FI108587B - Tasajänniteoffsetin kompensoiminen radiovastaanottimessa - Google Patents

Tasajänniteoffsetin kompensoiminen radiovastaanottimessa Download PDF

Info

Publication number
FI108587B
FI108587B FI914165A FI914165A FI108587B FI 108587 B FI108587 B FI 108587B FI 914165 A FI914165 A FI 914165A FI 914165 A FI914165 A FI 914165A FI 108587 B FI108587 B FI 108587B
Authority
FI
Finland
Prior art keywords
signal
digital
signals
received
integration
Prior art date
Application number
FI914165A
Other languages
English (en)
Swedish (sv)
Other versions
FI914165A0 (fi
FI914165A (fi
Inventor
Paul W Dent
Original Assignee
Ericsson Telefon Ab L M
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ericsson Telefon Ab L M filed Critical Ericsson Telefon Ab L M
Publication of FI914165A0 publication Critical patent/FI914165A0/fi
Publication of FI914165A publication Critical patent/FI914165A/fi
Application granted granted Critical
Publication of FI108587B publication Critical patent/FI108587B/fi

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
    • H04L25/062—Setting decision thresholds using feedforward techniques only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
    • H03D3/008—Compensating DC offsets
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0047—Offset of DC voltage or frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0082—Quadrature arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/009—Reduction of local oscillator or RF leakage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
    • H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
    • H04L7/046—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal using a dotting sequence

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Dc Digital Transmission (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Description

χ : ΰ H 5 6 7
Tasajänniteoffsetin kompensoiminen radiovastaanottimessa
Esillä oleva keksintö liittyy radiovastaanottimiin ja erityisesti sellaisiin radiovastaanottimiin, jotka on 5 suunniteltu käyttämään nollan suuruista välitaajuutta (nollavälitaajuus).
Radiovastaanottimien alalla on nähty vaivaa yritettäessä vähentää vastaanottimissa käytettyjen viritettyjen piirien määrää. Viritettyjen piirien määrää vähennettäessä 10 suuri osa vastaanottimesta voidaan integroida, josta seuraa vastaanottimien koon pieneneminen. Näitä pienikokoisia vastaanottimia voidaan sitten käyttää monilla alueilla, kuten solukkopuhelimissa. Tunnettu parannus tällaisten vastaanottimien toteuttamisessa on "nollavälitaajuuden" 15 tekniikkana tunnettu tekniikka.
Teorian mukaan IQ-radiovastaanotin voidaan konstruoida kuvion 1 mukaan, jossa antennista 1 tuleva radiosignaali S syötetään suoraan kahteen balansoituun neliöl-liseen sekoittajaan 2a, 2b (matemaattisesti kertovia lait-20 teitä), joissa signaali kerrotaan vastaavasti paikallis- oskillaattorin 3 kehittämällä sini- ja kosiniaallolla, jotka ovat signaalin S kantoaaltotaajuudella. Tällä tavoin . kehitetään I-kanavan signaali eli samanvaiheinen signaali • · ··’ · (in-phase signal) ja Q-kanavan signaali eli 90° vaihesiir- • · · '··· 25 rossa oleva signaali (quadrature signal). Kertojalaitteet ”'· tuottavat ulostulot, jotka sisältävät sekä summataajuus- « ,. 1 1 1 komponentteja 2f:n molemmin puolin että erotaajuuskompo- :··.· nentteja nollataaj uuden lähellä. Tasa jännite- eli alipääs- tösuotimet 4a, 4b eliminoivat edelliset ja läpipäästävät 30 viimeksi mainitut. Nollataajuuskomponentit voidaan sitten vahvistaa mille tahansa sopivalle tasolle pientaajuusvah-,·.·^ vistusasteilla 5a, 5b suurtaajuusvahvistimien sijasta.
Ί1 Nollavälitaajuusvastaanotin olennaisesti eliminoi tilapäi- ·...· sen muunnoksen välitaaj uudelle muuntamalla tulevan signaa- 35 Iin suoraan kantataajuuskaistalle yhdellä toiminnolla.
» t I • · · 2 -Mj 8 5 87 Käytännössä tähän niinsanottuun nollavälitaajuus-ratkaisuun liittyy joukko käytännön ongelmia, joista yksi koskee balansoitujen sekoittajien epätäydellisyyttä verrattuna virheettömiin matemaattisiin kertojiin. Tämän epä-5 täydellisyyden ongelmallisin näkökohta on tasajännitesiir-tymän eli pysyvän jännitteen kehittyminen, joka siirtymä voi olla monta suuruusluokkaa suurempi kuin haluttu signaali. Suuri tasajännitesiirtymä voi pakottaa pientaajuus-vahvistimet, jotka vastaanottavat sekoittajien ulostulon, 10 kyllästystilaan paljon ennen kuin haluttu signaali on riittävästi vahvistettu.
Ennenaikaisen kyllästymisen välttämiseksi sekoittajien eteen voidaan lisätä RF-vahvistimet, jotka nostavat halutun signaalin jännitetasoa. Valitettavasti yleinen 15 siirtymän lähde on vuoto paikallisesta sinioskillaattoris-ta takaisin antenniin, mikä tuottaa koherentin häiriön. Tästä johtuen RF-vahvistus ei ole tyydyttävä ratkaisu, koska haluttu signaali ja koherentti häiriö vahvistuvat saman verran.
20 Toinen ehdotettu ratkaisu, jota käytetään tavan omaisissa supervastaanottimissa, on tulosignaalin osittainen vahvistaminen alkuperäisellä antennitaajuudella. Osittain vahvistettu signaali muunnetaan tämän jälkeen sopi-: vaksi välitaajuudeksi (VT) edelleen vahvistettavaksi ennen 25 sen syöttämistä balansoituihin neliöllisiin sekoittajiin. Tässä tapauksessa paikallisesti kehitetyt sini- ja kosini-,.*·* aallot ovat välitaaj uudella eivätkä antennitaajuudella, *:·*: joten vuodolla takaisin antenniin ei ole mitään vaikutus- ta. VT-virityspiirin lisäämisen myötä kuitenkin menetetään 30 nollavälitaajuusvastaanottimen yksinkertaisuus ja pienempi ....: koko.
'•"t Vaihtoehtoinen menetelmä tasajännitesiirtymän ku- t moamiseksi IQ-sekoittajissa voi käyttää tekniikkaa, jota vaihtelevasti kutsutaan vaihtojännitekytkennäksi, tasajän-"·"· 35 nitteen estoksi, ylipäästösuodatukseksi tai derivoinniksi 1 O 8 5 8 7 3 I ja joka eliminoi pysyvän jännitteen eli tasajännitesiirty- män. Tämän menetelmän haittapuolena on se seuraus, että tasajännite- ja pientaajuuskomponentit menetetään tai ne vakavasti vääristyvät. Tämä haittapuoli ei ole hyväksyttä-5 vissä digitaalisissa siirtojärjestelmissä, jotka käyttävät QPSK- (Quadrature Phase Shift Keying; neliöllinen vaiheen-siirtoavainnus) tai MSK- (Minimum Shift Keying; minimi-siirtoavainnus) -modulointitekniikoita. Nämä modulointitekniikat kehittävät pientaajuuskomponentteja, jotka täy-10 tyy säilyttää.
On siis toivottavaa, että aikaansaataisiin menetelmä pientaajuisen jännitesiirtymän kompensoimiseksi ilman, että halutun signaalin tasajännite- ja pientaajuuskomponentit menetettäisiin tai ilman että ne vääristyisivät.
15 Esillä oleva keksintö liittyy nollavälitaajuusra- diovastaanottimiin, joka on suunniteltu elimimoimaan tasa-jännitesiirtymä ilman että vastaanotetun eli halutun signaalin pientaajuus- ja tasajännitekomponentit menetettäisiin tai ilman että ne vääristyisivät. Vastaanotettu sig-20 naali aluksi derivoidaan tasajännitesiirtymän suodattamiseksi pois. Signaali vahvistetaan sopivalle tasolle ja integroidaan sen jälkeen alkuperäisten tasajännite- ja pientäjuussignaalikomponenttien takaisinsaamiseksi. Inte-**·' : grointi olennaisesti palauttaa suodatetut komponentit nii- 25 den alkuperäisiin arvoihin vahvistetussa signaalissa käyt-täen mielivaltaista, rajoitetun suuruuden omaavaa integ-rointivakiota palautetun signaalin kehittämiseksi. Käyt-täen erilaisia tekniikoita, jotka käyttävät ennalta mää-:'j‘: rättyjä signaalijonoja tai haluttuun signaaliin luonnos- 30 taan liittyviä ominaisuuksia, tasajännitesiirtymä voidaan kohtalaisen tarkasti estimoida. Tämän jälkeen tasajännite- I · ,···_ siirtymän estimaatti vähennetään palautetusta signaalis- ta, jolloin vahvistettu vastaanotettu signaali jää olen-naisen säröttömäksi. Edullinen menetelmä vastaanotetun • · I 4 ' O 8 5 8 7 signaalin derivoimiseksi ja digitalisoimiseksi käyttää kompandoitua deltamodulaatiotekniikkaa.
Kuvio 1 on yksinkertainen lohkokaavio, joka esittää nollavälitaajuustekniikkaa käyttävää vastaanotinta; 5 kuviot 2(a) ja 2(b) ovat tämän keksinnön eri suori tusmuotojen mukaisten nollavälitaajuusvastaanottimien lohkokaavioita; kuviot 3(a) — 3(e) esittävät tämän keksinnön mukaisen nollavälitaajuusvastaanottimen derivointi-integroin-10 tiosan eri suoritusmuotoja; ja kuviot 4(a) — 4(d) ovat lohkokaavioita, jotka esittävät tämän keksinnön mukaisia deltamoduloinnin suoritusmuoto j a.
Esillä oleva keksintö koskee ei-halutun tasajänni-15 tesiirtymän poistamista signaalinkäsittelykanavasta säilyttäen samalla käsiteltävän signaalin tasajännite- ja pientaajuuskomponentit. Keksintö on yhtä hyvin sovellettavissa yhdelle kanavalle, neliöllistä eli IQ-tyyppiä olevissa radiovastaanottimissa tavattaviin kaksoiskanaviin 20 sekä järjestelmiin, joissa on enemmän kuin kaksi rinnakkaista käsittelykanavaa.
Keksinnön perusperiaate on esitetty kuvion 2(a) , toiminnallisessa lohkokaaviossa. Vain selityksen tarkoi- • · *· * tuksia varten kuvio 2(a) esittää vain radiovastaanottimen I < » >·'.* 25 yhden kanavan, esimerkiksi kaksikanavaisen IQ-vastaanotti-*”· men "I"-kanavan. On ymmärettävää, että rinnakkaisella "Q"- ,,[·* kanavalla sekä muilla rinnakkaisilla kanavilla on saman- laiset laitteistokomponentit. Samanvaiheisesta sekoitta-jasta vastaanotettu signaali syötetään derivointipiiriin 30 10, joka poistaa tasajännitesiirtymän. Derivointipiiri 10 myös vaimentaa halutun signaalin pientaajuuskomponentteja ,·»·, suhteessa suurtaajuuskomponentteihin, mikä vääristää sig- naalin luonnetta. Kun tasajännitesiirtymä on poistettu, ·...· haluttua signaalia vahvistetaan pientaajuusvahvistimessa ‘· 35 11 käyttökelpoiselle tasolle ilman ennenaikaista vahvisti- i * f I · I » · * I II» I · » » • * · 5 108587 men kyllästymistä, joka tapahtuisi tällaisen siirtymän läsnäollessa. Signaalien alkuperäisen luonteen palauttamiseksi derivointipiirin ulostulo syötetään integrointipii-riin 12, joka suorittaa derivoinnin käänteisoperaation.
5 Integrointipiirin 12 ulostuloa kutsutaan palautetuksi signaaliksi, koska se sisältää alkuperäisen vastaanotetun signaalin vahvistetun osan sekä vastaanotetun signaalin pientaajuus- ja tasajänniteosat (joita edustaa integroin-tivakio).
10 Vahvistuksen jälkeen samanvaiheinen (I) ja 90° vai- hesiirrossa oleva (Q) signaali voidaan muuntaa AD-muunti-messa 13 digitaaliseen muotoon digitaalisessa signaaliprosessorissa tapahtuvaa jatkokäsittelyä varten. Jatkokäsittelyyn voi kuulua vaiheilmaisu, amplitudi-ilmaisu tai taa-15 juusilmaisu. Periaatteessa nämä ilmaisuprosessit voidaan toteuttaa käyttäen ohjelmistotekniikoita samoinkuin mutkikkaammatkin ilmaisuprosessit, joita käytetään AM/PM-vai-hemoduloiduilla hybridisignaaleilla, kuten 256 QAM (quadrature AM; neliöllinen amplitudimodulointi).
20 Ilman alkuarvon määrittävää menetelmää käytetään mielivaltaista integrointivakiota. Tarkan alkamisajan omaavien signaalien, tunnetun signaalipiirteen tai signaa-: liin sulautetun signaalijonon tapauksessa integrointipii- :.j.: rin sisältö aluksi asetetaan tunnetun arvon suuruiseksi.
:”i 25 Integrointipiiri 12 voidaan myös helposti palauttaa nol- ·;· laan aktivoimalla nollauksen ohjaus 12a. Nollauksen jäi- ♦ « · « ·:·.| keen integrointipiiristä saatava aivan ensimmäinen ulostu- lo on nolla. Tilanteessa, jossa halutun signaalin todelli- * 1 · nen arvo on aluksi nolla, integrointipiirin 12 ulostulo on . 30 tarkka alusta alkaen. Seuraavina ajanhetkinä derivointi-• · ... ja integrointioperaatiot kumoavat toistensa vaikutuksen.
·;·' Tapauksissa, joissa halutun signaalin arvo aluksi : : on nollasta eriävä arvo, VO, integrointipiirin 12 ulostulo ·;··· on aina virheellinen vakion (-V0) verran. Tämä virhe (-V0) 35 on kuitenkin samaa suuruusluokkaa kuin haluttu signaali.
· · 6 ! ι 0 8 5 6 7
Alunperin syötetty tasajännitepoikkeama sitävastoin voi olla useita suuruusluokkia suurempi kuin haluttu signaali. Näin ollen halutun signaalin derivointi/integrointi eliminoi vahvistimen ennenaikaisen kyllästymisen pysyttämällä 5 signaalin tasajännitekomponentin hallittavissa olevilla jännitetasoilla.
Tämän keksinnön toinen parhaana pidetty suoritusmuoto, joka on esitetty kuviossa 2(b), koskee siirtymän (-VO) poistamista estimoimalla siirtymä ja vähentämällä se 10 palautetusta signaalista. Estimointipiiri 15 esimerkiksi laskee siirtymävirheen (-V0) sinä aikana, jolloin halutussa signaalissa esiintyy tunnettu, siihen tarkoituksellisesti sijoitettu signaalijono tai aaltomuoto. Samaten estimointipiiri 15 voi määrittää siirtymän käyttäen jotakin 15 halutun signaalin luonnollista tai siihen luonnostaan liittyvää ominaisuutta. Erityisiä esimerkkejä siitä, miten tämä estimointiprosessi tapahtuu, on esitetty jäljempänä. Siirtymävirheen estimoinnin jälkeen se vähennetään muistissa 16 pidetystä palautetusta signaalista vähenninpii-20 rissä 17 virheettömän lähtösignaalin tuottamiseksi. Jos halutun signaalin tunnettu osa ei esiinny signaalisekvenssin alussa, niin tunnettua osaa voidaan viivästää tai se : voidaan tallentaa muistilaitteeseen 16, kunnes siirtymän estimaatti on käytettävissä.
25 Esimerkkejä sekä tarkoituksellisesti sijoitetuista ··· signaalijonoista että luontaisista signaaliominaisuuksis- • · · ♦ ·:··| ta, jotka helpottavat siirtymän estimoimista, on esitetty seuraavassa.
♦ · * (1) Tarkoituksellinen signaalijono: . 30 Yksikanavaisessa järjestelmässä signaalisekvenssit * « voidaan sovittaa sisältämään tunnettu signaalijono +V, -V, +V, -V, jonka keskiarvo lopulta on nolla. Estimointipiiri : : 15 laskee palautetun signaalin keskiarvon parillisella ·;··: määrällä näytteitä. Koska tunnettu keskiarvo on nolla, 7 OB5δ7 la, siirtymän (-VO) estimaatti yksinkertaisesti on tämä laskettu keskiarvo.
Tosiasiallisesti voidaan käyttää mitä tahansa tunnettua muuttuvien signaalijännitteiden jonoa (vl, v2, v3, 5 v4, .. . ) käyttämällä tunnettua pienimmän neliösumman käy- ränsovitustekniikkaa. Jos signaalin skaalaus on tuntematon, mitä edustaa määritettävä vakio (ai), niin määritettävää siirtymää edustaa aO. Tunnetun signaalijonon aikana odotettu käyrä voidaan esittää matemaattisesti seuraavas-10 ti: aO + al.vl; aO + al.v2; aO + al.v3; .... Todellisuudessa havaitut signaalit sen sijaan ovat (ui, u2, u3, ...). Ratkaisemalla yhtälöistä aO + al.vl = ui 15 aO + al.v2 = u2 aO + al.v3 = u3 tuntemattomat aO ja ai, kun (vl, v2, v3, ...) ja (ui, u2, u3, ...) ovat tunnettuja, saadaan hyväksyttävät tuntemat- 20 tornien (aO) ja (ai) estimaatit. Tällainen ratkaisu voidaan toteuttaa käyttäen digitaalista signaaliprosessoria 14, jos käsiteltävä signaali on ensin digitalisoitu AD-muunti- · men 13 avulla. Koska yhtälöiden kertoimet (vl, v2, v3, ...) ovat tunnettuja ja vakioita a priori, niin ker- :··.· 25 roinmatriisi voidaan kehittää, kääntää ja tallentaa ja ··· sitä voidaan käyttää tuntemattomien (aO) ja (ai) ratkaise- • » · · ....: miseksi. Ei-neliömäisen kerroinmatriisin T, joka on pie- nimmän neliösumman ratkaisuissa tavattua tyyppiä, kään-teismatriisin antaa . 30 T-1 = (Τ'Τ-1) . Τ’ j jossa (1) tarkoittaa konjugoitua transpositiota.
Samalla tavoin kuin yksikanavaisessa järjestelmässä ; ” : kaksikanavaisissa järjestelmissä, kuten nollavälitaajuuden omaavissa IQ-vastaanottimissa, näiden kahden kanavan siir-35 tyrnien estimoimiseksi käytettävä tarkoituksellinen signaa- g '! G 8 5 6 7 lijono voi muodostua ennalta määrättyjen kompleksilukujen sekvenssistä. Tuntematon skaalauskerroin (ai), reaaliluku yksikanavaisessa esimerkissä, tulee kompleksiseksi, (cl). Kompleksinen skaalauskerroin (cl) selittää sekä mielival-5 täisen amplitudiskaalauksen että mielivaltaisen vaihesiir-ron lähetyksessä. Samaten molempia määritettäviä siirtymiä, (aO) I-kanavalla ja (bO) Q-kanavalla, voidaan pitää yhtenä kompleksisena vektorisiirtymänä, cO = (aO + jbO), jossa (aO) on vektorin reaalikomponentti ja (bO) vektorin 10 imaginaarikomponentti. Samoja yhtälöitä kuin edellä pienimmän neliösumman estimoinnin yhteydessä on selitetty voidaan käyttää sillä poikkeuksella, että kaikki suureet ovat kompleksisia vektoreita. Tällaiset yhtälöt voidaan myös mukavasti ratkaista digitaalisessa signaaliprosesso-15 rissa 14, koska kerroinmatriisi tässäkin muodostuu ennalta määrätyistä vakioista. Sen jälkeen kun matriisi on käännetty ja tallennettu, sitä voidaan käyttää tämän jälkeen seuraavissa siirtymien estimoinneissa.
(2) Luontaiset signaaliominaisuudet: 20 Nollavälitaajuus- tai IQ-vastaanottimien käsittele män radiosignaalin yleinen muoto on vakion verhokäyrän omaava moduloitu signaali, jossa vain vaihe muuttuu, mutta : ei amplitudi. Signaalin uraa kompleksitasossa kuvaa ympy- :.i,: rä, jossa :··: 25 I2 + Q2 = R2 ·;· jossa R = ympyrän säde ja on vakio. Tuntemattomat siirty-
MM
·:··· mät I- ja Q-kanavissa siirtävät tämän ympyrän keskipisteen pois origosta (0, 0). Siirtymän estimointi havaittujen pisteiden (II, Ql), (12, Q2), ... joukosta suoritetaan ' . 30 määrittämällä ensin sen ympyrän yhtälö, joka parhaiten < ♦ sovittautuu havaittuihin pisteisiin. Parhaiten sovittautuvan ympyrän vektorietäisyys origosta antaa tarvittavan siirtymän. Tämä ongelma voidaan ratkaista myös numeerises-ti digitaalisessa signaaliprosessorissa 14 (DSP, digital ‘ * 9 1; J 9 5 8/ signal processor) käyttäen pienimmän neliösumman sovitus-tekniikkaa.
Monilla muilla signaalimuodolla on siihen luonnostaan kuuluvia ominaisuuksia, jotka voidaan käsitellä siir-5 tymän arvon määrittämiseksi. Vaikkakin joillakin voi olla etuja sellaisten näkökohtien, kuten kohinaepäherkkyyden suhteen, niin käytettävä erityinen ominaisuus riippuu tietylle sovellukselle ominaisesta suunnittelutekijöiden lukumäärästä .
10 Kuviot 3(a) — 3(d) esittävät eri suoritusmuotoja kuviossa 2(a) esitetyn lohkokaavion käsittämän piirin derivointi- ja integrointitoimintojen toteuttamiseksi.
Kuvio 3(a) esittää derivointi- ja integrointitoi-mintojen analogista toteutusta operaatiovahvistimia käyt-15 täen. Analoginen derivaattori 10 sisältää kondensaattorin 10a sarjassa operaatiovahvistimen 10b kanssa, jolla on resistiivinen takaisinkytkentäsilmukka 10c. Vahvistamisen jälkeen signaali syötetään yksinkertaiseen integraattoriin 12, joka käsittää takaisinkytkentäkondensaattorin 12b ope-20 raatiovahvistimen 12c rinnalla. Nollauskytkintä 12a käytetään initialisoimaan kondensaattorin 12b jännite nollaksi signaalisekvenssin alussa.
: Kuvio 3(b) esittää derivointi- ja integrointipiirin toteutusta vain yhtä operaatiovahvistinta käyttäen. Kon-25 densaattori lOd olennaisesti derivoi tulevan signaalin ··· estämällä tasajännitteen. Kondensaattorin lOd ulostulo «M» ·;··· syötetään tämän jälkeen analogiseen integraattoriin 12, joka on kuviossa 3(a) olevaa tyyppiä.
Kuvio 3(c) esittää "hakkuritekniikan" käyttämistä . 30 samojen tarkoitusperien saavuttamiseksi. Hakkuritekniikas- * · sa yksi kondensaattori 20 suorittaa sekä derivoinnin että * · integroinnin. Estokondensaattori 20, joka on kytketty sar-i : : jaan äärettömän impedanssin omaavien vahvistimien 21, 22 :*· kanssa, kehittää vain tulosignaalin tasa jännitetason muu- 35 toksen. Tämä muutos on samansuuruinen kuin kondensaattorin ; ίο i ; > h 517 i 20 alkuvaraus. Kondensaattori toimii tästä syystä derivoinnin matemaattisena vastineena, mitä seuraa integrointi, joka aiheuttaa mielivaltaisen vakiosiirtymän tulosig-naalin tasajänniteosassa.
5 Parhaana pidetty derivointi- ja integrointimenetel- mä monille sovelluksille on esitetty kvuiossa 3(d). Derivointi suoritetaan analogisella derivaattorilla 10, joka on samanlainen kuin kuviossa 3(a) esitetty. Signaali muunnetaan tämän jälkeen digitaaliseen muotoon AD-muuntimen 13 10 avulla. Digitaalinen signaaliprosessori 14 suorittaa numeerisesti integrointipiirin 12 integrointitoiminnon käyttäen tunnettua akkumulointitekniikkaa. Tietyn ajan kuluttua akkumuloitu tulos on verrannollinen kaikkien integ-rointiaikana sisäänmenoon syötettyjen alkeisosuuksien sum-15 maan plus integraattorin/akun alkuperäiseen alkuarvoon.
Jos esimerkiksi u(t) = integraali v(t) dt, jossa v(t) on derivoitu tulosignaali, niin digitaalisiksi muunnetuilla sisäänmenoilla (vx, v2, v3, . .., vn) integroitua signaalia u(t) voidaan approksimoida käyttäen seuraavaa yhtälöä: 20 u± = u+ v±.
Digitaalisen signaaliprosessorin 14 noudattaman ohjelmaohjauksen vuokaavio integrointitoiminnon toteutta-:,·· miseksi on esitetty kuviossa 3(e). Lohkossa 100 integrointi .* tiarvo u esiasetetaan alkuarvoon ja tässä tapauksessa u0 ;··; 25 esiasetetaan 0:ksi. Näytelukemamuuttuja i esiasetetaan <·. myös nollaksi. Ohjaus etenee lohkoon 102, jossa digitaa- IM· linen ulostulo luetaan analogi-digitaalimuuntimesta 13. Näytelukemamuuttujaa lisätään l:llä. Digitaalinen integ- # · · rointi suoritetaan lohkossa 104 summaamalla kulloinenkin . 30 digitaalinen näyte vA aikaisempaan integrointiarvoon u^ 7/ kulloisenkin integrointiarvon uL kehittämiseksi. Lohkossa 106 tehdään päätös sen ratkaisemiseksi, onko riittävästi näytteitä akkumuloitu. Ellei ole, ohjelmaohjaus palaa loh- ;··| koon 102. Jos riittävästi näytteitä on akkumuloitu, ohjaus 35 etenee lohkoon 108, jossa lukuisat integrointiarvot u0, ux, ♦ · 11 1 O H b 8 7 u2 korreloidaan tunnetun signaalijonon tai signaalin luontaisen ominaispiirteen kanssa. Tämä korrelaation perusteella määritetään lohkossa 110 tasajännitesiirtymän estimaatti VE. Lopuksi lohkossa 120 korjataan integroidut näy-5 tearvot u± estimoidun tasajännitesiirtymän VE poistamiseksi .
Digitaalisen integroinnin etuna on, että integrointi voidaan esiasettaa tarkkaan ennalta määrättyyn alkuarvoon eikä se kärsi kohinasta tai analogisiin nollauspii-10 reihin liittyvistä kytkentätransienteista. Lisäksi palautus voidaan suorittaa osittaisesti mihin tahansa muuhun arvoon kuin nolla. Digitaalisen toteutuksen eräs toinen etu on, että siirtymän estimaatit voidaan jatkuvasti päivittää jatkuvan signaalisekvenssin aikana sen sijaan, että 15 olisi tarpeen tunnistaa erityinen alkukohta.
Tämän keksinnön eräässä toisessa parhaana pidetyssä suoritusmuodossa derivointiproseduuri, jota seuraa analogi-digitaalimuunnos, voidaan toteuttaa käyttäen deltamodu-lointitekniikkaa. Deltamodulointi on erääntyyppinen ennus-20 tava kvantisointijärjestelmä, joka vastaa yhden numeron differentiaalista pulssikoodimodulointijärjestelmää. Tällaiset järjestelmät perustuvat perättäisten näytearvojen :.·· välisten kvantisoitujen erotusten siirtämiseen itse näyt- : : : teiden sijasta. Tästä johtuen deltamodulaattori estimoi ;··· 25 eli ennustaa tulosignaalin arvon aikaisemmin lähetetyn signaalien sekvenssin perusteella. Tämän tekniikan etuna II»» on, että vain tulo jännitteen muutokset digitalisoidaan.
» I
Deltamoduloinnin toimintaperiaatteet selitetään kuvion 4(a) yhteydessä. Tulosignaali S syötetään vertai-. 30 luelimeen 40. Vertailuelimen 40 toinen sisäänmeno on in- tegraattorin 42 takaisinkytketty ulostulo. Vertailuelimen • · ’··' 40 ulostulo, joka on digitaalinen "1" tai "0", lukitaan D- tyyppiseen kiikkuun 41 (FF, flip-flop) kunkin kellopuls-
* · I
•;··· sin CP laskevalla reunalla. Digitaalinen bittisekvenssi- 35 lähtö kiikusta 41 takaisinkytketään vaihtokytkimen 44 • » • i» 1 O H b 8 7 ! 12 j kautta, jolla on positiivinen tai negatiivinen virta-as-kelkytkentä integraattoriin 42.
Toiminnan aikana vertailuelin 40 ilmaisee tulosig-naalin S muutoksen suhteessa integraattorin 42 takaisin-5 kytkentäsignaaliin I ja antaa ulostuloonsa digitaalisen "l":n, kun S:n amplitudi ylittää I:n, ja digitaalisen "0":n, kun S on pienempi kuin I. Koska vertailuelin 40 ilmaisee signaalien muutoksen, se tosiasiallisesti toimii derivaattorina ilmaisten vain signaalin arvon muutokset. 10 Kiikku 41 muuntaa vertailuelimen 40 ulostulon digitaaliseksi bittivirraksi säännöllisen kellopulssin CP tahdissa. Siten vertailuelin 40 ja kiikku 41 suorittavat analogi-digitaalimuuntimen toiminnon. Kiikku 41 ohjaa sitä, kumpi integraattorin 42 virta-askel -sisäänmenoista ohjaa inte-15 graattorin lähtöarvoa ylös- tai alaspäin. Digitaalinen "1" saa vaihtokytkimen 44 valitsemaan positiivisen virta-askeleen. Kääntäen digitaalinen "0" saa vaihtokytkimen valitsemaan negatiivisen virta-askeleen.
Bittivirtalähtö kiikusta 41 edustaa olennaisesti 20 tulosignaalin S ajan derivaattaa digitaalimuodossa. Tästä syystä, jos toistotaajuus, jolla päätös virta-askeleen napaisuuden etumerkin muuttamiseksi tehdään, on riittävän : suuri, niin integraattorista 42 saatava lähtöarvo pakote- ',·,·* taan seuraamaan tulosignaalia varsin tarkasti.
:*’! 25 Lähtösekvenssi kiikusta 41 voi tarvita lisävahvis- ·*· tusta vahvistimessa 49. Suuri osa järjestelmän kokonais- * » I · vahvistuksesta voidaan kuitenkin aikaansaada vertailueli-messä 40 siten, että signaalin vahvistusta muualla voidaan • ♦ » pienentää. Hyvä järjestelmäsuunnittelu pyrkii minimoimaan . 30 ennen vertailua tarvittavan vahvistuksen käyttämällä herk- » » kää vertailuelintä, koska edeltävillä vahvistusasteilla ei • · ole suojausta suurten signaalitasojen aiheuttamaa kylläs-
> i I
• tyrnistä vastaan.
·;··· Sopivan vahvistimessa 49 suoritetun vahvistamisen 35 jälkeen kutakin bittiä bittivirtalähdössä voidaan luonneh-
» I
» * » • > ! 13 1 Π Β S δ 7 tia YLÖS/ALAS-käskyksi, jota ylös/alas-laskuri 50 voi tarkkailla, missä 1 vastaa ylös ja 0 vastaa alas. Koska laskuri akkumuloi tulosignaalin S positiiviset ja negatiiviset muutokset suhteessa aikaisempaan signaaliarvoon, se 5 suorittaa integrointipiirin 12 toiminnon digitaalisesti. Laskurin lukeman arvo vastaa integroitua arvoa plus tiettyä siirtymää, joka vastaa mielivaltaista integrointiva-kiota, johon edellä esitettyjen suoritusmuotojen yhteydessä on viitattu.
10 On olemassa kaksi deltamodulointityyppiä, lineaari nen ja adaptiivinen. Lineaarisessa moduloinnissa tulosignaalin arvon kunakin näytteityshetkenä ennustetaan olevan signaalin aikaisempien arvojen erityinen lineaarinen funktio. Adaptiivisessa deltamoduloinnissa tulosignaalin arvon 15 kunakin näytteityshetkenä ennustetaan olevan signaalin aikaisempien arvojen epälineaarinen funktio. Epälineaarisen ennustamisen mukaanottaminen deltamodulointiin aikaansaa hyödyllisen keinon sen alueen laajentamiseksi, jolla järjestelmän suorituskyky on optimaalinen.
20 Kuvio 4(b) esittää adaptiivisen deltamodulaattorin periaatetta. Eräs tämän adaptiivisen tekniikan etuja on, että yhdistämällä yleinen kompandointitekniikka deltamodu-:.! ! loinnin kanssa integraattorin 42 virta-askeltulon arvo voi ,j.: mukautua digitalisoitavaan signaali tasoon. Jos signaali 25 sisältää hyvin pienen muuttuvan osan, joka on määrä havai- !· ta, plus suuren muuttumattoman osan, esim. tasajännite- (lit ·;··♦ siirtymäkomponentin, niin järjestelmä tuottaa aluksi ase- tusaskelten ylös-ylös-ylös- tai alas-alas-alas -sekvenssin j integraattorille 42, kunnes keskiarvo on yhtäsuuri kuin 30 tämä tulojännitteen suuri muuttumaton osa. Jos tulosignaa- ... lissa on muuttumaton osa, niin tällöin sekvenssiulostulok- > * ;·’ si tulisi 10101010, joka saa ylös-alas -askelten ί : suuruuden romahtamaan, mikä jättää integraattorin keski- ·;··: määräisen jännitteen keskittyneeksi tulo jännitteen suuren 35 muuttumattoman osan kohdalle. Kun askeleen koko on romah- » » » »
• » I
i 14 ! O H S 8 7 tanut signaalin pienen muuttuvan osan tasolle, lähtöbit-tien sekvenssi riippuu vain signaalin muuttuvasta osasta. Täten suuri ei-haluttu tasajännitekomponentti tulee luonnostaan derivoiduksi tätä prosessia käytettäessä.
5 Deltamoduloinnin jälkeen tapahtuvassa integrointi- prosessissa tulosignaalin muuttuvan komponentin derivoinnin vaikutus kumotaan, mikä palauttaa signaalin alkuperäisen luonteen. Palautettu tasajännitesiirtymä riippuu kuitenkin digitaaliseen integraattoriin tai akkuun tallenne-10 tusta alkuarvosta. Jos akulle on annettu alkuarvoksi 0 ja jos signaalin todellinen arvo ennen tasajännitesiirtymän lisäämisen aiheuttamaa vääristymistä todella oli 0, niin todellinen signaali tulee tarkasti palautetuksi ilman tasa jännitesiirtymää. Jos taas akulle on annettu alkuarvoksi 15 0 ja jos todellinen signaalitaso ei ole 0, vaan jokin ar vo, vaikkapa 10 mikrovolttia, niin tämä 10 mikrovoltin virhe esiintyy koko signaaliaaltomuodon -10 mikrovoltin siirtymänä integroinnin jälkeen. Huomattakoon jälleen, että tämän virheen arvo on rajoitettu samaan suuruusluok-20 kaan kuin haluttu signaali, ja siksi se voidaan käsitellä digitaalisessa signaaliprosessorissa 14 ilman kyllästymistä tai leikkautumista estimoimalla siirtymän arvo tunnet-j tujen, lähetettyjen signaalijonojen aikana. Jos esimerkiksi si todellinen lähetettävä signaali oli 0 useiden jaksojen :*i 25 ajan keskellä viestin lähettämistä mutta jos integroinnin *|· jälkeen saatiin aaltomuotosekvenssin keskellä arvo -13,5 • * * · mikrovolttia, niin olisi ilmeistä, että derivointi-integ-, rointi -operaatio olisi aiheuttanut -13,5 mikrovoltin vir heen. Näin ollen 13,5 mikrovoltin suuruinen arvo lisättäi-30 siin aaltomuodon kaikkiin digitalisoituihin näytteisiin ennen jatkokäsittelyä.
>··’ Tarkastellaan seuraavaksi kuviota 4(b), jossa siir- ; torekisteri 45 tallentaa kiikusta 41 saadut kolme viimei-
* » I
*;·J sintä ulostuloa. Haluttaessa voidaan suurempi tai pienempi 35 määrä ulostuloja tallentaa siirtorekisteriin, jossa on
» I
I I I
s i 15 *08587 haluttu määrä bittejä. Adaptiivinen piiri 46 vastaanottaa siirtorekisteriin 45 tallennetut kolme bittisignaalia sekä yhden bittisignaalin kiikusta 41. Vertailuelimessä 40 suoritetun vertailun perusteella adaptiivinen piiri 46 antaa 5 positiivisen tai negatiivisen virta-askeleen arvon digi-J taaliselle integraattorille 42.
Näistä neljästä bittiarvoisesta signaalista adaptiivinen piiri 46 ratkaisee, muutetaanko integraattorille 42 annettavan virta-askeleen arvoa. Jos esimerkiksi nämä 10 neljä bittiarvoa ovat 1111, niin tämä osoittaa, että integraattori 42 ei pysty seuraamaan tulevan signaalin suurenevaa arvoa. Jos siis tällainen bittijono havaitaan, niin positiivisen virta-askeleen arvoa suurennetaan. Jos toisaalta nämä neljä bittiarvoa ovat 0000, niin nega-15 tiivisen virta-askeleen arvoa suurennetaan. Tapauksessa, jossa rekisteri on tallentanut bittiarvot 1010, adaptiivinen piiri 46 voi tehdä päätöksen, että askeleen arvot ovat liian suuret tai karkeat. Askeleen arvon suuruutta sekä positiivisilla että negatiivisilla askelilla voidaan 20 silloin pienentää.
Adaptiivinen piiri 46 voi olla tavanomainen mikroprosessori. Ohjelmisto, joka toteuttaa adaptiiviset toi- t : minnot voi olla esimerkiksi tunnettu adaptointialgoritmi, » ',ί,ί jota käytetään jatkuvasti muuttuvan luiskan omaavissa del- ;·*· 25 tamodulointijärjestelmissä (CVSD, continuously varible ·{· slope delta modulation) puheen koodaamiseksi. Tämä algo- H|| ritmi käsittää askeleen arvon suurentamisen tietyllä mää-rällä aina kun N:n arvoiset bitit esiintyvät peräkkäin
< t I
siirtorekisterin 45 ulostulossa. N on tyypillisesti 3 tai , 30 4 puheenkoodaustarkoitukeissa. Esimerkiksi jos N on yh- tili· * » täsuuri kuin 4, askeleen arvot suurenevat aina kun sek- > i venssi 1111 tai 0 0 0 0 esiintyy, mikä osoittaa, että ;järjestelmä ei reagoi riittävän nopeasti ohjatessaan inte- i * » graattoria 42 seuraamaan signaalia. Näin ollen mikro- 35 prosessori tai adaptiivinen piiri 46 suurentaisi askeleen s » I « t > ) I * 1 0 8 5 8 7 16 suuruutta, taajuutta tai luiskan kaltevuutta ennalta määrätyllä arvolla. Kääntäen, jos siirtorekisterin 45 ulostulosta ei saada sekvenssejä 0000 tai 1111, niin askeleen suuruuden sallitaan pienentyä eksponentiaalisesti.
5 Adaptiivinen piiri 46 voi toteuttaa myös vaihtoeh- | toisen algoritmin, jonka V. D. Mytri ja A. D. Shivaprasad ovat julkaiseet, International Journal of Electronics, 1986, Volume 61, n: o 1, ss. 129 — 133. Tämä algoritmi muuttaa askeleen suuruutta riippuen N viimeisimmästä bi-10 tistä yleisemmällä tavalla. Esimerkiksi jos N on yhtäsuuri kuin 4, niin 16 erisuurta askeleen arvoa voidaan askeleen suuruutta muutettaessa valita neljän lähtöbitin viimeisimmän historian mukaan. Nämä 16 askeleen arvoa on laskettu etukäteen järjestelmän suorituskyvyn optimoimiseksi kvan-15 tisointikohinan ja signaalitason äkillisiin muutoksiin reagoimiseen tarvittavan ajan suhteen, ja ne voidaan tallentaa esimerkiksi hakutauluun, johon voidaan osoittaa neljällä viimeisimmällä bitillä.
Virta-askeleen arvon muuttaminen on eräs muoto au-20 tomaattisesta vahvistuksensäädöstä (AGC, automatic gain control; AVS), joka mukauttaa kvantisointiportaat vastaanotetun signaalitason kanssa yhteensopiviksi. Tästä seuraa, . : ; että integraattoria täytyy inkrementoida tai dekrementoida • askeleen arvoa vastaavalla digitaalisella luvulla eikä 25 +l:llä tai -l:llä. Askeleen arvo kuitenkin yksinkertaises- ti on viimeisimmän lähtöbittisekvenssin funktio, ja adap-tiivinen piiri 46 voi sen helposti määrittää.
• · ... Monikanavaisissa järjestelmissä, kuten nollaväli- ! ‘ taajuusvastaanottimen kaksikanavaisessa järjestelmässä on ! 30 edullista käyttää samaa virta-askeleen arvoa kummallakin ‘ ’ kanavalla. Kuvio 4(c) esittää adaptiivisen deltamoduloin- ’...· titekniikan käyttämistä nollavälitaajuusvastaanottimessa.
.··. Kumpikin kanavasignaali syötetään sitä vastaavaan deltamo- dulaattoriin 47a, 47b, jotka ovat samanlaiset kuin kuvios-. 35 sa 4(a) esitetty. Kuten kuvioon 4(b) liittyen on esitetty, 17 1 O 8 5 8 7 kummastakin modulaattorista saatava lähtöbittisekvenssi syötetään vastaavaan siirtorekisteriin 45a, 45b, joka tallentaa lähtösekvenssin viimeisimmät bitit. Siirtorekis-terin ulostulot syötetään yhteiseen askeleen suuruuden 5 määrittävään adaptiiviseen piiriin 46. Adaptiivinen piiri 46 määrittää kummankin kanavan integrointipiiriin 42 an-i nettavan virta-askeleen arvon perustuen kummankin kanavan bittisekvenssin viimeisimpään historiaan. Askeleen arvon mukauttaminen kummallekin kanavalle yhteisesti pysyttää I-10 ja Q-kanavan keskinäisen skaalauksen, mikä yksinkertaistaa myöhemmin suoritettavaa vaiheen tai taajuuden laskentaa.
Vaikka esillä oleva keksintö on selitetty yksi- ja kaksikanavaisen järjestelmän osalta, niin keksinnön periaatteet pätevät yhtä lailla järjestelmiin, joissa on 15 useampia kuin kaksi eli N toimintakanavaa.
Keksintö on selitetty erityisten suoritusmuotojen valossa ymmärtämisen helpottamiseksi. Edellä selitetyt suoritusmuodot ovat kuitenkin kuvaavia eivätkä rajoittavia. Alan asiantuntemuksen omaavalle käy helposti selväk-20 si, että edellä esitetyistä erityisistä suoritusmuodoista voidaan poiketa ilman että poikettaisiin tämän keksinnön olennaisesta hengestä ja piiristä. Keksinnön ei siten pidä katsoa rajoittuvan edellä esitettyihin esimerkkeihin, vaan « · · a . keksinnön tulisi sen sijaan katsoa täysin mukautuvan seu- 25 raavien patenttivaatimusten suojapiiriin.
• · a a a a « · • aa a a a a • a a

Claims (30)

1 O 8 S 8 7 22
1. Radiovastaanottimessa laite, jolla kompensoidaan tasajännitesiirtymä vastaanotetussa signaalissa ja joka 5 laite sisältää: välineet, joilla synnytetään kanavasignaali vastaanotetusta radiosignaalista? estovälineet (10), jotka estävät kanavasignaalin tasajännitekomponentin; 10 vahvistinvälineet (11), jotka on kytketty estoväli- neisiin ja jotka vahvistavat estovälineistä tulevan signaalin ja tuottavat vahvistetun signaalin; I palautusvälineet (12), jotka on kytketty vahvistin- välineisiin ja jotka palauttavat tasajännitekomponentin 15 vahvistettuun signaaliin, jolloin palautusvälineiden lähtö muodostuu palautetusta signaalista, joka sisältää vahvistetun signaalin ja tasajännitekomponentin; tunnettu siitä, että laite lisäksi sisältää? 20 välineet (15), jotka on kytketty palautusvälineiden lähtöön ja jotka estimoivat palautetussa tasajännitekom-ponentissa olevan virheen; . : : muistivälineet (16), jotka on kytketty palautusvä- : lineisiin ja joka tallettavat palautetun signaalin, ja 25 vähenninvälineet (17), jotka on kytketty estimointiväli-neisiin ja muistivälineisiin ja jotka vähentävät esti-***\ moidun virheen palautetusta signaalista, jolloin vähennin- välineistä tulevasta lähtösignaalista oleellisesti poistuu • ’ matalataajuinen särö.
2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen laite, t u n - n e t t u siitä, että estimointivälineet sisältävät di-gitaalisen signaaliprosessorin (14), jolla määritetään pa-.··. lautetussa tasajännitekomponentissa oleva virhe kanavasig- naalissa olevan ennalta määrätyn signaalikuvion perusteel-35 la. 19 'O8 h 87
3. Patenttivaatimuksen 1 mukainen laite, tunnettu siitä, että estimointivälineet sisältävät digitaalisen signaaliprosessorin (14), jolla määritetään palautetussa tasajännitekomponentissa oleva virhe kanavasig- 5 naalin luontaisen aaltomuodon perusteella.
4. Patenttivaatimuksen 1 mukainen laite, tunnettu siitä, että estovälineet sisältävät deltamodu-laattorin (47), jolla estetään tasajännitesignaalikom-ponentit ja digitoidaan kanavasignaali.
5. H b δ 7 välineet (15), jotka on kytketty vahvistinvälinei-den lähtöön ja joilla estimoidaan vahvistetussa signaalissa oleva virhe; muistivälineet (16), jotka on kytketty vahvistinvä-5 lineisiin ja jotka tallettavat vahvistetun signaalin; ja vähenninvälineet (17), jotka on kytketty estimointivälineisiin ja muistivälineisiin ja jotka vähentävät esti- moidun virheen vahvistetusta signaalista, jolloin vähen-ninvälineistä saatavasta lähtösignaalista oleellisesti I 10 poistuu matalataajuinen särö.
5. Patenttivaatimuksen 1 mukainen laite, tun nettu siitä, että estovälineet sisältävät välineet (10), joilla derivoidaan kanavasignaali tasajännitekom-ponentin poistamiseksi kanavasignaalista; ja palautusväli-neet sisältävät välineet (12), joilla integroidaan vahvis-15 tettu signaali ja näin palautetaan tuo tasajännitekom-ponentti.
6. Radiovastaanottimessa laite, jolla kompensoidaan tasajännitesiirtymä vastaanotetussa signaalissa ja joka laite sisältää: 20 välineet, joilla synnytetään kanavasignaali vas- ' taanotetusta radiosignaalista; esto- ja palautusvälineet (20), jotka estävät kana-. : j vasignaalin tasajännitekomponentin ja palauttavat tuon : tasajännitekomponentin vastaanotettuun radiosignaaliin, ...:25 tunnettu siitä, että esto- ja palautusvälineet sisältävät välineet, joilla derivoidaan kanavasignaali tasajännitekomponentin poistamiseksi kanavasignaalista, ja välineet, joilla integroidaan kanavasignaali tasajännite-‘ komponentin palauttamiseksi, sekä derivointi- että integ- 30 rointivälineiden muodostuessa yksittäisestä kondensaatto- : rista (20), ja että laite lisäksi sisältää: I ,,,· vahvistinvälineet (22), jotka on kytketty esto- ja palautusvälineisiin ja joilla vahvistetaan esto- ja palau-tusvälineistä saatava lähtösignaali jolloin saadaan vah-35 vistettu signaali; i 20
7. Patenttivaatimuksen 5 mukainen laite, tun nettu siitä, että laite lisäksi sisältää: analogia-digitaali -muuntimen (13), jolla muunnetaan vahvistinvälineiden lähtö digitaalisiksi signaaleik- 15 si, ja integrointivälineet sisältävät välineet (14), joil-J la numeerisesti integroidaan analogia-digitaali -muunti- ! mesta tulevat digitaaliset signaalit.
8. Patenttivaatimuksen 7 mukainen laite, tunnettu siitä, että derivointivälineet ja analogia- 20 digitaali -muunnin sisältävät deltamodulaattorin (47).
9. Patenttivaatimuksen 5 mukainen laite, t u n - j n e t t u siitä, että estimointivälineet sisältävät di- { ;,·I gitaalisen signaaliprosessorin (14), jolla määritetään pa- ;: lautetussa tasajännitekomponentissa olevan virheen esti- 25 maatti kanavasignaalissa olevan ennalta määrätyn signaali-kuvion perusteella.
10. Patenttivaatimuksen 5 mukainen laite, t u n - ... n e t t u siitä, että estimointivälineet sisältävät di gitaalisen signaaliprosessorin (14), jolla määritetään pa- 30 lautetussa tasajännitekomponentissa olevan virheen estimaatti kanavasignaalin luontaisten ominaisuuksien perusteella.
11. Radiovastaanotinlaite, joka vastaanottaa ra-diotaajuussignaalin ja vie tuon radioradiotaajuussignaalin 35 ensimmäiseen ja toiseen kvadratuurikanavaan, sisältää: ! 08 587 21 paikallisoskillaattorin; ja ensimmäisen ja toisen sekoittajan vastaavasti ensimmäisen ja toisen kvadratuurikanavan yhteydessä, joilla kummallakin on yksi tulo, jolla vastaanotetaan radiotaa-5 juussignaali, ja toinen tulo, jolla vastaanotetaan paikal-lisoskillaattorista sinimuotoisia signaalia radioradiotaa-juussignaalin kantotaajuudella; tunnettu siitä, että tämä radiovastaanotin-laite lisäksi sisältää: 10 ensimmäiset ja toiset derivointivälineet (10), jot ka vastaavasti derivoivat ensimmäisestä ja toisesta sekoittajasta tulevat lähdöt ja poistavat näin tasajänni-tesiirtymäkomponentit, jotka aiheutuvat ensimmäisen ja toisen sekoittajan välisestä epätasapainosta: 15 ensimmäiset ja toiset vahvistinvälineet (11), jotka vastaavasti vahvistavat ensimmäisten ja toisten derivoin-tivälineiden lähdöistä tulevat signaalit; ! ensimmäiset ja toiset integrointivälineet (12), jotka vastaavasti integroivat ensimmäisten ja toisten vah-20 vistinvälineiden lähdöt ja näin palauttavat ensimmäisen ja toisen sekoittajan lähtöjen tasajännitesiirtymäkomponen-tit; ;<j · välineet (15), jotka on kytketty ensimmäisten ja : toisten integrointivälineiden lähtöihin ja jotka estimoi- 25 vat palautetuissa tasajännitesiirtymäkomponenteissa olevat virheet; muistivälineet (16), jotka on kytketty ensimmäi- • 1 · siin ja toisiin integrointivälineisiin ja jotka talletta- • » vat ensimmäisistä ja toisista integrointivälineistä tule- * I · * vat signaalit; ja 30 välineet (17), joilla yhdistetään nämä estimoidut ! ' 1 virheet talletettujen signaalien kanssa, jolloin yhdistä- ',,,· vien välineiden lähdöstä oleellisesti poistuu matalataa- juinen särö. ' 1
12. Radiovastaanotinlaite, joka vastaanottaa ra-diotaajuussignaalin ja vie tuon radiotaajuussignaalin ensimmäiseen ja toiseen kvadratuurikanavaan, sisältää: paikallisoskillaattorin; ja 5 ensimmäisen ja toisen sekoittajan vastaavasti en simmäisen ja toisen kvadratuurikanavan yhteydessä, joilla kummallakin on yksi tulo, jolla vastaanotetaan radiotaa-juussignaali, ja toinen tulo, jolla vastaanotetaan paikal-lisoskillaattorista sinimuotoisia signaalia radioradiotaa-10 juussignaalin kantotaajuudella; tunnettu siitä, että tämä radiovastaanotinlaite lisäksi sisältää: ensimmäiset ja toiset derivointi- ja integrointivä-lineet (20), jotka vastaavasti derivoivat ensimmäisestä ja 15 toisesta sekoittajasta tulevat lähdöt ja poistavat näin tasajännitesiirtymäkomponentit, jotka aiheutuvat ensimmäisen ja toisen sekoittajan välisestä epätasapainosta ja vastaavasti integroivat ensimmäisestä ja toisesta sekoittajasta tulevat lähdöt ja näin palauttavat ensimmäisen ja 20 toisen sekoittajan lähtöjen tasajännitesiirtymäkomponen tit, ensimmäisten ja toisten derivointi- ja integrointivä-lineiden vastaavasti muodostuessa yksittäisestä konden-: saattorista (20); ensimmäiset ja toiset vahvistinvälineet : (22), jotka vastaavasti vahvistavat ensimmäisten ja tois- * * * 25 ten derivointi- ja integrointivälineiden lähdöistä tulevat signaalit; välineet (15), jotka on kytketty ensimmäisten ja toisten vahvistinvälineiden lähtöihin ja jotka estimoi- ... vat palautetuissa tasajännitesiirtymäkomponenteissa olevat ’ virheet; muistivälineet (16), jotka on kytketty ensimmäis- 30 ten ja toisten vahvistinvälineiden lähtöihin ja jotka tal- ’ * lettavat ensimmäisistä ja toisista vahvistinvälineistä ...; tulevat signaalit; ja « .“·. välineet (17), joilla yhdistetään nämä estimoidut virheet talletettujen signaalien kanssa, jolloin yhdistä- 1 08 587 23 vien välineiden lähdöstä oleellisesti poistuu matalataa-juinen särö.
13. Patenttivaatimuksen 11 mukainen laite, tunnettu siitä, että ensimmäiset ja toiset derivointivä- 5 lineet sisältävät deltamodulaattorin (47), jolla derivoidaan ensimmäisen ja toisen sekoittajan lähdöt ja digitoidaan derivoidut lähdöt.
14. Patenttivaatimuksen 13 mukainen laite, tunnettu siitä, että ensimmäiset ja toiset integrointi- 10 välineet sisältävät digitaalisen signaaliprosessorin (14), jolla numeerisesti integroidaan ensimmäisen ja toisen vahvistimen lähdöt.
15. Patenttivaatimuksen 11 mukainen laite, tunnettu siitä, että estimointivälineet sisältävät digi- 15 taalisen signaaliprosessorin (14), jolla määritetään palautetuissa tasajännitesiirtymäkomponenteissa olevat virheet vastaanotetussa radiotaajuussignaalissa olevan ennalta määrätyn signaalikuvion mukaan.
16. Patenttivaatimuksen 11 mukainen laite, t u n - 20. e t t u siitä, että estimointivälineet sisältävät digitaalisen signaaliprosessorin (14), jolla määritetään palautetuissa tasajännitesiirtymäkomponenteissa olevat vir- . : : heet vastaanotetun radioradiotaajuussignaalin luontaisten : ominaisuuksien perusteella.
17. Radiovastaanottimessa laite, jolla kompensoi- daan vastaanotetussa signaalissa oleva tasajännitesiirty-mä, sisältää: ... komparaat tori välineet (40), joilla verrataan vas- ♦ 1 · * ’ taanotettua signaalia takaisinkytkentäsignaalin kanssa ja 30 synnytetään ensimmäinen digitaalinen arvo, jos vastaan-' ’ otettu signaali ylittää tuon takaisinkytkentäsignaalin, ja toinen digitaalinen arvo, jos vastaanotettu signaali on ,1··. alle tuon takaisinkytkentäsignaalin; muistivälineet (45), joihin talletetaan komparaat-. 35 torivälineistä saatava digitaalisten arvojen sekvenssi; I » 1 i > 108587 24 päätösvälineet (46), jotka on kytketty muistivälineisiin ja jotka vastaanottavat digitaalisten arvojen sekvenssin ja päättävät virta-askelen arvon; ja ensimmäiset integrointivälineet (42), jotka integ-5 roivat päätösvälineistä saatavat virta-askelten arvot ja synnyttävät takaisinkytkentäsignaalin; tunnettu siitä, että laite lisäksi sisältää toiset integrointivälineet (50), jotka vastaanottavat digitaaliset arvot muistivälineistä ja jotka integroivat 10 digitaaliset arvot ja palauttavat näin vastaanotetun signaalin tasaj ännitekomponentit; välineet (15), jotka on kytketty toisten integroin-tivälineiden lähtöön ja jotka estimoivat palautetuissa tasajännitekomponenteissa olevan virheen; 15 lisämuistivälineet (16), jotka on kytketty toisiin integrointivälineisiin ja jotka tallettavat palautetun signaalin; ja vähenninvälineet (17), jotka on kytketty estimoin-tivälineisiin ja lisänmuistivälineisiin ja jotka vähentä-20 vät estimoidun virheen palautetusta signaalista, jolloin vähenninvälineiden lähdöstä oleellisesti poistuu matala-taajuinen särö. , 18. Patenttivaatimuksen 17 mukainen laite, t u n - • t · · • :*: n e t t u siitä, että digitaaliset arvot edustavat vas- • · · 25 taanotetun signaalin digitoitua derivaattaa.
18. j 8 5 ö /
19. Patenttivaatimuksen 17 mukainen laite, t u n -n e t t u siitä, että toiset integrointivälineet sisältä- » · ... vät ylös/alas -laskurin, joka laskee ylös, kun vastaanote- • · · • ' taan ensimmäinen digitaalinen signaali, ja alas, kun vas- 30 taanotetaan toinen digitaalinen signaali.
: 20. Patenttivaatimuksen 17 mukainen laite, t u n - n e t t u siitä, että virta-askelen arvot ovat positiivi-.**, siä ja negatiivisia askelarvoja, jotka perustuvat digitaa- i » listen arvojen sekvenssiin. i · i # · ) I I I > » t t t I I > I I I 25 >08 587
21. Patenttivaatimuksen 20 mukainen laite, tunnettu siitä, että päätösvälineet lisäävät ja vähentävät positiivisten ja negatiivisten askelarvojen suuruutta sekvenssissä olevien ennalta määrättyjen signaalikuvioiden 5 perusteella.
22. Radiovastaanotinlaite, joka vastaanottaa ra-diotaajuussignaalin ja vie tuon radiotaajuussignaalin ensimmäiseen ja toiseen kvadratuurikanavaan, sisältää välineet, joilla vastaanotetaan tuo radiotaajuussignaali ja 10 erotetaan tuo radiotaajuussignaali ensimmäiseksi ja toiseksi kvadratuurisignaaliksi, tunnettu siitä, että radiovastaanotinlaite lisäksi sisältää: ensimmäiset ja toiset komparaattorivälineet (40), 1. joilla verrataan ensimmäistä ja toista kvadratuurisignaa- lia vastaavasti ensimmäisen ja toisen takaisinkytkentäsig-naalin kanssa ja synnytetään ensimmäinen digitaalinen arvo, jos vastaanotettu signaali ylittää takaisinkytken-täsignaalin, ja toinen digitaalinen arvo, jos vastaanotet-20 tu signaali on alle takaisinkytkentäsignaalin; ensimmäiset ja toiset muistivälineet (45), joilla vastaavasti talletetaan ensimmäisten ja toisten kompa- * ; j | raattorivälineiden synnyttämät digitaalisten arvojen vas- • taavat sekvenssit; f I f ;··; 25 ensimmäiset ja toiset päätösvälineet (46), jotka on kytketty ensimmäisiin ja toisiin muistivälineisiin ja jot-ka vastaanottavat digitaalisten arvojen sekvenssin ja * · ,,, päättävät yhteisen virta-askelen arvon; Iti I · » ' ensimmäiset ja toiset integrointivälineet (42) 30 joilla integroidaan päätösvälineistä saatavat yhteiset M M t virta-askelen arvot ja synnytetään ensimmäiset ja toiset » t * takaisinkytkentäsignaalit, jotka vastaavasti lähetetään j"’. ensimmäisiin ja toisiin komparaattorivälineisiin; I I i ensimmäiset ja toiset uudelleenintegrointivälineet » » • 35 (50), joilla uudelleenintegroidaan ensimmäisistä ja toi- i » t » » t t I I I I i I » 26 '< O 8 5 8 7 sista muistivälineistä saadut vastaavat digitaaliset arvot ja näin palautetaan vastaanotetun signaalin tasajännite-komponenti t; ensimmäiset ja toiset välineet (15), jotka on kyt-5 ketty ensimmäisten ja toisten uudelleenintegrointivälinei-den (50) lähtöihin ja jotka estimoivat palautetuissa tasa-jännitekomponenteissa olevat virheet; ensimmäiset ja toiset lisämuistivälineet (16), jotka on kytketty ensimmäisten ja toisten uudelleenintegroin-10 tivälineiden (50) lähtöihin ja jotka tallettavat palautetut signaalit; ja ensimmäiset ja toiset vähenninvälineet (17), jotka on kytketty ensimmäisiin ja toisiin estimointivälineisiin sekä lisämuistivälineisiin ja jotka vähentävät estimoidut 15 virheet palautetuista signaaleista, jolloin ensimmäisistä ja toisista vähenninvälineistä tulevista signaaleista oleellisesti poistuu matalataajuinen särö.
23. Radiovastaanotin, joka vastaanottaa radiotaa-juussignaalin ja vie tuon radiotaajuussignaalin useaan 20 kanavaan, sisältää: välineet, joilla vastaanotetaan tuo radiotaajuus-signaali ja erotetaan nuo radiotaajuussignaalit useaksi kanavasignaaliksi, ··* tunnettu siitä, että radiovastaanotin li- 25 säksi sisältää: * useita deltamodulointivälineitä (47), jotka vas-taanottavat vastaavat kanavasignaalit, kunkin deltamodu-: lointivälineistä synnyttäessä digitaalisen lähdön; useita muistivälineitä (45), jotka tallettavat vastaavista delta-• ;..j 30 modulointivälineistä saatavien digitaalisten arvojen digi- taalisen sekvenssin; adaptiiviset välineet (46), jotka on kytketty useisiin muistivälineisiin ja jotka sovittavat ’·.·* askelarvosignaalit, jotka vastaavasti syötetään takaisin ·”*· useisiin deltamodulointivälineisiin; >08587 27 useita uudelleenintegrointivälineitä (50), joilla integroidaan vastaava digitaalinen lähtö, joka vastaanotetaan vastaavasti useista muistivälineistä, ja näin palautetaan kanavasignaalien tasajännitekomponentit; 5 useita välineitä (15), jotka on kytketty useiden uudelleenintegrointivälineiden (50) lähtöihin ja joilla estimoidaan palautetuissa tasajännitekomponenteissa olevat virheet; useita lisämuistivälineitä (16), jotka on kytketty useisiin uudelleenintegrointivälineisiin (50) ja jotka 10 tallettavat useita uudelleenintegrointivälineistä tulevat signaalit; ja useita välineitä (17), jotka algebrallisesti yhdistävät palautetuissa tasajännitekomponenteissa olevat estimoidut virheet, jolloin kunkin yhdistävän välineen lähdös-15 tä oleellisesti poistuu matalataajuinen särö.
24. Patenttivaatimuksen 23 mukainen laite, tunnettu siitä, että askelarvosignaalit ovat samanlaisia kullekin deltamodulointivälineelle ja adaptiivisten välineiden suorittamaa mitä tahansa sovitusta sovelletaan 20 yhtäläisesti askelarvosignaaleihin.
25. Patenttivaatimuksen 23 mukainen laite, tunnettu siitä, että kukin useista deltamodulointiväli- :·· : neistä sisältää: komparaattorivälineet (40), joilla verrataan vas- ’ 25 taavaa kanavasignaalia takaisinkytketyn radiotaajuussig- # naalin kanssa ja synnytetään ensimmäinen digitaalinen ar- ·;··· vo, jos vastaanotettu radiotaajuussignaali ylittää tuon takaisinkytkentäsignaalin, ja toinen digitaalinen arvo, jos vastaanotettu radiotaajuussignaali on alle tuon ta-30 kaisinkytkentäsignaalin, jolloin saadaan palautettua kana- .···. vasignaalin tasajännitekomponentit; ' kellovälineet kellopulssin synnyttämiseksi; *···’ salpavälineet (41), jotka on kytketty kellovälinei- ; · siin ja jotka salpaavat komparaattorista tulevien digitaa- 35 listen arvojen sekvenssin kullakin kellopulssilla; • * · 108587 28 valintavälineet (44), jotka on kytketty salpaväli-neisiin ja jotka vastaanottavat digitaalisten arvojen sekvenssin ja valitsevat positiivisen tai negatiivisen virta-askelen; ja 5 integraattorivälineet (42), joilla integroidaan valintavälineistä vastaanotettavat virta-askelen arvot ja annetaan takaisinkytkentäsignaali komparaattorivälineisiin.
26. Patenttivaatimuksen 23 mukainen laite, t u n - ! 10 n e t t u siitä, että useat estimointivälineet sisältävät i suoritinvälineet, joilla määritetään palautetuissa tasa-jännitekomponenteissa olevat virheet vastaanotetussa ra-diotaajuussignaalissa olevan ennalta määrätyn signaalin | perusteella.
27. Patenttivaatimuksen 23 mukainen laite, tun nettu siitä, että useat estimointivälineet sisältävät suoritinvälineet, joilla määritetään palautetuissa tasa-jännitekomponenteissa olevat virheet vastaanotetun ra-diotaajuussignaalin luontaisten ominaisuuksien perusteel-20 la.
28. Menetelmä, jolla kompensoidaan tasajännitesiir-. tymä signaalissa, joka on vastaanotettu monikanavaisella "V radiotaajuusvastaanottimella, sisältää askelet verrataan vastaanotettua signaalia takaisinkytken-* 25 täsignaalin kanssa ja synnytetään ensimmäinen digitaalinen arvo, jos tuo vastaanotettu signaali ylittää takaisinkyt-kentäsignaalin, ja toinen digitaalinen arvo, jos tuo vas-: taanotettu signaali on alle takaisinkytkentäsignaalin; talletetaan vertaavassa askelessa tuotettujen digi-30 taalisten arvojen sekvenssi; .··, määritetään virta-askelen arvo tuon digitaalisten arvojen sekvenssin perusteella; '·.* integroidaan virta-askelen arvo ja synnytetään mai- nittu takaisinkytkentäsignaali; * * t J 29 t 0 8 5 8 7 tunnettu siitä, että menetelmä lisäksi sisältää askelet: uudelleenintegroidaan tallettavassa askelessa talletettuja digitaalisia arvoja ja palautetaan näin vastaan-5 otetun signaalin tasajännitekomponentit; estimoidaan palautetuissa tasaj ännitekomponenteissa olevat virheet; talletetaan palautetut signaalit; ja vähennetään estimoidut virheet palautetuista sig-10 naaleista, jolloin vähennyksen jälkeen saatavasta lähdöstä oleellisesti poistuu matalataajuinen särö.
29. Patenttivaatimuksen 28 mukainen menetelmä, lisäksi tunnettu askelesta, jossa kasvatetaan virta-askelen kokoa mainitun sekvenssin 15 ennalta määrättyjen signaalikuvioiden perusteella.
30. Patenttivaatimuksen 28 mukainen menetelmä, lisäksi tunnettu askelesta, jossa pienennetään virta-askelen kokoa mainitun sekvenssin ennalta määrättyjen signaalikuvioiden perusteella. • « · • · · · * · 1 • · « • ta · ! 30 ^ 08587
FI914165A 1990-09-06 1991-09-04 Tasajänniteoffsetin kompensoiminen radiovastaanottimessa FI108587B (fi)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US57825190 1990-09-06
US07/578,251 US5241702A (en) 1990-09-06 1990-09-06 D.c. offset compensation in a radio receiver

Publications (3)

Publication Number Publication Date
FI914165A0 FI914165A0 (fi) 1991-09-04
FI914165A FI914165A (fi) 1992-03-07
FI108587B true FI108587B (fi) 2002-02-15

Family

ID=24312055

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
FI914165A FI108587B (fi) 1990-09-06 1991-09-04 Tasajänniteoffsetin kompensoiminen radiovastaanottimessa

Country Status (12)

Country Link
US (1) US5241702A (fi)
EP (1) EP0474615B1 (fi)
JP (1) JPH05316158A (fi)
AU (1) AU644208B2 (fi)
CA (1) CA2050666C (fi)
DE (1) DE69128991T2 (fi)
ES (1) ES2115609T3 (fi)
FI (1) FI108587B (fi)
HK (1) HK1009363A1 (fi)
MX (1) MX9100956A (fi)
NZ (1) NZ239628A (fi)
TW (1) TW201368B (fi)

Families Citing this family (106)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5241702A (en) * 1990-09-06 1993-08-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson D.c. offset compensation in a radio receiver
GB9211712D0 (en) * 1992-06-03 1992-07-15 Fujitsu Microelectronics Ltd Gm digital receive processing
GB2267629B (en) * 1992-06-03 1995-10-25 Fujitsu Ltd Signal error reduction in receiving apparatus
DE69228816T2 (de) * 1992-10-28 1999-08-19 Cit Alcatel Offsetgleichspannungskorrektur für Direktmisch-TDMA-Empfänger
SE502599C2 (sv) * 1993-09-09 1995-11-20 Ericsson Ge Mobile Communicat Sätt och anordning vid en homodynmottagare för att minimera läckage av störsignaler
US5461340A (en) * 1993-09-11 1995-10-24 Robert Bosch Gmbh Amplitude demodulator for radio receivers to compensate for field strength influence
JP3565281B2 (ja) * 1993-10-08 2004-09-15 ソニー株式会社 受信機
US5668837A (en) * 1993-10-14 1997-09-16 Ericsson Inc. Dual-mode radio receiver for receiving narrowband and wideband signals
SG43121A1 (en) * 1993-10-14 1997-10-17 Ericsson Ge Mobile Inc Adaptive bandwidth receiver
DE4341937A1 (de) * 1993-12-09 1995-06-14 Philips Patentverwaltung Elektrisches Gerät mit einer Anordnung zur Kompensation eines Gleichspannungsanteils
US5943324A (en) * 1994-01-11 1999-08-24 Ericsson, Inc. Methods and apparatus for mobile station to mobile station communications in a mobile satellite communication system
US5539730A (en) * 1994-01-11 1996-07-23 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. TDMA/FDMA/CDMA hybrid radio access methods
US5708971A (en) * 1994-01-11 1998-01-13 Ericsson Inc. Two-way paging system and apparatus
US5459679A (en) * 1994-07-18 1995-10-17 Quantum Corporation Real-time DC offset control and associated method
US7904722B2 (en) * 1994-07-19 2011-03-08 Certco, Llc Method for securely using digital signatures in a commercial cryptographic system
US5471665A (en) * 1994-10-18 1995-11-28 Motorola, Inc. Differential DC offset compensation circuit
CN1092876C (zh) * 1994-12-12 2002-10-16 艾利森公司 移动通信系统中的定向分集信道分配
US5724653A (en) * 1994-12-20 1998-03-03 Lucent Technologies Inc. Radio receiver with DC offset correction circuit
US5579347A (en) * 1994-12-28 1996-11-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Digitally compensated direct conversion receiver
US5715281A (en) * 1995-02-21 1998-02-03 Tait Electronics Limited Zero intermediate frequency receiver
US5568520A (en) * 1995-03-09 1996-10-22 Ericsson Inc. Slope drift and offset compensation in zero-IF receivers
US5614904A (en) * 1995-03-09 1997-03-25 Ericsson Inc. Balance companded delta conversion for homodyne receiver
US5715414A (en) * 1995-06-27 1998-02-03 Rohm Co., Ltd. Four-value data wireless signal receiver
JPH0918528A (ja) * 1995-06-27 1997-01-17 Sony Corp 制御信号検出方法及び無線受信装置
US5646569A (en) * 1995-08-30 1997-07-08 Hewlett-Packard Company Method and apparatus for AC coupling
US5862173A (en) * 1995-12-11 1999-01-19 Ericsson Inc. Re-orthogonalization of wideband CDMA signals
GB2310115B (en) * 1996-02-08 2000-06-07 Nokia Mobile Phones Ltd Method and apparatus for dc compensation
US5838735A (en) * 1996-07-08 1998-11-17 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Method and apparatus for compensating for a varying d.c. offset in a sampled signal
US5749051A (en) * 1996-07-18 1998-05-05 Ericsson Inc. Compensation for second order intermodulation in a homodyne receiver
US5896375A (en) * 1996-07-23 1999-04-20 Ericsson Inc. Short-range radio communications system and method of use
US5918169A (en) * 1996-09-25 1999-06-29 Ericsson, Inc. Homodyne cellular base station
US5818872A (en) * 1996-12-31 1998-10-06 Cirrus Logic, Inc. Timing offset error extraction method and apparatus
US6633550B1 (en) * 1997-02-20 2003-10-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Radio transceiver on a chip
US5852772A (en) * 1997-02-25 1998-12-22 Ericsson Inc. Receiver IF system with active filters
US6175728B1 (en) 1997-03-05 2001-01-16 Nec Corporation Direct conversion receiver capable of canceling DC offset voltages
JP3475037B2 (ja) * 1997-03-14 2003-12-08 株式会社東芝 無線機
US6259904B1 (en) * 1997-10-06 2001-07-10 Motorola, Inc. Fast squelch circuit and method
US6516187B1 (en) 1998-03-13 2003-02-04 Maxim Integrated Products, Inc. DC offset correction for direct conversion tuner IC
US6205183B1 (en) 1998-05-29 2001-03-20 Ericsson Inc. Methods of suppressing reference oscillator harmonic interference and related receivers
US7065327B1 (en) 1998-09-10 2006-06-20 Intel Corporation Single-chip CMOS direct-conversion transceiver
WO2000039923A1 (en) 1998-12-24 2000-07-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Communication receiver having reduced dynamic range
US6567475B1 (en) 1998-12-29 2003-05-20 Ericsson Inc. Method and system for the transmission, reception and processing of 4-level and 8-level signaling symbols
SE9900289D0 (sv) 1999-01-27 1999-01-27 Ericsson Telefon Ab L M DC estimate method for a homodyne receiver
GB2346777B (en) * 1999-02-12 2004-04-07 Nokia Mobile Phones Ltd DC offset correction in a direct conversion receiver
WO2000072441A1 (en) * 1999-05-24 2000-11-30 Level One Communications, Inc. Automatic gain control and offset correction
US6563892B1 (en) 1999-06-15 2003-05-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Method and system for detection of binary information in the presence of slowly varying disturbances
US6370205B1 (en) * 1999-07-02 2002-04-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for performing DC-offset compensation in a radio receiver
US6449320B1 (en) * 1999-07-02 2002-09-10 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Equalization with DC-offset compensation
JP4123320B2 (ja) * 1999-09-17 2008-07-23 ソニー株式会社 受信機およびそのｉｃ
GB2355900B (en) 1999-10-29 2004-03-17 Ericsson Telefon Ab L M Radio receiver
WO2001043122A2 (en) 1999-12-10 2001-06-14 Seagate Technology Llc Magnetic disc having physical servo patterns with a magnetic carrier, and method of making and using the same
US6625236B1 (en) 2000-02-08 2003-09-23 Ericsson Inc. Methods and systems for decoding symbols by combining matched-filtered samples with hard symbol decisions
US6643336B1 (en) * 2000-04-18 2003-11-04 Widcomm, Inc. DC offset and bit timing system and method for use with a wireless transceiver
JP4179782B2 (ja) 2000-04-26 2008-11-12 富士通株式会社 無線受信装置及び無線通信システム
US6868128B1 (en) 2000-07-05 2005-03-15 Rfmd Wpan, Inc. Method and apparatus for calibrating DC-offsets in a direct conversion receiver
EP1178637A1 (en) * 2000-08-04 2002-02-06 Motorola, Inc. Apparatus for reducing DC offset in a direct conversion receiver
GB2366460A (en) * 2000-08-24 2002-03-06 Nokia Mobile Phones Ltd DC compensation for a direct conversion radio receiver
US6735422B1 (en) * 2000-10-02 2004-05-11 Baldwin Keith R Calibrated DC compensation system for a wireless communication device configured in a zero intermediate frequency architecture
US7068987B2 (en) 2000-10-02 2006-06-27 Conexant, Inc. Packet acquisition and channel tracking for a wireless communication device configured in a zero intermediate frequency architecture
US6560448B1 (en) * 2000-10-02 2003-05-06 Intersil Americas Inc. DC compensation system for a wireless communication device configured in a zero intermediate frequency architecture
US6654593B1 (en) * 2000-10-30 2003-11-25 Research In Motion Limited Combined discrete automatic gain control (AGC) and DC estimation
DE60024831T2 (de) * 2000-10-30 2006-08-03 Texas Instruments Inc., Dallas Vorrichtung zum Ausgleichen des DC-Offsets eines Quadratur-Demodulators , und Verfahren dazu
DE60025458T2 (de) * 2000-10-30 2006-09-28 Texas Instruments Inc., Dallas Verfahren zur Schätzung und Entfernung eines zeitvarianten DC-Offsets
US6907235B2 (en) * 2001-01-02 2005-06-14 Texas Instruments Incorporated Apparatus and method for canceling DC offset in communications signals
US6961368B2 (en) * 2001-01-26 2005-11-01 Ericsson Inc. Adaptive antenna optimization network
US6845126B2 (en) * 2001-01-26 2005-01-18 Telefonaktiebolaget L.M. Ericsson (Publ) System and method for adaptive antenna impedance matching
US7522900B2 (en) * 2001-03-20 2009-04-21 Broadcom Corporation DC offset correction for use in a radio architecture
US6535725B2 (en) * 2001-03-30 2003-03-18 Skyworks Solutions, Inc. Interference reduction for direct conversion receivers
US7031687B2 (en) * 2001-04-18 2006-04-18 Nokia Corporation Balanced circuit arrangement and method for linearizing such an arrangement
ATE460769T1 (de) * 2001-09-28 2010-03-15 Nxp Bv Gilbert-multiplizierer-zelle mischer
US7356326B2 (en) * 2001-12-12 2008-04-08 Samsung Electronics Co., Ltd. Direct-conversion receiver for removing DC offset
US7038733B2 (en) 2002-01-30 2006-05-02 Ericsson Inc. Television receivers and methods for processing signal sample streams synchronously with line/frame patterns
AU2003238488A1 (en) * 2002-02-01 2003-09-02 Koninklijke Philips Electronics N.V. Additive dc component detection included in an input burst signal
GB0206764D0 (en) * 2002-03-22 2002-05-01 Koninkl Philips Electronics Nv DC offset removal in a wireless receiver
US7536165B2 (en) * 2002-07-24 2009-05-19 Nxp B.V. Offset correction for down-conversion mixers
US7190740B2 (en) 2002-08-19 2007-03-13 Siemens Communications, Inc. Arrangement for dynamic DC offset compensation
US7113760B1 (en) 2003-04-29 2006-09-26 Ami Semiconductor, Inc. Direct conversion receiver for amplitude modulated signals using linear/log filtering
US7139546B1 (en) 2003-04-29 2006-11-21 Ami Semiconductor, Inc. Up-conversion of a down-converted baseband signal in a direct conversion architecture without the baseband signal passing through active elements
US7197091B1 (en) 2003-05-06 2007-03-27 Ami Semiconductor, Inc. Direct conversion receiver with direct current offset correction circuitry
US7006809B2 (en) 2003-05-06 2006-02-28 Ami Semiconductor, Inc. Adaptive diversity receiver architecture
US7215722B2 (en) * 2003-06-09 2007-05-08 Ali Corporation Device for WLAN baseband processing with DC offset reduction
US7336938B1 (en) * 2003-06-18 2008-02-26 National Semiconductor Corporation Phase-alternating mixer with alias and harmonic rejection
SE0302156D0 (sv) * 2003-08-01 2003-08-01 Infineon Technologies Ag Low-latency DC compensation
US6909388B1 (en) 2004-06-23 2005-06-21 Microchip Technology Incorporated Fractal sequencing schemes for offset cancellation in sampled data acquisition systems
US20060145853A1 (en) * 2004-12-22 2006-07-06 Time Domain Corporation System and method for detecting objects and communicating information
US7653359B2 (en) * 2006-01-20 2010-01-26 Broadcom Corporation Techniques to decrease fractional spurs for wireless transceivers
US7647026B2 (en) * 2006-02-16 2010-01-12 Broadcom Corporation Receiver architecture for wireless transceiver
US8218693B2 (en) * 2006-03-09 2012-07-10 Broadcom Corporation Gain control for wireless receiver
US8467473B2 (en) 2006-03-31 2013-06-18 Broadcom Corporation Power control techniques for wireless transmitters
US7933361B2 (en) * 2006-04-05 2011-04-26 Integrated System Solution Corp. Hybrid DC-offset reduction method and system for direct conversion receiver
US7555279B2 (en) * 2006-07-24 2009-06-30 General Dynamics C4 Systems Systems and methods for DC offset correction in a direct conversion RF receiver
US7622987B1 (en) 2007-01-25 2009-11-24 Pmc-Sierra, Inc. Pattern-based DC offset correction
US20090097452A1 (en) * 2007-10-12 2009-04-16 Qualcomm Incorporated Femto cell synchronization and pilot search methodology
WO2009076156A2 (en) * 2007-12-07 2009-06-18 Christian Steele System and method for determination of position
US8428186B1 (en) * 2007-12-27 2013-04-23 Exalt Communications Incorporated Decision directed DC offset removal
US8295304B1 (en) 2007-12-27 2012-10-23 Exalt Communications Incorporated Adaptive multi-service data framing
GB0803710D0 (en) * 2008-02-28 2008-04-09 Nokia Corp DC compensation
US8351874B2 (en) * 2008-04-08 2013-01-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) System and method for adaptive antenna impedance matching
US7995973B2 (en) * 2008-12-19 2011-08-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Own transmitter interference tolerant transceiver and receiving methods
US8055234B2 (en) * 2008-06-27 2011-11-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and apparatus for suppressing strong-signal interference in low-IF receivers
US8855580B2 (en) * 2008-06-27 2014-10-07 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Methods and apparatus for reducing own-transmitter interference in low-IF and zero-IF receivers
US8090320B2 (en) * 2008-12-19 2012-01-03 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Strong signal tolerant OFDM receiver and receiving methods
US8611356B2 (en) * 2009-11-13 2013-12-17 Exalt Communications Incorporated Apparatus for ethernet traffic aggregation of radio links
US20110176641A1 (en) 2010-01-20 2011-07-21 St-Ericsson Sa D.C. Offset Estimation
WO2016142424A1 (en) * 2015-03-09 2016-09-15 Sony Corporation Device and method for determining a dc component
GB201907717D0 (en) * 2019-05-31 2019-07-17 Nordic Semiconductor Asa Apparatus and methods for dc-offset estimation

Family Cites Families (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3922606A (en) * 1974-04-08 1975-11-25 Dicom Systems Adaptive delta modulation information transmission system
US3953805A (en) * 1974-11-07 1976-04-27 Texas Instruments Incorporated DC component suppression in zero CF IF systems
GB1556087A (en) * 1977-12-01 1979-11-21 Standard Telephones Cables Ltd Single channel duplex radio system
AU516022B2 (en) * 1978-09-04 1981-05-14 Western Electric Co. Inc. Differed ial pgm encoder
US4258327A (en) * 1979-07-05 1981-03-24 Rca Corporation Detector circuit with integrating feedback means
SU960857A1 (ru) * 1979-09-27 1982-09-23 Предприятие П/Я А-3726 Экстрапол тор
NL8000883A (nl) * 1980-02-13 1981-09-16 Philips Nv Coherente ontvanger voor hoekgemoduleerde data signalen.
US4345211A (en) * 1980-09-15 1982-08-17 Rockwell International Corporation Digital phaselock demodulator
US4476585A (en) * 1982-01-25 1984-10-09 International Telephone And Telegraph Corporation Baseband demodulator for FM signals
US4454604A (en) * 1982-04-02 1984-06-12 Motorola Inc. Virtual time base direct synchronizer and method therefor
FR2525055A1 (fr) * 1982-04-09 1983-10-14 Trt Telecom Radio Electr Procede de correction de frequence de la porteuse locale dans le recepteur d'un systeme de transmission de donnees et recepteur utilisant ce procede
DE3346725A1 (de) * 1983-12-23 1985-07-04 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Kompensationsschaltung fuer datenmodulator
FR2564663B1 (fr) * 1984-05-15 1986-09-19 Radiotechnique Demodulateur de frequence a largeur de bande ajustable
US4726069A (en) * 1984-05-18 1988-02-16 Stevenson Carl R A muiti-mode modulation and demodulation system and method
US4731796A (en) * 1984-10-25 1988-03-15 Stc, Plc Multi-mode radio transceiver
US4893316A (en) * 1985-04-04 1990-01-09 Motorola, Inc. Digital radio frequency receiver
DE3516492A1 (de) * 1985-05-08 1986-11-13 Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart Funkempfaenger
GB2175473A (en) * 1985-05-17 1986-11-26 Philips Electronic Associated D.c. block capacitor circuit
GB2193405A (en) * 1986-08-01 1988-02-03 Philips Electronic Associated Demodulating an angle-modulated signal
US4736390A (en) * 1986-10-15 1988-04-05 Itt Avionics, A Division Of Itt Corporation Zero IF radio receiver apparatus
US4811425A (en) * 1987-01-09 1989-03-07 Itt Avionics, A Division Of Itt Corporation Apparatus for reducing the effects of local oscillator leakage in mixers employed in zero IF receivers
EP0324581A3 (en) * 1988-01-13 1990-11-07 Hewlett-Packard Company Calibration of vector demodulator using statistical analysis
GB2215545A (en) * 1988-03-16 1989-09-20 Philips Electronic Associated A direct-conversion receiver
EP0343273B1 (de) * 1988-05-27 1994-04-27 Deutsche ITT Industries GmbH Korrekturschaltung für ein digitales Quadratur-Signalpaar
US4944025A (en) * 1988-08-09 1990-07-24 At&E Corporation Direct conversion FM receiver with offset
US4873702A (en) * 1988-10-20 1989-10-10 Chiu Ran Fun Method and apparatus for DC restoration in digital receivers
US4995104A (en) * 1989-05-08 1991-02-19 At&T Bell Laboratories Interference cancelling circuit and method
US5241702A (en) * 1990-09-06 1993-08-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson D.c. offset compensation in a radio receiver
US5140699A (en) * 1990-12-24 1992-08-18 American Nucleonics Corporation Detector DC offset compensator

Also Published As

Publication number Publication date
MX9100956A (es) 1992-05-04
NZ239628A (en) 1995-03-28
DE69128991D1 (de) 1998-04-09
HK1009363A1 (en) 1999-05-28
US5241702A (en) 1993-08-31
EP0474615A3 (en) 1992-10-28
JPH05316158A (ja) 1993-11-26
DE69128991T2 (de) 1998-06-18
AU644208B2 (en) 1993-12-02
FI914165A0 (fi) 1991-09-04
EP0474615A2 (en) 1992-03-11
EP0474615B1 (en) 1998-03-04
CA2050666A1 (en) 1992-03-07
AU8369691A (en) 1992-03-12
ES2115609T3 (es) 1998-07-01
TW201368B (fi) 1993-03-01
CA2050666C (en) 2000-11-28
FI914165A (fi) 1992-03-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
FI108587B (fi) Tasajänniteoffsetin kompensoiminen radiovastaanottimessa
FI115576B (fi) Laite ja menetelmä kantataajuisen digitaalisen virhesignaalin muodostamiseksi adaptiivisessa esivääristimessä
EP1382115B1 (en) Automatic optimization of linearity for envelope feedback rf amplifier linearization
AU698865B2 (en) Digitally compensated direct conversion receiver
KR100366321B1 (ko) 제로-if 수신기에서의 슬로프, 드리프트 및 오프셋 보상
EP1282224B1 (en) Distortion compensation apparatus
WO2001048926A2 (en) Method and apparatus for dc offset correction
WO2001031778A1 (en) Adaptive linearization of power amplifiers
WO2003015366A1 (en) All digital automatic gain control circuit
CA2200660A1 (en) Method of correcting nonlinearities of an amplifier, and radio transmitter employing a method of this type
US7130357B2 (en) Apparatus and method for compensating error for analog quadrature modulator (AQM)
EP3267578B1 (en) Polar transmitter and method for generating a transmit signal using a polar transmitter
JP3576461B2 (ja) ディジタルスイッチング増幅器
EP1058968B1 (en) Quadrature-free rf receiver for directly receiving angle modulated signal
US7400690B2 (en) Adaptive phase controller, method of controlling a phase and transmitter employing the same
JPH1075122A (ja) Ｆｍ信号復調方法及びその装置
KR100535774B1 (ko) 직류 오차/이득 불일치/위상 불일치 보상 장치 및 그를이용한 보상 시스템
JP3221326B2 (ja) 送信装置
US20190181878A1 (en) Delta-sigma converter with pm/fm non-linear loop
NZ260297A (en) Compensating for dc offset in rf signal receiver
NZ524369A (en) Improvements relating to frequency estimation
EP3494640B1 (en) Delta-sigma converter with pm/fm non-linear loop
WO2002048719A2 (en) Method and apparatus for accurate measurement of communications signals
JP3884965B2 (ja) デジタル無線機
KR20020051301A (ko) 직류전원 오프셋이 제어된 디지털 직교 복조 장치