CH676405A5

CH676405A5 -

Info

Publication number: CH676405A5
Application number: CH432188A
Authority: CH
Inventors: Urs Bolliger; Walter Vollenweider
Original assignee: Ascom Radiocom Ag
Priority date: 1988-11-22
Filing date: 1988-11-22
Publication date: 1991-01-15
Also published as: DE3938671C2; DE3938671A1

Description

CH 676 405 AS CH 676 405 AS

Beschreibung description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Korrigieren von Amplituden- und Phasenfehlern in einem Direct-Conversion-Empfänger gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 5 sowie auf einen Empfänger zum Durchführen des Verfahrens gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 2,3 oder 4. The present invention relates to a method for correcting amplitude and phase errors in a direct conversion receiver according to the preamble of patent claim 1 5 and to a receiver for performing the method according to the preamble of patent claim 2, 3 or 4.

In einem Direct-Conversion-Empfänger wird das empfangene, winkelmodulierte Hochfrequenz-(HF)-Eingangssignal, nachdem es einem Eingangsfilter und einem HF-Vorverstärker zugeführt worden ist, mit einem in einem Lokaloszillator (LO) erzeugten LÖ-Signal gemischt. Da das LÖ-Signal ungefähr die 10 gleiche Frequenz aufweist, wie das HF-Eingangssignal, entsteht nach der Mischung ein Zwischenfre-quenz-(ZF)-Signal, das im niederfrequenten (NF)-Bereich liegt. Mathematisch gesehen entstehen durch die Mischung zeitweise negative Frequenzen, die aber in der Praxis nicht von den positiven un-terschieden werden können. Zur Aufrechterhaltung der vollen Information ist es bei Direct-Conversi-on-Empfängern notwendig, zwei 90° zueinander verschobene ZF-Signale zu bilden. Dazu sind zwei 15 Mischstufen vorhanden, an die je das HF-Signal und LO-Signal angelegt werden, wobei entweder das an die eine Mischstufe angelegte HF- oder LO-Signal gegenüber dem entsprechenden an die andere Mischstufe angelegten Signal um 90° phasenverschoben ist. Die eine Mischstufe erzeugt ein erstes ZF-Signal (in-phase signal I) und die andere Mischstufe erzeugt ein zweites, zum ersten ZF-Signal 90° phasenverschobes ZF-Signal (quadrature signal Q). Jedes der so gebildeten ZF-Signale (I, Q) wird da-20 nach anschliessend je einem beispielsweise analogen oder digitalen Tiefpassfiiter mit je einer folgenden ZF-Verstärkerstufe zugeführt und anschliessend in einem Demodulator demoduliert. Dank der Tatsache, dass bei Direct-Conversion-Empfängern die Zwischenfrequenz im NF-Bereich liegt, ist der Demodulator mit integrierter Schaltungstechnik aufbaubar. Die gefilterten ZF-Signale (I, Q) werden in einer bevorzugten Ausführungsart, wie beispielsweise in der europäischen Patentschrift 0 180 339 angedeu-25 tet, in Analog-Digitalwandlern in Digitalsignale umgewandelt und zur Démodulation digital weiterverarbeitet. Integrierte digitale Signalprozessoren (DSP) haben sich dabei als nützliche Schaltelemente angeboten. Nebenbei sei erwähnt, dass es ebenfalls möglich ist, den gesamten ZF-Teil zu integrieren. Der geforderte Dynamikbereich, Stromverbrauch und der Preis des Empfängers bestimmen hier vor allem die anzuwendende Technologie. In a direct conversion receiver, the received angle-modulated radio frequency (RF) input signal, after being fed to an input filter and an RF preamplifier, is mixed with an LO signal generated in a local oscillator (LO). Since the LÖ signal has approximately the same frequency as the RF input signal, an intermediate frequency (IF) signal is generated after mixing, which is in the low frequency (NF) range. From a mathematical point of view, the mixture sometimes creates negative frequencies, which in practice cannot be distinguished from the positive ones. In order to maintain full information, it is necessary for direct conversion receivers to form two IF signals shifted by 90 ° to each other. For this purpose, there are two 15 mixer stages, to which the RF signal and LO signal are applied, whereby either the RF or LO signal applied to one mixer stage is 90 ° out of phase with the corresponding signal applied to the other mixer stage. One mixer stage generates a first IF signal (in-phase signal I) and the other mixer stage generates a second IF signal (quadrature signal Q) which is 90 ° out of phase with the first IF signal. Each of the IF signals (I, Q) formed in this way is then fed to an analog or digital low-pass filter, each with a following IF amplifier stage, and then demodulated in a demodulator. Thanks to the fact that the intermediate frequency of direct conversion receivers is in the LF range, the demodulator can be set up with integrated circuit technology. The filtered IF signals (I, Q) are converted in a preferred embodiment, as indicated for example in European Patent 0 180 339, into analog-digital converters into digital signals and digitally processed for demodulation. Integrated digital signal processors (DSP) have proven to be useful switching elements. Incidentally, it should be mentioned that it is also possible to integrate the entire ZF part. The required dynamic range, power consumption and the price of the receiver primarily determine the technology to be used.

30 Der angesprochene Demodulator arbeitet korrekt, wenn die Phasenverschiebung der beiden ZF-Signale (t, Q) genau 90° beträgt und wenn die Amplituden der beiden Signale gleich gross sind. Infolge Toleranzen einzelner Funktionsstufen, insbesondere bei der analogen Signalverarbeitung, sind diese obge-nannten Forderungen kaum realisierbar. Schon kleine Fehler bzw. Abweichungen bewirken eine Verschlechterung des Klirrfaktors und des Geräuschabstandes. Man hat bereits früher versucht, solche 35 Phasen- und Amplitudenfehler zu korrigieren, indem Massnahmen getroffen worden sind, die gegenseitige Phasenlage des I- und Q-Signales zu überwachen, im Falle einer Abweichung von der 90° Phasenverschiebung ein Korrektursignal zu bilden und damit die Phaseniage zu korrigieren. Ebenfalls zum Ausgleich von Amplitudenunterschieden sind Korrekturmassnahmen bekannt. In der bereits genannten europäischen Patentschrift 0 180 339 sowie in der britischen Patentschrift 2 106 734 sind Schaltungs-40 glieder zum Bilden von Korrektursignalen sowohl für die Phasenkorrektur als auch für die Amplitudenkorrektur beschrieben. Die in der britischen Patentschrift gezeigten Möglichkeiten einerseits zum Beeinflussen der Phasenlage und andererseits zum Ausgleichen der Grösse der Amplituden der beiden Signale J und O beruhen beide auf einer Regelung d.h. der Bückführung je eines gebildeten Korretursignales auf je eine vorangehende Funktionsstufe. In der europäischen Patentschrift erfolgt 45 nur die Korrektur der Phasenlage mittels einem rückgeführten Regelsignai, die Amplitude des Q-Signa-les wird mit einer Mitkopplung, d.h. mit einem nach vorn geführten Korrektursignal der Grösse des l-Si-gnales angepasst. Das letztgenannte Korrektursignal ist vorgängig in Abhängigkeit der beiden Amplituden erzeugt worden. 30 The demodulator is working correctly if the phase shift of the two IF signals (t, Q) is exactly 90 ° and if the amplitudes of the two signals are the same. As a result of tolerances of individual functional levels, particularly in the case of analog signal processing, these above-mentioned requirements can hardly be met. Even small errors or deviations cause a deterioration in the harmonic distortion and the signal-to-noise ratio. Attempts have previously been made to correct such 35 phase and amplitude errors by taking measures to monitor the mutual phase relationship of the I and Q signals, in the event of a deviation from the 90 ° phase shift, to form a correction signal and thus the Correct phaseiage. Corrective measures are also known to compensate for differences in amplitude. In the already mentioned European patent 0 180 339 as well as in the British patent 2 106 734 circuit 40 elements are described for forming correction signals for both the phase correction and for the amplitude correction. The possibilities shown in the British patent specification on the one hand to influence the phase position and on the other hand to compensate for the size of the amplitudes of the two signals J and O are both based on a control, i.e. the return of each of a formed correction signal to a previous function level. In the European patent specification 45, only the phase position is corrected by means of a feedback control signal, the amplitude of the Q signal is determined with a positive feedback, i.e. adjusted with a forward correction signal to the size of the l-Si signal. The last-mentioned correction signal was previously generated as a function of the two amplitudes.

Da jeder Regelkreis in gewissen Situationen Instabilitäten aufweist, wirkt sich das Vorhandensein 50 von Regelkreisen nachteilig aus. Zudem werden in Regelkreisen falsche Rückkopplungssignale dann geliefert, wenn in den Nutzsignalen (I, Q) Gleichspannungsanteile vorhanden sind, was vom Prinzip her bei Direct-Conversion-Empfängern in den ZF-Signalen (I, Q) durchaus der Fall sein kann. Since each control loop has instabilities in certain situations, the presence of control loops has a disadvantageous effect. In addition, false feedback signals are delivered in control loops if there are DC components in the useful signals (I, Q), which in principle can be the case with direct conversion receivers in the IF signals (I, Q).

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zum Korrigieren von Amplituden- und Phasenfehlern bei Direct-Conversion-Empfängern vorzuschlagen, das die obgenannten 55 Nachteile nicht aufweist. It is therefore an object of the present invention to propose a method for correcting amplitude and phase errors in direct conversion receivers which does not have the above-mentioned 55 disadvantages.

Eine weitere Aufgabe besteht darin, zum Durchführen des Verfahrens geeignete Empfänger zu schaffen. Another task is to create suitable recipients for performing the method.

Die erste Aufgabe wird gemäss der im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 aufgeführten Merkmale gelöst. Erfindungsgemässe Empfänger sind durch die Merkmale der Patentansprüche 2, 3 60 und 4 gekennzeichnet. The first object is achieved according to the features listed in the characterizing part of claim 1. Recipients according to the invention are characterized by the features of claims 2, 3 60 and 4.

Anhand von Figuren wird die Erfindung im folgenden beispielsweise näher beschrieben. Es zeigen: The invention is described in more detail below using figures, for example. Show it:

Fig. 1 Das Blockschaltbild eines Direct-Conversion-Empfängers und Fig. 1 The block diagram of a direct conversion receiver and

Fig, 2 das Blockschaltbild eines Korrekturgliedes für die Korrektur von Amplituden- und Phasenfeh-65 lern. Fig. 2 shows the block diagram of a correction element for the correction of amplitude and phase errors.

2 2nd

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

SO SO

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

CH676405 A5 CH676405 A5

Die Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines Direct-Conversion-Empfängers, bei dem das erfindungsge-mässe Verfahren zum Korrigieren von Amplituden- und Phasenfehlern angewendet wird. Ein Hochfre-quenz-(HF)-Eingangssignal wird mit der Antenne 1 empfangen, in einem Eingangsfilter 2 gefiltert und in einem Vorverstärker 3 verstärkt. Ein Lokaloszillator 4 erzeugt ein Lokaloszillator-Signal, im folgenden LO-Signal genannt, das ungefähr die gleiche Frequenz aufweist, wie das von der Antenne 1 empfangene HF-Eingangssignal. Das LO-Signal wird zwei Mischstufen 6, 7 zugeführt, einer ersten Mischstufe 6 direkt und einer zweiten Mischstufe 7 über ein Phase-Schiebeglied 5. Die beiden Mischstufen 6, 7 erhalten ebenfalls je das vom Vorverstärker 3 verstärkte HF-Signal. Jede der Mischstufen 6, 7 erzeugt an ihrem Ausgang je ein Zwischenfrequenz-(ZF)-Signal, das wegen der ungefähren Gleichheit der Frequenz des HF-Eingangssignales und des LO-Signales im niederfrequenten Bereich liegt. Jedes der ZF-Signale wird in je einem Tiefpassfilter 8, 9 tiefpassgefiltert und in je einem ZF-Verstärker 10, 11 verstärkt. Am Ausgang des ersten ZF-Verstärkers 10 liegt ein ZF-Signal I an und am Ausgang des zweiten ZF-Verstärkers 11 liegt ein gegenüber dem Signal I um 90° phasenverschobenes ZF-Signai Q an. Wenn die Amplituden der beiden Signale I und Q genau gleich wären und wenn die Phasenverschiebung zwischen den beiden Signalen genau 90° betragen würde, könnten diese Signale I und Q direkt einem Demodulator zugeführt werden, ohne eine zusätzliche Verschlechterung des Klirrfaktors und des Geräuschabstandes fürchten zu müssen. Leider ist dieser Idealfall nur annähernd realisierbar. Beispielsweise infolge Toleranzen im Phase-Schiebegiied 5, in den Mischstufen 6, 7 sowie im ZF-Teil 8, 9,10,11 entstehen, wenn auch kleine, Unterschiede in der Amplitude und Abweichungen von der 90° Phasenverschiebung der beiden Signale I und Q. Der Amplituden-Unterschied zwischen den beiden Signalen wird als Amplitudenfehler bezeichnet und die Abweichung von der 90° Phasenverschiebung als Phasenfehler. Die beiden mit Fehler behafteten ZF-Signale I und Q werden einem Korrekturglied 12 zugeführt. Dieses führt das erfindungsgemässe Korrekturverfahren an den beiden Signalen I und Q durch und erzeugt an seinen Ausgängen die beiden korrigierten Signale Ik und Qk, welche einem Demodulator 13 zum Erzeugen des Niederfrequenz-(NF)-Signales zugeführt werden. 1 shows the block diagram of a direct conversion receiver in which the method according to the invention is used to correct amplitude and phase errors. A high-frequency (RF) input signal is received with the antenna 1, filtered in an input filter 2 and amplified in a preamplifier 3. A local oscillator 4 generates a local oscillator signal, hereinafter referred to as LO signal, which has approximately the same frequency as the RF input signal received by antenna 1. The LO signal is fed to two mixer stages 6, 7, a first mixer stage 6 directly and a second mixer stage 7 via a phase shift element 5. The two mixer stages 6, 7 also each receive the RF signal amplified by the preamplifier 3. Each of the mixing stages 6, 7 generates an intermediate frequency (IF) signal at its output, which lies in the low-frequency range because of the approximate equality of the frequency of the RF input signal and the LO signal. Each of the IF signals is low-pass filtered in a low-pass filter 8, 9 and amplified in a respective IF amplifier 10, 11. An IF signal I is present at the output of the first IF amplifier 10 and an IF signal Q which is 90 ° out of phase with the signal I is present at the output of the second IF amplifier 11. If the amplitudes of the two signals I and Q were exactly the same and if the phase shift between the two signals were exactly 90 °, these signals I and Q could be fed directly to a demodulator without having to fear an additional deterioration in the harmonic distortion and the signal-to-noise ratio . Unfortunately, this ideal case can only be approximately achieved. For example, as a result of tolerances in the phase shift element 5, in the mixing stages 6, 7 and in the IF section 8, 9, 10, 11, differences, albeit small, arise in the amplitude and deviations from the 90 ° phase shift of the two signals I and Q The difference in amplitude between the two signals is called the amplitude error and the deviation from the 90 ° phase shift is called the phase error. The two IF signals I and Q, which are subject to errors, are fed to a correction element 12. This carries out the correction method according to the invention on the two signals I and Q and generates at its outputs the two corrected signals Ik and Qk, which are fed to a demodulator 13 for generating the low-frequency (NF) signal.

Anhand der Fig. 2, welche ein Blockschaltbild des Korrekturgliedes 12 zeigt, ist das erfindungsgemässe Korrekturverfahren nachfolgend erklärt. Das Korrekturglied 12 ist als Vierpol mit zwei Eingängen, denen die mit Fehler behafteten ZF-Signale I und Q zugeführt werden und zwei Ausgängen, an denen die korrigierten ZF-Signale Ik und Qk anliegen, dargestellt. Die beiden Signale I und Q werden in einer ersten Multiplikationsstufe 20 miteinander multipliziert. Als Ausgangsgrösse resultiert das Produkt l*Q. In einer zweiten Multiplikationsstufe 24 wird das Produkt l*Q verdoppelt, also zum Bilden eines Produktsignales 2TQ mit dem konstanten Faktor 2 multipliziert. Im weiteren werden in einer dritten Multiplikationsstufe 21 und in einer vierten Multiplikationsstufe 22 von den beiden Eingangssignalen I und Q je ihre Quadrate I2 und Q2 gebildet. Die quadrierten Signale I2 und Q2 werden an eine Subtrahierstufe 23 weitergegeben, die das Differenzsignal Q2-!2 bildet. Wie nachstehend anhand mathematischer Formein gezeigt wird, weisen sowohl das Produktsignal 2*I*Q als auch das Differenzsignal Q2-!2 je einen Gleichspannungsanteil (DC-Anteil) auf. Zum Erhalten der beiden korrigierten Signale Ik und Qk sind Mittel 25 zum Entfernen der genannten DC-Anteile vorhanden. Diese Entfernungsmittel 25 können beispielsweise je ein Hochpassfilter (AC-Kopplung) umfassen. Die korrigierten Signale Ik und Qk weisen, wie in der Tabelle 1 gezeigt ist, wesentlich kleinere Amplituden- und Phasenfehler auf, als die Signale I und Q vor der Fehlerkorrektur. The correction method according to the invention is explained below on the basis of FIG. 2, which shows a block diagram of the correction element 12. The correction element 12 is shown as a four-terminal network with two inputs, to which the IF signals I and Q, which are subject to errors, and two outputs, to which the corrected IF signals Ik and Qk are present. The two signals I and Q are multiplied together in a first multiplication stage 20. The product I * Q results as the initial variable. In a second multiplication stage 24, the product I * Q is doubled, that is to say multiplied by the constant factor 2 to form a product signal 2TQ. Furthermore, in a third multiplication stage 21 and in a fourth multiplication stage 22, the squares I2 and Q2 are formed from the two input signals I and Q, respectively. The squared signals I2 and Q2 are passed on to a subtractor 23, which forms the difference signal Q2-! 2. As will be shown below using mathematical form, both the product signal 2 * I * Q and the difference signal Q2-! 2 each have a direct voltage component (DC component). To obtain the two corrected signals Ik and Qk, means 25 are present for removing the DC components mentioned. These removal means 25 can each include a high-pass filter (AC coupling), for example. The corrected signals Ik and Qk, as shown in Table 1, have significantly smaller amplitude and phase errors than the signals I and Q before the error correction.

Tabelle! Table!

Fehler vor Korrektur nach Korrektur Error before correction after correction

Amp./dB Amp./dB

Phase/Grad Phase / degree

Amp./dB Amp./dB

Phase/Grad Phase / degree

1 1

5 5

0,02 0.02

0,57 0.57

1 1

10 10th

0,07 0.07

1,16 1.16

2 2nd

0,22 0.22

0,45 0.45

2 2nd

6 6

0,18 0.18

1,36 1.36

3 3rd

10 10th

0,39 0.39

3,35 3.35

6 6

20 20th

1,59 1.59

12,29 12.29

Nehmen wir an, das Signal I folge der Gleichung 1 und das Signal Q der Gleichung 2. Let us assume that signal I follows equation 1 and signal Q follows equation 2.

Gleichung 1 I = ù*k*sin(oot+<p) Equation 1 I = ù * k * sin (oot + <p)

Gleichung 2 Q = ü*cosmt Equation 2 Q = ü * cosmt

Die beiden Signale sind im wesentlichen in ihrer Phase um 90° verschoben und weisen im wesentlichen die gleiche Amplitude auf. Der vorhandene kleine Amplitudenfehler ist in der Gleichung 1 mit k und der kleine Phasenfehler mit <p benannt. In der folgenden Abhandlung ist die Spannung û als Einheitsspannung mit der Grösse 1 angenommen und demzufolge das Zeichen û zur Erhöhung der Übersichtlichkeit weggelassen. Die Gleichung 1 kann auch wie Gleichung 3 geschrieben werden und geht mit a=k*cos <p und b = k*sin <p in die Gleichung 4 über. The phase of the two signals is essentially shifted by 90 ° and has essentially the same amplitude. The existing small amplitude error is named in equation 1 with k and the small phase error with <p. In the following treatise, the voltage û is assumed to be a unit voltage with size 1 and the symbol û is therefore omitted to increase clarity. Equation 1 can also be written like equation 3 and merges into equation 4 with a = k * cos <p and b = k * sin <p.

3 3rd

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

CH676 405A5 CH676 405A5

Gleichung 31 = k*sin<at*cos<fH-k*coscot*sin(p Gleichung 41 = a*sin<at + b*coscot Equation 31 = k * sin <at * cos <fH-k * coscot * sin (p Equation 41 = a * sin <at + b * coscot

Rechnen wir das Produktsignal 2TQ aus, so erhalten wir die Gleichung 5. If we calculate the product signal 2TQ, we get equation 5.

Gleichung 5 2*I*Q = a*sin2<at + b*cos2«at + b Equation 5 2 * I * Q = a * sin2 <at + b * cos2 «at + b

Diese kann auch, wie in der Gleichung 6 dargestellt, geschrieben werden oder umgeformt als Gleichung 7. This can also be written as shown in equation 6 or transformed as equation 7.

Gleichung 6 2TQ = m*sin2ca tcosS + m*cos2<at*sin8 + b Gleichung 7 2TQ = m*sin(2«at + 5) + b Equation 6 2TQ = m * sin2ca tcosS + m * cos2 <at * sin8 + b Equation 7 2TQ = m * sin (2 «at + 5) + b

Anhand der Gleichungen 5 und 6 können wir für a = m*cos5 und b = m*sin8 schreiben. Diese beiden Ausdrücke nach m und 8 aufgelöst ergeben m - PC? Using equations 5 and 6 we can write for a = m * cos5 and b = m * sin8. These two expressions resolved to m and 8 result in m - PC?

und =arctan b/a. m und § in der Gleichung 7 ersetzt, führt zur Gleichung 8. and = arctan b / a. Replacing m and § in equation 7 leads to equation 8.

Gleichung 8 Equation 8

2*I*Q=^|a2+b2 *sin(2Wt+arctan b/a)+b 2 * I * Q = ^ | a2 + b2 * sin (2Wt + arctan b / a) + b

Mit den Gleichungen 2 und 4 errechnet sich das Differenzsignal Q2-!2 entsprechend der Gleichung 9. Gleichung 9 Q2-l2= cos2cot - a2sin2wt - 2absinwtcoscot - b2cos2œt Diese geht umgeformt in die Gleichung 10 über. Equations 2 and 4 are used to calculate the difference signal Q2-! 2 according to equation 9. Equation 9 Q2-l2 = cos2cot - a2sin2wt - 2absinwtcoscot - b2cos2œt This is transformed into equation 10.

Gleichung 10 Equation 10

2 2 2 2 2 2

Q -I =f+icos2«t+a C-i+7Cos2l«t)-ab*sin2wt- Q -I = f + icos2 «t + a C-i + 7Cos2l« t) -ab * sin2wt-

b* bz b * or

-sp — -^-*cos2A>t -sp - - ^ - * cos2A> t

Wenn wir für a=(1+e) einsetzen, erhalten wir die Gleichung 11. Gleichung 11 If we substitute for a = (1 + e), we get Equation 11. Equation 11

Q2-I2= Ca+ ^^ )cos2Wt- Cb +b*£)34sin2fr»t- Q2-I2 = Ca + ^^) cos2Wt- Cb + b * £) 34sin2fr »t-

Für kleine Amplituden- und Phasenfehler werden b und e viel kleiner als 1, Damit können wir die Gleichung 11, wie in derGleidiung 12 angegeben, vereinfachen. For small amplitude and phase errors, b and e become much smaller than 1, so that we can simplify equation 11 as given in clothing 12.

Gleichung 12 Q2-!2=a*cos2wt-b*sin2cût-s Equation 12 Q2-! 2 = a * cos2wt-b * sin2cût-s

Aus den Gleichungen 12 und 14 ist ersichtlich, dass a=1*cosyund b=1*sinyist Diese beiden Gleichungen nach 1 und y aufgelöst, ergeben für From equations 12 and 14 it can be seen that a = 1 * cozy and b = 1 * sinyist. These two equations solved for 1 and y, give for

1=1 a2+b2' 1 = 1 a2 + b2 '

und y = arctan a/b. and y = arctan a / b.

Diese Ausdrücke in Gleichung 13 eingesetzt, ergeben die Gleichung 15. Inserting these expressions into Equation 13 results in Equation 15.

Gleichung 13 Q2-!2 = 1*cos(2(at+y)-e Gleichung 14 Q2-!2 = 1*cos2œtcosy-1*s!n2(Dtsiny-e Gleichung 15 Equation 13 Q2-! 2 = 1 * cos (2 (at + y) -e equation 14 Q2-! 2 = 1 * cos2œtcosy-1 * s! N2 (Dtsiny-e equation 15

Q2-l\a2+b2'*cosC2Wt+arctan b/a)-£ Q2-l \ a2 + b2 '* cosC2Wt + arctan b / a) - £

Beim Betrachten der Gleichungen 8 und 15 fällt auf, dass die beiden Signale, das Produktsignal 2*I*Q und das Differenzsignal Q2-!2, zwei um 90° phasenverschobene Signale mit gleicher Amplitude und einem DC-Anteil darstellen. Die beiden Signale weisen gegenüber den ursprünglichen Signalen l, Q die doppelte Frequenz auf. Diese -Frequenzverdoppelung stört nicht, sie bewirkt lediglich eine Verdoppelung des Frequenzhubes. Die nebst den gewünschten Signalen in Abhängigkeit der Fehler entstandenen When looking at equations 8 and 15, it is noticeable that the two signals, the product signal 2 * I * Q and the difference signal Q2-! 2, represent two signals that are phase-shifted by 90 ° with the same amplitude and a DC component. The two signals have twice the frequency of the original signals I, Q. This frequency doubling does not interfere, it merely causes the frequency swing to be doubled. In addition to the desired signals depending on the errors

4 4th

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

CH676 405 A5 CH676 405 A5

DC-Komponenten werden, wie vorgängig bereits beschrieben, entfernt. Als Resultat erhalten wir die in den Gleichungen 16 und 17 dargestellten korrigierten Signale Ik und Qk. As previously described, DC components are removed. As a result, we get the corrected signals Ik and Qk shown in Equations 16 and 17.

Diese stimmen in der Amplitude und in der Phase besser überein, als die unkorrigierten Signale I und Q. Wie aus der Tabelle 1 ersichtlich ist, ist die Fehlerkorrektur um so besser, je kleiner die Fehler vor der Korrektur sind. Dies geht auch aus den Gleichungen 11 und 12 hervor, wo die vereinfachende Annahme getroffen worden ist. These correspond better in amplitude and in phase than the uncorrected signals I and Q. As can be seen from Table 1, the smaller the errors before the correction, the better the error correction. This is also evident from Equations 11 and 12, where the simplifying assumption has been made.

Die Verfahrensschritte im Korrekturglied 12 können auf unterschiedliche Art durchgeführt werden. Eine erste bevorzugte Ausführungsform sieht vor, dass das Korrekturglied 12 einen programmgesteuerten, digitalen Signalprozessor zur Durchführung des Verfahrens umfasst. In einer zweiten bevorzugten Ausführungsart ist vorgesehen, dass das Korrektun/erfahren im gleichen programmgesteuerten, digitalen Signalprozessor, der als Demodulator eingesetzt ist, durchzuführen. In einer dritten bevorzugten Ausführungsvariante werden die einzelnen Verfahrensschritte zum Korrigieren der Amplituden-und Phasenfehler in aus diskreten und/oder integrierten Bauelementen gebildeten, analogen und/oder digitalen Funktionsstufen durchgeführt. Eine weitere Ausführungsvariante eines Empfängers bestünde darin, die ZF-Signale nach den Mischstufen 6, 7 zu digitalisieren und sowohl die ZF-Verarbeitung, das erfindungsgemässe Korrekturverfahren als auch die Demodulatoren in einem einzigen programmgesteuerten digitalen Signalprozessor durchzuführen. The method steps in the correction element 12 can be carried out in different ways. A first preferred embodiment provides that the correction element 12 comprises a program-controlled, digital signal processor for carrying out the method. In a second preferred embodiment it is provided that the correction / experience is carried out in the same program-controlled, digital signal processor that is used as the demodulator. In a third preferred embodiment variant, the individual method steps for correcting the amplitude and phase errors are carried out in analog and / or digital function stages formed from discrete and / or integrated components. Another embodiment variant of a receiver would be to digitize the IF signals after the mixing stages 6, 7 and to carry out both the IF processing, the correction method according to the invention and the demodulators in a single program-controlled digital signal processor.

Das offenbarte Verfahren liefert ohne das Vorhandensein eines Regelkreises Ausgangssignale Ik, Qk, die in Phase und Amplitude besser stimmen, als die Eingangssignale I, Q. Das Verfahren ist einfach, da sowohl die Korrektur des Amplitudenfehlers, als auch die Korrektur des Phasenfehlers gleichzeitig durchgeführt werden. Without the presence of a control circuit, the disclosed method delivers output signals Ik, Qk which are better in phase and amplitude than the input signals I, Q. The method is simple since both the correction of the amplitude error and the correction of the phase error are carried out simultaneously .

Claims

1. Method for correcting amplitude and phase errors in a direct conversion receiver in which a received, angle-modulated, high-frequency signal is mixed with a LO signal generated in a local oscillator (4) and in two mixing stages (6, 7) two signals shifted in phase essentially by 90 ° and then filtered and amplified to form the IF signals (I, Q), characterized in that a) the two IF signals (I, Q) are multiplied together and the size obtained to form a product signal (2TQ) is doubled,

b) each of the two IF signals is multiplied by itself to form its squares (I2, Q2),

c) a difference signal (Q2-l2) is formed from the squares (I2, Q2) and d) the difference signal (Q2-! 2) and the product signal (2TQ) for forming corrected signals (Ik, Qk)

ever freed from DC components.

2. Receiver for performing the method according to claim 1 with an HF part, a local oscillator, two mixer stages, an IF part with two channels for filtering and amplifying the signals generated in the mixer stages and a demodulator, the after the IF part existing IF signals (I, Q) may have amplitude and phase errors, characterized in that a program-controlled, digital signal processor for performing the individual method steps a, b, c, d and for generating corrected IF signals (Ik, Qk) is present is.

3. Receiver for performing the method according to claim 1 with an RF part, a local oscillator, two mixer stages, an IF part with two channels for filtering and amplifying the signals generated in the mixer stages and a demodulator, the after the IF part existing IF signals (I, Q) may have amplitude and phase errors, characterized in that the demodulator is designed as a program-controlled digital signal processor and also for performing the individual method steps a, b, c, d for forming corrected IF signals ( Ik, Qk) is determined.

4. Receiver for performing the method according to claim 1 with an RF part, a local oscillator, two mixer stages, an IF part with two channels for filtering and amplifying the signals generated in the mixer stages and a demodulator, the after the IF part existing IF signals (I, Q) may have amplitude and phase errors, characterized in that to carry out the individual method steps a, b, c, d to form corrected IF signals (Ik, Qk) from discrete and / or integrated components formed, analog and / or digital function levels are available.

Equation 16

Equation 17

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