JP3690810B2 - 無中間周波受信機におけるスロープ、ドリフト及びオフセットの補償方式 - Google Patents

Description

技術分野
本発明は無線受信機に関し、更に特定すれば、無中間周波数の特別な場合のスーパヘテロダイン受信機である補償形無線受信機に関する。
背景技術
無線受信機の技術分野においては、受信機の中で用いられる同調回路の数を減らすために集中的な努力が行われてきた。同調回路の数を減らすことにより、受信機の大部分が集積化され、小形化された受信機とすることができる。そして、これらのコンパクトな受信機は、例えばセルラ電話機のような多くの分野で使用され得る。そのような受信機の設計上の主要な進歩は、「無中間周波数」技術として知られる技術である。
理論的には、ＩＱ無線受信機は、図１に示されたように構成され、その中でアンテナ１からの無線信号Ｓは、２つの平衡形直角位相ミクサ２ａ及び２ｂ（数学的乗算装置）に直接印加され、同ミクサにおいて、前記信号Ｓに対して、局部発振器３より発生される信号Ｓのキャリア周波数を有する正弦波及び余弦波がそれぞれ乗算される。このようにして、Ｉチャネルすなわち同相信号とＱチャネルすなわち直角位相信号とが発生される。上記の乗算装置は、２ｆの近傍の和の周波数成分と無周波数の近傍の差の周波数成分との両方を含んだ出力を発生する。直流又は低域通過フィルタ４ａ及び４ｂは、前者の周波数成分を除去し、後者の周波数成分を通過させる。次に、無周波数成分は、高周波増幅器の代わりに低周波増幅器段５ａ及び５ｂにより、任意の好適なレベルに増幅できる。本質的に、無中間周波受信機は、到来信号を単一動作によりベースバンドに直接に変換することにより、中間周波数への中間の変換を除去する。
実際問題として、いわゆる無中間周波方法にはいろいろな実際上の問題がつきまとう。その中の１つは、完全な数学的乗算器と比較したとき、平衡形ミクサの不完全さに関する。この不完全さの最も厄介な面は、所望の信号と比べて多くの桁の大きさでより大きくなり得るＤＣオフセット、すなわち直流定在電圧の発生である。そのため、ミクサの出力を受け取る低周波増幅器は、所望の信号が十分に増幅されるより大分以前に、大きい直流オフセットにより強制的に飽和状態に置かれる。
早まった飽和を回避するために、所望の信号の電圧レベルを上げるために、ミクサの前に無線周波数増幅器を付加することができる。不都合なことに、オフセットを起こさせる共通の源として、コヒーレントの干渉を起こさせるように、局部正弦波発振器よりアンテナに向かって逆方向に起きる漏洩がある。そのため、無線周波数増幅器の設置は、所望の信号とコヒーレントの干渉とが等しく増幅されるので、満足できる解決策ではない。
慣用のスーパヘテロダイン無線受信機において用いられる他の解決案は、原アンテナ周波数における入力信号の部分的増幅である。次に、部分的に増幅された入力信号は好適な中間周波数ＩＦに変換され、平衡形直角位相ミクサに印加される前に更に増幅される。この場合には、局部的に発生された正弦波及び余弦波は、アンテナ周波数ではなく、中間周波数にあるので、アンテナへの逆方向の漏洩は問題にならない。しかしながら、中間周波数同調回路を付加することにより、無中間周波受信機における簡潔さと減少した大きさとは失われる。ＩＱミクサによるＤＣオフセットを克服するための代替方法では、直流定在電圧すなわちＤＣオフセット電圧を除去するために、ＡＣ結合、ＤＣブロッキング、高域通過フィルタリング又は微分作用といろいろに呼称される技術を使用することができる。この方法におけるトレードオフは、ＤＣ及び低周波数成分が失われるか重大な歪みを生じる結果となることである。このトレードオフは、ＱＰＳＫ（４相位相偏移キーイング）又はＭＳＫ（最小周波数シフトキーイング）変調技術を用いるディジタル伝送方式においては受け入れられない。これらの変調技術は、保存されなければならない低周波数成分を発生する。
米国特許第５，２４１，７０２号は、所望の信号のＤＣ及び低周波数成分を失わず又は歪ませることなく低周波数のオフセットを補償する方法を開示している。最初に、受信信号は、ＤＣオフセットを濾波して除去するように微分される。その信号は適当なレベルまで増幅され、次にもとのＤＣ及び低周波数信号成分を取り戻すように、積分される。その積分は、復元された信号を発生するように、制限された大きさの任意の積分定数を使用して、増幅された信号の中で、濾波された成分を、本質的にもとの値に復帰させる。次に、所望の信号の信号パターン又は固有の信号特性を利用する種々の技術を用いて、ＤＣオフセットの推定値が復元された信号から減算され、実質的に歪のない増幅された受信信号があとに残される。以下、Ｉ及びＱの波形の時間導関数のディジタル化を行うことにより、好ましくないＤＣオフセットを除去するための好適な方法について説明する。上記のように導関数をディジタル化した後、そのディジタル値はＩ及びＱのそれぞれの累算器の中で再び積分され、Ｉ及びＱのそれぞれの値を復元する。その再積分処理は、Ｉ及びＱのそれぞれの値の中に任意の積分定数を導入する。ただし、それらは所望の信号に対し比肩するような大きさを有し、上記特許によれば、それらは推定すなわち見積もられて除去できる。上記のディジタル化の過程における誤差は、更に系統的な増加又は減少を示すＩ及びＱのそれぞれの再積分値を生じさせうる。そしてこの好ましくないスロープは、上記の好ましくない任意の再積分定数の除去と同じ時点に除去されるが、それは定数とスロープとの両方の推定を行い、そしてこれらの系統誤差をＩ及びＱのそれぞれの波形から減算することにより実行される。次に、Ｉ及びＱのそれぞれの波形は、数値的信号処理アルゴリズムにより処理され、情報の復調と復号とが行われる。
ビー・ルントクイス（B.Lundquist）らによる「時分割多重接続方式（ＴＤＭＡ）直接変換受信機においてＤＣオフセットを除去する新しい方法」、第４３回ＩＥＥＥ車両技術会議、シーオーカス（Seaaucus）、ニュージャージー、米国、５月１８〜２０日、１９９３、７５４−７５７頁は、信号を微分、ディジタル化及び再積分することにより直接変換受信機におけるＤＣオフセットの問題を克服する方法を開示している。
しかしながら、上述の方法によっても、なおかつ問題が残る。ＤＣオフセットの変化の速度すなわち信号のスロープがなお問題を起こす。従って、無線入力信号の上に変調され復号された情報が実質的に損なわれることがないように、変化の速度すなわち信号のスロープに対して補償するための方法を提供することが望ましい。
発明の概要
無線入力信号の上に変調され復号された情報が実質的に損なわれることがないように、変化の速度すなわち信号のスロープに対して補償するための方法を提供することが本発明の目的である。本発明の一実施例による無線受信機は、アンテナを通して信号を受信し、局部基準発振器を用い受信信号と混合させ、複素ベースバンドへと逓降させる。その複素ベースバンド信号は、実部（Ｉ波形）と虚部（Ｑ波形）とを含み、それらは、ミクサの不完全により起こされるＤＣオフセット、又はアンテナがコヒーレントの自己干渉として受ける基準局部発振器よりの漏洩放射線により起こされるＤＣオフセットによって害される。
本発明の一実施例によれば、以前に推定された誤差がディジタル化処理に帰還され、Ｉ及びＱの両信号の導関数をディジタル化するときの誤差を減少させる。望ましいディジタル化技術は、可変の段差（ステップ高さ）信号を用いる高ビットレートのデルタ変調を使用する。可変の段差信号は、異なった電流値の正負の両電流源を切換えて主積分コンデンサを充電することにより得られる。スロープ誤差は正及び負の電流源の対が等しい大きさの電流を発生させないときに生じる。本発明の一実施例においては、等しくない電流源の値は、再積分を行うＩ及びＱの累算器に印加されるところの対応する不等のディジタル増分／減分値を使用することにより補償され、その値は較正手順によってセットされるか、あるいは推定されたスロープ誤差より計算される帰還により更新される。
本発明の一実施例によれば、信号を処理するためにベースバンドに直接変換するための改良された無線受信装置が開示される。その無線受信装置は、無線入力信号を、実波形及び虚波形を有する複素ベースバンド信号に変換するための直接変換手段を含む。スロープ及びオフセット補償手段は、無線入力信号の上に変調された情報の復号が実質的にそこなわれることがないように、実波形及び虚波形の中のオフセットと系統的ドリフトの推定を行ない、かつ、それらのドリフト及びオフセットを補償する。
本発明の他の実施例によれば、改良されたアナログディジタル変換装置が開示される。比較手段は、入力信号電圧を帰還電圧と比較し、クロックパルス列により決まる規則的な反復速度で高／低の指示を発生する。主積分手段は、制御された電流を積分し、帰還電圧を発生する。電荷ポンプ手段は、大きさが段差信号制御器により制御され、向き又は符号は高／低の指示によって制御される上記被制御電流を発生する。段差信号制御手段は、高／低の指示の履歴値に依存して上記電流の大きさを制御し、電流の流れの正方向及び電流の流れの負方向のそれぞれに対して電荷ポンプにより発生される電流の大きさを表示するディジタル段差値を生成する。累算手段は、入力信号電圧波形を表示する一連の累積されたディジタル値を生成するために上記ディジタル段差値の加算又は減算を行う。
本発明の一実施例によれば、加法性（additive）のオフセット及びスロープを明らかに示すために情報信号によって変調された信号を処理する方法が開示される。最初に、オフセット及びスロープの最初の推定が行われ、次に、連続した１つ以上の情報記号のすべての可能な値の仮定がなされる。上記仮定の各々に対して、オフセット及びスロープの改善された推定を行うために関連したデータ記号の列が用いられ、そのオフセット及びスロープの改善された推定の結果は上記の先の仮定の各々の代わりに記憶される。また、各仮定に対して、信号の期待値を計算するのに上記オフセット及びスロープの改善された推定の結果が用いられ、上記変調された信号のサンプルと上記信号の期待値との間の不一致が計算される。次に、上記仮定は１つの記号づつ順次拡張され、上記スロープ及びオフセットの推定結果は更新され、更に上記不一致は蓄積されて、拡張された上記仮定の各々に対する伝送路計量値（path metric value）を生成する。次に、上記伝送路計量値に基き、ビタビ順次式最大ゆう度シーケンス推定処理（Viterbi Sequential Maximum Likelihood Sequence Estimation process）を用い、上記仮定の間における決定を行い、上記加法性のスロープ及びオフセットにより実質的にそこなわれない上記変調情報記号の最大ゆう度の仮定を生成する。
【図面の簡単な説明】
本発明の上記及びその他の特徴及び利点は、図面を参照して記述された下記の詳細な説明により当業者には容易に明らかにされるであろう。
図１は無周波数技術を使用した従来技術による受信機を示す簡略ブロック図である。
図２は従来技術によるホモダイン受信機を図解している。
図３は本発明の一実施例によるアナログディジタル変換器におけるスロープ誤差補償を図解している。更に、
図４はＩ及びＱ波形のアナログディジタル変換の後に行われるスロープ補償を図解している。
発明の詳細な説明
図２はここで全面的に参照する米国特許第５，２４１，７０２号の発明の原理による直接変換受信機１０を図解している。アンテナ１１は無線信号を受信し、同無線信号は、強い帯域外干渉（妨害）を除去するためにフィルタ１２の中で濾波される。次に、濾波された信号は低雑音増幅器１３により増幅された後、受信中のチャネル周波数の中心に公称上同調された局部基準発振器１６に対して、直角位相ミクサ１４及び１５の中でダウン変換される。ミクサ１４及び１５から出される複素ベースバンド信号は、チャネルフィルタ１７及び１８の中でそれぞれ低域（通過）濾波される。カットオフ（遮断）周波数Ｆｃを持つ低域フィルタにより複素ベースバンド信号を低域濾波することは、濾波帯域幅２Ｆｃを持つ帯域フィルタにより無線信号を帯域濾波することと同じである。直接変換受信機の使用により得られる利点の１つは、高Ｑ帯域フィルタと比べて低域フィルタは製作し易いことである。ホモダイン受信機における問題点は、入力信号が存在しないときに、ミクサ１４及びチャネルフィルタ１７はゼロレベルを送り出さないことである。その代わりに、ミクサは数十ミリボルトのオーダの静止ＤＣレベルを出力する。もし増幅器１３が、所望の信号のレベルを、アンテナによって受信されるマイクロボルトのレベルからＤＣオフセットを無くすのに必要な数百ミリボルトのレベルまで上昇させるために、大幅な増幅を行うことにすると、他のチャネルの中のより強い信号であってフィルタ１７及び１８を通過した後までも除去されない信号が更により高いレベルまで増幅され、そのため増幅器１３、並びに所定のバッテリ供給電圧によって決まる限られた電圧変化幅容量を有するミクサ１４及び１５を飽和させるであろう。更に、コヒーレントな自己干渉としてアンテナ１１に受信される局部発振器１６からの漏洩により、ミクサ出力のオフセットが惹き起こされるときは、それはまさに、所望の信号と同じくＤＣオフセットをも、それらの比を改善することなく増加させるので、増幅器１３による増幅を増加させることには役立たない。
米国特許第５，２４１，７０２号の発明の原理によれば、チャネルフィルタ１７及び１８より生じるＤＣオフセットは、それよりも大いに小さい信号成分から区別されうるが、それは信号成分は情報による変調のために変化しているのにＤＣオフセットは相対的に静的であることによる。それゆえ濾波されたミクサの出力信号の変化又は時間導関数をディジタル化するための手段が用いられる。
かくしてＩ及びＱチャネルの信号は、好ましくは静止ＤＣオフセット成分を除去する微分処理の後にディジタル化されるが、これはデルタ変調変換器によって達成される。各チャネルに対するデルタ変調変換器は主積分コンデンサ１９および２０を含んでおり、同主積分コンデンサ１９又は２０は、電荷ポンプ２６よりの充電又は放電電流パルスによって入力Ｉ又はＱ信号に追従するように駆動される。比較器２１及び２２は、Ｉ及びＱ信号をそれぞれの主積分コンデンサの電圧と比較して高／低の指示を発生し、その指示は規則的なクロック速度でラッチ２３及び２４に記録され、次にそれはステップ電流制御論理ユニット２５により処理され、電荷ポンプ２６に対するアップ／ダウン命令を与える。比較器２１及び２２は、一方の比較器入力に印加される１つの主積分コンデンサの電圧と他方の比較器入力に印加されるＩ又はＱ信号との間におけるマイクロボルトの値の微小誤差さえも検出することができる。かくして受信機の利得の大部分は、非・無中間周波数の慣用のスーパーヘテロダイン受信機において用いられるきびしく制限された中間周波数増幅器チェインに対する技術的必要条件と類似した技術的必要条件を有する比較器２１及び２２の中に存在すると言うことができる。
広いダイナミックレンジ、すなわち雑音レベルからそれよりも恐らく１００ｄＢだけ、より強いレベルにわたる所望信号レベルを処理する能力を受信機に持たせるために、デルタ変調技術は可変のステップ高さ（段差）又は圧伸を取り入れることができ、それによりステップ制御論理ユニット２５は、必要に応じて異なった大きさの電流を供給する電荷ポンプをして、主積分コンデンサ１９及び２０が大きい信号変化幅又は小さい信号変化幅に追従することを可能にさせることができる。代表的な圧伸の原理は、もし比較器２１又は２２が、コンデンサ電圧が信号の変化と歩調を揃えることが困難な状態にあることを示して、３つの連続した「上げ」又は３つの連続した「下げ」を指示するならば、段差すなわち電荷ポンプの電流を増加させることを決定することである。段差を増加させる決定をすることは、ステップ電流制御論理ユニット２５の中の段差（ステップ高さ）レジスタに増分を加えさせ、それに対して段差を増加させる決定をしないことは、上記段差レジスタを減分を用いて減少させる。異なった増分と減分とは異なった圧伸の法則をもたらすことは周知であり、また本発明の一般原理にとって重要ではないが、共通の段差レジスタにより、圧伸が、Ｉ及びＱチャネルのデルタ変調器の両方に対しそれら２つのチャネルにおけるゲインの特質を維持するように共に適用されることは重要である。
段差レジスタの中に時々刻々記録される値は、電荷ポンプ２６からの対応する電流パルスの値を、例えば、１，１／２，１／４，１／８，……のバイナリ比の電流の大きさを持った連続した電荷ポンプを構築しておき、段差レジスタの中の対応するバイナリビットに従って各電荷ポンプを稼動させることによって決定するために用いることができる。従って、もし段差レジスタが値１０００００を含んでいれば、１ユニットの最大電流値を有する電流源のみが稼動可能にされるが、もし段差レジスタが値０１０１００００を含んでいれば、１／２＋１／８＝０．６２５ユニットの電流値が得られるであろう。電流の符号は、Ｉチャネルに対してはラッチ２３の中にラッチされた比較の符号により、Ｑチャネルに対してはラッチ２４の中にラッチされた比較の符号により決定され、そして正の供給レールに接続されたＰ形電流源が稼動させられて関連するコンデンサをより高い電圧に向けて充電するか、あるいは負の供給レールに接続されたＮ形電流源が稼動させられて関連するコンデンサをより低い電圧に向けて放電する。ただし、充電電流又は放電電流の大きさは、ステップ制御レジスタのビットの内容によって決定される。
このようにして、コンデンサ１９及び２０は、大きいＤＣオフセット又は台形より成り、その頂部には小さい信号の変化が存在しているＩ波形及びＱ波形のそれぞれに追従させられる。ただし、デルタ変調器のステップ波形の上がり下がりの連続は信号の変化を表わし、それは除去されるべきＤＣオフセットではない。累算器２７及び２８は、段差レジスタの値と、２チャネル圧伸形デルタ変調器によりＩ及びＱ信号のために作成されるアップタダウン符号シーケンスとを受け取り、関連したＩ又はＱの符号に従い各累算器に対するディジタルステップ値の加算及び減算を行う。両累算器は、時分割多重接続方式（ＴＤＭＡ）の無線信号のバースト期間の始期のようなある好都合な時点においてゼロにリセットされ、その後ミクサのＤＣオフセットが除去されたＩ及びＱ信号波形に追従する。もし、累算器がリセットされたときに、受信信号の対応するＩ又はＱ部分がその時点においてゼロではなかったならば、Ｉ又はＱ波形のＤＣシフト又はオフセットを表わす誤差が介入されるであろう。しかしながらその誤差は信号レベルよりもより大きいことはありえないので、累算器２７及び２８から出されるディジタル値をその最大値又は最小値に飽和させるという危険にさらすことはない。再積分の任意の定数を表わす残留オフセットは、予期される信号のタイプについての従来の知識を用い、更に誤差を推定することにより除去することができる。次に、その推定された誤差は、次の処理に進むのに先立って累算器の出力値から差し引かれる。
累算器２７及び２８からの出力信号に対する演算を行うための望ましい方法は、１つのＴＤＭＡのバースト期間のようなある適当な信号区分を通してすべての値をメモリの中に集め、次にそれらの値を遡及的に処理することである。次に再積分の任意の積分定数を除去するための１つの方法は、例えば上記の信号区分を通してＩのサンプル及びＱのサンプルの平均値を、それはゼロであると予期しながら計算し、次にその平均値を記憶されたＩ及びＱの値から減算することである。ディジタル方式を用いて変調された情報を復調するための一層複雑な処理の方法は、伝播経路すなわち無線チャネルの中のエコー、すなわちシンボル間妨害を補償し、更に遅延エコーの振幅及び位相の推定を行なうために、信号の流れの中に周期的に挿入された公知の記号の訓練用パターンを使用して演算を行うためのビタビ等化器（Viterbi equalizers）を含むことができる。次に、最長のエコーの遅延を含む十分な長さのデータ記号のシーケンスが仮定され、そのエコーの推定結果を用いて、予測される対応するＩ，Ｑの値が計算される。受け取ったＩ，Ｑの値と予測されたＩ，Ｑの値との間の誤差は、互いに両立し得る連続したデータシーケンスの仮定に対して蓄積され、次に最も小さい累積誤差を有するシーケンス［伝送路計量（path metric）の結果］が出力として選択される。
この処理過程においては、エコーと同様に積分定数の推定をするために公知の訓練パターンを使用することも可能であり、その推定された積分定数は、上記の積分定数のオフセットを含みながら受け取られるべきＩ，Ｑの値を予測するために、エコーの推定とデータシーケンスの仮定とを用いて行われたＩ，Ｑの予測に対して単に加算される。そのため、再積分の積分定数のオフセットは、ビタビ等化器（Viterbi equalizer）の累積伝送路計量値に対して寄与することが防止され、そのため最もゆう度の高いデータ記号シーケンスの決定における誤差を生じさせることはない。
図２に示された受信機１０においては、Ｉ，Ｑ累算器２７及び２８からのディジタル出力値は、Ｉ，Ｑ信号に追従させられるコンデンサ１９及び２０の電圧の値に対応している。コンデンサ１９及び２０は所定のステップの大きさの連続したアップ／ダウン電流パルスのアナログ積分を行うが、累算器はステップ電流制御論理ユニット２５の段差レジスタによって与えられる同じステップの大きさのディジタル積分を行う。しかしながら、電荷ポンプ２６により発生される電流と段差レジスタの値との間の厳密な対応を達成することは実際的に不可能である。Ｐ形及びＮ形電界効果トランジスタの物理において、またＮＰＮ及びＰＮＰバイポーラトランジスタの間において、関連した正電流源と厳密に等しい大きさの負電流源を得ることを困難にする公知の相違が存在する。そのため、正電流源が可能化され、また対応する段差レジスタの値Ｖが累算器に加えられた後に、負電流源が可能化され、また対応する段差レジスタの値Ｖが累算器から差し引かれたとき、累算器の値は正確に基の値に戻るであろうが、対応するコンデンサ電圧は、充電電流と放電電流との間の小さい相違のために正確に元の値に戻らないであろう。それゆえ、一続きのアップ／ダウン命令が出された後は、コンデンサの電圧と累算器の電圧とは互いにそれるであろう。デルタ変調処理において固有の負帰還作用はコンデンサが入力信号に追従することを強制する。しかし累算器の値はアップ／ダウンの対のたびに増加する大きさでそれるであろうから、そのためスロープ誤差を示すであろうし、結局はオーバフローを起こすであろう。累算器の値と真のＩ，Ｑの値との間におけるこの発散の問題は本発明により解決される。
本発明の一実施例は、デルタ変調のアナログディジタル変換処理の中、より特定的には、ディジタル再積分処理の中におけるスロープ誤差の補償の導入を含む。図３は本発明によるスロープ誤差を補償する１つの方法を図解している。多数の選択器のゲート３３，３４，......，３５は、デルタ変調器の比較器２１，２２により決定されるアップ／ダウンのステップの符号が＋（アップ）であるか、あるいは−（ダウン）であるかに従って、第１の値（正の値と考えられる）と第２の値（負の値と考えられる）との間で選択を行うように接続されている。正の値と負の値との各対は、対応する対のレジスタ又はメモリの場所に記憶されている。当業者は、レジスタと選択器３０，３１，……，３２との配列は、適当なアドレス指定装置を備えた小形の随時書込み読出しメモリ又は電子的消去再書込み可能読出し専用メモリ（Ｅ２ＰＲＯＭ）によって集積回路の中に都合よく実装可能であることを認めるであろう。
各レジスタ対と関連する選択器とは、段差レジスタの中の個々のビットに対応する。従来技術においては、段差レジスタの中のビットはその重みに従って電流の大きさを示し、それらのビットは常に互いに１，１／２，１／４，１／８，……の級数の中に配列されていた。電流の符号はステップ符号ビットにより示されたので、特定の段差ビットにより示された大きさは符号のいかんに拘らず同じであった。実際の正及び負の電流源は完全に整合されることは不可能であり、それによりスロープ誤差を生じる。図３に示された構成においては、レジスタの対の中に記憶された大きさは、正及び負のステップ符号に対し無関係である。なおその上、異なった段差レジスタのビットに関連した値は、互いに２つの累乗の関係を持つことを強制されない。むしろ各レジスタは、段差レジスタの特定のビットにより可能化される正又は負の電流源の実際の電流を表わす値を用いてプログラムされうる。かくて、１つの電流源又は電流源の組合せが可能化されて主積分コンデンサの電荷を増加又は減少させるときは、累算器３８は正確な対応値によって増減される。これは、段差レジスタ３６の中の２進数「１」に等しい各ビットによって行われ、１つの関連したゲート３３，３４，……３５を可能化して、レジスタの値の選択された１つを、セレクタ３０，３１……３２から加算器３７へと通過させる。かして、累算器３８に加算されるべき加算器３７の中のディジタル値は、段差レジスタ３６とステップ符号ビットにより可能化され、主積分コンデンサの中へ加え合わされるアナログ電流源の値に対応する。そのため、累算器の値は主積分コンデンサの電圧変化に一層正確に追従するであろうし、立ち代わって該主積分コンデンサの電圧変化は所望の信号成分に追従する。その確度は、正及び負の電流源の相対的な電流値を正確に表わす値を、レジスタ／選択器回路３０，３１，……３２の中にプログラムすることによって最適化される。２つの最適化は、例えば本発明装置の製作の段階において１つの校正手順により実行できた。その校正手順においては、各電流源は順番に可能化され、その電流の値は測定され、次に、対応するディジタル値はメモリの中に記憶された。そのような工場の校正値を記憶するために、通常Ｅ２ＰＲＯＭのような不揮発生メモリが、装置の主制御用超小型演算処理装置に付属して設置されている。記憶された値は、後に（例えば能力上昇時に）再生され、レジスタ３０，３１，……３２の中にダウンロードされ得る。
本装置の操作中に、レジスタ３０，３１，……３２の正しい記憶内容を知ることもまた可能である。信号の１つの区分を復号し、その情報の内容を確定した後、その情報の内容に対して予測されるであろう波形から、受信信号波形の偏移をディジタル信号処理装置の中で決定できる。その偏移は、Ｉ及びＱ波形のそれぞれの信号区分にわたって平均的スロープ又はドリフトとして表わされる。もし更に正の電流を発生するために各電流源が能動化された回数と、各電流源負の電流を発生した回数とが、図３の本発明の校正を合同させて図２のステップ電流制御論理ユニト２５により決定されるならば有用である。各電流源Ｉｉが活性化された回数をＮｉで表わすと、下記の等式が成立する。Ｎ１・Ｉ１＋Ｎ２・Ｉ２＋……＋Ｎｍ・Ｉｍ＝バーストの始まりと終りとの間における信号電圧の差ただ１の信号区分を処理した後では、Ｉｉの値を区分するために上記の等式を解くことはできないかも知れない。しかし約ｍ偏移の信号区分を処理した後には、解くのに十分な等式が存在する。実際上、カルマン（Kalman）の順次最小２乗処理法がＩｉの値の校正を更新するために望ましい方法である。カルマンの処理法は、今までに集められたすべての等式を最小２乗処理の感覚で解く方法であるが、最も近い過去に得た等式の係数を用いて、以前の最良の解答結果からの変化を表わす有効なやり方で解く方法である。このように、Ｉｉの値の校正は、各信号区分を処理した後カルマンの処理法を用いて更新することができる。
ハードウエアに関連したパラメータの校正は急速に変化するとは思われないので、カルマンの処理法そんなに度々実施する必要はないであろう。処理装置の能力を維持するために、多数の上記等式を類似したＮｉの値を有するグループに分けて蓄積し、次にその蓄積されたグループを、時々だけ処理することができる。例えば、もし最も大きい係数としてのＮ１を有するすべての等式がグループ１に集計されれば、係数Ｎ１の合計はますます他の係数の合計よりも優位を占めるようになるであろう。同様に、もし最も大きい係数としてのＮ２を有するすべての等式がグループ２に集計されれば、次には係数Ｎ２の合計が優位を占めるようになるであろう。このように等式のｍ個のグループに分けた蓄積は、対角係数マトリクスを一層持とうとする傾向がある蓄積された等式のセットを与えるであろうが、それは直接的な、あるいは継続して行われるカルマン処理法による解法に対し最も良好な状態である。
スロープの補償のための代替技術が図４に図示されている。図４は、ディジタル化処理後における一連の複素数サンプルにより表わされた一対のＩ及びＱ波形を示している。最初に、情報を運ぶ信号のサンプルが受信された直前に、図２に図示のＩ及びＱ累算器はゼロにセットされたと仮定する。受信した信号と雑音との和は、リセットの瞬間に本当にゼロであったか否かは知ることはできなかったので、任意の再積分定数として知られる誤差が導入される。しかしながらその誤差の大きさは所望の信号の変化よりも大きくなることはない。図４はこの定数オフセットと系統的（システマチック）スロープとの両方を有するＩ及びＱ波形を示している。オフセットとスロープとは、Ｉ及びＱの波形とは無関係であるから、別個に決定されなければならない。１つの簡単な方法は、最良の直線を、Ｙ＝ａＸ＋ｂの形状を有するディジタル化された値のシーケンスに適合させることである。曲線近似技法は当業者では周知である。最小２乗処理の感覚で直線をＩ又はＱシーケンスに適合させる結果として、Ｉ波形のスロープに対して値ａ₁を、Ｉ波形の一定のオフセットに対して値ｂ₁を、またＱ波形に対して対応する値を生み出す。それから次の処理に先立ってスロープ及びオフセットはＩ及びＱ波形から除去される。この簡単な手法は、信号区分が比較的長く、そのため情報の変調は信号区分を通して平均ゼロになり、スロープとオフセットとの決定に対し大した不正確さは起こさせない場合には十分である。そうでない場合には、オフセット及びスロープの最初の推定値はディジタル情報の復号の間に改質（refine）され、同ディジタル情報の復号は、情報波形が知られるようになるとともに、ディジタル化された音声信号を表現するようになり、スロープ及びオフセットの決定から除外できる。ビタビ（Viterbi）等化器によってディジタル情報を復号するために、各Ｉ及びＱのサンプルの処理を行った後、好ましくは下記の技術によって改質処理が続行される。その技術は、周波数誤差の推定値の更新に関する米国特許第５，１３６，６１６号、チャネル推定値（channel estimates）に関する米国特許第５，２０４，８７８号、及びチャネル利得推定値に関する「高速自動利得制御」という名称の米国特許出願第０８／３０５，６５１号に記載されたような「ビタビ状態ごとのカルマン処理法」として公知である。上記特許及び特許出願は、本願の中に参照文献として引用される。
「状態ごとのカルマン処理法」において、データシーケンスを復号するためのビタビ順次最大ゆう度シーケンス推定処理法は、多くの依然として未決定のデータシーケンスの仮説を持ち続けている。今までのデータシーケンスの仮説の各々に関連して、Ｉ，Ｑ波形のスロープ及びオフセットの推定が行われ、それにより仮定されたデータシーケンスが除去されるという効果が得られる。各々の状態について、公知のビタビ技法に従って伝送路計量値が計算され、それは関連したデータシーケンスの仮説のゆう度が正しいことを示す。データシーケンスの仮説の各々に関連したパラメータの集合は、「状態メモリ」として公知である。特定の状態の中に記憶されたオフセット及びスロープは、最初は次のデータビットはゼロであるという仮定の下に、続く、次のデータビットはバイナリ１であるという仮定の下に、次のＩ及びＱの値を予測するために用いられる。予測されたＩ，Ｑの値と実際のＩ，Ｑの値との間の不一致が計算され、新しい伝送路計量値を得るために累積伝送路計量値に加算される。このような状態の数は、最初は倍増されるが、次には最も古いビットがほとんど一致する最良の状態の対のみを保留するように選択を行うことによって半減される。その保留された状態は、１つのデータ信号だけ拡張されたデータシーケンスの仮説を含み、各状態の中のスロープ及びオフセットの推定値は、拡張されたデータシーケンスの各々に今回加えられたばかりの新しい信号は眞であるという仮定の下に更新される。最後に最小の伝送路計量値を有する状態が最も眞であるらしい復号されたデータシーケンスを与えるものとして選択され、関連したＩ，Ｑのスロープ及びオフセットは、特に説明されたデータシーケンスと同じデータシーケンスの最良の推定値とされる。次に、スロープ誤差は、例えば、図３に示した手段によるか、あるいは制御信号を帰還することによって正及び負の電流源の相対値を調整するようなより簡単な手段により、アナログディジタル変換処理を補正するために用いることができる。ディジタル情報は色々な技術を用いて無線入力信号を変調されうることを、当業者は理解できるであろう。例えば、ディジタル情報は、マンチェスター符号化周波数変調、ガウス型最小周波数偏移キーイング、分散キュー位相シフトキーイング（ＤＱＰＳＫ）、及びπ／４分散キュー位相シフトキーイング（Ｐ_i／−４ＤＱＰＳＫ）を用いて変調可能である。
上述し、かつ、Ｉ，Ｑ波形のオフセット及びスロープの両方の補償の補正を含んだ無中間周波受信機の改良は、限定的でなく例示的な意味に解釈されるべきである。当業者はスロープ補償を遂行するための他の手段を提案できるであろうが、それは本願の請求の範囲に記載された発明の精神の中に含まれると解される。本発明の技術的範囲は本願の請求の範囲により示され、または本発明の均等物の意味及び範囲内に属するすべての変更は上記技術的範囲内に包含されると解すべきである。

Claims (9)

1. 処理を行うためベースバンドに向け信号の直接変換を行うための改良された無線受信装置であって、
   無線入力信号を、実波形及び虚波形を有する複合ベースバンド信号に変換するための直接変換手段（１０）を有し、
   前記実波形及び虚波形の中のオフセット及び系統的ドリフトを推定し、かつ、前記無線入力信号の上に変調された情報の復号が実質的にそこなわれないように前記ドリフト及びオフセットの補償を行うためのスロープ及びオフセット補償手段（３０−３８）を有し、前記スロープ及びオフセット補償手段は、
   電荷ポンプから供給される充電電流又は放電電流により、前記入力実波形及び虚波形に追従するように駆動される積分コンデンサ（１９，２０）を有し、
   前記実波形及び虚波形を前記積分コンデンサの電圧と比較し、正／負の指示を発生するための比較手段（２１，２２）を有し、
   前記実波形及び虚波形に対する補正値を決定し、かつ前記電荷ポンプに供給されるべき電流の大きさを選択するために前記補正値を用いる処理手段（２５）を有し、前記選択された電流の大きさは、レジスタの対に記憶され、かつ前記正のステップ符号に対する前記電流の大きさは、各レジスタの対における前記負のステップ符号に対する前記電流の大きさとは無関係である、ことを特徴とする改良された無線受信装置。
2. 請求項１に記載の無線受信装置であって、情報を復調及び復号するために前記補正された複素数を更に処理するための手段を更に含むことを特徴とする改良された無線受信装置。
3. 請求項２に記載の無線受信装置において、前記情報はディジタル情報であることを特徴とする改良された無線受信装置。
4. 請求項３に記載の無線受信装置において、前記ディジタル情報はディジタル化された音声信号を表わすことを特徴とする改良された無線受信装置。
5. 請求項２に記載の無線受信装置において、前記補正された複素数を更に処理することは、アナログ音声変調信号の復調を行うことを特徴とする改良された無線受信装置。
6. 請求項５に記載の無線受信装置において、前記アナログ音声変調は、周波数変調であることを特徴とする改良された無線受信装置。
7. 請求項３に記載の無線受信装置において、前記ディジタル情報は、前記無線入力信号の上にマンチェスター符号化周波数変調されることを特徴とする改良された無線受信装置。
8. 請求項３に記載の無線受信装置において、前記ディジタル情報は、ガウス型最小周波数偏移キーイングを用いて前記無線入力信号の上に変調されることを特徴とする改良された無線受信装置。
9. 請求項３に記載の無線受信装置において、前記ディジタル情報は、ＤＱＰＳＫ又はＰ_i／４−ＤＱＰＳＫを用いて前記無線入力信号の上に変調されることを特徴とする改良された無線受信装置。

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