CH676405A5

CH676405A5 -

Info

Publication number: CH676405A5
Application number: CH432188A
Authority: CH
Inventors: Urs Bolliger; Walter Vollenweider
Original assignee: Ascom Radiocom Ag
Priority date: 1988-11-22
Filing date: 1988-11-22
Publication date: 1991-01-15
Also published as: DE3938671A1; DE3938671C2

Description

CH 676 405 AS

Beschreibung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Korrigieren von Amplituden- und Phasenfehlern in einem Direct-Conversion-Empfänger gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 5 sowie auf einen Empfänger zum Durchführen des Verfahrens gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 2,3 oder 4.

In einem Direct-Conversion-Empfänger wird das empfangene, winkelmodulierte Hochfrequenz-(HF)-Eingangssignal, nachdem es einem Eingangsfilter und einem HF-Vorverstärker zugeführt worden ist, mit einem in einem Lokaloszillator (LO) erzeugten LÖ-Signal gemischt. Da das LÖ-Signal ungefähr die 10 gleiche Frequenz aufweist, wie das HF-Eingangssignal, entsteht nach der Mischung ein Zwischenfre-quenz-(ZF)-Signal, das im niederfrequenten (NF)-Bereich liegt. Mathematisch gesehen entstehen durch die Mischung zeitweise negative Frequenzen, die aber in der Praxis nicht von den positiven un-terschieden werden können. Zur Aufrechterhaltung der vollen Information ist es bei Direct-Conversi-on-Empfängern notwendig, zwei 90° zueinander verschobene ZF-Signale zu bilden. Dazu sind zwei 15 Mischstufen vorhanden, an die je das HF-Signal und LO-Signal angelegt werden, wobei entweder das an die eine Mischstufe angelegte HF- oder LO-Signal gegenüber dem entsprechenden an die andere Mischstufe angelegten Signal um 90° phasenverschoben ist. Die eine Mischstufe erzeugt ein erstes ZF-Signal (in-phase signal I) und die andere Mischstufe erzeugt ein zweites, zum ersten ZF-Signal 90° phasenverschobes ZF-Signal (quadrature signal Q). Jedes der so gebildeten ZF-Signale (I, Q) wird da-20 nach anschliessend je einem beispielsweise analogen oder digitalen Tiefpassfiiter mit je einer folgenden ZF-Verstärkerstufe zugeführt und anschliessend in einem Demodulator demoduliert. Dank der Tatsache, dass bei Direct-Conversion-Empfängern die Zwischenfrequenz im NF-Bereich liegt, ist der Demodulator mit integrierter Schaltungstechnik aufbaubar. Die gefilterten ZF-Signale (I, Q) werden in einer bevorzugten Ausführungsart, wie beispielsweise in der europäischen Patentschrift 0 180 339 angedeu-25 tet, in Analog-Digitalwandlern in Digitalsignale umgewandelt und zur Démodulation digital weiterverarbeitet. Integrierte digitale Signalprozessoren (DSP) haben sich dabei als nützliche Schaltelemente angeboten. Nebenbei sei erwähnt, dass es ebenfalls möglich ist, den gesamten ZF-Teil zu integrieren. Der geforderte Dynamikbereich, Stromverbrauch und der Preis des Empfängers bestimmen hier vor allem die anzuwendende Technologie.

30 Der angesprochene Demodulator arbeitet korrekt, wenn die Phasenverschiebung der beiden ZF-Signale (t, Q) genau 90° beträgt und wenn die Amplituden der beiden Signale gleich gross sind. Infolge Toleranzen einzelner Funktionsstufen, insbesondere bei der analogen Signalverarbeitung, sind diese obge-nannten Forderungen kaum realisierbar. Schon kleine Fehler bzw. Abweichungen bewirken eine Verschlechterung des Klirrfaktors und des Geräuschabstandes. Man hat bereits früher versucht, solche 35 Phasen- und Amplitudenfehler zu korrigieren, indem Massnahmen getroffen worden sind, die gegenseitige Phasenlage des I- und Q-Signales zu überwachen, im Falle einer Abweichung von der 90° Phasenverschiebung ein Korrektursignal zu bilden und damit die Phaseniage zu korrigieren. Ebenfalls zum Ausgleich von Amplitudenunterschieden sind Korrekturmassnahmen bekannt. In der bereits genannten europäischen Patentschrift 0 180 339 sowie in der britischen Patentschrift 2 106 734 sind Schaltungs-40 glieder zum Bilden von Korrektursignalen sowohl für die Phasenkorrektur als auch für die Amplitudenkorrektur beschrieben. Die in der britischen Patentschrift gezeigten Möglichkeiten einerseits zum Beeinflussen der Phasenlage und andererseits zum Ausgleichen der Grösse der Amplituden der beiden Signale J und O beruhen beide auf einer Regelung d.h. der Bückführung je eines gebildeten Korretursignales auf je eine vorangehende Funktionsstufe. In der europäischen Patentschrift erfolgt 45 nur die Korrektur der Phasenlage mittels einem rückgeführten Regelsignai, die Amplitude des Q-Signa-les wird mit einer Mitkopplung, d.h. mit einem nach vorn geführten Korrektursignal der Grösse des l-Si-gnales angepasst. Das letztgenannte Korrektursignal ist vorgängig in Abhängigkeit der beiden Amplituden erzeugt worden.

Da jeder Regelkreis in gewissen Situationen Instabilitäten aufweist, wirkt sich das Vorhandensein 50 von Regelkreisen nachteilig aus. Zudem werden in Regelkreisen falsche Rückkopplungssignale dann geliefert, wenn in den Nutzsignalen (I, Q) Gleichspannungsanteile vorhanden sind, was vom Prinzip her bei Direct-Conversion-Empfängern in den ZF-Signalen (I, Q) durchaus der Fall sein kann.

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zum Korrigieren von Amplituden- und Phasenfehlern bei Direct-Conversion-Empfängern vorzuschlagen, das die obgenannten 55 Nachteile nicht aufweist.

Eine weitere Aufgabe besteht darin, zum Durchführen des Verfahrens geeignete Empfänger zu schaffen.

Die erste Aufgabe wird gemäss der im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 aufgeführten Merkmale gelöst. Erfindungsgemässe Empfänger sind durch die Merkmale der Patentansprüche 2, 3 60 und 4 gekennzeichnet.

Anhand von Figuren wird die Erfindung im folgenden beispielsweise näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 Das Blockschaltbild eines Direct-Conversion-Empfängers und

Fig, 2 das Blockschaltbild eines Korrekturgliedes für die Korrektur von Amplituden- und Phasenfeh-65 lern.

2

5

10

15

20

25

SO

35

40

45

50

55

CH676405 A5

Die Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines Direct-Conversion-Empfängers, bei dem das erfindungsge-mässe Verfahren zum Korrigieren von Amplituden- und Phasenfehlern angewendet wird. Ein Hochfre-quenz-(HF)-Eingangssignal wird mit der Antenne 1 empfangen, in einem Eingangsfilter 2 gefiltert und in einem Vorverstärker 3 verstärkt. Ein Lokaloszillator 4 erzeugt ein Lokaloszillator-Signal, im folgenden LO-Signal genannt, das ungefähr die gleiche Frequenz aufweist, wie das von der Antenne 1 empfangene HF-Eingangssignal. Das LO-Signal wird zwei Mischstufen 6, 7 zugeführt, einer ersten Mischstufe 6 direkt und einer zweiten Mischstufe 7 über ein Phase-Schiebeglied 5. Die beiden Mischstufen 6, 7 erhalten ebenfalls je das vom Vorverstärker 3 verstärkte HF-Signal. Jede der Mischstufen 6, 7 erzeugt an ihrem Ausgang je ein Zwischenfrequenz-(ZF)-Signal, das wegen der ungefähren Gleichheit der Frequenz des HF-Eingangssignales und des LO-Signales im niederfrequenten Bereich liegt. Jedes der ZF-Signale wird in je einem Tiefpassfilter 8, 9 tiefpassgefiltert und in je einem ZF-Verstärker 10, 11 verstärkt. Am Ausgang des ersten ZF-Verstärkers 10 liegt ein ZF-Signal I an und am Ausgang des zweiten ZF-Verstärkers 11 liegt ein gegenüber dem Signal I um 90° phasenverschobenes ZF-Signai Q an. Wenn die Amplituden der beiden Signale I und Q genau gleich wären und wenn die Phasenverschiebung zwischen den beiden Signalen genau 90° betragen würde, könnten diese Signale I und Q direkt einem Demodulator zugeführt werden, ohne eine zusätzliche Verschlechterung des Klirrfaktors und des Geräuschabstandes fürchten zu müssen. Leider ist dieser Idealfall nur annähernd realisierbar. Beispielsweise infolge Toleranzen im Phase-Schiebegiied 5, in den Mischstufen 6, 7 sowie im ZF-Teil 8, 9,10,11 entstehen, wenn auch kleine, Unterschiede in der Amplitude und Abweichungen von der 90° Phasenverschiebung der beiden Signale I und Q. Der Amplituden-Unterschied zwischen den beiden Signalen wird als Amplitudenfehler bezeichnet und die Abweichung von der 90° Phasenverschiebung als Phasenfehler. Die beiden mit Fehler behafteten ZF-Signale I und Q werden einem Korrekturglied 12 zugeführt. Dieses führt das erfindungsgemässe Korrekturverfahren an den beiden Signalen I und Q durch und erzeugt an seinen Ausgängen die beiden korrigierten Signale Ik und Qk, welche einem Demodulator 13 zum Erzeugen des Niederfrequenz-(NF)-Signales zugeführt werden.

Anhand der Fig. 2, welche ein Blockschaltbild des Korrekturgliedes 12 zeigt, ist das erfindungsgemässe Korrekturverfahren nachfolgend erklärt. Das Korrekturglied 12 ist als Vierpol mit zwei Eingängen, denen die mit Fehler behafteten ZF-Signale I und Q zugeführt werden und zwei Ausgängen, an denen die korrigierten ZF-Signale Ik und Qk anliegen, dargestellt. Die beiden Signale I und Q werden in einer ersten Multiplikationsstufe 20 miteinander multipliziert. Als Ausgangsgrösse resultiert das Produkt l*Q. In einer zweiten Multiplikationsstufe 24 wird das Produkt l*Q verdoppelt, also zum Bilden eines Produktsignales 2TQ mit dem konstanten Faktor 2 multipliziert. Im weiteren werden in einer dritten Multiplikationsstufe 21 und in einer vierten Multiplikationsstufe 22 von den beiden Eingangssignalen I und Q je ihre Quadrate I2 und Q2 gebildet. Die quadrierten Signale I2 und Q2 werden an eine Subtrahierstufe 23 weitergegeben, die das Differenzsignal Q2-!2 bildet. Wie nachstehend anhand mathematischer Formein gezeigt wird, weisen sowohl das Produktsignal 2*I*Q als auch das Differenzsignal Q2-!2 je einen Gleichspannungsanteil (DC-Anteil) auf. Zum Erhalten der beiden korrigierten Signale Ik und Qk sind Mittel 25 zum Entfernen der genannten DC-Anteile vorhanden. Diese Entfernungsmittel 25 können beispielsweise je ein Hochpassfilter (AC-Kopplung) umfassen. Die korrigierten Signale Ik und Qk weisen, wie in der Tabelle 1 gezeigt ist, wesentlich kleinere Amplituden- und Phasenfehler auf, als die Signale I und Q vor der Fehlerkorrektur.

Tabelle!

Fehler vor Korrektur nach Korrektur

Amp./dB

Phase/Grad

Amp./dB

Phase/Grad

1

5

0,02

0,57

1

10

0,07

1,16

2

0,22

0,45

2

6

0,18

1,36

3

10

0,39

3,35

6

20

1,59

12,29

Nehmen wir an, das Signal I folge der Gleichung 1 und das Signal Q der Gleichung 2.

Gleichung 1 I = ù*k*sin(oot+<p)

Gleichung 2 Q = ü*cosmt

Die beiden Signale sind im wesentlichen in ihrer Phase um 90° verschoben und weisen im wesentlichen die gleiche Amplitude auf. Der vorhandene kleine Amplitudenfehler ist in der Gleichung 1 mit k und der kleine Phasenfehler mit <p benannt. In der folgenden Abhandlung ist die Spannung û als Einheitsspannung mit der Grösse 1 angenommen und demzufolge das Zeichen û zur Erhöhung der Übersichtlichkeit weggelassen. Die Gleichung 1 kann auch wie Gleichung 3 geschrieben werden und geht mit a=k*cos <p und b = k*sin <p in die Gleichung 4 über.

3

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

CH676 405A5

Gleichung 31 = k*sin<at*cos<fH-k*coscot*sin(p Gleichung 41 = a*sin<at + b*coscot

Rechnen wir das Produktsignal 2TQ aus, so erhalten wir die Gleichung 5.

Gleichung 5 2*I*Q = a*sin2<at + b*cos2«at + b

Diese kann auch, wie in der Gleichung 6 dargestellt, geschrieben werden oder umgeformt als Gleichung 7.

Gleichung 6 2TQ = m*sin2ca tcosS + m*cos2<at*sin8 + b Gleichung 7 2TQ = m*sin(2«at + 5) + b

Anhand der Gleichungen 5 und 6 können wir für a = m*cos5 und b = m*sin8 schreiben. Diese beiden Ausdrücke nach m und 8 aufgelöst ergeben m - PC?

und =arctan b/a. m und § in der Gleichung 7 ersetzt, führt zur Gleichung 8.

Gleichung 8

2*I*Q=^|a2+b2 *sin(2Wt+arctan b/a)+b

Mit den Gleichungen 2 und 4 errechnet sich das Differenzsignal Q2-!2 entsprechend der Gleichung 9. Gleichung 9 Q2-l2= cos2cot - a2sin2wt - 2absinwtcoscot - b2cos2œt Diese geht umgeformt in die Gleichung 10 über.

Gleichung 10

2 2 2

Q -I =f+icos2«t+a C-i+7Cos2l«t)-ab*sin2wt-

b* bz

-sp — -^-*cos2A>t

Wenn wir für a=(1+e) einsetzen, erhalten wir die Gleichung 11. Gleichung 11

Q2-I2= Ca+ ^^ )cos2Wt- Cb +b*£)34sin2fr»t-

Für kleine Amplituden- und Phasenfehler werden b und e viel kleiner als 1, Damit können wir die Gleichung 11, wie in derGleidiung 12 angegeben, vereinfachen.

Gleichung 12 Q2-!2=a*cos2wt-b*sin2cût-s

Aus den Gleichungen 12 und 14 ist ersichtlich, dass a=1*cosyund b=1*sinyist Diese beiden Gleichungen nach 1 und y aufgelöst, ergeben für

1=1 a2+b2'

und y = arctan a/b.

Diese Ausdrücke in Gleichung 13 eingesetzt, ergeben die Gleichung 15.

Gleichung 13 Q2-!2 = 1*cos(2(at+y)-e Gleichung 14 Q2-!2 = 1*cos2œtcosy-1*s!n2(Dtsiny-e Gleichung 15

Q2-l\a2+b2'*cosC2Wt+arctan b/a)-£

Beim Betrachten der Gleichungen 8 und 15 fällt auf, dass die beiden Signale, das Produktsignal 2*I*Q und das Differenzsignal Q2-!2, zwei um 90° phasenverschobene Signale mit gleicher Amplitude und einem DC-Anteil darstellen. Die beiden Signale weisen gegenüber den ursprünglichen Signalen l, Q die doppelte Frequenz auf. Diese -Frequenzverdoppelung stört nicht, sie bewirkt lediglich eine Verdoppelung des Frequenzhubes. Die nebst den gewünschten Signalen in Abhängigkeit der Fehler entstandenen

4

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

CH676 405 A5

DC-Komponenten werden, wie vorgängig bereits beschrieben, entfernt. Als Resultat erhalten wir die in den Gleichungen 16 und 17 dargestellten korrigierten Signale Ik und Qk.

Diese stimmen in der Amplitude und in der Phase besser überein, als die unkorrigierten Signale I und Q. Wie aus der Tabelle 1 ersichtlich ist, ist die Fehlerkorrektur um so besser, je kleiner die Fehler vor der Korrektur sind. Dies geht auch aus den Gleichungen 11 und 12 hervor, wo die vereinfachende Annahme getroffen worden ist.

Die Verfahrensschritte im Korrekturglied 12 können auf unterschiedliche Art durchgeführt werden. Eine erste bevorzugte Ausführungsform sieht vor, dass das Korrekturglied 12 einen programmgesteuerten, digitalen Signalprozessor zur Durchführung des Verfahrens umfasst. In einer zweiten bevorzugten Ausführungsart ist vorgesehen, dass das Korrektun/erfahren im gleichen programmgesteuerten, digitalen Signalprozessor, der als Demodulator eingesetzt ist, durchzuführen. In einer dritten bevorzugten Ausführungsvariante werden die einzelnen Verfahrensschritte zum Korrigieren der Amplituden-und Phasenfehler in aus diskreten und/oder integrierten Bauelementen gebildeten, analogen und/oder digitalen Funktionsstufen durchgeführt. Eine weitere Ausführungsvariante eines Empfängers bestünde darin, die ZF-Signale nach den Mischstufen 6, 7 zu digitalisieren und sowohl die ZF-Verarbeitung, das erfindungsgemässe Korrekturverfahren als auch die Demodulatoren in einem einzigen programmgesteuerten digitalen Signalprozessor durchzuführen.

Das offenbarte Verfahren liefert ohne das Vorhandensein eines Regelkreises Ausgangssignale Ik, Qk, die in Phase und Amplitude besser stimmen, als die Eingangssignale I, Q. Das Verfahren ist einfach, da sowohl die Korrektur des Amplitudenfehlers, als auch die Korrektur des Phasenfehlers gleichzeitig durchgeführt werden.

Claims

Patentansprüche

1. Verfahren zum Korrigieren von Amplituden- und Phasenfehlern in einem Direct-Conversion-Emp-fänger in dem ein empfangenes, winkelmoduliertes, hochfrequentes Signal mit einem in einem Lokaloszillator (4) erzeugten LO-Signal gemischt und in zwei Mischstufen (6, 7) zwei in ihrer Phase im wesentlichen um 90° verschobene Signale erzeugt und anschliessend zum Bilden der ZF-Signale (I, Q) gefiltert und verstärkt werden, dadurch gekennzeichnet, dass a) die beiden ZF-Signale (I, Q) miteinander multipliziert und die erhaltene Grösse zum Bilden eines Produktsignales (2TQ) verdoppelt wird,

b) jedes der beiden ZF-Signale zum Bilden ihrer Quadrate (I2, Q2) mit sich selbst multipliziert wird,

c) von den Quadraten (I2, Q2) ein Differenzsignal (Q2-l2) gebildet wird und d) das Differenzsignal (Q2-!2) und das Produktsignal (2TQ) zum Bilden korrigierter Signale (Ik, Qk)

je von Gleichspannungskomponenten befreit wird.

2. Empfänger zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 1 mit einem HF-Teii, einem Lokaloszillator, zwei Mischstufen, einem ZF-Teil mit zwei Kanälen zum Filtern und Verstärken der in den Mischstufen erzeugten Signale und einem Demodulator, wobei die nach dem ZF-Teil vorhandenen ZF-Signale (I, Q) Amplituden- und Phasenfehler aufweisen können, dadurch gekennzeichnet, dass ein programmgesteuerter, digitaler Signalprozessor zum Durchführen der einzelnen Verfahrensschritte a, b, c, d und zum Erzeugen korrigierter ZF-Signale (Ik, Qk) vorhanden ist.

3. Empfänger zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 1 mit einem HF-Teil, einem Lokaloszillator, zwei Mischstufen, einem ZF-Teil mit zwei Kanälen zum Filtern und Verstärken der in den Mischstufen erzeugten Signale und einem Demodulator, wobei die nach dem ZF-Teil vorhandenen ZF-Signale (I, Q) Amplituden- und Phasenfehler aufweisen können, dadurch gekennzeichnet, dass der Demodulator als programmgesteuerter, digitaler Signalprozessor ausgeführt ist und ebenfalls zum Durchführen der einzelnen Verfahrensschritte a, b, c, d zum Bilden korrigierter ZF-Signale (Ik, Qk) bestimmt ist.

4. Empfänger zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 1 mit einem HF-Teil, einem Lokaloszillator, zwei Mischstufen, einem ZF-Teil mit zwei Kanälen zum Filtern und Verstärken der in den Mischstufen erzeugten Signale und einem Demodulator, wobei die nach dem ZF-Teil vorhandenen ZF-Signale (I, Q) Amplituden- und Phasenfehler aufweisen können, dadurch gekennzeichnet, dass zum Durchführen der einzelnen Verfahrensschritte a, b, c, d zum Bilden korrigierter ZF-Signale (Ik, Qk) aus diskreten und/ oder integrierten Bauelementen gebildete, analoge und/oder digitale Funktionsstufen vorhanden sind.

Gleichung 16

Gleichung 17

5