DE69128991T2

DE69128991T2 - Offset-Gleichspannungskompensation eines Funkempfängers

Info

Publication number: DE69128991T2
Application number: DE69128991T
Authority: DE
Inventors: Paul Wilkinson Dent
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1990-09-06
Filing date: 1991-09-05
Publication date: 1998-06-18
Anticipated expiration: 2011-09-06
Also published as: EP0474615B1; EP0474615A2; FI108587B; US5241702A; JPH05316158A; CA2050666C; AU644208B2; EP0474615A3; NZ239628A; HK1009363A1; CA2050666A1; ES2115609T3; TW201368B; FI914165A0; FI914165A; AU8369691A; DE69128991D1; MX9100956A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft Funkempfänger und spezieller Funkempfänger einer Null-Zwischenfrequenz (Null- ZF) Konstruktion.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Auf dem Gebiet von Funkempfängern wurden konzentrierte Anstrengungen unternommen, um den Umfang von in den Empfängern verwendeten, abgestimmten Schaltkreisen zu reduzieren. Durch Reduzieren der Anzahl von abgestimmten Schaltkreisen können große Teile des Empfängers integriert werden, was in kleineren Empfängern resultiert. Diese kompakten Empfänger können dann in vielen Gebieten, etwa in zellularen Telefonen, verwendet werden. Ein Hauptvorteil in der Konstruktion solcher Empfänger ist eine Technik, die als die "Null-ZF"-Technik bekannt ist.
Gemäß der Theorie kann ein IQ-Funkempfänger gemäß Fig. 1 konstruiert werden, in welchem das Funksignal S von der Antenne 1 direkt auf zwei balancierte Quadraturmischer 2a, 2b (mathematisch multiplizierende vorrichtuh gen) gegeben wird, wo das Signal jeweils mit einer Sinuswelle und einer Kosinuswelle mit der Trägerfrequenz des Signals S multipliziert wird, die von einem lokalen Oszillator 3 erzeugt werden. Auf diese Weise werden das I-Kanal- oder In- Phasen-Signal und das Q-Kanal- oder Quadratursignal erzeugt. Die Multiplikationsvorrichtungen liefern Ausgaben, die sowohl Summenfrequenzkomponenten um 2f herum als auch Differenzfrequenzkomponenten um eine Frequenz von Null herum liefern. Gleichspannungs- oder Tiefpassfilter 4a, 4b eliminieren die ersteren und akzeptieren die letzteren. Die Nullfrequenzkomponenten können dann auf irgendeinen geeigneten Pegel durch Niederfrequenzverstärkerstufen 5a, 5b anstelle von Hochfrequenzverstärkern verstärkt werden. Im wesentlichen eliminiert der Null-ZF-Empfänger die Zwischenumwandlung auf eine Zwischenfrequenz durch Umwandeln des eingehenden Signals direkt ins Basisband in einem einzelnen Vorgang.
In der Praxis ergeben sich bei diesem sogenannten Null-ZF- Ansatz eine Vielzahl von praktischen Problemen, von denen eines die Imperfektion der balancierten Mischer im Vergleich mit perfekten mathematischen Multiplizierern betrifft. Der schwierigste Aspekt dieser Imperfektion ist die Erzeugung eines Gleichspannungs-Offsets oder einer stehenden Spannung, die um viele Größenordnungen größer sein kann als das gewünschte Signal. Die Niederfrequenzverstärker, die die Mischerausgaben empfangen, können durch den großen Gleichspannungs-Offset in die Sättigung gezwungen werden, lange bevor das gewünschte Signal ausreichend verstärkt worden ist.
Um eine zu frühe Sättigung zu vermeiden, können Hochfrequenzverstärker vor den Mischern hinzugefügt werden, um den gewünschten Signalspannungspegel anzuheben. Leider sind Einstreuungen von dem lokalen Sinusoszillator zurück zur Antenne eine übliche Quelle des Offset, was kohärente Interferenz erzeugt. Als Ergebnis ist die Hochfrequenzverstärkung keine zufriedenstellende Lösung, weil das gewünschte Signal und die kohärente Interferenz gleich verstärkt werden.
Eine andere vorgeschlagene Lösung, die in herkömmlichen Superhet-Funkempfängern verwendet wird, ist die partielle Verstärkung des Eingangssignals bei der ursprünglichen Antennenfrequenz. Das teilweise verstärkte Signal wird dann zur weiteren Verstärkung in eine passende Zwischenfrequenz (ZF) umgewandelt, bevor es an die balancierten Quadraturmischer gegeben wird. In dieser Situation sind die lokal erzeugten Sinus- und Kosinuswellen auf der ZF anstelle auf der Antennenfrequenz, so daß Einstreuungen zurück zur Antenne keine Konsequenz haben. Jedoch geht durch Hinzufügen der ZF-Abstimmschaltkreise die Einfachheit und die reduzierte Größe des Null-ZF-Empfängers verloren.
Ein alternatives Verfahren, den Gleichspannungs-Offset von den IQ-Mischern zu überwinden, kann die Technik verwenden, die verschiedentlich Wechselspannungskopplung, Gleichspannungsblockierung, Hochpassfiltern oder Differenzierung genannt wird, um die stehende Spannung oder die Offset-Gleichspannung zu eliminieren. Der Kompromiß bei diesem Verfahren ist das Ergebnis, daß die Gleichspannungsund Niederfrequenzkomponenten verlorengehen oder schwerwiegend verzerrt werden. Dieser Kompromiß ist in digitalen Übertragungssystemen unakzeptabel, die QPSK (Quadraturphasenumtastung) oder MSK (Minimum Shift Keying) als Modulationstechniken verwenden. Diese Modulationstechniken erzeugen Niederfrequenzkomponenten, die beibehalten werden müssen.
AN 83727325, Soviet Patent Abstracts, Abschnitt E1, Woche 83/31, Seite 6, Derwent Pubs. Ltd., betreffend SU-A-960 857, beschreibt einen Datenübertragungsextrapolator mit einem zusätzlichen Niederfrequenzfilter mit einer Eingabe von einer Vorrichtungseingabe und einer Ausgabe an einen Summierer, während eine Speicherelementausgabe in einen ersten Integrator eingespeist wird.
US-A-3 922 6060 beschreibt in Spalte 3, Zeilen 16 bis 52, und Fig. 2 ein adaptives Deltamodulationssystem mit einem Komparator zum Vergleichen eines Signals mit einem Rückkopplungssignal, einem Speicher zum Speichern einer Bitsequenz von dem Komparator, und einer Logikeinheit zum Erzeugen von Aufwärts-/Abwärtszählsignalen für einen Zähler. Die decodierte Ausgabe des Zählers wird verwendet, einen Integrator zu steuern. Obwohl US-A-3 922 606 keine Gleichspannungs-Offset-Kompensation betrifft, basiert der Oberbegriff der Ansprüche 17 und 28 darauf.
US-A-4 944 025 beschreibt in Spalte 3, Zeilen 9 bis 44 und Fig. 1 einen FM-Direktumwandlungsempfänger, der einen Lokaloszillator und zwei Mischer einschließt, die Quadraturkanälen zugeordnet sind. Obwohl US-A-4 944 025 nicht die Gleichspannungs-Offset-Kompensation betrifft, basieren die Oberbegriffe der Ansprüche 11, 12, 22 und 23 darauf.
AU-B-51G 022 beschreibt auf Seite 21, Zeilen 14 bis 22, und in Fig. 1 ein reversibles Schieberegister 29 mit einem Richtungssteuereingang, der von einem Decoder gesteuert wird, und mit Stufenausgängen, die bei der Rekonstruktion einer diskreten Aproximation eines analogen Signals verwendet werden.
US-A-4 873 702 beschreibt in Spalte 3, Zeile 36 bis Spalte 4, Zeile 58 und in Fig. 2 Schätz- und Subtrahiervorrichtungen.
DE-A-33 46 725 beschreibt in der Zusammenfassung und in Fig. 2 ein Hochpassfilter zum Gleichspannungsentkoppeln eines Datensignals von einem Demodulator und das nachfolgende Kombinieren des gefilterten Signals mit einer Gleichspannungskomponente, deren Größe mittels einer Rückkopplungsschleife gesteuert wird. Die Oberbegriffe der Ansprüche 1 und 6 basieren auf diesem Dokument.
Demgemäß ist es wünschenswert, ein Verfahren zum Kompensieren eines niederfrequenten Offsets vorzusehen, ohne die Gleichspannungs- und Niederfrequenzkomponenten des gewünschten Signals zu verzerren.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft Null-ZF-Funkempfänger, die konstruiert sind, einen Gleichspannungs-Offset ohne Verzerrung oder Dämpfung der niederfrequenten und Gleichspannungskomponenten des empfangenen oder gewünschten Signals zu eliminieren. Anfänglich wird das empfangene Signal differenziert, um den Gleichspannungs-Offset auszufiltern. Das Signal wird auf einen geeigneten Pegel verstärkt und dann integriert, um die ursprünglichen Gleichspannungs- und Niederfrequenzsignalkomponenten wiederzugewinnen. Die Integration stellt die ursprünglichen Werte der gefilterten Komponenten in dem verstärkten Signal unter Verwendung einer beliebigen Integrationskonstante beschränkter Größe wieder her, um ein wiederhergestelltes Signal zu erzeugen Unter Verwendung von verschiedenen Techniken, die vorbestimmte Signalmuster oder inhärente Signaleigenschaften des gewünschten Signals ausnutzen, kann der Gleichspannungs- Offset vernünftig geschätzt werden. Die Gleichspannungs- Offset-Schätzung wird dann von dem wiederhergestellten Signal subtrahiert, so daß das verstärkte, empfangene Signal im wesentlichen verzerrungsfrei verbleibt. Ein vorteilhaftes Verfahren zum Differenzieren und Digitalisieren des empfangenen Signals verwendet eine kompandierte Deltamodulations technik.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein einfaches Blockdiagramm, das einen Empfänger zeigt, der die Null-ZF-Technik verwendet;
Fig. 2(a) und 2(b) sind Blockdiagramme von Null-ZF-Empfängern verschiedener Ausführungsbeispiele der Erfindung;
Fig. 3(a) bis 3(e) zeigen verschiedene Ausführungsbeispiele des Differenzierungs-Integrationsteils des Null-ZF- Empfängers gemäß der Erfindung; und
Fig. 4(a) bis 4(d) sind Blockdiagramme, die die Deltamodulationsausführungsbeispiele gemäß der Erfindung erläutern.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Die vorliegende Erfindung betrifft die Entfernung einer unerwünschten Offset-Gleichspannung von einem Signalverarbeitungskanal, während die Gleichspannungs- und Niederfrequenzkomponenten des zu verarbeitenden Signals beibehalten werden. Die Erfindung ist in gleicher Weise anwendbar auf einen Einzelkanal, auf zwei Kanäle des Typs, der in Quadratur- oder IQ-Funkempfängern angetroffen wird, und auf Systeme mit mehr als zwei parallelen Verarbeitungs kanälen.
Das der Erfindung zugrundeliegende Prinzip ist im funktionalen Blockdiagramm der Fig. 2(a) gezeigt. Lediglich zu Erörterungszwecken zeigt Fig. 2(a) nur einen Kanal eines Funkempfängers, beispielsweise den "I"-Kanal eines zweikanaligen IQ-Empfängers. Es versteht sich, daß der parallele "Q"-Kanal, ebenso wie zusätzliche parallele Kanäle, ähnliche Hardware-Komponenten haben. Das von dem Inphase- Mischer empfangene Signal wird an einen Differenzierungsschaltkreis 10 gelegt, der die Offset- Gleichspannung entfernt. Der Differenzierungsschaltkreis 10 schwächt ebenso Niederfrequenzkomponenten des gewünschten Signals in bezug auf Hochfrequenzkomponenten ab, was die Natur des Signals verzerrt. Das gewünschte Signal ohne die entfernte Offset-Gleichspannung wird in einem Niederfrequenzverstärker 11 auf brauchbare Pegel verstärkt, ohne die verfrühte Verstärkersättigung, die auftritt, wenn solche Offsets vorhanden sind. Um die ursprüngliche Natur der Signale wiederherzustellen, wird die Ausgabe des Differenzierungsschaltkreises an einen Integrationsschaltkreis 12 gelegt, der den inversen Vorgang zur Differenzierung durchführt. Die Ausgabe des Integrationsschaltkreises 12 wird das wiederhergestellte Signal genannt, weil es den verstärkten Teil des ursprünglich empfangenen Signals und die Niederfrequenz- und Gleichspannungsteile des empfangenen Signals (dargestellt durch die Integrationskonstante) enthält.
Einmal verstärkt und wiederhergestellt, können die Inphasen- Signale (I) und Quadratursignale (Q) in einem A/D-Wandler 13 in digitale Form zur weiteren Verarbeitung in einem digitalen Signalprozessor 14 umgewandelt werden. Die weitere Verarbeitung kann die Phasendemodulation, Amplitudendemodulation oder Frequenzdemodulation einschließen. Im Prinzip können diese Demodulationsvorgänge unter Verwendung von Softwaretechniken implementiert werden, ebenso wie komplexere Demodulationsvorgänge für hybride AM/PM-Phasenmodulationssignale, wie etwa 256 QAM (Quadratur- AM).
Ohne ein Verfahren zum Bestimmen des Startwertes wird eine beliebige Integrationskonstante verwendet. Für den Fall von Signalen, die eine definierte Startzeit haben, ein bekanntes Signalmerknal, oder ein in das Signal eingebettetes Muster, werden die Konstanten des Integrationsschaltkreises zuerst gleich dem bekannten Wert gesetzt. Der Integrationsschaltkreis 12 kann ebenso ohne weiteres durch Aktivieren einer Rücksetzsteuerung 12a auf Null rückgesetzt werden. Nach dem Rücksetzen wird der allererste Wert, der von dem Integrationsschaltkreis 12 ausgegeben wird, Null sein. In der Situation, wo der tatsächliche Wert des gewünschten Signals zuerst Null ist, ist die Ausgabe des Integrationsschaltkreises 12 von Beginn an genau. In den folgenden Zeitperioden löschen sich die Differenzierungs- und Integrationsvorgänge gegenseitig aus.
In Situationen, wo der anfängliche gewünschte Signalwert ungleich Null ist, VO, ist die Ausgabe von dem Integrationsschaltkreis 12 immer um eine Konstante (-VO) falsch. Jedoch ist dieser Fehler (-VO) in derselben Größenordnung wie das gewünschte Signal. Im Gegensatz dazu kann die ursprünglich eingegebene Offset-Gleichspannung viele Größenordnungen größer gewesen sein als das gewünschte Signal. Demgemäß eliminiert die Differenzierung/Integration des gewünschten Signals eine verfrühte Verstärkersättigung durch Beibehalten der Gleichspannungskomponente des Signals auf Spannungspegeln, die handhabbar sind.
Ein weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel, gezeigt in Fig. 2(b), betrifft die Entfernung des Offset-Fehlers (-VO) durch Schätzen und Subtrahieren des Offset von dem wiederhergestellten Signal. Beispielsweise berechnet ein Schätzschaltkreis 15 den Offset-Fehler (-VO) während einer Dauer, in welcher das gewünschte Signal ein bekanntes, absichtlich eingefügtes Muster oder Wellenform durchführt. In gleicher Weise kann der Schätzschaltkreis 15 den Offset unter Verwendung einer natürlichen oder inhärenten Eigenschaft des gewünschten Signals bestimmen.
Spezielle Beispiele, wie dieser Schätzvorgang stattfindet, ergeben sich aus dem folgenden. Nach der Schätzung des Offset-Fehlers wird er von dem in einem Speicher 16 gehaltenen, wiederhergestellten Signal in einem Subtraktionsschaltkreis 17 subtrahiert, um ein fehlerfreies Ausgangssignal zu ergeben. Wenn der bekannte Teil des gewünschten Signals nicht zu Beginn der Signalsequenz auftritt, kann der bekannte Abschnitt verzögert oder in der Speichervorrichtung 16 gespeichert werden, bis die Offset- Schätzung verfügbar ist.
Beispiele sowohl von absichtlich eingefügten Mustern als auch inhärenten Signaleigenschaften, die die Schätzung des Offset erleichtern, werden im folgenden beschrieben.

(1) Absichtliches Signalmuster:

In einem Einkanalsystem können Signalsequenzen so angeordnet sein, daß sie ein bekanntes Muster +V, -V, +V, -V ... enthalten, das letztlich einen Mittelwert von Null hat. Der Schätzschaltkreis 15 berechnet den Mittelwert des wiederhergestellten Signals über eine gerade Anzahl von Abtastwerten. Weil der bekannte Mittelwert Null ist, gleicht die Schätzung des Offset (-VO) einfach dem berechneten Mittelwert.
Tatsächlich kann irgendein bekanntes Muster von sich ändernden Signalspannungen (v1, v2, v3, v4 ...) unter Verwendung der bekannten Kurvenanpässungstechnik der kleinsten Quadrate verwendet werden Wenn die Skalierung des Signals unbekannt ist, die durch die zu bestimmende Konstante (a1) dargestellt wird, wird der zu bestimmende Offset durch a0 dargestellt. Während der Periode eines bekannten Signalmusters kann die erwartete Kurve mathematisch als a0 + a1.v1; a0 + a1.v2; a0 + a1.v3 ... dargestellt werden. Anstelle dessen sind die tatsächlich beobachteten Signale (u1, u2, u3 ...). Durch Lösen der Gleichungen
a0 + a1.v1 = u1
a0 + a1.v2 = u2
a0 + a1.v3 = u3
für die unbekannten a0 und a1, wobei (v1, v2, v3 ...) und (u1, u2, u3 ...) bekannt sind, können akzeptable Schätzungen von (a0) und (a1) erhalten werden. Solch eine Lösung kann unter Verwendung des digitalen Signalprozessors 14 implementiert werden, wenn das zu verarbeitende Signal zuerst mittels des A/D-Wandlers 13 digitalisiert worden ist. Weil die Koeffizienten der Gleichungen (v1, v2, v3 ...) bekannt und von vornherein fest sind, kann eine Koeffizientenmatrix erzeugt, invertiert, gespeichert und verwendet werden, nach den Unbekannten (a0) und (a1) aufzulösen. Die Inverse einer nicht quadratischen Koeffizientenmatrix T des in Lösungen kleinster Quadrate angetroffenen Typs ist gegeben durch
T&supmin;¹ = (T'T&supmin;¹) . T'
worin (') die konjugierte Transponierte bedeutet.
Ähnlich dem Einkanalsystem kann in Zweikanalsystemen, etwa den Null-ZF- oder IQ-Empfängern, das absichtliche, zur Schätzung der Offsets in den zwei Kanälen verwendete Muster die Form einer Sequenz von vorbestimmten komplexen Zahlen annehmen. Der unbekannte Skalierfaktor (a1), eine reelle Zahl in dem Einkanalbeispiel, wird komplex (c1). Ein komplexer Skalierfaktor (c1) berücksichtigt sowohl eine beliebige Amplitudenskallierung als auch eine beliebige Phasenverschiebung bei der Übertragung. In ähnlicher Weise können die beiden zu bestimmenden Offsets (a0) in dem I-Kanal und (b0) in dem Q-Kanal als ein einzelner komplexer Vektor- Offset angesehen werden, c0 = (a0 + jb0), wobei (a0) eine reelle Vektorkomponente ist und (b0) eine imaginäre Vektorkomponente. Dieselben Gleichungen, wie oben für die Schätzung kleinster Quadrate beschrieben, können verwendet werden mit der Ausnahme, daß alle Größen komplexe Vektoren sind. Solche Gleichungen können auch ohne Schwierigkeiten in dem digitalen Signalprozessor 14 gelöst werden, weil die Koeffizientenmatrix wiederum aus vorbestimmten Konstanten besteht. Sobald die Matrix invertiert und gespeichert ist, kann sie für nachfolgende Offset-Schätzungen verwendet werden.

(2) Inhärente Signaleigenschaften:

Eine übliche Funksignalform, die von Null-ZF- oder IQ- Empfängern verarbeitet wird, ist ein moduliertes Signal mit konstanter Einhüllenden, das nur in der Phase, nicht in der Amplitude variiert. Die Signalortskurve in der komplexen Ebene beschreibt einen Kreis, in welchem
I² + Q² = R²;
wobei R der Radius eines Kreises und konstant ist.
Die unbekannten Offsets in den I- und Q-Kanälen versetzen die Mitte dieses Kreises weg von dem Ursprung (0, 0). Eine Schätzung des Offsets von einem Satz von beobachteten Punkten (I1, Q1), (I2, Q2) ... wird erreicht durch zuerst Bestimmen der Gleichung eines Kreises, der am besten zu den beobachteten Punkten paßt. Die Vektordistanz der Mitte des am besten passenden Kreises von dem Ursprung stellt den erforderlichen Offset bereit. Dieses Problem kann auch numerisch in dem digitalen Signalprozessor 14 (DSP) unter Verwendung von Anpassungstechniken der kleinsten Quadrate gelöst werden.
Viele andere Signalformen haben inhärente Eigenschaften, die verarbeitet werden können, um den Offsetwert zu bestimmen. Während einige vorteilhaft hinsichtlich beispielsweise der Unempfindlichkeit gegenüber Rauschen sind, hängt die genaue, verwendete Eigenschaft von einer Vielzahl von Entwurfsfaktoren ab, die für die bestimmte Anwendung spezifisch sind.
Die Fig. 3(a)-3(d) zeigen einige verschiedene Ausführungsbeispiele zum Implementieren der Differenzierungs- und Integrationsfunktionen des in Fig. 2(a) gezeigten Blockdiagrammschaltkreises.
Fig. 3(a) zeigt eine analoge Implementierung der Differenzierungs- und Integrationsfunktionen unter Verwendung von Operationsverstärkern. Ein analoger Differenzierer 10 schließt einen Kondensator 10a in Reihe mit einem Operationsverstärker 10b ein, mit einer resistiven Rückkopplungsschleife 10c. Nach der Verstärkung wird das Signal an einen einfachen Integrator 12 gegeben, der aus einem Rückkopplungskondensator 12b parallel zu einem Operationsverstärker 12c gebildet ist. Ein Rücksetzschalter 12a wird dazu verwendet, die Spannung des Kondensators 12b zu Beginn einer Signalsequenz auf Null zu setzen.
Fig. 3(b) zeigt eine Implementierung des Differenzierungs- und Integrationsschaltkreises unter Verwendung von lediglich einem Operationsverstärker Ein Kondensator 10d differenziert im wesentlichen das eingehende Signal durch Blockieren der Gleichspannung. Die Ausgabe des Kondensators 10d wird dann an einen analogen Integrator 12 des in Fig. 3(a) gezeigten Typs gegeben.
Fig. 3(c) zeigt die Verwendung einer "Chopper"-Technik, um dieselben Ziele zu erreichen. In der Chopper-Technik führt ein einzelner Kondensator 20 sowohl die Differenzierung als auch die Integration durch. Ein in Reihe mit Verstärkern 21, 22 unendlicher Impedanz geschalteter Blockierkondensator 20 erzeugt lediglich eine Änderung in dem Gleichspannungspegel des Eingangssignals. Diese Änderung gleicht der Anfangsladung auf dem Kondensator 20. Der Kondensator funktioniert deshalb als das mathematische Äquivalent einer Differenzierung, gefolgt von einer Integration, die eine beliebige konstante Verschiebung im Gleichspannungsteil des Eingangssignals hervorruft.
Ein bevorzugtes Verfahren zum Differenzieren und Integrieren für viele Anwendungen ist in Fig. 3(d) gezeigt. Die Differenzierung wird von einem analogen Differenzierer 10 ähnlich dem in Fig. 3(a) gezeigten durchgeführt. Das Signal wird dann mittels eines A/D-Wandlers 13 in digitale Form umgewandelt. Die Integrationsfunktion des Integrationsschaltkreises 12 wird numerisch von dem digitalen Signalprozessor 14 unter Verwendung von bekannten Akkumulationstechniken durchgeführt. Nach einer bestimmten Zeitdauer ist das akkumulierte Ergebnis proportional zur Summe aller elementaren Beiträge, die während der Integrationszeit an den Eingang angelegt werden, zuzüglich der ursprüngliche Anfangswert des Integrators/Akkumulators. Wenn beispielsweise u(t) das Integral von v(t) dt ist, wobei v(t) das differenzierte Eingangssignal ist, kann dann für digital umgewandelte Eingaben (v&sub1;, v&sub2;, v&sub3; ... vn) das integrierte Signal u(t) unter Verwendung des folgenden approximiert werden:
u&sub1; = ui-1 + vi.
Ein Flußdiagramm der Programmsteuerung, der der digitale Signalprozessor 14 folgt, um die Integrationsfunktion zu implementieren, ist in Fig. 3(e) gezeigt. In Block 100 wird der Integrationswert u auf einen Anfangswert voreingestellt, in diesem Fall wird u&sub0; auf 0 voreingestellt. Die Abtastwertzählvariable i wird ebenfalls auf 0 voreingestellt. Die Steuerung schreitet voran zu Block 102, wo die digitale Ausgabe vi von dem Analog/Digitalwandler 13 gelesen wird. Die Abtastwertzählvariable wird um 1 inkrementiert. Die digitale Integration wird in Block 104 durch Addieren des gegenwärtigen digitalen Abtastwertes vi zum vorangehenden Integrationswert ui-1 durchgeführt, um den gegenwärtigen Integrationswert ui zu erzeugen. In Block 106 wird eine Entscheidung getroffen, um zu bestimmen, ob genügend viele Abtastwerte akkumuliert worden sind. Falls nicht, kehrt die Flußsteuerung zurück zu Block 102. Falls genügend Abtastwerte akkumuliert worden sind, schreitet die Steuerung voran zu Block 108, wo mehrere der digitalen Integrationswerte u&sub0;, u&sub1;, u&sub2; mit einem bekannten Muster oder einer inhärenten Signalcharakteristik korreliert werden. Basierend auf dieser Korrelation wird in Block 110 die Schätzung des Gleichspannungs-Offsets VE bestimmt. Schließlich werden in Block 102 die integrierten Abtastwerte ui korrigiert, um den geschätzten Gleichspannungs-Offset VE zu entfernen.
Der Vorteil digitaler Integration ist, daß die Integration mit einem exakten, vorbestimmten Anfangswert voreingestellt werden kann und nicht unter Rauschen oder Umschalttransienten von analogen Rückwärtsschaltkreisen leidet. Außerdem kann das Rücksetzen partiell auf irgendeinen anderen Wert als Null erreicht werden; Ein weiterer Vorteil einer digitalen Implementierung ist, daß während einer kontinuierlichen Signalsequenz die Offset-Schätzungen kontinuierlich aktualisiert werden können, anstatt einen spezifischen, zu identifizierenden Anfangspunkt zu benötigen.
In einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung kann die Differenzierungsprozedur, gefolgt von einer Analog/Digitalumwandlung, unter Verwendung einer dritten Modulationstechnik implementiert werden. Deltamodulation ist eine Art eines prediktiven quantisierenden Systems äquivalent einem einstelligen differentiellen Pulscodemodulationssystem. Solche Systeme basieren auf der Übertragung der quantifizierten Differenz zwischen sukzessiven Abtastwerten anstelle der Abtastwerte selbst. Demgemäß schätzt oder vorhersagt ein Deltamodulator den Eingangssignalwert basierend auf der zuvor übertragenen Signalsequenz. Ein Nutzen dieser Technik ist, daß nur Änderungen in der Eingangsspannung digitalisiert werden.
Die Arbeitsprinzipien der Deltamodulation sind im Zusammenhang mit Fig. 4(a) beschrieben. Ein Eingangssignal 5 wird an einen Komparator 40 gegeben. Der andere Eingang an dem Komparator 40 ist die Rückkopplungsausgabe eines Integrators 42. Der Ausgang des Komparators 40, entweder eine digitale "1" oder "0", wird bei der fallenden Flanke eines jeden Taktimpulses CP in einem D-Flip-Flop 41 verriegelt. Die von dem Flip-Flop 41 ausgegebene, digitale Bitsequenz wird über einen Schalter 44 mit einer positiven oder negativen Stromstufenverbindung an den Integrator 42 rückgekoppelt.
Im Betrieb erfaßt der Komparator 40 eine Änderung in dem Eingangssignal S relativ zum Rückkopplungssignal 1 des Integrators 42 und gibt eine digitale "1" aus, wenn die Amplitude von S I übersteigt, und eine digitale "0", wenn S kleiner ist als I. Weil der Komparator 40 die Änderung in den Signalen erfaßt, funktioniert er effektiv als ein Differenzierer, der nur Änderungen in dem Wert des Signals erfaßt. Der Flip-Flop 41 wandelt die Ausgabe des Komparators 40 mittels eines regulären Taktimpulses CP in einen digitalen Bitstrom um. Somit führen der Komparator 40 und das Flip-Flop 41 die Funktion eines Analog/Digitalwandlers durch. Das Flip- Flop 41 steuert, ob die Stromstufeneingaben an den Integrator 42 den Ausgangswert des Integrators nach oben oder nach unten gehen lassen. Eine digitale "1" bewirkt, daß der Schalter 44 eine positive Stromstufe auswählt. Umgekehrt bewirkt eine digitale "0", daß der Schalter eine negative Stromstufe auswählt.
Der von dem Flip-Flop 41 ausgegebene Bitstrom stellt im wesentlichen die zeitliche Ableitung des Eingangssignals S in digitaler Form dar. Falls die Rate, mit welcher die Entscheidung, das Vorzeichen der Stromstufe, ausreichend hoch ist, wird deshalb der Ausgangswert von dem Integrator 42 gezwungen, dem Eingangssignal ziemlich eng zu folgen.
Die Ausgangssequenz von dem Flip-Flop 41 kann eine weitere Verstärkung in einem Verstärker 49 erfordern. Jedoch kann ein großer Teil der Gesamtsystemverstärkung in dem Komparator 40 erreicht werden, so daß die Verstärkung des Signals woanders reduziert werden kann. Eine gute Systemkonstruktion versucht, die vor dem Vergleich benötigte Verstärkung durch Verwenden eines empfindlichen Komparators zu minimieren, weil die vorangehenden Verstärkungsstufen keinen Schutz vor Sättigung durch starke Signalpegel haben.
Nach geeigneter Verstärkung in einem Verstärker 49 kann jedes Bit in dem ausgegebenen Bitstrom als ein Aufwärts/Abwärtsbefehl charakterisiert werden, der von einem Aufwärts/Abwärtszähler 50 überwacht werden kann, wobei eine 1 aufwärts entspricht, und eine 0 abwärts. Weil der Zähler die positiven und negativen Änderungen des Eingangssignals S bezüglich des vorangehenden Signalwertes akkumuliert, führt er die Funktion des Integrationsschaltkreises 12 digital durch. Der Zählwert ist äquivalent dem integrierten Wert plus ein Offset-Äquivalent zur beliebigen Integrationskonstante, auf die in vorangehenden Ausführungsbeispielen Bezug genommen wird.
Es gibt zwei Arten von Deltamodulationen, linear und adaptiv. Bei linearer Modulation wird der Wert des Eingangssignals bei jedem Abtastzeitpunkt als eine bestimmte lineare Funktion der vergangenen Werte des Signals vorhergesagt. Bei adaptiver Deltamodulation wird der Wert des Eingangssignals zu jeder Abtastzeit als eine nicht-lineare Funktion der vergangenen Werte des Signals vorhergesagt. Die Einführung nicht-linearer Vorhersage in die Deltamodulation stellt eine nützliche Einrichtung dar, den Bereich auszudehnen, über welchen das System optimal funktioniert.
Fig. 4(b) zeigt das Prinzip eines adaptiven Deltamodulators. Einer der Vorteile dieser adaptiven Technik ist, daß durch Integrieren von üblichen Kompandierungstechniken mit Deltamodulation, der in den Integrator 42 eingegebene Stromschrittwert sich selbst an den digitalisierten Signalpegel anpassen kann. Wenn das Signal aus einem kleinen variierenden, zu beobachtenden Teil plus einem großen nicht variierenden Teil, beispielsweise der Gleichspannungs-Offset- Komponente, besteht, erzeugt das System zuerst eine Auf-Auf- Auf- oder eine Ab-Ab-Absequenz von Abgleichschritten an den Integrator 42, bis die mittlere Spannung gleich dem großen, nicht variierenden Teil der Eingangsspannung ist. Wenn an dem Punkt kein varuerender Teil des Eingangssignals vorhanden ist, würde die Ausgangssequenz 1 0 1 0 1 0 1 0 werden, was bewirkt, daß die Größe der Auf-Ab-Schritte kollabiert und die mittlere Integratorspannung um den großen nicht variierenden Teil der Eingangsspannung herum zentriert gelassen würde. Wenn die Stufengröße auf den Pegel des kleinen variierenden Teils des Signals kollabiert ist, hängt die Ausgangsbitsequenz nur von dem variierenden Teil des Signals ab. Somit wird die große, ungewünschte Gleichspannungskomponente inhärent unter Verwendung dieses Prozesses differenziert.
In dem Integrationsvorgang nach der Deltamodulation wird der Effekt des Differenzierens der variierenden Komponente der Eingangssignale ausgelöscht, wobei die ursprüngliche Natur des Signals wieder hergestellt wird. Jedoch hängt der Gleichspannungs-Offset, der wiederhergestellt wird, von dem Anfangswert ab, der in dem digitalen Integrator oder Akkumulator gespeichert ist. Wenn der Akkumulator auf 0 initialisiert wird und der wahre Signalwert vor der Korruption durch die Addition des Gleichspannungs-Offset tatsächlich 0 war, wird das wahre Signal perfekt reproduziert, ohne den Gleichspannungs-Offset. Wenn jedoch der Akkumulator auf 0 initialisiert wird und der wahre Signalpegel nicht 0 ist, sondern irgendein Wert, beispielsweise 10 Mikrovolt, tritt dieser Fehler von 10 Mikrovolt als ein -10 Mikrovolt-Offset oder eine Verschiebung der gesamten Signalwellenform nach der Integration auf. Es wird wiederum angemerkt, daß der Wert dieses Fehlers auf dieselbe Größenordnung beschränkt worden ist wie das gewünschte Signal, und deshalb in dem digitalen Signalprozessor 14 ohne Sättigung oder Abschneiden der Spitzen (dipping) damit umgegangen werden kann, durch Schätzen des Wertes des Offset während einer Periode von bekannten, übertragenen Signalmustern. Wenn beispielsweise das wahre Signal, das übertragen wird, für viele Perioden in der Mitte einer Nachrichtenübertragung 0 war, jedoch nach der Integration ein Wert in der Mitte der Wellenformsequenz von -13,5 Mikrovolt erhalten wurde, dann würde sich ergeben, daß der Differenzierungs-Integrationsvorgang einen Fehler von -13,5 Mikrovolt eingeführt hat. Demgemäß würde ein Wert äquivalent zu 13,5 Mikrovolt zu allen digitalisierten Abtastwerten der Wellenform vor der weiteren Verarbeitung hinzuaddiert.
Bezugnehmend auf den Schaltkreis der Fig. 4(b) speichert ein Schieberegister 45 die drei letzten Ausgaben von dem Flip- Flop 41. Falls gewünscht, können mehr oder weniger Ausgaben in einem Schieberegister mit der gewünschten Anzahl von Bits gespeichert werden. Ein adaptiver Schaltkreis 46 empfängt die drei in dem Schieberegister 45 gespeicherten Bits und ein Bitsignal von dem Flip-Flop 41. Basierend auf den Ergebnissen des Vergleichs in dem Komparator 40 gibt der adaptive Schaltkreis 46 einen positiven oder negativen Stromschrittwert an den digitalen Integrator 42.
Aus diesen vier Bitwertsignalen bestimmt der adaptive Schaltkreis 46, ob der Wert des in den Integrator 42 eingegebenen Stromschrittes variiert wird. Wenn beispielsweise die vier Bitwerte 1 1 1 1 sind, zeigt dieses an, daß der Integrator 42 mit dem ansteigenden Wert des eingehenden Signals nicht Schritt hält. Wenn somit solch ein Muster erfaßt wird, wird der Wert des positiven Stromschrittes vergrößert. Wenn andererseits die vier Bitwerte 0 0 0 0 sind, wird der Wert des negativen Stromschrittes vergrößert. In der Situation, daß das Register 1 0 1 0 speichert, kann von dem adaptiven Schaltkreis 46 eine Entscheidung getroffen werden, daß die Schrittwerte zu groß oder zu grob sind. Die Größe des Schrittwertes sowohl für die positiven als auch die negativen Schritte kann dann verringert werden.
Der adaptive Schaltkreis 46 kann ein herkömmlicher Mikroprozessor sein. Die Software zum Implementieren der adaptiven Funktionen kann beispielsweise ein wohlbekannter Adaptionsalgorithmus sein, der in Deltamodulationssystemen mit kontinuierlich variabler Steigung (CVSD) für Sprachcodierung verwendet wird. Dieser Algorithmus besteht aus der Vergrößerung der Stufengröße um eine gegebene Größe, immer wenn N gleiche Bits sequentiell am Ausgang des Schieberegisters 45 auftreten. N ist typisch 3 oder 4 für Sprachcodierzwecke. Wenn beispielsweise N gleich 4 ist, vergrößert sich die Stufengröße, immer wenn die Sequenz 1 1 1 1 oder 0 0 0 0 auftritt, was anzeigt, daß das System nicht schnell genug antwortet, um den Integrator 42 anzusteuern, dem Signal zu folgen. Demgemäß würde der Mikroprozessor oder adaptive Schaltkreis 46 die Stufengröße, Rate oder Steigung um einen vorbestimmten Wert vergrößern. Wenn umgekehrt die Sequenzen 0 0 0 0 oder 1 1 1 1 nicht von dem Schieberegister 45 ausgegeben werden, wird zugelassen, daß die Stufengröße exponentiell abfallend kleiner wird.
Mit dem adaptiven Schaltkreis 46 kann ebenfalls ein alternativer Algorithmus implementiert werden, wie von V.D. Mytri und A.D. Shivaprasad, International Journal of Electronics, 1986, Band 61, Nr. 1, Seiten 129-133, veröffentlicht wurde. Dieser Algorithmus ändert die Stufengröße, abhängig von den N-letzten Bits in allgemeinerer Weise. Wenn beispielsweise N gleich 4 ist, können gemäß der jüngsten Vergangenheit der vier Ausgangsbits 16 verschiedene Stufengrößenbeträge zum Ändern der Stufengröße ausgewählt werden. Diese 16 Stufengrößenbeträge werden vorausberechnet, um die Systemfunktion im Hinblick auf Quantisierungsrauschen und Reaktionszeit auf plötzliches Ansteigen des Signalpegels zu optimieren, und können beispielsweise in einer Nachschlagetabelle gespeichert werden, die von den vier jüngsten Bit adressiert wird.
Die Varianz des Stromschrittwertes ist eine Form einer automatischen Verstärkungsregelung (AGC), die die Quantisierungsstufen adaptiert, zu dem empfangenen Signalpegel zu passen. Als Ergebnis muß der Integrator 42 um eine digitale Zahl entsprechend dem Stufenwert, anstatt +1 oder -1, inkrementiert oder dekrementiert werden. Jedoch ist der Stufenwert einfach eine Funktion der jüngsten Ausgangsbitsequenz und wird ohne Schwierigkeiten mittels des adaptiven Schaltkreises 46 bestimmt.
In Mehrkanalsystemen, etwa dem Zweikanalsystem eines Null-ZF- Empfängers, ist es vorteilhaft, denselben Wert des Stromschrittwertes für jeden Kanal zu verwenden. Fig. 4(c) zeigt die Verwendung der adaptiven Deltamodulationstechnik in einem Null-ZF-Empfänger. Das Signal eines jeden Kanals wird an seinen jeweiligen Deltamodulator 47a, 47b, ähnlich dem in Fig. 4(a) gezeigten, gegeben. Wie im Hinblick auf Fig. 4(b) erläutert wurde, wird die Ausgangsbitsequenz von jedem Modulator in ein entsprechendes Schieberegister 45a, 45b eingegeben, das die jüngsten Bits in der Ausgangssequenz speichert. Die Schieberegisterausgaben werden an einen gemeinsamen adaptiven Stufengrößenschaltkreis 46 gegeben. Der adaptive Schaltkreis 46 bestimmt den Wert der in den Integrationsschaltkreis 42 eines jeden Kanals eingegebenen Stromstufe, basierend auf der vergangenen Bitsequenz beider Kanäle. Das gemeinsame Adaptieren des Stufenwertes für jeden Kanal konserviert die relative Skalierung der I- und Q- Kanäle, was spätere Berechnungen von Phase oder Frequenz vereinfacht.
Fig. 4(d) zeigt die Komponenten der Fig. 4(c) und Schätzeinrichtungen 15, Speicher 16 und Subtraktionseinrichtungen 17 zum Schätzen des Gleichspannungs-Offsets und Entfernen von diesen, wie oben im Zusammenhang mit den Fig. 2(b) und 3(a) - 3(c) beschrieben wurde.
Obwohl die vorliegende Erfindung in bezug auf Einzel- und Zweikanäle beschrieben worden ist, gelten die Prinzipien der Erfindung ebenso für Systeme mit mehr als zwei oder N- Betriebskanälen.
Die Erfindung wurde im Hinblick auf spezielle Ausführungsbeispiele beschrieben, um das Verständnis zu erleichtern. Die obigen Ausführungsbeispiele dienen jedoch der Erläuterung, nicht der Beschränkung. Es ergibt sich für den Fachmann, daß von den oben gezeigten, speziellen Ausführungsbeispielen abgewichen werden kann, ohne den Umfang der Erfindung zu verlassen. Deshalb sollte die Erfindung nicht als auf die obigen Beispiele beschränkt angesehen werden, sondern in ihrem Umfang entsprechend den folgenden Ansprüchen.

Claims

1. Vorrichtung in einem Funkempfänger, zum Kompensieren eines Gleichspannungs-Offset in einem empfangenen Signal, mit

Einrichtungen zum Erzeugen eines Kanalsignals von einem empfangenen Funksignal;

Blockiereinrichtungen (10) zum Blockieren der Gleichkomponente des Kanalsignals;

Verstärkungseinrichtungen (11), die mit den Blockiereinrichtungen verbunden sind, um ein von den Blockiereinrichtungen ausgegebenes Signal zu verstärken und ein verstärktes Signal zu erzeugen;

Wiederherstellungseinrichtungen (12), die mit den Verstärkungseinrichtungen verbunden sind, um die Gleichkomponente in dem verstärkten Signal wiederherzustellen, wobei die Wiederherstellungseinrichtungen einen Ausgang für ein wiederhergestelltes Signal einschließlich des verstärkten Signals und der Gleichkomponente aufweisen;

dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung ferner umfaßt:

Einrichtungen (15), die mit dem Ausgang der Wiederherstellungseinrichtungen verbunden sind, zum Schätzen eines Fehlers in der wiederhergestellten Gleichkomponente;

Speichereinrichtungen (16), die mit der Wiederherstellungseinrichtung verbunden sind, zum Speichern des wiederhergestellten Signals; und

Subtrahiereinrichtungen (17), die mit den Schätzeinrichtungen und den Speichereinrichtungen verbunden sind, um den geschätzten Fehler von dem wiederhergestellten Signal zu subtrahieren, um dadurch das von den Subtrahiereinrichtungen ausgegebene Signal von einer Niederfrequenzverzerrung im wesentlichen zu befreien.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schätzeinrichtung einen digitalen Signalprozessor (14) zum Bestimmen des Fehlers in der wiederhergestellten Gleichkomponente basierend auf einem vorbestimmten Signalmuster in dem empfangenen Kanalsignal einschließt.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schätzeinrichtung einen digitalen Signalprozessor (14) zum Bestimmen des Fehlers in der wiederhergestellten Gleichkomponente basierend auf einer inhärenten Wellenformcharakteristik des Kanalsignals einschließt.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Blockiereinrichtung einen Deltamodulator (47) zum Blockieren von Gleichsignalkomponenten und Digitalisieren des Kanalsignals einschließt.

5. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Blockiereinrichtung Einrichtungen (10) zum Differenzieren des Kanalsignals, um die Gleichkomponente in dem Kanalsignal zu eliminieren, umfaßt; und die Wiederherstellungseinrichtung Einrichtungen (12) zum Integrieren des verstärkten Signals umfaßt, um dadurch die Gleichkomponente wiederzugewinnen.

6. Vorrichtung in einem Funkempfänger, zum Kompensieren eines Gleichspannungs-Offset in einem empfangenen Signal, mit

Einrichtungen zum Erzeugen eines Kanalsignals von einem empfangenen Funksignal;

Blockier- und Wiederherstellungseinrichtungen (20) zum Blockieren der Gleichkomponente des Kanalsignals und Wiederherstellen der Gleichkomponente zu dem empfangenen Funksignal, dadurch gekennzeichnet, daß die Blockier- und Wiederherstellungseinrichtung Einrichtungen zum Differenzieren des Kanalsignals umfaßt, um die Gleichkomponente in dem Kanalsignal zu eliminieren, und Einrichtungen zum Integrieren des Kanalsignals, um dadurch die Gleichkomponente wiederzugewinnen, wobei sowohl die Differenzierungs- als auch die Integrationseinrichtung aus einem einzelnen Kondensator (20) bestehen, und die Vorrichtung außerdem umfaßt:

Verstärkungseinrichtungen (22), die mit den Blockierund Wiederherstellungseinrichtungen verbunden sind, um ein von den Blockier- und Wiederherstellungseinrichtungen ausgegebenes Signal zu verstärken und ein verstärktes Signal zu erzeugen;

Einrichtungen (15), die mit dem Ausgang der Verstärkungseinrichtungen verbunden sind, zum Schätzen eines Fehlers in dem verstärkten Signal;

Speichereinrichtungen (16), die mit den Verstärkungseinrichtungen verbunden sind, zum Speichern des verstärkten Signals; und

Subtrahiereinrichtungen (17), die mit den Schätzeinrichtungen und den Speichereinrichtungen verbunden sind, zum Subtrahieren des geschätzten Fehlers von dem verstärkten Signal, um dadurch das von den Subtrahiereinrichtungen ausgegebene Signal im wesentlichen von Niederfrequenzverzerrung zu befreien.

7. Vorrichtung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch

einen Analog/Digitalwandler (13) zum Umwandeln der Ausgabe von den Verstärkungseinrichtungen in digitale Signale, und dadurch, daß die Integrationseinrichtungen Einrichtungen (14) zum numerischen Integrieren der von dem Analog/Digitalwandler ausgegebenen Digitalsignale einschließt.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzierungseinrichtungen und der Analog/Digitalwandler einen Deltamodulator (47) einschließen.

9. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schätzeinrichtung einen digitalen Signalprozessor (14) zum Bestimmen der Schätzung des Fehlers in der wiedergewonnenen Gleichkomponente basierend auf einem vorbestimmten Signalmuster in dem Kanalsignal einschließt.

10. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schätzeinrichtung einen digitalen Signalprozessor (14) zum Bestimmen der Schätzung des Fehlers in der wiedergewonnenen Gleichkomponente basierend auf einer inhärenten Eigenschaft des Kanalsignals einschließt.

11. Funkempfangsvorrichtung zum Empfangen eines HF-Signals und Anlegen des HF-Signals an erste und zweite Quadraturkanäle, mit

einem Lokaloszillator; und

ersten und zweiten Mischern, die zu dem ersten bzw. zweiten Quadraturkanal gehören, jeweils mit einem Eingang zum Empfangen des HF-Signals und einem zweiten Eingang zum Empfangen von sinusförmigen Signalen von dem lokalen Oszillator mit einer Trägerfrequenz des HF- Signals;

dadurch gekennzeichnet, daß die Funkempfangsvorrichtung ferner umfaßt:

erste und zweite Differenzierungseinrichtungen (10) zum jeweiligen Differenzieren von Ausgaben von den ersten und zweiten Mischern, um Gleichspannungs-Offset- Komponenten zu eliminieren, die durch Ungleichgewichte zwischen den ersten und zweiten Mischern erzeugt werden;

erste und zweite Verstärkungseinrichtungen (11) jeweils zum Verstärken von Ausgaben von den ersten und zweiten Differenzierungseinrichtungen;

erste und zweite Integrationseinrichtungen (12) jeweils zum Integrieren von Ausgaben von den ersten und zweiten Verstärkungseinrichtungen, um Gleichspannungs-Offset- Komponenten der Ausgaben von den ersten und zweiten Mischern wiederherzustellen;

Einrichtungen (15), die mit Ausgängen der ersten und zweiten Integrationseinrichtungen verbunden sind, zum Schätzen von Fehlern in den wiederhergestellten Gleichspannungs-Offset-Komponenten;

Speichereinrichtungen (16), die mit den ersten und zweiten Integrationseinrichtungen verbunden sind, zum Speichern von Signalen von den ersten und zweiten Integrationseinrichtungen; und

Einrichtungen (17) zum Kombinieren der geschätzten Fehler mit den gespeicherten Signalen, um dadurch die Ausgabe der Kombinationseinrichtungen von Niederfrequenzverzerrung im wesentlichen zu befreien.

12. Funkempfangsvorrichtung zum Empfangen eines HF-Signals und Anlegen des HF-Signals an erste und zweite Quadraturkanäle, mit

einem lokalen Oszillator; und

ersten und zweiten Mischern, die jeweils zu dem ersten bzw. zweiten Quadraturkanal gehören, jeweils mit einem Eingang zum Empfangen des HF-Signals und einem zweiten Eingang zum Empfangen von sinusförmigen Signalen von dem lokalen Oszillator mit einer Trägerfrequenz des HF- Signals;

dadurch gekennzeichnet, daß die Funkempfangsvorrichtung ferner umfaßt:

erste und zweite Differenzierungs- und Integrationseinrichtungen (20) jeweils zum Differenzieren von Ausgaben von den ersten und zweiten Mischern, um Gleichspannungs-Offset-Komponenten zu eliminieren, die durch Ungleichgewichte zwischen den ersten und zweiten Mischern erzeugt werden, und jeweils Integrieren von Ausgaben von den ersten und zweiten Mischern, um Gleichspannungs-Offset-Komponenten der Ausgaben von den ersten und zweiten Mischern wiederherzustellen, wobei die ersten und zweiten Differenzierungs- und Integrationseinrichtungen jeweils aus einem einzelnen Kondensator (20) bestehen;

erste und zweite Verstärkungseinrichtungen (22) jeweils zum Verstärken von Ausgaben von den ersten und zweiten Differenzierungs- und Integrationseinrichtungen;

Einrichtungen (15), die mit Ausgängen der ersten und zweiten Verstärkungseinrichtungen verbunden sind, zum Schätzen von Fehlern in den wiederhergestellten Gleichspannungs-Offset-Komponenten;

Speichereinrichtungen (16), die mit Ausgängen der ersten und zweiten Verstärkungseinrichtungen verbunden sind, zum Speichern von Signalen von den ersten und zweiten Verstärkungseinrichtungen; und

Einrichtungen (17) zum Kombinieren der geschätzten Fehler mit den gespeicherten Signalen, um dadurch die Ausgabe der Kombiantionseinrichtungen im wesentlichen von Niederfrequenzverzerrung zu befreien.

13. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Differenzierungseinrichtungen einen Deltamodulator (47) zum Differenzieren der Ausgaben der ersten und zweiten Mischer und zum Digitalisieren der differenzierten Ausgaben einschließen.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Integrationseinrichtungen einen digitalen Signalprozessor (14) zum numerischen Integrieren der Ausgaben von den ersten und zweiten Verstärkern einschließen.

15. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Schätzeinrichtung einen digitalen Signalprozessor (14) zum Bestimmen der Fehler in den wiederhergestellten Gleichspannungs-Offset-Komponenten basierend auf einem vorbestimmten Signalmuster in dem empfangenen HF-Signal einschließt.

16. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Schätzeinrichtung einen digitalen Signalprozessor (14) zum Bestimmen der Fehler in den wiederhergestellten Gleichspannungs-Offset-Kompqnenten basierend auf einer inhärenten Charakteristik des empfangenen HF-Signals einschließt.

17. Vorrichtung in einem Funkempfänger, zum Kompensieren eines Gleichspannungs-Offset in einem empfangenen Signal, mit

Komparatoreinrichtungen (40) zum Vergleichen eines empfangenen Signals mit einem Rückkopplungssignal und zum Erzeugen eines ersten digitalen Wertes, falls das empfangene Signal das Rückkopplungssignal übersteigt, und eines zweiten digitalen Wertes, falls das empfangene Signal kleiner ist als das Rückkopplungssignal;

Speichereinrichtungen (45) zum Speichern einer Sequenz von digitalen Werten, die von den Komparatoreinrichtungen ausgegeben werden;

Entscheidungseinrichtungen (46), die mit der Speichereinrichtung verbunden sind, zum Empfangen der Sequenz von digitalen Werten und zum Entscheiden eines Stromstufenwertes; und

erste Integrationseinrichtungen (42) zum Integrieren von Stromstufenwerten, die von den Entscheidungseinrichtungen empfangen werden, und zum Erzeugen des Rückkopplungssignals;

dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung ferner zweite Integrationseinrichtungen (50) zum Empfangen der digitalen Werte von den Speichereinrichtungen und zum Integrieren der digitalen Werte umfaßt, um Gleichkomponenten des empfangenen Signals wiederherzustellen;

Einrichtungen (15), die mit dem Ausgang der zweiten Integrationseinrichtungen verbunden sind, zum Schätzen eines Fehlers in den wiederhergestellten Gleichkomponenten;

weitere Speichereinrichtungen (16), die mit den zweiten Integrationseinrichtungen verbunden sind, um das wiederhergestellte Signal zu speichern; und

Subtraktionseinrichtungen (17), die mit den Schätzeinrichtungen und den weiteren Speichereinrichtungen verbunden sind, um den geschätzten Fehler von dem wiederhergestellten Signal zu subtrahieren, um dadurch das von den Subtraktionseinrichtungen ausgegebene Signal im wesentlichen von Niederfrequenzverzerrung zu befreien.

18. Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalen Werte die digitalisierte Ableitung des empfangenen Signals darstellen.

19. Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Integrationseinrichtung eine Auf/Ab- Zählereinrichtung zum Aufwärtszählen, wenn eine erstes digitales Signal empfangen wird, und abwärts, wenn ein zweites digitales Signal empfangen wird, einschließt.

20. Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromstufenwerte positive und negative Stufenwerte basierend auf der Sequenz von digitalen Werten sind.

21. Vorrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Entscheidungseinrichtung die Größe der positiven und negativen Stufenwerte basierend auf vorbestimmten Mustern in der Sequenz vergrößert und verkleinert.

22. Funkempfangsvorrichtung zum Empfangen eines HF-Signals und Anlegen des HF-Signals an erste und zweite Quadraturkanäle, mit Einrichtungen zum Empfangen des HF- Signals und Separieren des HF-Signals in erste und zweite Quadratursignale,

dadurch gekennzeichnet, daß die Funkempfangsvorrichtung ferner umfaßt:

erste und zweite Komparatoreinrichtungen (40) zum Vergleichen der ersten und zweiten Quadratursignale mit ersten bzw. zweiten Rückkopplungssignalen, und zum Erzeugen eines ersten digitalen Wertes, falls das empfangene Signal das Rückkopplungssignal übersteigt, und eines zweiten digitalen Wertes, falls das empfangene Signal kleiner ist als das Rückkopplungssignal;

erste und zweite Speichereinrichtungen (45) zum Speichern entsprechender Sequenzen der digitalen Werte, die jeweils von den ersten und zweiten Komparatoreinrichtungen erzeugt werden;

erste und zweite Entscheidungseinrichtungen (46), die mit den ersten und zweiten Speichereinrichtungen verbunden sind, um die Sequenzen von digitalen Werten zu empfangen und einen gemeinsamen Stromstufenwert zu entscheiden;

erste und zweite Integrationseinrichtungen (42) zum Integrieren von gemeinsamen Stromstufenwerten, die von den Entscheidungseinrichtungen empfangen werden, und zum Erzeugen der ersten und zweiten Rückkopplungssignale, die an die erste bzw. zweite Komparatoreinrichtung geschickt werden;

erste und zweite Reintegrationseinrichtungen (50) zum Reintegrieren der entsprechenden digitalen Werte, die von den ersten und zweiten Speichereinrichtungen empfangen werden, um Gleichkomponenten des empfangenen Signals wiederherzustellen;

erste und zweite Einrichtungen (15), die mit den Ausgängen der ersten und zweiten Reintegrationseinrichtungen (50) verbunden sind, um Fehler in den wiederhergestellten Gleichkomponenten zu schätzen;

weitere erste und zweite Speichereinrichtungen (16), die mit den Ausgängen der ersten und zweiten Reintegrationseinrichtungen (50) verbunden sind, zum Speichern der wiederhergestellten Signale; und

erste und zweite Subtraktionseinrichtungen (17), die mit den ersten und zweiten Schätzeinrichtungen und weiteren Speichereinrichtungen verbunden sind, zum Subtrahieren der geschätzten Fehler von den wiederhergestellten Signalen, um dadurch die von den ersten und zweiten Subtraktionseinrichtungen ausgegebenen Signale im wesentlichen von Niederfrequenzverzerrung zu befreien.

23. Funkempfänger zum Empfangen eines HF-Signals und Anlegen des HF-Signals an mehrere Kanäle, mit

Einrichtungen zum Empfangen des HF-Signals und Separieren der HF-Signale in eine Vielzahl von Kanalsignalen,

dadurch gekennzeichnet, daß der Funkempfänger ferner umfaßt:

mehrere Deltamodulationseinrichtungen (47) zum Empfangen jeweiliger Kanalsignale, wobei jede Deltamodulationseinrichtung eine digitale Ausgabe erzeugt;

mehrere Speichereinrichtungen (45) zum Speichern von digitalen Sequenzen digitaler Ausgaben von entsprechenden der mehreren Deltamodulationseinrichtungen;

adaptive Einrichtungen (46), die mit den mehreren Speichereinrichtungen verbunden sind, um Stufenwertsignale anzupassen, die an entsprechende der mehreren Deltamodulationseinrichtungen rückgekoppelt werden;

mehrere Reintegrationseinrichtungen (50) zum Integrieren einer entsprechenden digitalen Ausgabe, die von entsprechenden der mehreren Speichereinrichtungen empfangen werden, um Gleichkomponenten der Kanalsignale wiederherzustellen;

mehrere Einrichtungen (15), die mit den Ausgängen der mehreren Reintegrationseinrichtungen (50) verbunden sind, zum Schätzen von Fehlern in den wiederhergestellten Gleichkomponenten;

mehrere weitere Speichereinrichtungen (16), die mit den mehreren Reintegrationseinrichtungen (50) verbunden sind, zum Speichern von Signalen von den mehreren Reintegrationseinrichtungen; und

mehrere Einrichtungen (17) zum algebraischen Kpmbinieren der geschätzten Fehler in den wiederhergestellten Gleichkomponenten mit den gespeicherten Signalen, um dadurch die Ausgabe einer jeden Kombinationseinrichtung von Niederfrequenzverzerrung im wesentlichen zu befreien.

24. Vorrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Stufenwertsignale für jede Deltamodulationseinrichtung identisch sind, und irgendeine Anpassung mittels der adaptiven Einrichtungen einheitlich auf die Stufenwertsignale angewendet wird.

25. Vorrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die mehreren Deltamodulationseinrichtungen einschließen:

Komparatoreinrichtungen (40) zum Vergleichen eines jeweiligen Kanalsignals mit einem Rückkopplungs-HF- Signal und zum Erzeugen eines ersten Digitalwertes, falls das empfangene HF-Signal das Rückkopplungssignal übersteigt, und eines zweiten digitalen Signalwertes, falls das empfangene HF-Signal kleiner ist als das Rückkopplungssignal, um Gleichkomponenten des Kanalsignals wiederherzustellen;

Takteinrichtungen zum Erzeugen eines Taktimpulses;

Verriegelungseinrichtungen (41), die mit den Takteinrichtungen verbunden sind, um eine Sequenz von digitalen Werten, die von den Komparatoreinrichtungen ausgegeben werden, bei jedem Taktimpuls zu verriegeln;

Auswahleinrichtungen (44), die mit den Verriegelungseinrichtungen verbunden sind, um die Sequenz von digitalen Werten zu empfangen und eine positive oder eine negative Stromstufe auszuwählen; und

Integratoreinrichtungen (42) zum Integrieren von Stromstufenwerten, die von den Auswahleinrichtungen empfangen werden, und zum Ausgeben des Rückkopplungssignals an die Komparatoreinrichtungen.

26. Vorrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die mehreren Schätzeinrichtungen Verarbeitungseinrichtungen zum Bestimmen der Fehler in den wiederhergestellten Gleichkomponenten basierend auf einem vorbestimmten Signal in dem empfangenen HF-Signal einschließen.

27. Vorrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Schätzeinrichtungen Verarbeitungseinrichtungen zum Bestimmen der Fehler in den wiederhergestellten Gleichkomponenten basierend auf einer inhärenten Charakteristik des empfangenen HF-Signals einschließen.

28. Verfahren zum Kompensieren eines Gleichspannungs-Offset in einem in einem Mehrkanal-HF-Empfänger empfangenen Signal, mit den Schritten:

Vergleichen eines empfangenen Signals mit einem Rückkopplungssignal und Erzeugen eines ersten digitalen Wertes, falls das empfangene Signal das Rückkopplungssignal übersteigt, und eines zweiten digitalen Wertes, falls das empfangene Signal kleiner ist als das Rückkopplungssignal;

Speichern einer Sequenz der in dem Vergleichungsschritt erzeugten, digitalen Werte;

Bestimmen eines Stromstufenwertes basierend auf. der Sequenz von digitalen Werten; und

Integrieren des Stromstufenwertes und Erzeugen des Rückkopplungssignals;

dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren die Schritte umfaßt:

Reintegrieren der in dem Speicherschritt gespeicherten digitalen Werte, um Gleichkomponenten des empfangenen Signals wiederherzustellen;

Schätzen von Fehlern in den wiederhergestellten Gleichkomponenten;

Speichern der wiederhergestellten Signale; und

Subtrahieren der geschätzten Fehler von den wiederhergestellten Signalen, um dadurch die Ausgabe, die von der Subtraktion resultiert, von Niederfrequenzverzerrung im wesentlichen zu befreien.

29. Verfahren nach Anspruch 28, gekennzeichnet durch den Schritt: Vergrößern der Größe des Stromstufenwertes basierend auf vorbestimmten Mustern der Sequenz.

30. Verfahren nach Anspruch 28, gekennzeichnet durch den Schritt des Verringerns der Größe des Stromstufenwertes basierend auf vorbestimmten Mustern der Sequenz.