-
Schaltung aus einer Kombination mehrerer Einzelbandfilter Die Erfindung
bezieht sich auf Bandfilter und besonders auf zusammengesetzte Bandfilter, die eine
Mehrzahl von Einzelfiltern enthalten und die durch ihr Zusammenwirken ein ausgedehnteres
Band durchlassen, als dies mittels eines einzelnen Filters möglich ist.
-
Die Erfindung eignet sich besonders für die Antennenkopplung eines
Rundfunkempfängers, wenn über diese Kopplung ein breites Band innerhalb des Hochfrequerizspektrums
übertragen werden soll.
-
In derartigen Empfangs- bzw. Übertragungskreisen ist es z. B. wünschenswert,
ein so breites Band zu übertragen, daß die die Grenzen darstellenden Frequenzen
in einem Verhältnis von 40 : i zueinander stehen. Die Verwirklichung dieser Forderung
bietet jedoch gewisse Schwierigkeiten, sowohl in bezug auf die Anzahl der erforderlichen
Filterteile als auch in bezug auf die Erzeugung einer leidlich gleichförmigen Übertragung
innerhalb des Bandes. Die Schwierigkeit wird noch erhöht, wenn das »Breitbandfilter«
einen Transformator enthalten muß, um die Eingangs- und Ausgangskreise zu trennen
oder ihre Scheinwiderstände einander anzupassen. Es ist nämlich schwierig, wenn
nicht unmöglich, einen Transformator zu entwerfen, der fähig ist, ein so breites
Frequenzband durchzulassen; für einen derartigen Transformator würde ein Kupplungskoeffizient
nahe dem Wert i erforderlich sein, mit anderen Worten: Ein bestimmter Kopplungskoeffizient
in einem Transformator setzt eine Grenze fest für das Verhältnis der Grenzfrequenzen
des durch den Transformator durchgelassenen Bandes.
-
Gegenstand der Erfindung ist daher .ein zusammengesetztes Bandfilter,
das ein breites Frequenzband- durchlassen kann, das die lobengenannten Schwierigkeiten
der hekannten Anordnungen überwindet und mit einem Mindestaufwand an Schaltgliedern
auskommt.
-
Erfindungsgemäß wird zur Übertragung eines sehr breiten Frequenzbandes,
insbesondere für die Antennenankopplung eines Rundfunkempfängers, eine Kombination
mehrerer Einzelbandfilter benutzt, deren einzelne Filterbereiche durch Zwischenräume
voneinander getrennt sind und die sich dadurch auszeichnet, daß die einzelnen von
einem Konstant-k-Filtertyp hergeleiteten Filter so bemessen sind, daß die Zwischenräume
die Breite eines Mittelwertes aus den Breiten der beiden benachbarten Übertragungsbereiche
besitzen und daß durch das Zusammenwirken
der Filter die Übertragung
auch der Frequenzen in den Zwischenräumen entsprechend einer Gesamt-Konstant-k-Kennlinie
bewirkt wird.
-
Es ist an sich bekannt, mehrere Einzelfilter miteinander zu kombinieren,
wobei die Übertragungsbereiche der Einzelfilter so angeordnet sind, daß sie Zwischenräume
bilden. Die Zwischenräume sollen durch das Zusammenwirken der Einzelfilter überbrückt
werden. Während nun bei der bekannten Anordnung als Filter nur miteinander gekoppelte
und auf die gleiche Resonanzfrequenz abgestimmte Resonanzkreise verwendet werden,
handelt es sich bei der Erfindung um Bandfilter, welche von einem Konstant-k-Typ
hergeleitet sind. Daher sind die Übertragungsverhältnisse bei der erfindungsgemäßen
Anordnung dem Bekannten gegenüber erheblich verbessert. Bei Bandfiltern mit abgestimmten
Resonanzli:reisen entsprechend dem bekannten Vorschlag können nur Kopplungsgrade
von höchstens 2 bis: 3 % angewandt werden, weil sich sonst innerhalb der Übertragungskennlinie
scharfe Spitzen ausbilden, zwischen denen eine scharfe Einsattlung liegt. Bei der
erfindungsgemäßen Schaltung können in den Kopplungstransformatoren dagegen Kopplungskoeffizienten
bis zu 84. % angewandt werden. Hinzu kommt als: weiteres Merkmal die besondere Wahl
der Breite der von den Einzelfiltern nicht übertragenen Zwischenräume entsprechend
der Größe eines Mittelwertes aus den beiden Nachbarbändern. Hierdurch wird mit einem
Mindestaufwand an Schaltmitteln eine Konstant-k-Kennlinie über einen sehr weiten
Frequenzbereich erzielt. Die Verwendung von Konstant-k-Filtern ist an sich bekannt,
jedoch wurde von ihnen bisher nur Gebrauch gemacht zur Herstellung von Einzelkanälen,
welche durch weite Zwischenräume, in denen eine vollständige Unterdrückung der Schwingungen
auftrat, voneinander getrennt waren. Bei der Erfindung erfolgt demgegenüber die
Bemessung so, daß die Übertragung über den ganzen Bereich nach einer Konstant-k-Kennlinie
erfolgt, wobei die Übertragung in den Zwischenräumen durch das Zusammenwirken der
Filter bewirkt wird.
-
Die Erfindung wird an Hand der Abbildungen noch erläutert. In den
Zeichnungen ist Abb. i eine schematische Darstellung einer vollständigen Antennenankopplung,
die einen zusammengesetzten Bandfilter gemäß der Erfindung enthält.
-
Abb. 2 und 3 sind ähnliche, jedoch vereinfachte Schaltungen des Systems
der Abb. i für eine Benutzung in Kurzwellen- und Langwellenbändern.
-
Abb. -ja und 4b sind Schaltschemen, die zur Erläuterung der
Filterentwicklung in Bezug auf die Übertragung der höheren Frequenzen dienen.
-
Abb. 5 a und 5 b sind entsprechende Schemen in Bezug auf die Übertragung
der tieferen Frequenzen.
-
Abb.6 ist ein zusammengesetztes Schaltschema aus den Schaltungen der
Abb. 4. und 5.
-
Abb. 7 a ist eine bildliche Darstellung der einzelnen Kennwzderstandskennfinien
der Filter nach den Abb. qb und 5h.
-
Abb.7b ist eine bildliche Darstellung der Kennwiderstandskennlinie
des zusammengesetzten Filters der Abb. 6.
-
In Abb. i ist schematisch eine Hochfrequen7empfangsanlage gezeigt,
für welche die Erfindung besonders geeignet ist und in der ein zusammengesetztes
Filter zur Kopplung einer Übertragungsleitung von der Antenne zu einem Belastungskreis
dient, der aus einer weiteren Übertragungseinrichtung oder einem Rundfunkempfänger
bestehen kann.
-
Die Anlage umfaßt eine Antenne ioa, iob, die zur Benutzung bei den
höheren Frequenzen (Kurzwellen) des aufzunehmenden Bandes als Dipoläntenne und zur
Benutzung bei den tieferen Frequenzen als einfache Antenne ausgebildet ist. Diese
Antenne ist mit einer Übertragungsleitung 12 durch ein Bandfilter i i von geeigneter
Art gekoppelt.
-
Das andere Ende der Übertragungsleitung 12 ist mit einem Belastungskreis
14,. beispielsweise einem Rundfunkempfänger, der einen Eingangskreis mit dem Scheinwiderstand
15 hat, mittels eines zusammengesetzten Filters 13 gemäß der Erfindung gekoppelt.
Das zusammengesetzte Filter 13 ist so bemessen, daß es ein ausgedehntes Frequenzband
z. B. von o,5 bis 20 Megahertz durchläßt. Das zusammengesetzte Filter 13 soll annähernd
an den gleichbleibenden Wellenwiderstand- der Leitung i2 und den Scheinwiderstand
15 des Eingangskreises der Belastungseinrichtung 14 angepaßt sein. Es ist erwünscht,
daß das zusammengesetzte Filter Transformatorteile enthält, welche unmittelbare
Verbindungen zwischen dem Eingang und Ausgang des Filters vermeiden und eine Scheinwiderstandstransformation
erlauben, weil im allgemeinen der Wellenwiderstand der Leitung einen von dem des
Belastungskreises 14 verschiedenen Wert hat.
-
Das zusammengesetzte Filter 13 enthält eine Mehrzahl von Einzelfiltern,
die zwischen gemeinsamen Klemmen eingeschaltet und so eingerichtet sind, daß sie
bestimmte Frequenzbänder durchlassen, die durch dazwischenliegende Frequenzbänder
voneinander getrennt sind. Die Grenzfrequenzen stehen annähernd in einer arithmetischen
oder
geometrischen Progression zueinander in Beziehung, d. h. die Breite jedes der dazwischenliegenden
Bänder ist das arithmetische oder geometrische Mittel der benachbarten Bänder. Wenn
die genannte arithmetische Reihe zwischen den Grenzfrequenzen besteht, werden bei
dem sich so ergebenden Filter die Übertragungsgeschwindigkeiten für alle Frequenzen
innerhalb des gesamten Bandes nahezu gleich sein, was die Bedingung für minimale
Verzerrung einer zusammengesetzten Welle ist. Für die Erklärung und Berechnung wird
vorausgesetzt, daß das ganze Frequenzband, z. B. o,5 bis 2o Megahertz, in drei Bänder
durch die Greinzfrequenzen f1, f2, fg und f4 mit den Werten 0,5,
1,7, 5,8 und 2o Megahertz eingeteilt ist; diese Frequenzen entsprechen annähernd
einer geometrischen Reihe, in welcher der konstante Faktor 3,4 ist.
-
Bei dem Gebrauch von Bandfiltern in der Praxis haben sich bereits
gewisse Standardtypen herausgebildet. Zum Zwecke der Vorhetberechnung kann ein willkürlicher
Wert für die Eingangs- und Ausgangskennwiderstände vorausgesetzt werden. Im allgemeinen
wird ein Typ gewählt, dessen Eingangs- und Ausgangsscheinwiderstände den gleichen
nominellen Wert und ähnliche Frequenzkennlinien haben. Dieser nominelle Wert ist
durch das Symbol R bezeichnet und kann mit ioo Ohm für die Zwecke der Vorausberechnung
angenommen werden. Ein Filterteil, der die Forderungen dieser Erfindung erfüllt,
ist in Abb.4a gezeigt und hierin später als Typ A bezeichnet.
-
Der Filterteil des Typs A in Abb. 4 a enthält einen Mittelnebenschlußkondensator
16 und eine Induktivität 17, eine Reiheninduktivität i8 und einen Mittelnebenschlußkondensator
i9 mit der Induktivität 9. Ein derartiger Filterteil erlaubt die Einfügung eines
Transformators, weil er sowohl Reihenals auch Parallelinduktivitäten enthält, welche
durch die Selbst- und Gegeninduktivitäten der Transformatorwicklungen in entsprechender
Schaltung ersetzt werden können. Es wird. vorausgesetzt, daß der Teil Typ A (Abb.4a)
bestimmt ist, innerhalb des Frequenzbandes f3, f4 zu arbeiten. Es wird außerdem
vorausgesetzt, daß der Teil A für gleiche Kennwiderstände R von ioo Ohm sowohl im
Eingangs- als auch im Ausgangskreis angepaßt ist. Die Werte der Blindwiderstände
können dann im Abhängigkeit von R und den Grenzfrequenzen des von diesem Teil zu
übertragenden Bandes mit Hilfe der für einen Filterteil des Typs A abgeänderten
Formeln berechnet werden, wie sie in der beigefügten Tafel für Abb. q.a Typ A angegeben
sind. Mit Hilfe der bekannten Grundsätze über gleichwertige Kettenleiter kann Teil
A der Abb. 4 a in den in Abb. 4 b dargestellten Teil, der hinfort als Typ B bezeichnet
wird, verwandelt werden. Bei dieser Verwandlung werden die Induktivitäten 17, 18
und 9 in die gleichwertigen Induktivitäten 2r und 23 und die dazwischen befindliche
gegenseitige Induktivität verwandelt; diese Induktivitäten bilden Primär- , und
Sekundärwicklungen eines Transformators. Die Kapazitäten 2o und 22 entsprechen den
Kapazitäten 16 und i9 aus Abb.4a. Bei der Berechnung der Werte der Kreiselemente
des Teils B ist es notwendig, alle Blindwiderstände des ersten Kreises dieses Teils
mit dem Verhältnis des Wellenwiderstandes RL der Leitung 12 zum angenommenen Kennwiderstand
R des Filterteils der Abb. 4 a zu multiplizieren. Ähnlich ist es nötig, um den zweiten
Kreis des Teils B an den Scheinwiderstand 15 _ anzupassen, die verschiedenen
Blindwiderstände des zweiten Kreises mit dem Verhältnis des Scheinwiderstandes RA
des Kreises zum angenommenen Kennwiderstand R zu multiplizieren. Die Formeln für
die Kreiskonstanten des Filterteils Typ B mit den Faktoren zur Anpassung der Primär-
und Sekundärscheinwiderstände sind in der anliegenden Tafel für Abb. qb Typ B angegeben.
Die Kannwidergtandskelinlinie des Primärkreises von Teil B wird durch die Kurve
X der Abb. 7 a dargestellt, aus welcher zu ersehen ist, daß der niedrigste Scheinwiderstand
gleich dem Wellenwiderstand RL der Leitung 12 ist. Die Kennlinie des Filterteils
B ist an der Ausgangsseite die gleiche, abgesehen davon,- daß die absoluten Werte
mit bestimmten Faktoren multipliziert sind, um den Scheinwiderstand RA des Kreises
15 anzupassen.
-
Das Bandfilter für das tiefere Frequenzband f1 f2, z. B. o,5 bis
1,7 Megahertz, kann dem beschriebenen ähnlich sein. Die Theorie für dieses
Filter ist die gleiche wie die des oben beschriebenen. In Abb. 5a ist wiederum von
einem Filterteil des Typs A ausgegangen, der ein konstantes k und einen Kennwiderstand
vom Wert R, z. B. ioo Ohm, hat. Der Teil A der Abb. 5a enthält einen Mittelnebenschlußkondensator
24 und eine Induktivität 25, eine Reiheninduktivität 26 und einen Mittelnebenschlußkondensator
27 mit der Induktivität 28. Die Formeln für die Schaltung der Abb.5a sind die gleichen
wie die der Abb. 4a mit der Ausnahme des Wechsels der Grenzfrequenzen. Diese Formeln
sind in der anhängenden Tafel für Abb. 5a Typ A angegeben.
-
Der Niederbandfilterteil der Abb. 5a kann in den der Abb. Sb verwandelt
werden, und zwar in ähnlicher Weise wie der Hochbandfilterteil
verwandelt
wurde. Es ergibt sich ein Filterteil Typ B, der einen Eingangskondensator 29 und
eine Induktivität 3o und einen Ausgangskondensator 3i mit der Induktivität 32 enthält.
Auch in diesem Falle werden bei der Verwandlung die Eingangs-und Ausgangsblindwiderstände
mit den entsprechenden Verhältnissen RL(R und RAIR multipliziert. Die Formeln für
die Kreiskonstanten des Teils Typ B der Abb. 5b mit den Faktoren zur Anpassung der
Eingangs-und Ausgangsscheinwiderstände sind in der anhängenden Tafel für Abb. 5b
Typ B angegeben.
-
Die Kennwiderstandskennlinie des Eingangskreises des Filterteiles
nach Abb.5b wird durch die Kurve Y der Abb. 7a dargestellt, aus welcher zu ersehen
ist, daß der niedrigste Scheinwiderstand gleich dem Wellenwiderstand RL der Leitung
12 ist. Wie im Falle des Hochbandfilters ist die Kennlinie des Filterteiles an der
Ausgangsseite die gleiche, jedoch sind die absoluten Werte abgeändert, um den Scheinwiderstand
RA des Kreises 15 anzupassen. Die Kurve Y ist ebenso wie Kurve X kennzeichnend für
derartig aufgebaute Filter.
-
Die Hochband- und Niederbandfilterteile der Abb. qb und 5b# können
zu dem zusammengesetzten Filter der Abb.6 zusammengefaßt werden, in welchem sowohl.
die Eingänge als auch die Ausgänge der einzelnen Teile in Reihe geschaltet sind.
Die Induktivität 2 1 des Primärkreises ist in zwei Teile 21a und gib gespalten,
um die Symmetrie der Leitung 1:2 zu erhalten. Zwei Bandfilter des Typs nach Abb.
qb und 5b mit den Kennlinien X und Y, die auf diese Weise kombiniert
sind und welche die Grenzfrequenzen fi f2 und'fs f4 haben, wobei die Frequenzen
f1, f2, fs, f4 annähernd Glieder einer geometrischen Reihe sind, arbeiten im wesentlichen
unabhängig voneinander in ihren zugehörigen Bändern und arbeiten bei den dazwischenliegenden
Bändern zusammen. Die sich ergebende Kennlinie ist als Kurve Z in Abb.7b gezeigt;
sie weist dieselben kennzeichnenden Eigenschaften für die Übertragung des Bandes
f1 f4 auf wie die einzelnen Filter für die ihnen zugeordneten Bänder. Obgleich die
oben für die Berechnung der Blindwiderstände der Kreise nach den Abb.. q.b und 5b
angegebenen Formeln angenähert auch für das zusammengesetzte Filter der Abb. 6 gebraucht
werden können, ist doch eine gewisse Wechselwirkung zwischen den Kreisen vorhanden,
die berücksichtigt werden kann; genauere Formeln, die auf dem Kurzschluß- und Leerlauf-Berechnungsverfahren
beruhen, sind daher in der anhängenden Tafel für die Berechnung des zusammengesetzten
Filters nach Abb. 6 angegeben. In diesen Formeln ist auf die Tatsache zu achten,
daß die Induktivität L21 die Gesamtinduktivität der zusammengefaßten Spulen 21"
und gib ist.
-
Bei Anwendung der Erfindung ist es möglich, ein Bandfilter herzustellen,
das weite Frequenzbereiche überträgt und das eine Transformatorwirkung mit brauchbarem
Kopplungskoeffizienten besitzt. Obgleich die bei der beschriebenen Ausführungsform
verwendeten Filtersätze besonders gut geeignet sind, können doch auch andere Filterteile
mit ähnlichen Eigenschaften an ihre Stelle gesetzt werden.
-
Selbstverständlich können die Prinzipien der Erfindung auf eine beliebige
Anzahl von zusammengefaßten Filterteilen ausgedehnt werden, z. B. kann die Induktivität
30 zur Einfügung des Primärkreises eines dritten Bandfilters aufgespalten
werden, während die untere'Verbindung zwischen der Induktivität 32 und dem Kondensator
31 unterbrochen werden kann, um den Sekundärkreis eines dritten Bandfilters
einzufügen; dieses Vorgehen kann wiederholt werden, um so viel Teile zusammenzufassen,
wie für irgendeine besondere Ausbildung gebraucht werden.
-
Es ist zu beachten, daß die Nebenschlußkondensatoren 2o und 22 nicht
nur mit ihren zugehörigen Induktivitäten 2i und 23, sondern auch mit den Induktivitäten
30 und 32 parallel geschaltet sind, welche entsprechend ihrer Bestimmung
für ein niedrigeres Frequenzband eine größere Induktivität besitzen. Andererseits
liegen die Nebenschlußkondensatoren 29 und 31 in Reihe mit den zugehörigen Hochbandfilterinduktivitäten
21 und 23. In einem zusammengesetzten Filter mit mehr als zwei Einzelfiltern und
wenn alle Kondensatoren und Induktivitäten jeder Filterhälfte nach der Ordnung ansteigender
Induktivität und Kapazität numeriert sind, wobei die Elemente der gleichen Reihennummer
die einzelnen Bandfilter bilden und die Induktivitäten der Eingangs- und Ausgangskreise
alle in Reihe liegen, ist jeder Kondensator mit seiner entsprechenden Induktivität
der gleichen Reihennummer und zusätzlich mit nur den Induktivitäten der höheren
Reihennummer in Nebenschiuß geschaltet. Infolge dieser Anordnung dienen die Kondensatoren
der Hochbandfilterteile dazu, die natürlichen Eigenfrequenzen der Niederbandfilterinduktanzen
durch Nebenschluß unwirksam zu machen.
-
Der zusammengesetzte Filter der Abb.6 ist mit dem Filter 13 der Abb.
i wesensgleich, ausgenommen, daß der Kondensator 29 der Abb. i in zwei gleiche Reihenkondensatoren
zerspalten ist, um eine Mittelanzapfung für die symmetrische Leitung i2 zu
schaffen
und so das Gleichgewicht der Leitung zu erhalten und gleichzeitig eine Erdverbindung
vorzusehen, in welcher ein geeigneter Scheinwiderstand 33 für nicht ausgeglichene
Ströme in der Leitung eingefügt werden kann. Der Transformator, der die Wicklungen
30 und 32 des Niederhandfilters enthält, kann mit einem Kern von fein unterteiltem
Eisen versehen sein.
-
Die Arbeitsweise in den verschiedenen Frequenzbändern kann durch Zusammenfassung
der Abb. 2 und 3 klargemacht werden; jede der Abbildungen umfaßt nur die Teile,
die im zugehörigen Frequenzband hauptsächlich wirksam sind. Es ist ersichtlich,
daß die Induktivitäten des Niederbandfilters für das höhere Frequenzband so hohe
Scheinwiderstände haben, daß ihre Leitwerte vernachlässigt werden können; entsprechend
haben die Kondensatoren dieses Filters so niedrige Scheinwiderstände, daß sie als
Kurzschluß angesehen werden können; infolgedessen haben die Niederbandfilter eine
sehr kleine Wirkung auf die Übertragung des höheren Bandes. Ähnlich haben die Induktivitäten
und Kapazitäten des Hochbandfilters nur geringen Einfluß auf die Übertragung des
Niederfrequenzbandes. Im dazwischenliegenden Frequenzband f2 f3 sind die Blindwiderstände
der beiden Einzelfilter alle zusammen für die Übertragung wirksam.
-
Aus Abb. 2 ist ersichtlich, daß das Hochbandfilter in dem hohen Band
f3 f4 wirksam ist und empfangene Zeichen von der Leitung 12 zum Eingangskreis 15
überträgt und gleichzeitig den Scheinwiderstand der Leitung 12 an den Scheinwiderstand
15 ungefähr anpaßt. In Abb.3. wirkt das Niederbandfilter ähnlich innerhalb des niedrigeren
Bandes f1 f2, um die Leitung 12 mit dem Kreis 15 zu koppeln. In Abb. 1 wirken-
die beiden 'einzelnen Bandfilter innerhalb des danvischenlie enden Frequenzbandes
/2-f3 zu-9 ;
sammen, um die Übertragungsleitung 12 mit dem Scheinwiderstand
15 zu koppeln und gleichzeitig diese Scheinwiderstände einander anzupassen. Bei
der oben beschriebenen Anordnung kann jeder der Transformatoren 21a, 21b, 23 und
30, 32 einen Xopplungskoeffizienten haben, der leicht in der Praxis verwirklicht
werden kann, während das zusammengesetzte Filter ein Frequenzband durchläßt, für
welches ein einzelner Transformator nur mit Schwierigkeiten oder gar nicht hergestellt
werden kann.
-
Nachstehend sind als Beispiel die Schaltungskonstanten eines zusammengesetzten
Filters für die Frequenzbereiche mit den obenerwähnten Grenzfrequenzen angegeben.
Diese Werte wurden bei praktischen Ausführungen so gut wie möglich eingehalten und
berücksichtigen bereits solche Effekte wie Eigenkapazitäten oder Induktivitäten
anderer vorhandener Kreiselemente.
| f1 = 0,5 Megahertz |
| f2 - 117 - |
| f3 = 5,8 - |
| f4 = 20 - |
| Leitungsschein- |
| widerstand RL=500, Ohm Widerstand |
| Belastungsschein- |
| widerstand RA=q.oo - - |
| Einzelteile 21 a + 21b- 27 Mikrohenries . |
| 23 = 21 |
| 3o - 262 - |
| 32 = 210 |
| - |
| 2o - 16 Mikro-Mikrofarad |
| 22 = 20 - |
| 29a, 29b=386- - - |
| 31 =242 - - - |
| Trans- |
| formator 21 a, 21 b, 23 - |
| Kopplungs- |
| koeffizient - 84'/. |
Kapazität 22 war physikalisch ein Teil der Eigenkapazität zwischen Spule 23 und
der benachbarten Abschirmung.
| Transformator 30, 32 - |
| Kopplungs- |
| koeffizient - 84% |