweiligen Phasen F und F- gelegt, die in dem Spannungsbereich
von Werten zwischen 0 und Vdd erzeugt werden. Die Phasen
entsprechen vergleichsweise kleinen Amplituden, was darauf
zurückzufuhren ist, daß sie sich zwischen Null und dem
Versorgungsspannungswert Vdd bewegen.
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Außerdem sind sie "nicht-überlappend", das heißt, sie nehmen niemals
gleichzeitig den Wert Vdd an, was besonders wichtig ist im Hinblick auf
ein korrektes Arbeiten der Schaltung 1.
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Im folgenden wird die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Schaltung
unter Bezugnahme auf ein Anfangsstadium beschrieben, bei dem die
Phase F- und der zweite Eingang B hoch sind (Vdd), während die
andere Phase F am Eingang A niedrig (0) ist.
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Unter diesen Anfangsbedingungen gibt es am Ausgang 0 mit Sicherheit
Null Volt, weil der erste MOS-Transistor M1 leitet und es einen
Spannungsabfall zwischen Gate und Source gibt, welcher der
Spannungsversorgung Vdd entspricht. Der andere Transistor M2 ist
gesperrt, weil er den Drain 2 und die Source 2 beide auf einem
niedrigeren Spannungspegel als das Gate G2 hat.
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Derweil ist der Kondensator C durch einen durch die Diode D
fließenden Strom auf eine Vorladespannung Vc entsprechend Vdd-Vh
aufgeladen, wobei Vh der Spannungsabfall an der Diode D ist.
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Nach dem Abklingen des Auflade-Vorgangs des Kondensators C ist der
Spannungsabfall Vh sehr klein, so wie auch der durch die Diode
fließende Strom gering ist. Nachdem die Phase F- den Wert Null
erreicht hat, sperrt der erste Transistor M1, wohingegen der zweite
Transistor M2 eingeschaltet wird, um den Ausgang O auf einen Wert
Vdd-Vh voraufzuladen.
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Die andere Phase F steigt nach einer kurzen Verzögerung auf den Wert
Vdd an, und der obere Belag des Kondensators C erhält praktisch sofort
eine Spannung, die der Summe Vc+Vdd entspricht. Diese Spannung ist
nahezu doppelt so groß wie die Versorgungsspannung Vdd.
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Die Diode D wird in Sperrichtung vorgespannt.
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Im Grunde genommen verhält sich die Schaltung 1 wie ein
Spannungsverdoppler fur das Taktsignal.
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Wenn wir nun mit Ct die Gesamtkapazität bezeichnen, die vom Ausgang
O her gesehen wird, so beinhaltet diese Gesamtkapazität auch sämtliche
parasitären Kapazitäten, die zu den Transistoren und der Diode D
gehören, und wir können folgenden Wert fur die Ausgangsspannung Vo
ermitteln:
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Vo = Vd + C * Vdd/(C+Ct)
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Der zweite Term in dieser Summe ist durch die Kapazitätsteilung in der
Schaltung 1 bedingt.
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Der Taktsignalzyklus ist abgeschlossen, wenn die Phase F auf Null
zurückkehrt und die andere Phase F- auf den Wert von Vdd
zurückkehrt. Dies bringt die Schaltung 1 wieder in ihren
Ausgangszustand, in welchem der Ausgang O eine Spannung von Null
aufweist.
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In vorteilhafter Weise kann die Kapazität C sehr klein sein, da die erste
Anstiegszeitdauer der Ausgangsspannung Vo direkt von der
Versorgungsspannung Vdd gebildet wird. Der Kondensator C muß nur
während des abschließenden Teils des Signalübergangs arbeiten.
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Der zweite P-Kanal-MOS-Transistor kann ebenfalls eine kleinere Fläche
aufweisen als bei zum Stand der Technik zählenden Lösungen, weil
sämtliche verfügbare Gate-Source-Spannung zur Verfügung gestellt wird.
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Die erfindungsgemäße Schaltung löst das technische Problem und bietet
eine Reihe von Vorteilen, von denen der Hauptvorteil der ist, daß der
Ausgang O die maximale Spannung bereits aus dem ersten Taktzyklus
erhält.
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Zusammengefaßt: die Schaltung erfordert keine Anfahrtzeit, um in den
eingeschwungenen Betriebszustand zu gelangen.