DE69208677T2 - Verfahren zur digitalen demodulation eines zusammengesetzten signals - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Vorrichtungen, die ein eine Mehrfachmodulation tragendes Signal demodulieren und digital verarbeiten können. Sie betrifft insbesondere von einem Wasserfahrzeug über Funk übertragene Signale, die mehrere Meßsignale in Form einer Gruppe von geeignet untereinander multiplexierten Modulationen übertragen.
• Üblicherweise verwendet man für das Auffinden verschiedener Gegenstände im Meer Bojen, die von einem Hubschrauber ausgesetzt wurden und Sonarmessungen durchführen. Die Ergebnisse dieser Messungen werden über eine Hochfreguenz-Funkstation von der Boje an einen Empfänger in dem Hubschrauber oder ggf. in einem anderen Luft- oder Wasserfahrzeug übertragen.
• Die so übertragenen Informationen enthalten im wesentlichen ungerichtete (omnidirektionale) oder gerichtete Detektorsignale sowie Angaben über die Orientierung der Boje, die einen Bezugswert für die gerichteten Signale bilden. Diese Signale modulieren den Hochfrequenzträger der Funkstation gemäß einem definierten und bekannten Modulationsplan. Beim Empfang werden die Meßsignale durch Demodulation des Funksignals wiederhergestellt und verschaffen Kenntnis über die Lage der aufzufindenden Gegenstände.
• Die ganz allgemein bisher verwendete Technik besteht darin, dieses Signal durch übliche analoge Mittel zu demodulieren, nämlich beispielsweise durch Filter, Frequenzvervielfacher usw.
• In dem Patent US-A-4 356 562 wird eine digitale Demodulationsmethode für diese Signale vorgeschlagen. Das vorgeschlagene System verwendet jedoch eine variable Tastfrequenz, die von den Schwankungen der Trägerfrequenz abhängt, was die digitale Verarbeitung der so getasteten Signale erheblich erschwert.
• Um diese Nachteile zu beheben, ist Gegenstand der Erfindung ein Verfahren zur digitalen Demodulation eines mehrfach modulierten Signals, das ein erstes ungerichtetes Signal im Basisband, einen ersten Unterträger bei einer ersten Frequenz Fp, einen zweiten Unterträger bei einer Frequenz 2Fp genau gleich dem Doppelten der Frequenz Fp, ein erstes bipolares Signal, das den zweiten Unterträger in Form einer Zweiseitenbandmodulation mit Trägerunterdrückung moduliert, und ein zweites bipolares Signal enthält, das den zweiten in Phasenquadratur liegenden Unterträger in Form einer Zweiseitenbandmodulation mit Trägerunterdrückung moduliert, dadurch gekennzeichnet, daß folgende Schritte durchgeführt werden:
• - das ungerichtete Signal wird in einem Tiefpaßfilter isoliert;
• - man führt eine komplexe Demodulation mit einer Frequenz F0 durch, die sehr stabil ist und sich von Fp wenig unterscheidet, so daß sich ein erstes für den Frequenzabstand zwischen F0 und Fp repräsentatives Signal ergibt;
• - das konjugierte Signal dieses ersten Fehlersignals wird quadriert und dann normiert, so daß sich ein erstes Frequenzkorrektursignal ergibt;
• - man führt eine komplexe Demodulation mit einer zweiten Frequenz 2F0 durch, die genau den doppelten Wert der Frequenz F0 besitzt, und erhält in erster Näherung die beiden bipolaren Signale;
• - man führt eine komplexe Multiplikation dieses ersten Näherungswerts der bipolaren Signale mit dem ersten Frequenzkorrektursignal durch und erhält frequenzmäßig korrigierte bipolare Signale;
• - man filtert diese in der Frequenz korrigierten bipolaren Signale in einem sehr schmalbandigen Tiefpaßfilter, um die Gleichstromkomponente entsprechend dem zweiten auf die Frequenz 0 gebrachten Unterträger zu isolieren;
• - man bildet ein Phasenkorrektursignal ausgehend von dieser Komponente bei der Frequenz 0;
• - man führt eine komplexe Multiplikation der frequenzmäßig korrigierten bipolaren Signale mit diesem Phasenkorrektursignal durch und erhält die frequenz- und phasenmäßig korrigierten bipolaren Signale.
• Andere Merkmale und Vorzüge der Erfindung werden nun anhand eines nicht beschränkend zu verstehenden Ausführungsbeispiels und der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert.
• Figur 1 zeigt den Frequenzplan des zu demodulierenden Signals.
• Figur 2 zeigt das Diagramm einer erfindungsgemäßen Demodulationsvorrichtung.
• Das kombinierte Signal, mit dem der Hochfrequenzträger moduliert ist, ist in Figur 1 gezeigt und entspricht einer Gruppe von Signalen und Modulationen, die meist in Sonarbojen verwendet werden. Das Signal enthält:
• - ein erstes Signal 101 im Basisband, das die ungerichteten Empfangssignale des Sonargeräts übertragen kann; diese Signale werden "Omnisignal" genannt; die Bandbreite dieses Signals beträgt beispielsweise 2400 Hz;
• - einen ersten reinen Unterträger 102 der Frequenz Fp; dieser Unterträger besitzt beispielsweise eine Frequenz von 7,5 kHz und dient als Referenz; aufgrund der nur sehr rudimentären Mittel, die in der Boje zur Erzeugung dieser Frequenz zur Verfügung stehen, variiert diese Frequenz zufällig beispielsweise um ± 25Hz. Diese Frequenzveränderung ist der Hauptgrund für Probleme bei der späteren Verarbeitung;
• - eine zweite reine Unterfrequenz 103 mit der Frequenz 2Fp, d.h. genau der doppelten Frequenz des ersten Unterträgers; der zweite Unterträger wird einfach durch Verdopplung der Frequenz der ersten erzeugt, so daß sich eine vollkommene Identität zwischen diesen Frequenzen ergibt; natürlich variiert diese zweite Frequenz in Folge der Veränderung der ersten Frequenz, d.h. innerhalb doppelt so großer Grenzen von z.B. ± 50 Hz; es sei bemerkt, daß dieses System keinen konstanten Phasenabstand zwischen den beiden Unterträgern gewährleistet und daß gerade dieser Phasenabstand sich zufällig verändert;
• - ein erstes Signal, Kosinuskanal genannt, entsprechend den in einer ersten bevorzugten Richtung empfangenen Signalen, im allgemeinen in Ost-West-Richtung, wenn die Boje sauber ausgerichtet ist; dieses Signal moduliert den zweiten Unterträger mit doppeltem Seitenband und Trägerunterdrückung (der Unterträger 102 wird später wieder hinzugefügt); die Phasenverschiebung ergibt sich aus Angaben eines Organs, beispielsweise eines Kompaß, der die Ausrichtung oder den "Kurs" der Boje mißt und im beschriebenen Beispiel 90º hinzufügt; diese letztgenannte Angabe dient in der späteren Verarbeitung dazu, die ausgehend von dem Sonargerät erhaltenen Richtsignale richtig auszurichten; so ergibt sich das Modulationssignal 104;
• - ein anderes Signal, Sinuskanal genannt, entsprechend den in einer anderen privilegierten Richtung empfangenen Sonarsignalen, die sich von der vorhergehenden um 90º unterscheidet, d.h. im Prinzip in Nord-Süd-Richtung zeigt; dieses Signal moduliert den Unterträger genauso wie das vorhergehende, aber in Phasenquadratur bezüglich der erstgenannten Modulation. So ergibt sich ein Modulationssignal 105.
• Liegt eine einzige Rauschquelle (oder ein einziges Echo) vor, dann sind die Signale Nord/Süd und Ost/West die gleichen, aber mit Sinus Θ bzw. Kosinus Θ multipliziert, wobei Θ die Richtung der Quelle bezüglich der gekreuzten Dipole ist, die die privilegierten Empfangsrichtungen bilden. Aus diesem Grund werden diese Signale "bipolar" genannt.
• Im Empfänger, der sich beispielsweise im Hubschrauber befindet, der die Boje ausgesetzt hat, wird das Hochfrequenzsignal in bekannter Weise demoduliert, was an dieser Stelle kein besonderes Stabilitätsproblem mit sich bringt. Man erhält so das kombinierte Modulationssignal, das in Figur 1 dargestellt ist. Die Erfindung erlaubt es, dieses Signal genau zu demodulieren und zu demultiplexieren, indem eine digitale Verarbeitung angewandt wird, um die Signale zu erhalten, die die Empfangsinformationen des Sonargeräts wiedergeben, nämlich die ungerichteten und die gerichteten in Ost/West- bzw. Nord/Süd-Orientierung, sowie die Orientierung der gerichteten Empfangsorgane des Nord-Nord-Sonargeräts.
• Das nach Demodulation des Hochfrequenzsignals erhaltene Signal e(t), dessen Spektrum in Figur 1 gezeigt ist, kann durch die nachfolgende Formel und die nachfolgenden Definitionen beschrieben werden:
• s(t) : Omnisignal
• Fp : Wert der Frequenz des Frequenzbezugssignals
• AFp : Amplitude des Frequenzbezugssignals
• A&sub2;Fp : Amplitude des Phasenbezugssignals
• φFp : Phasenverschiebung zwischen den beiden Bezugssignalen (unterliegt zufälligen Veränderungen)
• Θ : Peilwinkel der Quelle
• K : Kurs (Winkel zwischen dem magnetischen Nordpol und der Achse der Boje)
• AD : Amplitude der bipolaren Signale
• Az = Θ + K: Azimut der Quelle
• e(t) = s(t) + AFp cos(2πFpt-φFp) + A&sub2;FP cos(4πFpt) + ADs(t)cos(4πFpt+π/2+Az) (1)
• Dieses Signal wird an den Eingang einer digitalen Demodulationsvorrichtung angelegt, in der das erfindungsgemäße Verfahren durchgeführt wird, dessen prinzipielles Blockschema in Figur 2 gezeigt ist.
• Um das Omnisignal zu erhalten, filtert man einfach das Signal e(t) in einem Tiefpaßfilter 201, dessen Grenzfrequenz die hohen Frequenzen zumindest ab der Frequenz Fp sperrt und dafür das Omnisignal mit wenig Verformungen bei 101 (siehe Figur 1) durchläßt. Diese Frequenz liegt in dem beschriebenen Zahlenbeispiel bei 2,56 kHz.
• Um die Signale 104 und 105 komplex zu demodulieren und die bipolaren Signale ins Basisband zu bringen, muß man von einer Frequenz gleich der Trägerfrequenz 103 ausgehen. Man kann nicht unmittelbar diesen Träger durch ein schmalbandiges Filter isolieren, das auf 2Fp zentriert ist, da die Schwankungen dieser Frequenz größer sind als die Breite des erforderlichen Filters. Die in den Seitenbändern 104 und 105 modulierten bipolaren Signale enthalten nämlich Frequenzen, die sehr nahe bei 2Fp liegen.
• Die Erfindung berücksichtigt die Tatsache, daß dieser Träger 103 bei 2Fp durch Verdoppelung der Frequenz des Trägers 102 mit der Frequenz Fp erhalten wird, der seinerseits außerhalb der Modulationsbänder liegt, die aus den vom Sonargerät kommenden Signalen stammen. Ausgehend von dieser Feststellung mißt man den Abstand δF zwischen dem ersten Unterträger 102 und einer festen und sehr stabilen Frequenz F0, d.h. δF = Fp - F0, und verwendet diesen Abstand zur Korrektur der Demodulation der modulierten Signale 104 und 105 bezüglich einer anderen stabilen Frequenz 2F0, die durch Verdoppelung der ersten erhalten wird. Der Wert von F0 wird vorzugsweise in der Nähe des theoretischen Mittelwerts von Fp festgelegt.
• Dann erfolgt eine komplexe Demodulation von e(t) mit Hilfe der Frequenz F0 in einem Demodulator 202. Hierzu multipliziert man wie üblich e(t) mit den in Phasenquadratur liegenden Komponenten von F0 in Multiplizierern 203 und 204. Die Modulationsprodukte werden dann in zwei dem Filter 201 gleichenden Tiefpaßfiltern 205 und 206 gefiltert, die die beiden in Phasenquadratur liegenden Komponenten des Frequenzabstands δF liefern, also X&sub1; und Y&sub1;. Hier handelt es sich um sogenannte FIR-Filter mit linearer Phase. Ganz allgemein sind die bei der Verarbeitung der Signale in der Vorrichtung verwendeten Filter solche FIR-Filter. Die Grenzfrequenz der Filter 205 und 206 ist so gewählt, daß die Schwankungen der Frequenz Fp erfaßt werden, wobei ggf. auf einen konstanten Abstand zwischen F0 und dem Mittelwert von Fp Rücksicht genommen wird, falls diese Frequenzen nicht gleich sind. Im oben beschriebenen Zahlenbeispiel, bei dem Fp um 25 Hz schwanken kann und F0 den Wert 7489,8 Hz hat, nimmt man beispielsweise Filter mit einer Grenzfrequenz von 36 Hz.
• Um dann die später zu verwendende Korrekturgröße zu erhalten, verdoppelt man die Frequenz des so erhaltenen Fehlersignals in einem Multiplizierer 207, in dem man das konjugierte Signal des vom Demodulator 202 gelieferten Fehlersignals quadriert und die Amplitude des quadrierten Signals normiert. Dabei ergeben sich die Komponenten X&sub2; und Y&sub2; des komplexen Frequenz-Korrektursignals durch folgende Formeln:
• X&sub2; = (X&sub1;²-Y&sub1;²)/(X&sub1;²+Y&sub1;²) (2)
• Y&sub2; = -2X&sub1;Y&sub1;/(X&sub1;²+Y&sub1;²) (3)
• Dann ergeben sich die bipolaren Signale in erster Näherung, indem eine komplexe Demodulation von e(t) mit einem Signal der Frequenz 2F0 durchgeführt wird, die unmittelbar durch Verdoppelung der im Demodulator 202 verwendeten Frequenz F0 erhalten wird. Diese Operation erfolgt in einem komplexen Demodulator 208, der genauso wie der Demodulator 202 zwei Multiplizierer 209 und 210 gefolgt von zwei identischen Tiefpaßfiltern 211 und 212 verwendet, deren Durchlaßband so gewählt ist, daß die Komponenten der bipolaren Signale unter Berücksichtigung des maximalen Frequenzabstands zwischen 2F0 und 2Fp durchgelassen werden. Im oben erwähnten Zahlenbeispiel beträgt das Durchlaßband dieser Filter beispielsweise 2,56 kHz wie das Durchlaßband des Filters 201. So ergeben sich die Komponenten X&sub3; und Y&sub3;.
• Um eine Frequenzkorrektur dieser ersten Näherung durchzuführen, multipliziert man das entsprechende komplexe Signal, dessen Komponenten von X&sub3; und Y&sub3; gebildet werden, mit dem komplexen Signal, das den am Ausgang des Multiplizierers 207 erhaltenen Frequenzabstand bildet und dessen Komponenten ebenfalls X&sub2; und Y&sub2; sind. Diese Operation erfolgt in einem Multiplizierer 213 und läßt sich durch folgende Formeln darstellen:
• X&sub4; = X&sub2;X&sub3; - Y&sub2;Y&sub3; (4)
• Y&sub4; = X&sub2;Y&sub3; + Y&sub2;X&sub3; (5)
• Die bipolaren Signale, die durch X&sub4; und Y&sub4; gebildet werden, sind nun frequenzmäßig korrigiert und entsprechen der Demodulation gemäß dem Unterträger bei 2Fp, aber unterliegen noch Phasenfehlern unterschiedlicher Herkunft.
• Manche Phasenfehler werden durch das System erzeugt, beispielsweise die Restfehler in den Filtern oder in den Multiplizierern, die durch Eichung korrigiert werden können.
• Dagegen entspricht ein wichtiger Phasenfehler der Phasendifferenz zwischen dem Unterträger bei 2Fp und der Demodulationsfrequenz bei 2F0. Dieser Fehler ist prinzipiell zufällig, und man muß einen Weg zu seiner Korrektur finden.
• Hierzu erfolgt eine Filterung der Komponenten X&sub4; und Y&sub4; mit sehr schmalem Durchlaßband (Maximum 1 Hz) in zwei identischen Filtern 214 und 215, die Ausgangssignale X&sub5; und Y&sub5; liefern. Mit diesen Filtern kann man praktisch die Gleichstromkomponente des aus der Demodulation der bipolaren Signale stammenden Signals isolieren, das praktisch ein auf die Frequenz Null im Phasenraum gebrachter Unterträger bei 2Fp ist. Durch die Wahl von Filtern 214 und 215 mit einem Phasenfehler Null bei dieser Frequenz Null ergibt sich dann ein komplexes Signal, das den Phasenabstand zwischen dem Unterträger bei 2Fp und der Frequenz 2F0 repräsentiert. Die Komponenten dieses komplexen Signals sind X&sub5; und Y&sub5;. Die Tatsache, daß der Phasenabstand Null bei der Frequenz Null und in einem sehr engen Durchlaßband erhalten werden muß, macht es möglich und relativ einfach, Filter mit einem solchen Merkmal zu erhalten.
• Um die am Ausgang des Multiplizierers 213 erhaltenen und frequenzmäßig korrigierten bipolaren Signale hinsichtlich ihrer Phase korrigieren zu können, multipliziert man das komplexe Signal, das sie bildet, mit einem Korrektursignal, das aus dem durch X&sub5; und Y&sub5; gebildeten komplexen Signal erhalten wird. Dieses zweite Korrektursignal wird in einem Rechenmodul 216 gebildet, der die Signale X&sub6; und Y&sub6; gemäß folgenden Formeln zu erhalten erlaubt:
• X&sub6; = -Y&sub5;/(X&sub5;²+Y&sub5;²)&sup4; (6)
• Y&sub6; = -X&sub5;/(X&sub5;²+Y&sub5;²)&sup4; (7)
• Ausgehend von diesen Signalen X&sub6; und Y&sub6; korrigiert man die Signale X&sub4; und Y&sub4; in einem komplexen Multipliziermodul 217, der die vollständig korrigierten bipolaren Signale X&sub7; und Y&sub7; gemäß folgenden Formeln erzeugt:
• X&sub7; = X&sub4;X&sub6; - Y&sub4;Y&sub6; (8)
• Y&sub7; = X&sub4;Y&sub6; + Y&sub4;X&sub6; (9)
• Wie bereits ausgeführt, erfolgen also alle Verarbeitungen digital in einem Informatiksystem, beispielsweise mit einem geeignet programmierten Mikroprozessor. Die Berechnungen erfolgen also anhand von digitalisierten Tastproben e(t), die am Eingang der Vorrichtung ankommen, und die Ausgangssignale, d.h. sowohl das Omnisignal wie die bipolaren Signale, sind ihrerseits getastet. Die Tastfrequenz wird natürlich unter Berücksichtigung des Nyquist-Kriteriums gewählt. Wenngleich die Signale relativ niedrige Frequenzen besitzen, könnte die Frequenz auch deutlich höher sein, so daß man leichter die Merkmale der verschiedenen verwendeten Filter erreicht, die natürlich digitale Filter sind, welche in der Programmierung enthalten sind. Unter Berücksichtigung der später verwendeten Auswertungsvorrichtungen, die die Demodulationssignale empfangen, ist es im Rahmen einer Variante der Erfindung interessant, eine an diese Vorrichtungen, z.B. einen Spektralanalysator, angepaßte Tastfrequenz zu verwenden.
• So wird man bei einem besonderen Ausführungsbeispiel eine Tastfrequenz Fs von 2¹&sup6;/10 Hz, also 6553,6 Hz wählen.
• Um unter diesen Bedingungen Intermodulationen und die Berücksichtigung von Störsignalen zu vermeiden, wählt man sinnvollerweise eine Frequenz F0, die eine rationale Frequenz zu Fs ist, z.B. F0 = 8 Fs/7. Die doppelte Frequenz 2F0 beträgt dann 16Fs/7. Dagegen könnte man auch für die Berechnungen der Phasenkorrektur in Höhe der Filter 214 und 215 eine viel niedrigere Tastfrequenz wählen, da diese Signale sich zeitlich sehr langsam verändern. Diese Frequenz liegt beispielsweise bei Fs/64.
• Eine andere Variante bestünde darin, bei der Phasenkorrektur im Multiplizierer 217 einen Korrekturterm zu verwenden, der in den Signalverarbeitungsmitteln erarbeitet wurde, um beispielsweise eine besondere Charakteristik der bipolaren Signale zu erhalten, z.B. eine Phasenjustierung des Omnisignals, um verschiedene Verarbeitungen wie z.B. die Ausbildung eines Kardioids durchzuführen.

Claims (5)

1. Verfahren zur digitalen Demodulation eines mehrfach modulierten Signals, das ein erstes ungerichtetes Signal im Basisband (101), einen ersten Unterträger bei einer ersten Frequenz Fp (102), einen zweiten Unterträger (103) bei einer Frequenz 2Fp genau gleich dem Doppelten der Frequenz Fp, ein erstes bipolares Signal (104), das den zweiten Unterträger in Form einer Zweiseitenbandmodulation mit Trägerunterdrükkung moduliert, und ein zweites bipolares Signal (105) enthält, das den zweiten in Phasenquadratur liegenden Unterträger in Form einer Zweiseitenbandmodulation mit Trägerunterdrückung moduliert, dadurch gekennzeichnet, daß folgende Schritte durchgeführt werden:

- das ungerichtete Signal wird in einem Tiefpaßfilter (201) isoliert;

- man führt eine komplexe Demodulation (202) mit einer Frequenz F0 durch, die sehr stabil ist und sich von Fp wenig unterscheidet, so daß sich ein erstes für den Frequenzabstand zwischen F0 und Fp repräsentatives Signal ergibt;

- das konjugierte Signal dieses ersten Fehlersignals wird quadriert (207) und dann normiert, so daß sich ein erstes Frequenzkorrektursignal ergibt;

- man führt eine komplexe Demodulation (208) mit einer zweiten Frequenz 2F0 durch, die genau den doppelten Wert der Frequenz F0 besitzt, und erhält in erster Näherung die beiden bipolaren Signale;

- man führt eine komplexe Multiplikation (213) dieses ersten Näherungswerts der bipolaren Signale mit dem ersten Frequenzkorrektursignal durch und erhält frequenzmäßig korrigierte bipolare Signale;

- man filtert diese in der Frequenz korrigierten bipolaren Signale in einem sehr schmalbandigen Tiefpaßfilter (214, 215), um die Gleichstromkomponente entsprechend dem zweiten auf die Frequenz 0 gebrachten Unterträger zu isolieren;

- man bildet ein Phasenkorrektursignal (216) ausgehend von dieser Komponente bei der Frequenz 0;

- man führt eine komplexe Multiplikation (217) der frequenzmäßig korrigierten bipolaren Signale mit diesem Phasenkorrektursignal durch und erhält die frequenz- und phasenmäßig korrigierten bipolaren Signale.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die komplexe Demodulation bei der Frequenz 2F0 (218) eine Filterung (211, 212) enthält, die mit derselben Bandbreite wie die Tiefpaßfilterung (201) erfolgt, mit der das ungerichtete Signal erhalten wird.

3. Verfahren nach einem beliebigen der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die sehr schmalbandige Tiefpaßfilterung (214, 215) der frequenzmäßig korrigierten bipolaren Signale mit einer Grenzfrequenz von im wesentlichen 1 Hz erfolgt.

4. Verfahren nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei der komplexen Multiplikation (217), bei der sich die Phasenkorrektur der bipolaren Signale ergibt, eine zusätzliche Korrektur erfolgt, bei der eine gezielte Phasenveränderung der bipolaren Signale durchgeführt wird, die die spätere Verarbeitung dieser Signale erleichtern soll.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß diese gezielte Veränderung der bipolaren Signale darin besteht, sie mit dem ungerichteten Signal in Phase zu bringen, das bei der Filterung im Basisband (201) erhalten wird.