KR100366321B1

KR100366321B1 - 제로-if 수신기에서의 슬로프, 드리프트 및 오프셋 보상

Info

Publication number: KR100366321B1
Application number: KR1019970706289A
Authority: KR
Inventors: 브종 린드퀴스트; 폴 더블유. 덴트
Original assignee: 에릭슨 인크.
Priority date: 1995-03-09
Filing date: 1996-03-01
Publication date: 2003-03-15
Also published as: US5568520A; US20020071506A1; BR9607642A; KR19980702881A; DE69634835D1; EP0813768B1; WO1996028885A1; US5712637A; EP0813768A1; EP0952665A3; AU709812B2; DE69608884T2; US6473471B2; DE69608884D1; CA2213855A1; JP2005137014A; AU5419096A; EP0952665A2; JP3996593B2; JPH11502080A

Abstract

추가적 오프셋 및 슬로프를 산출하기 위해 정보 심볼로 변조된 신호를 처리하기 위한 방법이 개시되어 있다. 먼저, 오프셋 및 슬로프의 초기 추정이 행해진 다음, 1개 이상의 정보 심볼들의 모든 가능한 순차값의 가정이 행해진다. 상기 각각의 가정치에 대해서, 관련 데이터 심볼 순차는 오프셋 및 슬로프의 개선된 추정치를 만드는데 사용되고, 오프셋 및 슬로프의 개선된 추정치는 가정치 각각에 대해서 저장된다. 각각의 가정치에 있어서, 오프셋 및 슬로프의 개선된 추정치는 예상된 신호 값을 산출하는데 사용되고, 변조된 신호의 샘플과 예상 값 사이의 불일치가 계산된다. 그 다음, 가정치는 한 심볼씩 순차적으로 연장되고, 슬로프 및 오프셋 추정치는 갱신되며, 불일치는 누산되어 각각의 연장된 가정치에 대한 경로 미터 값을 형성하며, 상기 경로 미터 값에 근거한 상기 가정치들 간의 해결은 비터비 순차적 최대 우도 순차 추정 공정(Viterbi Sequential Maximum Likelihood Sequence Estimation process)를 사용하여, 상기 추가적 슬로프 및 오프셋에 의해 거의 손상을 입지 않은 상기 변조된 정보 심볼의 최대 근사 가정치(a most likely hypothesis)를 생성한다.

Description

제로-ＩＦ 수신기에서의 슬로프, 드리프트 및 오프셋 보상{SLOPE, DRIFT AND OFFSET COMPENSATION IN ZERO-IF RECEIVERS}

무선 수신기 분야에서는, 수신기에 사용된 동조 회로의 수를 감소시키기 위한 노력이 집중적으로 되어 왔다. 동조 회로의 수를 감소시키므로써, 수신기의 많은 부분은 집적될 수 있어 더 작은 수신기를 만들 수 있게 된다. 이들 소형 수신기는 셀룰러 전화와 같은 여러 분야에 사용될 수 있다. 그러한 수신기의 디자인에서의 주요한 개선점은 "제로-IF (zero-IF)" 기술로서 알려진 기술이다.

이론적으로, IQ 무선 수신기는 도 1에 따라 구성될 수 있는데, 여기에서 안테나(1)로부터의 무선 신호 S는 2개의 평형, 구상 믹서(balanced, quadrature mixers, 2a, 2b) (수학적-승산 소자)에 직접 인가되어, 신호는 국부 발진기(3)에 의해 발생된 신호 S의 반송 주파수에서 사인 및 코사인파에 의해 각각 승산된다. 이런 방식으로, I-채널 또는 동상 신호 및 Q-채널 또는 구상 신호가 발생된다. 승산 소자는 2f 주위의 합 주파수 성분 및 제로 주파수 주위의 차 주파수 성분 둘다를 갖는 출력을 산출한다. DC 또는 저역 필터(4a, 4b)는 합 주파수 성분을 제거하고 차 주파수 성분을 받아들인다. 제로 주파수 성분은 고주파 증폭기 대신에 저주파 증폭단(5a, 5b)에 의해 소정의 편리한 레벨로 증폭될 수 있다. 근본적으로, 제로-IF 수신기는 인입 신호를 단일 연산에서 기저대로 직접 변환시키므로써 중간 주파수로의 중간 변환을 제거한다.

실제로, 소위, 제로-IF 방법은 여러 가지 실질적인 문제점에 봉착하는데, 그 중 하나는 완전한 수학적 승산기에 비해 평형 믹서의 결함과 관련되어 있다. 이러한 결함의 가장 곤란한 점은 소망 신호보다 크기가 여러 차수 클 수 있는 DC 오프셋 또는 정재 전압(standing voltage)의 발생이다. 믹서 출력을 수신하는 저주파 증폭기는 소망 신호가 충분히 증폭되기 전에 큰 DC 오프셋 길이만큼 강제로 포화 상태로 될 수 있다.

조기 포화 상태를 방지하기 위해서, RF 증폭기는 소망 신호 전압 레벨을 상승시키기 위해서 믹서의 앞쪽에 부가될 수 있다. 불행하게도, 오프셋의 공통 소스는 코히어런트 간섭을 야기하는 국부 사인파 발진기로부터 다시 안테나까지의 누설량이다. 그 결과, RF 증폭은 소망 신호 및 코히어런트 간섭이 동등하게 증폭되기 때문에 만족스런 해결책은 아니다.

종래 수퍼헤테로다인 무선 수신기에 사용된 다른 제안 해결책은 본래의 안테나 주파수에서 입력 신호를 부분 증폭하는 것이다. 그 다음, 부분 증폭된 신호는 평형 구상 믹서에 인가되기 전에 또 다른 증폭을 위해 편리한 중간 주파수 IF로 변환된다. 이 상황에서, 국부적으로 발생된 사인 및 코사인파는 안테나 주파수보다는 IF에 있고, 따라서 안테나로 다시 돌아가는 누설량은 그다지 중요하지 않다.그러나, IF 동조 회로를 부가하므로써, 제로-IF 수신기의 단순성 및 사이즈 감소는 헛되게 된다. IQ 믹서로부터의 DC 오프셋을 극복하기 위한 다른 방법은 AC 커플링, DC 블록킹, 하이-패스 필터링 또는 미분 등으로 다양하게 불리는 기술을 사용하여 정재 또는 DC 오프셋 전압을 제거한다. 이런 방법으로 인한 트레이드-오프는 DC 및 저주파 성분이 손실되거나 상당히 왜곡되는 결과를 낳는다. 이런 트레이드-오프는 QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) 또는 MSK (Minimum Shift Keying) 변조 기술을 사용하는 디지털 전송 시스템에서는 받아들여지지 않는다. 이들 변조 기술은 보존되어야 할 저주파 성분을 발생한다.

미국 특허 제 5,241,702호는 소망 신호의 DC 및 저주파 성분을 손실 및 왜곡시키지 않고 저주파 오프셋을 보상하기 위한 방법을 개시한다. 초기에는, 수신된 신호는 미분되어 DC 오프셋을 필터 처리한다. 신호는 적절한 레벨로 증폭된 다음 적분되어 본래의 DC 및 저주파 신호 성분을 재포착한다. 적분은 근본적으로, 정해진 크기의 임의 적분 상수를 사용하여 상기 필터된 성분을 본래 값으로 상기 증폭된 신호 내에 복구하여, 복구된 신호를 발생한다. 소망 신호의 선정된 신호 패턴 또는 고유 신호 특성을 이용하는 다양한 기술을 사용하면, DC 오프셋 추정치는 복구된 신호로부터 감산되어, 왜곡이 거의 없는 증폭, 수신된 신호가 남는다. I 및 Q 파형들의 시간 미분을 디지털화하므로써 원하지 않는 DC 오프셋을 제거하는 양호한 방법이 설명된다. 미분을 디지털화한 후, 디지털 값은 I, Q 값들을 복구하기 위해 I 및 Q 누산기 내에서 재적분된다. 재적분 공정은 임의 적분 상수를 I 및 Q 값으로 유도하는데, 이들 값들은 그러나, 소망 신호의 크기에 필적하고, 상기특허에 의해 추정 및 제거될 수 있다. 디지털 공정에서의 에러는 계통적 증가 또는 감소를 나타내는 재적분된 I 및 Q 값들로 추가적으로 유도될 수 있고, 이러한 원하지 않는 슬로프는 I 및 Q 파형들로부터 이들 계통적 에러를 감산시키고 상수 및 슬로프를 둘다 제거하므로써 원하지 않는 임의 재적분 상수를 제거함과 동시에 제거된다. I 및 Q 파형은 수치 신호 처리 알고리즘에 의해 처리되어, 정보를 복조 및 디코드시킨다.

비. 룬드퀴스트(B. Lundquist)등의 "A New Approach to Eliminate the DC Offset in a TDMA Direct Conversion Receiver", 43rd IEEE Vehicular Technology Conference, Seeaucus, N.J., USA, May 18-20, 1993, pp. 754-757에는 신호를 미분, 디지털화 및 적분시키므로써 직접 변환 수신기 내의 DC 오프셋으로 인한 문제점을 극복하는 방법이 기재되어있다.

그러나, 상기 방법들에도 여전히 문제점은 남는다. 신호 슬로프 또는 DC 오프셋의 변화율은 계속 문제점을 야기한다. 따라서, 무선 입력 신호 상에서 변조된 디코드된 정보가 거의 손상되지 않도록, 변화율 또는 신호 슬로프에 대한 보상 방법을 제공하는 것이 바람직하다.

<발명의 요약>

본 발명의 목적은 무선 입력 신호 상에서 변조된 디코드된 정보가 거의 손상되지 않도록, 변화율 또는 신호 슬로프에 대한 보상 방법을 제공하는 것이다. 본 발명의 한 실시예에 따른 무선 수신기는 안테나를 통해 신호를 수신하고, 국부 기준 발진기를 사용하여 이 신호를 혼합하여 복소 기저대로 떨어뜨린다. 복소 기저대 신호는 실수부 (I 파형) 및 허수부 (Q 파형)을 포함하는데, 이들은 믹서 결함으로부터, 또는 코히어런트 자기-간섭으로서 안테나에서 수신되는 기준 발진기 누설 방사로부터 발생하는 DC 오프셋에 의해 전와된다.

본 발명은 무선 수신기, 특히 중간 주파수가 제로인 수퍼헤테로다인 수신기의 특별한 경우인 보상 무선 수신기에 관한 것이다.

이하, 첨부된 도면을 참조한 설명으로부터 본 발명의 특징 및 장점이 당업자가 쉽게 알 수 있게 한다.

도 1은 제로-IF 기술을 사용하는 종래 수신기를 도시하는 간략한 블록도이다.

도 2는 종래의 호모다인 수신기를 도시한다.

도 3은 본 발명의 한 실시예에 따른 A/D 변환기에서 슬로프 에러 보상을 도시한다.

도 4는 I 및 Q 파형들의 A/D 변환 이후의 슬로프 보상을 도시한다.

본 발명의 한 실시예에 따르면, 사전에 추정된 에러는 디지털화 공정에 귀환되어, I, Q 신호의 미분을 디지털화시키는데 있어서 에러를 감소시킨다. 양호한 디지털화 기술은 가변 스텝사이즈(variable stepsize)를 갖는 고 비트율 델타 변조(high bit-rate delta modulation)를 이용한다. 가변 스텝사이즈는 주 적분기 캐패시터를 충전시키기 위해 서로 다른 전류값을 갖는 정 및 음의 전류원을 스위칭시키므로써 얻어진다. 슬로프 에러는 정 및 음의 전류원 쌍이 동일한 전류 크기를 발생시키지 목할 때 발생한다.

본 발명의 한 실시예에 따르면, 동등하지 않은 전류원 값은 재적분 I, Q 누산기에 인가되는 대응하게 동등하지 않은 디지털 증분/감분 값을 사용하므로써 보상되고, 상기 값들은 교정 절차에 의해 설정되거나, 추정된 슬로프 에러로부터 산출된 귀환에 의해 갱신된다.

본 발명의 한 실시예에 따르면, 처리를 위해 신호를 기저대로 직접 변환하기 위한 개선된 무선 수신 장치가 개시된다. 무선 수신 장치는 실수형 파형 및 허수형 파형을 갖는 복소 기저대 신호로 무선 입력 신호를 변환시키기 위한 직접 변환 수단을 포함한다. 슬로프 및 오프셋 보상 수단은 실수형 및 허수형 파형에서 오프셋 및 계통적 드리프트를 추정하고 드리프트 및 오프셋에 대해 보상하여, 무선입력 신호 상에서 변조된 정보의 디코딩이 거의 손상을 받지 않게 된다.

본 발명의 다른 실시예에 따르면, 개선된 아날로그/디지털 변환 장치가 개시된다. 비교기 수단은 입력 신호 전압과 귀환 전압을 비교하고, 클럭 펄스 트레인에 의해 결정된 정규 반복율로 고/저 지시를 발생한다. 주 적분기 수단은 제어된 전류를 적분하여 귀환 전압을 발생한다. 차지 펌프 수단은 스텝사이즈 제어기에 의해 크기가 제어되고 고/저 지시에 따라 방향 또는 부호가 제어된 상기 제어된 전류를 생성한다. 스텝사이즈 제어기 수단은 고/저 지시의 과거 값에 따라 상기 전류 크기를 제어하고, 정방향의 전류 흐름과 부방향의 전류 흐름에 대한 차지 펌프에 의해 발생된 전류 크기를 나타내는 디지털 스텝사이즈 값을 생성한다. 누산기 수단은 디지털 스텝사이즈 값을 가감하여, 입력 신호 전압 파형을 나타내는 일련의 누산된 디지털 값을 생성한다.

본 발명의 한 실시예에 따르면, 추가적 오프셋 및 슬로프를 산출하기 위해 정보 심볼로 변조된 신호를 처리하는 방법이 개시된다. 먼저, 오프셋 및 슬로프의 초기 추정이 행해진 다음, 1개 이상의 정보 심볼들의 모든 가능한 순차값의 가정이 행해진다. 상기 각각의 가정치에 대해서, 관련 데이터 심볼 순차는 오프셋 및 슬로프의 개선된 추정치를 만드는데 사용되고, 오프셋 및 슬로프의 개선된 추정치는 가정치 각각에 대해서 저장된다. 각각의 가정치에 있어서, 오프셋 및 슬로프의 개선된 추정치는 예상된 신호 값을 산출하는데 사용되고, 변조된 신호의 샘플과 예상 값 사이의 불일치가 계산된다. 그 다음, 가정치는 한 심볼씩 순차적으로 연장되고, 슬로프 및 오프셋 추정치는 갱신되며, 불일치는 누산되어 각각의 연장된가정치에 대한 경로 미터 값을 형성하며, 상기 경로 미터 값에 근거한 상기 가정치들 간의 해결은 비터비 순차적 최대 우도 순차 추정 공정(Viterbi Sequential Maximum Likelihood Sequence Estimation process)를 사용하여, 상기 추가적 슬로프 및 오프셋에 의해 거의 손상을 입지 않은 상기 변조된 정보 심볼의 최대 근사 가정치(a most likely hypothesis)을 생성한다.

도 2는 본 명세서에서 참고로 인용된 미국 특허 제5,241,702호의 원리에 따른 직접 변환 수신기(10)을 도시한다. 안테나(11)은 강한 대역외 간섭자(strong out-of-band interferers)를 제거하기 위해서 필터(12) 내에서 필터링되는 무선 신호를 수신한다. 필터된 신호는 저잡음 증폭기(13) 내에서 증폭된 다음, 수신되는 채널 주파수의 중심에 공칭 동조되는 국부 기준 발진기(16)에 대해 구상 믹서(14및 15) 내에서 하향 변환된다. 믹서(14 및 15)로부터의 복소 기저대 신호는 채널 필터(17 및 18) 내에서 저역 필터링된다. 차단 주파수 Fc를 갖는 필터를 이용하여 복소 기저대 신호를 저역 필터링하는 것은 2Fc의 필터 대역폭으로 무선 신호를 대역 필터링시키는 것과 같다. 직접 변환 수신기를 사용하여 얻어진 장점들 중 한가지는 저역 필터가 고-Q 대역 필터보다 구성하기가 쉽다는 것이다. 호모다인 수신기가 갖고 있는 문제점은 입력 신호가 존재하지 않을 때 믹서(14 및 15)가 제로 레벨을 제공하지 않는다는 것이다. 대신, 믹서는 수십 밀리볼트 정도의 정적 DC 레벨을 출력한다. 증폭기(13)이 안테나에서 수신된 마이크로볼트 레벨로부터 원하는 신호를, DC 오프셋을 억제하는데 필요한 수백 밀리볼트의 레벨로 상승시키기 위해 커다란 증폭량을 제공하도록 시도하는 경우, 필터(17 및 18)을 통과한 후까지 제거되지 않는 다른 채널 내의 더 강한 신호는 상당히 더 큰 레벨로 증폭되며, 소정의 배터리 전원 전압에 의해 결정된 제한된 전압 스윙 능력(limited voltage swing capability)을 갖는 증폭기(13)과 믹서(14 및 15)를 포화시킨다. 더욱이, 코히어런트 자기-간섭으로서 안테나(11)에서 수신되는 발진기(16)으로부터의 누설에 의해 믹서 출력 오프셋이 발생되면, 증폭기(13) 내에서의 증폭을 증가시킬 필요가 없는데, 이는 그들의 비율을 개선하지 않고도 원하지 않는 신호뿐만 아니라 DC 오프셋을 증가시키기 때문이다.

미국 특허 제5,241,702호의 원리에 따르면, 믹서(14 및 15)로부터의 DC 오프셋은 신호 성분이 정보에 대하여 변조로 인해 변하는 동안 DC 오프셋이 비교적 정적이라는 사실 때문에 더 작은 신호 성분과는 구별될 수 있다. 따라서, 필터된믹서 출력 신호의 변화 또는 시간 미분을 디지털화하는 수단이 사용된다.

따라서, I 및 Q 채널 신호는 정적 DC 오프셋 성분을 제거하기 위해 미분 후에 양호하게 디지털화되고, 이는 델타 변조 변환기에 의해 달성된다. 각 채널에 대한 델타 변조 변환기는 차지 펌프(26)으로부터의 충전 또는 방전 전류 펄스에 의해 입력 I 또는 Q 신호를 따르도록 구동되는 주 적분기 캐패시터(19 및 20)을 포함한다. 비교기(21 및 22)는 I 및 Q 신호들을 각 캐패시터 상의 전압과 비교하고, 정규 클럭 속도로 래치(23 및 24) 내에 등록된 다음 스텝 전류 제어 로직 유닛(25) 내에서 처리되는 고/저 지시를 발생하여, 업/다운 명령을 차지 펌프(26)에 제공한다. 비교기(21 및 22)은 한 입력에 인가된 주 적분기 캐패시터 상의 전압과 다른 입력에 인가된 I 또는 Q 신호 사이의 마이크로볼트의 아주 작은 에러도 감지할 수 있다. 따라서, 대부분의 수신기 이득은 비교기(21 및 22) 내에서 발생한다고 말할 수 있는데, 이들 비교기는 논-제로 중간 주파수를 갖는 종래 수퍼헤테로다인 수신기에 사용된 엄격히 제한되는 중간 주파수 증폭기 체인에 대한 유사한 기술적 조건을 갖는다.

고 동적 범위, 즉 잡음 레벨부터 이보다는 강한 100 dB 정도까지의 범위에 있는 원하는 신호 레벨을 조정할 수 있는 능력을 갖는 수신기를 제공하기 위해서, 델타 변조 기술은 가변 스텝사이즈 또는 콤팬딩(companding)을 사용할 수 있으므로, 이에 의해 스텝 제어 로직 유닛(25)은 주 적분기 캐패시터가 큰 신호 스윙 또는 작은 신호 스윙을 따르게 할 필요성에 따라 상이한 전류 크기의 차지 펌프를 인에이블시킬 수 있다. 전형적인 콤팬딩 원리는 캐패시터 상의 전압이 신호 변화와보조를 맞추기 어렵다는 것을 보여주는, 비교기(21 또는 22)가 3개의 연속적인 "업"들 또는 3개의 연속적인 "다운"들을 지시하는 경우, 스텝사이즈 또는 차지 펌프 전류를 증가시키기로 결정하는 것이다. 스텝사이즈를 증가시키기 위한 결정은 로직 유닛(25) 내의 스텝사이즈 레지스터에 증분이 가산되도록 하는 것이며, 스텝사이즈를 증가시키도록 결정하지 않으므로써 스텝사이즈 레지스터가 감분을 이용하여 감소되게 한다. 상이한 콤팬딩 규칙을 제공하는 상이한 증분 및 감분은 공지되어 있고, 본 발명의 일반적 원리에 중요한 것은 아니나, 2개의 채널 내의 이득의 질을 보전하기 위해서 공통 스텝사이즈 레지스터에 의해 I 및 Q 채널 델타 변조기 둘다에 콤팬딩이 함께 적용된다는 것은 중요하다.

스텝사이즈 레지스터에 잠시 상주하는 값은 예를 들어, 1, 1/2, 1/4, 1/8 ....의 2진 비율로 되어 있는 전류 크기를 갖고 있고 스텝사이즈 레지스터 내의 대응 2진 비트에 따라 각각을 인에이블링시키는 일련의 차지 펌프들을 구성하므로써, 차지 펌프(26)으로부터의 대응 전류 펄스 값을 결정하는데 사용될 수 있다. 따라서, 스텝사이즈 레지스터가 값 100000을 포함하면, 1 단위의 가장 큰 전류값을 갖는 전류원만이 인에이블될 수 있고, 레지스터가 01010000을 포함하면, 1/2 ＋ 1/8 = 0.625 단위들의 전류값이 얻어질 수 있다. 전류의 부호는 I 채널용 래치(23) 및 Q 채널용 래치(24) 내에 래치된 비교의 부호에 의해 결정되고, 정 전원 레일(positive supply rail)에 접속된 P형 전류원이 관련 캐패시터를 고전압으로 충전시키도록 인에이블되게 하거나, 부 전원 레일에 접속된 N형 전류원이 캐패시터를 저전압으로 방전시키도록 인에이블되게 한다. 그러나, 충전 또는 방전 전류의크기는 스텝 제어 레지스터의 비트 내용에 의해 결정된다.

따라서, 캐패시터(20 및 21)은 큰 DC 오프셋, 또는 상부에 작은 신호 변화가 있는 페디스틀로 각각 구성되는 I 및 Q 파형들을 따르는 원인이 된다. 델타 변조기의 스텝들의 업/다운 시리즈는 신호 변화를 나타내나, 그에 의해 제거되는 DC 오프셋은 아니다. 누산기(27 및 28)은 스텝사이즈 레지스터 값들을 수신하고, 2-채널 콤팬드된 델타 변조기에 의해 I, Q 신호에 대해 생성된 업/다운 부호 순차를 수신하며, 관련 I 또는 Q 부호에 따라 각각의 누산기에 디지털 스텝 값을 가산 또는 감산시킨다. 누산기는 TDMA 무선 신호 버스트의 시작에서와 같이 몇몇 편리한 포인트에서 제로로 재설정될 수 있고, 그 후, 믹서 DC 오프셋이 제거된 신호 I, Q 파형들을 따른다. 누산기가 재설정되었을 때, 수신된 신호의 대응하는 I 또는 Q 부분이 그 때에 제로가 아니었더라면, I 또는 Q 파형의 DC 시프트 또는 오프셋을 나타내지만, 신호 레벨 자체보다 조금도 클 수 없으므로, 누산기(27 및 28)로부터의 디지털 값이 최대 또는 최소로 포화시키도록 하는 위험성이 없는 에러가 발생된다. 임의 재적분 상수를 나타내는 이러한 잔류 오프셋은 종래 형태의 예상된 신호를 사용하고 에러를 추정하므로써 제거될 수 있다. 그 다음, 추정된 에러는 또 다른 처리 이전에 누산기 출력 값으로부터 감산된다.

누산기(27 및 28)로부터의 출력 신호에 대한 연산을 실행하기 위한 양호한 방법은 메모리 내에서 TDMA 버스트와 같은 몇몇 적절한 신호 세그먼트에 대해 모든 값들을 수집한 다음 이들을 역순환적으로 처리하는 것이다. 임의 재적분 상수를 제거하는 한가지 방법은 예를 들어, 세그먼트에 대해 I 샘플 및 Q 샘플의 평균 값을 계산하여 이를 제로라고 예상한 다음, 저장된 I 및 Q 값으로부터 중간 값(mean value)을 감산하는 것이다. 디지털 변조된 정보를 복조시키도록 처리하는 좀 더 정교한 방법은 비터비 이퀄라이저를 사용할 수 있어, 전파 경로 또는 무선 채널 내의 에코 또는 심볼간 간섭(echos or Intersymbol Interference)을 보상하고, 지연된 에코의 진폭 및 위상을 추정하기 위해 신호 스트림 내에 주기적으로 삽입된 공지된 심볼의 트레이닝 패턴을 사용하므로써 동작하게 한다. 가장 긴 에코 지연을 초래할 정도로 충분한 길이의 데이터 심볼 순차가 요구된(postulated) 다음, 에코 추정치를 사용하여, 예상되는 대응 I, Q 값이 산출된다. 수신된 I, Q 값과 예상된 값 사이의 에러는 상호 호환성 있는 연속 데이터 순차 공리(sequence postulates)들에 대해 보상하고, 가장 작은 누산적 에러 (경로 미터)를 갖는 순차는 출력으로서 선택된다.

이 공정에서, 에코 뿐만 아니라 적분 상수를 추정하기 위해 공지된 트레이닝 패턴을 사용할 수도 있고, 추정된 적분 상수는 에코 추정치와 데이터 순차 미분을 사용하여 만들어진 I, Q 예측치에 간단하게 부가되어, 상기 일정한 오프셋을 포함하는 수신될 I, Q 값을 예측한다. 따라서, 재적분의 일정한 오프셋은 비터비 이퀄라이저의 누적적 경로 미터에 기여하는 것이 방지되므로, 최대 유사 데이터 심볼 순차의 결정에서 에러를 발생하지 않는다.

도 2에 도시된 수신기에서, I, Q 누산기(27 및 28)로부터의 디지털 출력 값들은 I, Q 신호를 따르는 원인이 되는 캐패시터(19 및 20) 상의 전압 값에 대응한다. 누산기가 제어 로직 유닛(25)의 스텝사이즈 레지스터에 의해 주어진 동일한스텝 크기의 디지털 적분을 수행하는 동안, 캐패시터는 주어진 스텝 크기의 연속적 업/다운 전류 펄스의 아날로그 적분을 수행한다. 그러나, 차지 펌프(26)에 의해 발생된 전류와 스텝사이즈 레지스터 값과의 사이의 정확한 대응을 달성하기는 실질적으로 불가능하다. P형과 N형의 전계 효과 트랜지스터에 그리고 NPN과 PNP 바이폴라 트랜지스터들 사이에는 이미 알려진 물리적 차이가 있는데, 이는 관련된 양의 전류원과 정확하게 크기가 동일한 음의 전류원을 얻는 것을 어렵게 만든다. 따라서, 양의 전류원이 인에이블되고 대응하는 스텝사이즈 레지스터 값 V가 누산기에 가산되고, 이어서 음의 전류원이 인에이블되고 값 V가 누산기로부터 감산되면, 누산기 값은 정확하게 본래의 값으로 돌아가지만, 대응하는 캐패시터 값은 충전 전류와 방전 전류 사이의 작은 차이로 인해 복귀되지 못한다. 따라서, 업/다운 명령의 트레인 이후에, 캐패시터 전압 및 누산기 전압은 차이가 있다. 델타 변조 공정에 본래 있는 부귀환은 캐패시터가 입력 신호를 따르게 강제하지만, 누산기 값은 업/다운 쌍에 대한 양을 증가시키므로써 차이가 생기므로, 결국 오버플로우를 야기하는 슬로프 에러를 나타낸다. 누산기 값과 실제 I, Q 값 간의 차이가 발생하는 문제는 본 발명에 의해 해결된다.

본 발명의 한 실시예는 델타 변조 A/D 변환 공정, 특히 디지털 재적분 공전 내에 슬로프 에러 보상을 포함한다. 도 3은 본 발명에 따른 슬로프 에러 보상 방법을 도시한다. 다수의 선택기 게이트(23, 31, ...32)들은 접속되어, 델타 변조기의 비교기에 의해 결정된 업/다운 스텝의 부호가 + (업) 또는 - (다운)인지에 따라 제1 값 (양의 값)과 제2 값 (음의 값) 사이를 선택한다. 양 및 음의 값들의각 쌍은 대응하는 레지스터 쌍 또는 메모리 장소에 저장된다. 본 분야의 숙련자들은 레지스터 및 선택기(30, 31, ...32)들의 배치가 어드레싱 배치가 적절한 작은 랜덤 액세스 메모리 또는 전기적으로 소거가능하고 프로그램가능한 판독 전용 메모리 (E2PROM)에 의해 집적회로 내에서 알맞게 구현될 수 있음을 알 수 있다.

각 레지스터 쌍과 관련 선택기는 스텝사이즈 레지스터 내의 특정 비트에 대응한다. 종래 기술에서, 스텝사이즈 레지스터 내의 비트는 중요성에 따라 전류 크기를 나타내었고, 비트들은 항상 시리즈 1, 1/2, 1/4, 1/8, ..... 비율로 되어 있다. 전류의 부호는 스텝사인 비트(stepsign bit)에 의해 지시되었고, 그래서 특정 스텝사이즈 비트에 의해 지시된 크기는 부호와 관계없이 동일하다. 실제 정 및 음의 전류원은 완전히 일치될 수 없기 때문에, 슬로프 에러를 증가시킨다. 도 3에 도시된 배치에서, 레지스터 쌍에 저장된 크기는 정 및 부 스텝사인과는 관계없다. 더욱이, 상이한 스텝사이즈 레지스터 비트와 관련된 값들은 서로 다수의 2 관계(a power of two relationship)를 견디기 위해 제한되지 않는다. 오히려, 각 레지스터는 스텝사이즈 레지스터의 특정 비트에 의해 인에이블되는 정 또는 음의 전류원의 실제 전류를 나타내는 값으로 프로그램될 수 있다. 따라서, 전류원 또는 이들의 조합이 주 적분기 캐패시터 상의 전하를 증가 또는 감소시키도록 인에이블되면, 누산기(38)은 정확히 대응하는 값으로 증가 또는 감소된다. 이는 선택기(30, 31, ...32)로부터의 레지스터값들 중 선택된 하나를 가산기(37)을 통해 패스시키도록 관련 게이트(33, 34, ...35)를 인에이블시키는 스텝사이즈 레지스터(36) 내의 2진수 "1"과 동등한 각 비트를 통해 발생된다. 따라서, 누산기(38)에 가산기(37)을 통해 가산되도록 선택된 디지털 값은 스텝사이즈 레지스터(36) 및 스텝사인 비트에 의해 주 적분기 캐패시터 내로 합산되도록 인에이블되는 아날로그 전류원 값에 대응한다. 따라서, 누산기 값은 원하는 신호 성분을 차례대로 따르는 주 적분기 캐패시터 상의 전압 변화를 좀 더 정확하게 따르게 된다. 그 정확성은 정 및 음의 전류원의 상대적 전류값들을 정확하게 나타내는 레지스터/선택기 회로(30, 31, ...32) 내에 값들을 프로그래밍하므로써 최적화된다. 이는 예를 들어, 각 전류원이 차례대로 인에이블되고, 전류값이 측정되며, 대응하는 디지털 값이 메모리에 저장되는 교정 절차에 의해 생성 스테이지에서 실행된다. E2PROM과 같은 불휘발성 메모리는 그러한 공장 교정값을 저장하기 위한 디바이스의 메인 제어 마이크로프로세서에 부착되도록 정상적으로 제공된다. 저장된 값들은 나중에 리콜될 수 있고 (예를 들면, 파워-업 시에), 레지스터(30, 31,...32) 내로 다운로드될 수 있다.

또한, 동작 중에 레지스터(30, 31,...32)의 정확한 내용을 알 수 있다. 신호 세그먼트를 디코딩하고 정보 내용을 결정한 후, 그 정보 내용에 대해 예상되는 파형으로부터의 수신된 신호 파형의 편이가 디지털 신호 프로세서 내부에서 결정될 수 있다. 편이는 I 및 Q 파형들 각각의 신호 세그먼트에 대해 중간 슬로프 또는 드리프트로서 표시된다. 게다가 각 전류원의 복수배가 양의 전류를 발생시키고 그것의 복수배를 발생시키도록 인에이블된 경우, 음의 전류는 도 3의 독창적인 배치를 채택하는 로직 유닛(25)에 의해 결정되는 것이 유익하다. 각 전류원 Ii의 복수배를 표시하는 것은 Ni에 의해 활성화된 다음, 다음 식이 적용된다:

N1.I1 + N2.I2 ..... + Nm.Im = 버스트의 처음과 끝 사이의 신호 전압차

이는 한 신호 세그먼트만을 처리한 후에 Ii의 값을 분리시키도록 해결될 수는 없지만, 대략 m개의 신호 세그먼트들을 처리한 후에는 식을 해결하기에 충분하다. 실제로, 칼맨 순차 최소 스퀘어 공정(Kalman sequential least squares process)은 Ii 값의 교정을 갱신하기 위한 양호한 방법이다. 칼맨 절차는 지금까지 수집된 모든 식들을 최소 스퀘어 센스에서 해결하기 위한 방법이지만, 효율적인 방법으로 가장 최근에 얻어진 방정식 계수에 의하여 이전의 가장 최상의 해결책으로부터 변화를 표시한다. 따라서, Ii 값의 교정은 각 신호 세그먼트 처리 후에 칼맨 공정에 의해 갱신될 수 있다.

하드웨어 관련 파마메터의 교정은 신속하게 변화될 것으로 예상되지 않기 때문에, 칼맨 절차를 그렇게 자주 실행할 필요성이 없을 수 있다. 프로세서 파워를 보존하기 위해서, 유사한 Ni 값을 갖는 그룹으로 다수의 상기 방정식을 모은 다음, 가끔 이 모아진 그룹만을 처리할 수 있다. 예를 들면, 가장 큰 계수로서 N1을 갖는 모든 방정식들이 그룹 1로 합해지면, N1 계수의 합은 다른 계수들의 합들에 대해 점진적으로 우위를 차지하게 된다. 마찬가지로, 가장 큰 계수로서 N2를 갖는 모든 방정식들이 그룹 2로 합해지면, N2 계수의 합은 우위를 차지하게 된다. 이런 식으로 m개의 그룹으로 방정식들을 누적하는 것은, 직접 또는 순차적 칼맨 기술에 의해 해결을 위해 가장 잘 조절된 것과 같이, 대각선 계수 매트릭스를 갖는 경향이 좀 더 강한 누적 방정식 세트를 제공한다.

슬로프 보상을 위한 다른 기술은 도 4에 도시된다. 도 4는 디지털화 공정이후에 복소수 샘플들의 순차에 의해 표시되는 I 및 Q 파형 쌍을 도시한다. 처음에는, I 및 Q 누산기가 정보 관계 신호 샘플(information bearing signal samples)들이 수신되기 직전에 제로로 설정된 것으로 가정한다. 수신된 신호 이외에 잡음이 재설정 순간에 실제로 제로인지가 알려져 있지 않기 때문에, 임의 재적분 상수로서 공지된 에러가 유입되지만, 이는 현재 소망 신호 변화보다 그 크기가 크지 않다. 도 4는 이런 일정한 오프셋 및 계통적 슬로프 둘다를 갖는 I, Q 파형들을 도시한다. 오프셋 및 슬로프는 I 및 Q 파형과는 무관하고, 개별적으로 결정되어야 한다. 한가지 간단한 방법은 최상의 스트레이트 라인을 식 Y = aX + b의 디지털화된 값 순차에 단순히 합치시키는 것이다. 곡선 합치 기술은 종래 기술에서 잘 알려져 있다. 최소 스퀘어 센스 내의 스트레이트 라인을 I 또는 Q 순차에 합치시키는 결과는 I 파형의 슬로프에 대해 값 a_I를 산출하고, I 파형의 일정한 오프셋에 대해 b_I를 산출하며, Q 파형에 대해 대응하는 값을 산출한다. 그 다음, 슬로프 및 오프셋은 또 다른 처리 이전에 I 및 Q 파형으로부터 감산된다. 이러한 간단한 절차는 정보 변조가 세그먼트에 대해 제로로 평균화되고 슬로프 및 오프셋 결정시에 현저한 부정확성을 발생시키지 않도록 신호 세그먼트가 비교적 긴 경우에 만족될 수있다. 그렇지 않은 경우에는, 오프셋 및 슬로프의 초기 추정치는 디지털 음성 신호를 정보 파형으로서 표시할 수 있는 디지털 정보의 디코딩이 공지되는 동안 정련될 수 있고, 슬로프 및 오프셋의 결정으로부터 감산될 수 있다. 비터비 이퀄라이저에 의한 디지털 정보의 디코딩에 있어서, 정련(refining)은 주파수 에러 추정치를 갱신하기 위한 미국 특허 제5,136,616호, 채널 추정을 위한 미국 특허 제5,204,878호, 및 채널 이득 추정과 관련하여 "고속 자동 이득 제어 (Fast Automatic Gain Control)"이란 명칭의 미국 특허 출원 제08/305,651호에 개시된 "비터비 상태당 칼맨 (Kalman per Vierbi state)" 로서 공지된 기술에 의해 각 I, Q 샘플을 양호하게 처리한 후에 연속적으로 수행될 수 있다. 이들 특허 및 출원은 본 명세서에서 참고로서 인용된다.

"상태당 칼맨(per-state Kalman)"에서, 데이터 순차를 디코딩하기 위한 비터비 순차 최대 우도 순차 추정 절차는 다수의 애스-옛 미해결 데이터 순차 가정치(a number of as-yet unresolved data sequence hypotheses)들을 유지한다. 데이터에 대한 데이터 순차의 각 가정치와 관련하여, I, Q 파형들의 슬로프 및 오프셋의 추정은 가정된 데이터 순차의 효과가 제거된 채로 행해질 수 있다. 각 상태에 있어서, 경로 미터는 공지된 비터비 기술에 따라 계산되고 관련 데이터 순차 가정치의 우도가 정확함을 지시한다. 각 데이터 순차 가정치와 관련된 파라메터의 수집은 "상태 메모리"로서 공지된다. 특정 상태로 저장된 오프셋 및 슬로프는 먼저 다음 데이터 비트가 0이라는 가설과 그 다음 2진수 1이라는 가설하에서 다음 I, Q 값을 예측하는데 사용된다. 예측된 것과 실제 I, Q 값 사이의 불일치가 계산되고 누적 경로 미터에 가산되어, 새로운 경로 미터를 얻는다. 이런 식으로, 상태들의 수는 먼저 2배로 되지만, 그 다음 가장 오래된 비트들을 제외한 모든 것들에 일치하는 상태들의 쌍들 중 최상의 것만을 계속 유지하도록 선택하므로써 반감될 수 있다. 유지된 상태들은 1 데이터 심볼만큼 연장된 데이터 순차 가정치를 포함하고, 각 상태에서의 슬로프 및 오프셋의 추정치는 각 연장된 데이터 순차에 방금 가산된 새로운 심볼이 참이라는 가설하에 갱신될 수 있다. 마지막으로, 최저 경로 미터를 갖는 상태는 가장 근사하게 참이 되는 디코드된 데이터 순차를 제공하도록 선택되고, 관련 I, Q 슬로프 및 오프셋은 데이터 순차가 특별하게 고려된 것과 동일한 것의 최상의 추정치이다. 그 다음, 슬로프 에러는 예를 들어, 도 3에 도시된 수단에 의해, 또는 제어 신호를 귀환시키므로써 정 및 부 전류원의 상대적 값을 조정하는 것과 같은 심플러 수단(simpler means)에 의해 A/D 변환 공정을 정정하는데 사용될 수 있다. 본 분야에 숙련자들이라면, 디지털 정보가 다양한 기술을 사용하여 무선 입력 신호 상에서 변조될 수 있음을 알 수 있다. 예를 들면, 디지털 정보가 맨체스터-코드 주파수 변조(manchester-code frequency modulation), 가우시안 최소 시프트 키잉(Gaussian Minimum Shift Keying), DQPSK 및 Pi/4-DQPSK를 사용하여 변조될 수 있다.

I, Q 파형의 오프셋 및 슬로프 보상 둘다의 정정을 포함하는 상기 제로-IF 수신기에 대한 개선점은 제한하려는 것이 아니라 오히려 예시하기 위한 것이며, 본 분야의 숙련자들은 그럼에도 불구하고 첨부된 청구범위에 기재된 본 발명의 범위 내에서 고려되는 슬로프 보상을 구현하는 다른 수단을 제시할 수 있다. 본 발명의 범위는 상기 설명보다는 첨부된 청구범위에 의해 지지되고, 등가의 의미 및 범위 내에 있는 모든 변경이 포용되도록 되어 있다.

Claims

신호 처리를 위해 신호를 기저대로 직접 변환하기 위한 무선 수신 장치에 있어서,

실수형 파형과 허수형 파형을 갖는 복소 기저대 신호로 무선 입력 신호를 변환하기 위한 직접 변환 수단(10); 및

상기 실수형 파형과 허수형 파형 내의 오프셋 및 계통적 드리프트를 추정하고 상기 드리프트 및 오프셋을 상기 무선 입력 신호 상에서 변조된 정보의 디코딩이 손상받지 않도록 보상하기 위한 슬로프 및 오프셋 보상 수단(30-38)

을 포함하고,

상기 슬로프 및 오프셋 보상 수단은

차지 펌프로부터의 충전 또는 방전 전류 펄스에 의해 상기 입력된 실수형 및 허수형 파형들을 따르도록 구동되는 적분 캐패시터(19, 20);

정/부 지시(positive/negative indication)를 발생하기 위해 상기 적분 캐패시터 상의 전압과 상기 실수형 및 허수형 파형들을 비교하기 위한 비교기 수단(21, 22); 및

상기 실수형 및 허수형 파형들에 대한 정정 값을 결정하기 위한 처리 수단(25)를 포함하며,

상기 정정 값은 상기 차지 펌프에 인가될 전류 크기를 선택하는데 사용되고,

상기 전류 크기는 레지스터 쌍들에 저장되고 각 레지스터 쌍에 대한 상기 전류 크기는 정 및 부 스텝사인과는 별개인

무선 수신 장치.
제1항에 있어서, 정보를 복조 및 디코딩하기 위해 상기 정정된 복소수를 더 처리하기 위한 수단을 더 포함하는 무선 수신 장치.
제2항에 있어서, 상기 정보는 디지털 정보인 무선 수신 장치.
제3항에 있어서, 상기 디지털 정보는 디지털화된 음성 신호를 나타내는 무선 수신 장치.
제2항에 있어서, 상기 정정된 복소수를 더 처리하는 수단은 아날로그 음성-변조 신호의 복조를 수행하는 무선 수신 장치.
제5항에 있어서, 상기 아날로그 음성 변조는 주파수 변조인 무선 수신 장치.
제3항에 있어서, 상기 디지털 정보는 상기 무선 입력 신호 상에서 맨체스터-코드 주파수 변조(manchester-code frequency modulated)되는 무선 수신 장치.
제3항에 있어서, 상기 디지털 정보는 가우시안 최소 시프트 키잉(GaussianMinimum Shift Keying)을 이용하여 상기 무선 입력 신호 상에서 변조되는 무선 수신 장치.
제3항에 있어서, 상기 디지털 정보는 DQPSK 및 Pi/4-DQPSK를 이용하여 상기 무선 입력 신호 상에서 변조되는 무선 수신 장치.
정보 심볼로 변조된 신호를, 상기 신호 내의 추가적 오프셋 및 슬로프를 산출하도록 처리하기 위한 방법에 있어서,

상기 변조된 정보 심볼 내의 오프셋 및 슬로프 에러의 초기 추정(initial estimate)을 행하는 단계;

선정된 시간 주기 내에 1개 이상의 정보 심볼들의 순차의 가능한 값들에 대한 가정(hypotheses)을 행하는 단계;

상기 각각의 가정치에 있어서, 상기 가정치와 관련된 데이터 심볼 순차가 오프셋 및 슬로프의 개선된 추정을 행하는데 사용될 수 있고 상기 가정치 각각에 대한 오프셋 및 슬로프의 상기 개선된 추정치를 저장하는 단계;

상기 각각의 가정치에 있어서, 예상된 신호 값을 산출할 시에 오프셋 및 슬로프의 상기 개선된 추정치를 사용하고, 상기 변조된 신호의 샘플과 상기 예상된 값 사이의 불일치를 계산하는 단계;

상기 가정치에 1 심볼씩 순차적으로 가산하고, 상기 슬로프 및 오프셋 추정치를 갱신하며, 상기 불일치를 누적하여 각각의 연장된 가정치에 대해 경로 미터값을 형성하는 단계; 및

상기 추가적 슬로프 및 오프셋에 의해 거의 손상받지 않은 상기 변조된 정보 심볼의 최대 근사 가정치를 생성하기 위해 비터비 순차 최대 우도 순차 추정 공정(Viterbi Sequential Maximum Likelihood Sequence Estimation process)을 사용하여 상기 경로 미터 값에 근거하여 상기 가정치들 중 하나를 선택하는 단계

를 포함하는 변조 신호 처리 방법.
제10항에 있어서, 상기 디지털 정보는 상기 무선 입력 신호 상에서 맨체스터-코드 주파수 변조되는 변조 신호 처리 방법.
제10항에 있어서, 상기 디지털 정보는 가우시안 최소 시프트 키잉을 이용하여 상기 무선 입력 신호 상에서 변조되는 변조 신호 처리 방법.
제10항에 있어서, 상기 디지털 정보는 DQPSK 및 Pi/4-DQPSK를 이용하여 상기 무선 입력 신호 상에서 변조되는 변조 신호 처리 방법.
제10항에 있어서, 상기 정보는 디지털 정보인 변조 신호 처리 방법.
제14항에 있어서, 상기 디지털 정보는 디지털화된 음성 신호를 나타내는 변조 신호 처리 방법.