DE69123772T2

DE69123772T2 - Verfahren und Gerät zum Entfernungsmessen

Info

Publication number: DE69123772T2
Application number: DE69123772T
Authority: DE
Inventors: Isamu Komine; Akio Nagamune; Kouichi Tezuka
Original assignee: Nippon Kokan Ltd
Current assignee: JFE Engineering Corp
Priority date: 1990-03-30
Filing date: 1991-03-26
Publication date: 1997-07-31
Anticipated expiration: 2011-03-27
Also published as: KR910017204A; DE69123772D1; AU7374991A; EP0449596A2; KR940009241B1; CA2038818A1; BR9101250A; EP0449596B1; US5329467A; CN1055426A; EP0449596A3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Laser-Entfernungsmeßverfahren zum Messen der Entfernung zu einem Ziel unter Verwendung von Laserlicht sowie ein Gerät für dieses. Insbesondere betrifft sie eine Entfernungsmessung unter Verwendung von Laserlicht, das mit einem pseudozufälligen Signal moduliert ist.
Das Verfahren dieses Typs zum Messen der absoluten Entfernung zu einem Ziel durch Verwenden von Laserlicht ist zur Entfernungsmessung auf dem Gebiet des zivilen Ingenieurwesens und der Bauindustrie weit verbreitet angewendet worden, zur Entfernungsmessung zur Verhinderung einer Kollision mit sich bewegenden Substanzen, zur Entfernungsmessung als visuelle Information zur Fernsteuerung von Robotern, zur Entfernungsmessung zum Prüfen des Beschädigungs- oder Ermüdungsgrads von feuerfestem Material im Innern eines Konverters oder einer Gießpfanne, die beim Eisenverhüttungsprozeß verwendet wird usw.
Das Abstandsmeßverfahren unter Verwendung von Laserlicht ist üblicherweise in drei Verfahren klassifiziert, nämlich in ein Phasenvergleichsverfahren, ein Impulsmodulationsverfahren und ein Pseudozufallsignalmodulationsverfahren. Nachfolgend werden die Grundzüge dieser Verfahren erläutert.

(1) Phasenvergleichsverfahren

Als Phasenvergleichsverfahren liegt beispielsweise ein Verfahren vor, das in der japanischen ungeprüften Patentschrift Nr. Sho-62-75363 offenbart ist. Dieses Verfahren wird nachfolgend in bezug auf Fig. 1 erläutert.
Von einem Laseroszillator 21 emittiertes Laserlicht wird in zwei Lichtpfade durch einen Halbspiegel 27 verteilt. Laserlicht auf dem einen Lichtpfad tritt in einen akustooptischen Modulator 22 ein. Der akustooptische Modulator 22 erzeugt Beugungslicht mit einer Frequenz, die durch Wechselwirkung mit einem Hochfrequenzsignal von einem Hochfrequenzoszillator 23 verschoben wird. Das Beugungslicht wird zu einem Ziel 17 über einen Reflexionsspiegel 44 übertragen. Ein Detektor 43 überwacht das Beugungslicht, d.h. das Laserlicht. Von dem Ziel 17 reflektiertes Licht tritt in einen Heterodyn- bzw. Überlagerungsdetektor 40 durch einen Halbspiegel 28 ein.
Andererseits tritt Laserlicht auf dem anderen Lichtpfad, der durch den Halbspiegel 27 gebildet wird, in den Überlagerungsdetektor 40 durch den Halbspiegel 28 ein, um als Bezugslicht zu dienen. Der Überlagerungsdetektor 40 ermittelt ein Differenzfrequenzsignal durch Überlagerung bzw. Interferenz, welches die Frequenzdifferenz zwischen der reflektierten Welle von dem Ziel und dem Bezugslicht von dem Halbspiegel 28 darstellt. Da die Phase des Differenzfrequenzsignals proportional zur Entfernung des Ziels verzögert wird, kann die Entfernung zu dem Ziel durch den Phasendetektor 42 gemessen werden, der die Phasendifferenz zwischen dem Bezugssignal von dem Hochfrequenzoszillator 23 und dem Differenzfrequenzsignal ermittelt.
Da das Phasenvergleichsverfahren ein kontinuierliches Wellensendesystem verwendet, kann von dem Ziel reflektiertes Licht nicht von unerwünschtem Licht unterschieden werden, wie etwa reflektiertem Licht, Lecklicht usw., von anderen Stellen als dem Ziel, so daß ein großer Fehler auftreten kann. Insbesondere, wenn die Empfindlichkeit so hoch ist, daß schwaches reflektiertes Licht ermittelt werden kann, kann schwaches Leckagelicht von einem optischen System, das in Beziehung zu dem Strahlungslaserlicht steht, durch ein optisches System ermittelt werden, das in Beziehung zum Lichtempfang steht und dem reflektierten Licht von dem Ziel überlagert sein kann, um mit ihm zu interferieren, was mit dem Ergebnis eines großen Fehlers zu einer großen Phasenunordnung führt.

(2) Impulsmodulationsverfahren

Ein Impulsmodulationsverfahren ist beispielsweise in der japanischen ungeprüften Patentschrift Nr. Sho-58-76784 beschrieben. Das Verfahren wird nachfolgend in bezug auf Fig. 2 erläutert.
Laserlicht von einem Laseroszillator 21 wird in zwei Lichtpfade durch einen Halbspiegel 27 verteilt. Licht auf dem einen Lichtpfad tritt in einen akustooptischen Modulator 22 ein, der durch einen Hochfrequenzoszillator 23 getrieben wird. In dem akustooptischen Modulator 22 wird Laserlicht in Beugungslicht moduliert, dessen Frequenz verschoben ist. Das Beugungslicht wird durch einen Schlitz 29 geschickt, durch eine Linse 54 zur Konvergenz gebracht und tritt daraufhin in einen Lichtmodulator 24 ein. In dem Lichtmodulator 24 wird das einfallende Laserlicht mit einem Impulssignal von einem Impulsgenerator 50 impulsmoduliert. Das impulsmodulierte Laserlicht wird durch ein optisches Übertragungssystem 11 geschickt und in Richtung auf ein Ziel 17 abgestrahlt. Die reflektierte Welle von dem Ziel 17 wird durch ein optisches Empfangssystem 12 und einen Halbspiegel 28 geschickt und tritt in ein Lichtermittlungselement 25 ein.
Laserlicht auf dem anderen Lichtpfad von dem Halbspiegel 27 wird auf den Halbspiegel 28 reflektiert und tritt daraufhin in das Lichtdetektorelement 25 so ein, daß es als Bezugslicht dient. Das Lichtermittlungselement 25 ermittelt die impulsartige reflektierte Welle von dem Ziel 17 auf der Grundlage des Bezugslichts durch Überlagerung bzw. Interferenz, um dadurch eine Differenzfrequenzsignalimpulswellenform zu erzeugen, welche die Frequenzdifferenz zwischen dem reflektierten Licht und dem Bezugslicht darstellt. Die Differenzfrequenzsignalimpulswellenform wird durch einen Zwischenfrequenzverstärker 51 verstärkt und daraufhin durch einen Detektor 52 als Ermittlungsimpulswellenform ermittelt.
Da diese Ermittlungsimpulswellenform durch die Ausbreitungszeit des Laserlichts verzögert wird, die zum Hin- und Herlaufen entlang der Entfernung zu dem Ziel erforderlich ist, berechnet eine Informationsverarbeitungsschaltung 53 die Entfernung zu dem Ziel 17 durch Messen der Zeitdifferenz zwischen einem Zeitpunkt, wenn ein Impuls durch den Impulsgenerator 50 erzeugt wird, und einem Zeitpunkt, wenn die Ermittlungsimpulswellenform durch den Empfang des reflektierten Lichts von dem Ziel 17 erhalten wird.
Da das Impulsmodulationsverfahren ein intermittierendes Wellenübertragungssystem verwendet, kann das reflektierte Licht von dem Ziel von unerwünschtem Licht zeitmäßig unterschieden werden, das von Hindernissen reflektiert wird, obwohl derartiges unerwünschtes Licht, das von Hindernissen reflektiert wird, vorhanden ist. Bei dem Impulsmodulationsverfahren ist jedoch nicht nur die Leistung des impulsartigen Lichts im Mittel klein, sondern auch die Spitzenleistung des zu übertragenden Lichts ist aufgrund von Problemen bezüglich der Einrichtungskonfiguration und der Sicherheit beschränkt. Wenn demnach das Ziel ein niedriges Lichtreflexionsvermögen aufweist, kann die Entfernung zu dem Ziel nicht gemessen werden. Wenn das Ziel beispielsweise ein niedriges Lichtreflexionsvermögen hat, kann ein Reflexionsband mit einer großen Anzahl von feinen Reflexionssubstanzen auf seiner Oberfläche auf das Ziel geklebt werden, um die Menge an reflektiertem Licht zu erhöhen. Der Vorgang zum Ankleben eines derartigen Reflexionsbands an dem Ziel ist jedoch sehr aufwendig.

(3) Pseudozufallsignalmodulationsverfahren

Ein Pseudozufallsignalmodulationsverfahren ist beispielsweise in der japanischen ungeprüften Patentschrift Nr. Sho-58- 166281 beschrieben. Dieses Verfahren wird nachfolgend in bezug auf Fig. 3 erläutert.
In einem Modulator 24 wird durch einen Laseroszillator 21 erzeugtes Licht einer Intensitätsmodulation mit einem Pseudozufallsignal unterworfen, das durch einen Pseudozufallsignalgenerator 60 erzeugt wird. Das modulierte Laserlicht wird in Richtung auf ein Ziel 17 abgestrahlt. Auf dem Ziel 17 reflektiertes Licht wird durch ein Lichtermittlungselement 25 empfangen und in ein elektrisches Signal umgewandelt. Die Wellenform des elektrischen Signals wird dabei in einer Hochgeschwindigkeitsspeichereinrichtung 62 gespeichert. In einer Verzögerungskorrelationseinrichtung 61 wird die Korrelation zwischen dem Pseudozufallsignal, das durch den Pseudozufallsignalgenerator 60 erzeugt wird, und dem Empfangs-Pseudozufallsignal, das in dem Hochgeschwindigkeitsspeicherelement 62 gespeichert ist, berechnet, während das Pseudozufallsignal sukzessive verzögert wird. Das Ergebnis der Korrelationsverarbeitung wird in ein Anzeigeaufzeichnungsgerät 63 eingegeben.
Da die Phase des Pseudozufallsignals, das als reflektiertes Licht von dem Ziel 17 empfangen wird, durch die Ausbreitungszeit von Licht zu dem Ziel 17 verzögert wird, wird die Korrelation zwischen den zwei Signalen erhöht, wenn die Phase des Pseudozufallsignals, das durch den Pseudozufallsignalgenerator 60 erzeugt wird, einer Verzögerung hinsichtlich der Ausbreitungszeit unterworfen wird, um als Übertragungssignal verwendet zu werden. Die Entfernung zu dem Ziel kann demnach durch Messen der Verzögerungszeit gemessen werden, wodurch die Korrelation maximiert wird.
Da das Pseudozufallsignalmodulationsverfahren ein kontinuierliches Wellenübertragungssystem verwendet, kann die reflektierte Welle von dem Ziel von der reflektierten Welle von Hindernissen auf der Grundlage der Verzögerungszeit für die Korrelationsverarbeitung unterschieden werden, obwohl eine derartige unerwünschte reflektierte Welle von den Hindernissen vorhanden ist. Das Pseudo-Zufallsmodulationsverfahren ist jedoch bezüglich der Gerätekonfiguration komplex und hat eine lange Signalverarbeitungszeit. Insbesondere können die Hochgeschwindigkeitsspeichereinrichtung und die Verzögerungskorrelationsschaltung durch analoge Schaltungen oder durch digitale Schaltungen gebildet werden. Im zuerst genannten Fall ist die Anzahl an Elementen so groß, daß das Gerat eine komplexe Konfiguration erhält. Im zuletzt genannten Fall ist die Operationsverarbeitung so komplex, daß die Verarbeitungsgeschwindigkeit niedrig wird.
Ein Entfernungsmeßverfahren und ein -gerät sind aus der europäischen Patentanmeldung Nr. EP 0 263 992 bekannt und verwenden eine Pseudozufallsignalmodulation. Das Gerät sieht zwei Pseudozufallsgeneratoren vor, die Signale desselben Bilds, jedoch mit geringfügig unterschiedlichen Frequenzen erzeugt. Das eine Pseudozufallsignal wird als Referenz- bzw. Bezugspunkt verwendet, während das andere die Intensität des Laserlichts moduliert, das in Richtung auf das Ziel übertragen wird. Die übertragenen und reflektierten Signale werden mit der Referenz korreliert, und der Entfernungswert wird aus der Verzögerung zwischen den jeweiligen Maxima der Korrelationsausgangssignale abgeleitet. Es wird bemerkt, daß diese Druckschrift für die vorliegende Erfindung Stand der Technik lediglich im Hinblick auf Art. 54(3) EPÜ bildet.
In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:
Fig. 1, 2 und 3 Blockdiagramme verschiedener Beispiele des herkömmlichen Entfernungsmeßgeräts,
Fig. 4 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Entfernungsmeßgeräts,
Fig. 5 ein Blockdiagramm eines Beispiels der Konfiguration des Pseudozufallsignalgenerators,
Fig. 6 und 7 Wellenformansichten zur Erläuterung der Arbeitsweise des in Fig. 4 gezeigten Geräts,
Fig. 8 ein Blockdiagramm einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Entfernungsmeßgeräts,
Fig. 9, 10 und 11, eine Seitenansicht, eine Draufsicht und eine Vorderansicht eines Laserabstandmeßgeräts,
Fig. 12 eine Kurvendarstellung der Lasersende- und Laserempfangsrichtungen in einem Koordinatensystem,
Fig. 13 ein Blockdiagramm eines weiteren Beispiels der Konfiguration des Pseudozufallsignalgenerators,
Fig. 14 eine Ansicht von Daten, die in der Speichereinrichtung gespeichert sind, die in Fig. 13 gezeigt ist,
Fig. 15 eine Ansicht der Beziehung zwischen Eingangsdaten und einem Ausgangssignal in dem in Fig. 13 gezeigten Signalwandler,
Fig. 16 eine Ansicht einer Ausgangssignalwellenform von dem Signalwandler,
Fig. 17 Zeitdiagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise des Empfängers in dem Abstandsmeßgerät, das in Fig. 5 und 8 gezeigt ist,
Fig. 18 ein Blockdiagramm eines Abstandmeßgeräts gemäß dem Stand der Technik unter Verwendung von Mikrowellenstrahlung und enthaltend den Zufallssignalgenerator von Fig. 13, und
Fig. 19 ein Blockdiagramm eines weiteren Abstandmeßgeräts gemäß dem Stand der Technik unter Verwendung von Mikrowellenstrahlung und enthaltend den Zufallssignalgenerator von Fig. 13.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Abstandmeßverfahren und ein Gerät für dieses bereitzustellen, bei dem nicht nur der Einfluß unerwünschten Lichts vermieden, sondern auch die Gerätekonfiguration vereinfacht werden kann.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Abstandmeßgerät zu schaffen, bei welchem die Abstandsmessung unter Verwendung eines willkürlichen Pseudozufallsignals, wie beispielsweise eines Barker-Codesignals durchgeführt werden kann.
Gemäß einem ersten Aspekt stellt die vorliegende Erfindung ein Entfernungsmeßverfahren bereit, das die Schritte aufweist:
Erzeugen erster und zweiter Pseudozufallsignale, welche einander im Wellenbild gleichen, sich aber in der Frequenz unterscheiden,
Erzeugen eines ersten Produktsignals, das durch Multiplizieren der ersten und zweiten Pseudozufallsignale miteinander erhalten wird,
Schicken des ersten Produktsignals durch ein erstes Tiefpaßfilter,
Abstrahlen von Laserlicht in Richtung auf ein Ziel nach Intensitätsmodulation des Laserlichts mit dem ersten Pseudozufallsignal,
Umwandeln einer Änderung in der Intensität des reflektierten Lichts in ein elektrisches Signal nach Empfang des reflektierten Lichts als Empfangssignal von dem Ziel,
Erzeugen eines zweiten Produktsignals durch Multiplizieren des elektrischen Signals mit dem zweiten Pseudozufallsignal,
Schicken des zweiten Produktsignals durch ein zweites Tiefpaßfilter, und
Messen einer Entfernung zu dem Ziel durch Berechnen der Verzögerung zwischen den ersten und zweiten Produktsignalen.
Das heißt, da bei der vorliegenden Erfindung die ersten und zweiten Pseudozufallsignale Codezüge darstellen, welche einander im Wellenbild gleichen, sich aber in der Frequenz unterscheiden, können die Phasen der zwei Signale zu einem bestimmten Zeitpunkt aneinander angepaßt werden, werden daraufhin jedoch mit Ablauf der Zeit allmählich verschoben. Wenn die Phasen der zwei Signale durch einen Code oder mehrere in bezug aufeinander verschoben werden, zeigen die beiden Signale keine Korrelation. Das Ergebnis der Multiplikation der zwei Signale ist demnach so zufällig, daß kein Ausgangssignal erzeugt wird, wenn die zwei Signale durch ein Tiefpaßfilter geschickt werden.
Wenn die Zeit weiter abläuft, und wenn die Phasendifferenz zwischen den ersten und zweiten Pseudozufallsignalen einer Periode eines Pseudozufallsignals entspricht, werden die Phasen der zwei Signale aneinander so angepaßt, daß die Korrelation zwischen den zwei Signalen ihren maximalen Wert einnimmt. In diesem Fall wird ein Spitzenwertsignal erhalten, wenn dieses Multiplikationsergebnis durch das Tiefpaßfilter läuft. Dieses Phänomen wird so wiederholt, daß ein periodisches Impulssignal als Ausgangssignal von dem Tiefpaßfilter erhalten wird.
Das Impulssignal, das durch Schicken des Ergebnisses der Multiplikation der ersten und zweiten Pseudozufallsignale miteinander durch das Tiefpaßfilter erhalten wird, wird als "Zeitbezugssignal" bezeichnet. Die Entfernung zu dem Ziel kann durch ein Gerät mit einfacher Konfiguration gemessen werden, indem die Differenz zwischen der Impulserzeugungszeit, die durch Schicken des Multiplikationsergebnisses des Empfangssignals der Laserwelle, die an dem Ziel reflektiert wird, mit dem zweiten Pseudozufallsignal erhalten wird, und dem Zeitbezugssignal ermittelt wird.
Obwohl unerwünschtes Licht, wie Leckagelicht, von einem optischen System vorhanden ist, kann der Zeitpunkt, wenn ein Impuls aufgrund von Licht, das an dem Ziel reflektiert wird, erzeugt wird, im Ermittlungssignal von dem Zeitpunkt unterschieden werden, wenn ein Impuls aufgrund des unerwünschten Lichts erzeugt wird, weil die zwei Zeitpunkte voneinander unterschiedlich sind. In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung kann nicht nur die Entfernung zu dem Ziel ohne Einfluß von dem unerwünschten Licht gemessen werden, sondern die Signalverarbeitungszeit, die zum Erhalten des Ermittlungssignals erforderlich ist, wird so verkürzt, daß eine Echtzeit- und empfindliche Abstandsmessung durchgeführt werden kann.
Gemäß einem weiteren Aspekt stellt die vorliegende Erfindung ein Entfernungsmeßgerät bereit, aufweisend:
Mittel zum Erzeugen eines ersten Pseudozufallsignals,
Mittel zum Erzeugen eines zweiten Pseudozufallsignals, welches im Wellenbild gleich zum ersten Pseudozufallsignal, aber in der Frequenz vom ersten Pseudozufallsignal geringfügig unterschiedlich ist,
einen ersten Multiplizierer zum Multiplizieren des ersten Pseudozufallsignals mit dem zweiten Pseudozufallsignal, um dadurch ein erstes Produktsignal zu erzeugen,
ein erstes Tiefpaßfilter zum Empfangen des Ausgangssignals des ersten Multiplizierers,
ein Laserlichterzeugungsmittel zum Erzeugen von Laserlicht,
ein Modulationsmittel zur Intensitätsmodulation des Laserlichts mit dem ersten Pseudozufallsignal,
ein Lichtübertragungsmittel zum Übertragen des Ausgangssignals des Modulationsmittels zu einem Ziel,
ein Lichtdetektormittel zum Empfangen von reflektiertem Licht von dem Ziel und zum Umwandeln des reflektierten Lichts in ein elektrisches Signal,
einen zweiten Multiplizierer zum Multiplizieren des elektrischen Signals mit dem zweiten Pseudozufallsignal, um dadurch ein zweites Produktsignal zu erzeugen,
ein zweites Tiefpaßfilter zum Empfangen des Ausgangssignals von dem zweiten Multiplizierer, und
ein Zeitdifferenzmeßmittel zum Messen der Verzögerung zwischen dem ersten Produktsignal und dem zweiten Produktsignal.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung weist das Abstandmeßgerät einen Halbleiterlaser als das Laserlichterzeugungsmittel und das Modulationsmittel auf. Der Halbleiterlaser wird direkt durch das erste Pseudozufallsignal angetrieben, um dadurch Laserlicht direkt intensitätsmoduliert mit dem ersten Pseudozufallsignal zu erhalten.
Gemäß noch einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung weist das Laserlichterzeugungsmittel eine Laserlichtquelle auf, einen Hochfrequenzgenerator und ein akustooptisches Modulationselement, das mit Ausgangslaserlicht von der Laserlichtquelle versorgt wird und durch ein Ausgangssignal des Hochfrequenzgenerators getrieben ist, und in welchem das Lichtdetektormittel ein Abzweigmittel zum Abzweigen eines Teils des Laserlichts von der Laserlichtquelle aufweist, ein Lichtdetektorelement zum Kombinieren von Ausgangslicht des Abzweigmittels und des reflektierten Lichts von dem Ziel, um eine Überlagerungsermittlung durchzuführen und damit ein Ermittlungsergebnis als das elektrische Signal auszugeben.
Gemäß noch einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung weist das Zeitdifferenzmeßmittel Mittel zum Messen des Zeitintervalls zwischen einem Zeitpunkt auf, zu welchem ein Ausgangssignal des ersten Tiefpaßfilters seinen Maximalwert erreicht, und einen Zeitpunkt, zu welchem ein Ausgangssignal des zweiten Tiefpaßfilters seinen Maximalwert erreicht.
Gemäß noch einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung weist der Pseudozufallsignalgenerator einen Zähler zum Zählen eines Taktsignals und zum Ausgeben seines Zählwerts auf, eine Speichereinrichtung, von welcher gespeicherte Daten in Übereinstimmung mit dem Zählwert des Zählers als eine Adresse für die Speichereinrichtung ausgelesen werden, und einen Signalwandler zum Umwandeln der ausgelesenen gespeicherten Daten in ein dreiwertiges Signal, wobei das Lichtdetektormittel dazu ausgelegt ist, vorübergehend die Lichtempfangsempfindlichkeit zu ändern.
Der Zähler in dem Pseudozufallsignalgenerator empfängt ein Taktsignal von einem Taktsignalgenerator, zählt das Taktsignal und führt den Zählwert der Speichereinrichtung zu. Wenn der Zählwert seinen oberen Grenzwert erreicht, wird der Zähler auf Null rückgesetzt und startet daraufhin erneut den Zählvorgang. Zu diesem Zeitpunkt wird dem Lichtermittlungsmittel ein Rücksetzsignal zugeführt. Das Lichtermittlungsmittel ändert seine Empfindlichkeit für eine vorbestimmte Zeit auf der Grundlage des Empfangs des Rücksetzsignals. Die Speichereinrichtung bezeichnet Daten in ihrem Speicherbereich mit dem Zählwert des Zählers als Adresse, um dadurch das Auslesen der bezeichneten Daten durchzuführen. Codedaten zum Erzeugen eines willkürlichen Pseudozufallsignals, wie etwa eines Barker-Code-Signals, werden in dem Speicherbereich der Speichereinrichtung einleitend gespeichert.
Da ein Pseudozufallsignalgenerator, der durch einen Zähler, eine Speichereinrichtung und einen Signalwandler gebildet ist, bei der vorliegenden Erfindung verwendet wird, wie vorstehend erläutert, kann ein Pseudozufallsignal, wie etwa ein Barker-Code-Signal, verwendet werden, das sich von dem M-Typ- Signal unterscheidet. Wenn beispielsweise ein Barker-Code-Signal als das Pseudozufallsignal verwendet wird, kann ein Zeitintervall zu jeder Ausgabeperiode des Barker-Code-Signals so bereitgestellt werden, daß eine intermittierende Signalausgabe durchgeführt wird, die Lichtempfangsempfindlichkeit des Geräts vorübergehend geändert wird und unerwünscht reflektierte Signale vorübergehend maskiert werden, um es zu ermöglichen, das reflektierte Signal von dem Ziel mit hoher Empfindlichkeit zu ermitteln.
Die vorstehend genannten sowie weitere Aufgaben ebenso wie vorteilhafte Merkmale der vorliegenden Erfindung erschließen sich deutlicher aus der folgenden Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen.
Bei dem in Fig. 4 als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigten Entfernungsmeßvorrichtung weist ein Taktgenerator 1 eine Frequenz f&sub1; (= 100,004 MHz) auf und ein weiterer Taktgenerator 2 weist eine Frequenz f&sub2; (= 99,996 MHz) auf. Jeder der Taktgeneratoren 1 und 2 hält seine Frequenz durch Verwendung eines Quarzoszillators stabil. Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 haben in bezug aufeinander im wesentlichen dieselbe Schaltungskonfiguration. Jeder der Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 erzeugt ein M-Typ-Signal als Pseudozufallsignal.
Jeder der Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 zum Erzeugen eines derartigen M-Typ-Signals kann durch einen 7-Bit-M-Typ- Signalgenerator, wie in Fig. 2 gezeigt, beispielsweise gebildet sein, der aus einem Schieberegister 31 mit einer 7-stufigen Struktur auf der Grundlage eines ECL(Emitter-gekoppelten Logik)-Element und einer Exklusiv-ODER-Schaltung 32 gebildet sein. Das M-Typ-Signal ist ein periodisch zirkulierendes Signal mit einer Kombination von Codes "I" (entsprechend einer positiven Spannung +E) und "0" (entsprechend einer negativen Spannung -E). Bei diesem Beispiel mit 7 Bits wird eine Periode beendet, wenn 127(= 2&sup7;-1)-Signalbruchstücke erzeugt sind, und ein zirkulierendes Signal, das diese Periode wiederholt, erzeugt wird.
Die Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 sind in bezug aufeinander durch dieselbe Schaltung gebildet, so daß die jeweiligen Ausgangssignale von dem Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 dasselbe Bild in bezug aufeinander haben. Die Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 sind jedoch hinsichtlich der Frequenz des ihnen zugeführten Takts geringfügig voneinander unterschiedlich, so daß ihre Ausgangssignale bezüglich ihrer Perioden voneinander geringfügig unterschiedlich sind. Ein anderes Signal als das M-Typ-Signal, ein anderer Signal-Typ als das Gold-Typ-Signal oder ein JPL-Typ-Signal können als Pseudozufallsignal verwendet werden.
Bei dem in Fig. 4 gezeigten Entfernungsmeßgerät hat der Halbleiterlaser 9 beispielsweise eine Wellenlänge von 780 nm und erzeugt ein Laserlicht, das mit einem Signal von dem Pseudozufallsignalgenerator 3 intensitätsmoduliert ist. Das Laserlicht wird zu einem Ziel 17 durch eine Linse in einem optischen Übertragungs- bzw. Sendesystem 11 abgestrahlt. Von dem Ziel 17 reflektiertes Licht tritt in eine Diode 10 über eine Linse, ein optisches Filter usw. in ein optisches Empfangssystem 12 ein. Daraufhin wird die Intensität des reflektierten Lichts in ein elektrisches Signal umgewandelt, um dadurch ein Empfangssignal zu erhalten. Das Empfangssignal wird beispielsweise mittels eines ausgewogenen Mischers 8 mit dem zweiten Pseudozufallsignal multipliziert, bei dem es sich um ein Ausgangssignal des Pseudozufallsignalgenerators 4 handelt. Das Multiplikationssignal wird als Zielermittlungssignal einem Entfernungsskalierer 13 über ein Tiefpaßfilter 6 zugeführt.
Andererseits werden die ersten und zweiten Pseudozufallsignale, die durch die Pseudozufallgeneratoren 3 und 4 erzeugt werden, miteinander mittels eines ausgewogenen Mischers 7 multipliziert. Das Multiplikationssignal wird als Zeitbezugssignal dem Entfernungsskalierer 13 über ein Tiefpaßfilter 5 zugeführt. Der Entfernungsskalierer 13 hat die Funktion, die Entfernung zu dem Ziel 17 durch Ermitteln von sowohl dem Spitzenwert des Zielermittlungssignals wie dem Spitzenwert des Zeitbezugssignals zu skalieren, und die Zeitdifferenz zwischen den Zeitpunkten zu messen, wenn die Spitzenwerte jeweils erzeugt werden.
Die ersten und zweiten Pseudozufallsignale, die durch die jeweiligen Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 erzeugt werden, wie vorstehend erläutert, sind Codezüge die einander im Bild bzw. Muster gleichen. Die Perioden der zwei Signale sind jedoch voneinander geringfügig in Übereinstimmung mit der Differenz zwischen den Treibertaktfrequenzen, die zu diesem Zweck zugeführt werden, unterschiedlich. Unter der Annahme, daß die Phasen der jeweiligen Signale zu einem bestimmten Zeitpunkt aneinander angepaßt sind, werden die Phasen daraufhin allmählich in bezug aufeinander verschoben, wenn die Zeit fortschreitet. Wenn die Phasen in bezug aufeinander um mehr als einen Code verschoben sind, weisen die zwei Signale keine Korrelation auf. Wenn keine Korrelation zwischen den zwei Pseudozufallsignalen und dem Empfangssignal als reflektiertes Licht von dem Ziel 17 nach Abstrahlen von Laserlicht intensitätsmoduliert mit dem ersten Pseudozufallsignal vorliegt, wird das Multiplikationsergebnis der zwei Signale miteinander mittels des ausgewogenen Mischers 8 ein Zufallssignal ohne Gleichstromkomponente, so daß das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 6 den Wert Null annimmt.
Wenn die Zeit weiter abläuft, und wenn die Phasendifferenz zwischen den ersten und zweiten Pseudozufallsignalen gerade eben einer Periode von einem Pseudozufallsignal entspricht, sind die Phasen der zwei Signale erneut aneinander angepaßt. Zu diesem Zeitpunkt wird die Korrelation zwischen den zwei Signalen derart maximiert, daß ein Spitzenwertsignal erhalten wird, wenn das Multiplikationsausgangssignal von dem ausgewogenen Mischer 8 durch das Tiefpaßfilter 6 geschickt wird. Fig. 6 zeigt eine Ansicht des Eingangs- und Ausgangssignal zu und von dem Tiefpaßfilter 6. Im Bereich a&sub1; sind die Phasen der zwei Pseudozufallsignale aneinander so angepaßt, daß ihr integrierter Wert sein Maximum einnimmt. Im Bereich a&sub2; sind die Phasen nicht aneinander angepaßt, so daß der integrierte Wert davon auf Null abnimmt. Das Phänomen trifft auf das Tiefpaßfilter 5 zu, das nachfolgend im einzelnen erläutert ist.
Das Phasenanpaßphänomen wird zu jeder Periode so wiederholt, daß ein periodisches Impulssignal, wie in Fig. 7 gezeigt, als Ermittlungssignal der reflektierten Welle von dem Ziel 17 erhalten wird. Um ein Zeitbezugssignal zum Messen eines Zeitpunkts einzustellen, wenn das Ermittlungssignal von dem Ziel erhalten wird, wird ein periodisches Impulssignal mit derselben Periode wie diejenige des Zielermittlungssignals durch direktes Multiplizieren der ersten und zweiten Pseudozufallsignale miteinander mittels des ausgewogenen Mischers 7 und durch Herausgreifen eines Zeitserienmusters bzw. -bilds als Multiplikationsergebnis durch das Tiefpaßfilter 5 gebildet. Das derart gebildete periodische Impulssignal wird als Zeitbezugssignal bereitgestellt, wie in Fig. 7 gezeigt.
Das Zeitintervall von dem Zeitpunkt, wenn ein Impuls des Zeitbezugssignals erzeugt wird, zu dem Zeitpunkt, wenn ein Impuls des Zielermittlungssignals erzeugt wird, wird als Abstandinformation proportional zu der Hin- und Herlaufzeit erhalten, die für das Laserlicht erforderlich ist, um von dem optischen Sendesystem 11 zu dem Ziel 17 und zurück von dem Ziel 17 zu dem optischen Empfangssystem 12 sich auszubreiten, so daß die Entfernung zu dem Ziel 17 durch den Abstandsskalierer 13 berechnet wird.
Bei dieser Ausführungsform kann die Volumenform des Ziels 17 in dem Signalverarbeitungsabschnitt 16 durch Ermitteln der Richtungen der Laserausstrahlung und des Laserempfangs in den optischen Sende- und Empfangssystemen 11 und 12 durch bidirektionelle Winkelmeßeinrichtungen unter Verwendung von zwei Drehkodierern ermittelt werden, d.h. auf der Grundlage von Winkelinformation von einer θ-Richtungsmeßeinrichtung 14 und einer φ-Richtungsmeßeinrichtung 15.
Bei dieser Ausführungsform ist bestätigt worden, daß die Entfernung mit einer Ansprechgeschwindigkeit von 0,1 Sekunden pro Punkt mit einer Entfernungsmeßgenauigkeit von etwa einer Genauigkeit von etwa 15 mm gemessen werden kann.
Eine weitere Ausführungsform des Entfernungsmeßgeräts gemäß der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 8 gezeigt, wobei die Empfindlichkeit durch Anwenden der Pseudozufallsignalverarbeitung auf ein Heterodyn-Ermittlungslaserentferungsmeßgerät verbessert ist. Beispielsweise sind bei diesem Gerät die Taktfrequenzen der Zweitaktgeneratoren 1 und 2 zu 200,010 MHz bzw. 200,000 MHz ausgewählt.
Die Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 haben in bezug aufeinander dieselbe Schaltungskonfiguration. Jeder der Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 erzeugt ein M-Typ-Signal als Pseudozufallsignal durch ein 8-Stufen-Schieberegister. Ein Laseroszillator 21 ist durch einen He-Ne-Laseroszillator gebildet. Ausgangslaserlicht von dem Laseroszillator 21 wird durch einen Halbspiegel 27 in zwei Richtungen verteilt. Licht in der einen Richtung tritt in einen akustooptischen Modulator 22 ein, der durch einen Hochfrequenzoszillator 23 getrieben ist. Gebeugtes Licht, das mit der Frequenz eines Hochfrequenzsignals verschoben ist, tritt in einen Lichtmodulator 24 durch einen Schlitz 29 ein. In dem Lichtmodulator 24 wird das Laserlicht mit einem M-Typ-Signal intensitätsmoduliert, das durch den Pseudozufallsignalgenerator 3 erzeugt wird. Das Laserlicht, das durch den Lichtmodulator 24 moduliert ist, wird zu dem Ziel 17 durch das optische Sendesystem abgestrahlt.
Von dem Ziel 17 reflektiertes Laserlicht wird durch ein optisches Empfangssystem 12 empfangen und tritt in ein Lichtdetektorelement 25 durch einen Halbspiegel 28 ein. Das Lichtdetektorelement 25 führt eine Heterodyn- bzw. Überlagerungsermittlung auf bzw. für das empfangene Licht durch, um elektrische Hochfrequenzsignale mit einer Amplitude zu erzeugen, welche der Intensität des empfangenen Laserlichts entspricht. Das Amplituden-modulierte Hochfrequenzsignal wird durch den Detektor 26 ermittelt, mittels des ausgewogenen Mischers 8 mit dem M-Typ-Signal multipliziert, das durch den Pseudozufallsignalgenerator 4 erzeugt wird, und daraufhin als Zielermittlungssignal dem Entfernungsskalierer 13 durch das Tiefpaßfilter 5 zugeführt.
Andererseits werden die Ausgangssignale von den Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 miteinander mittels des ausgewogenen Mischers 7 multipliziert. Das Multiplikationsergebnis wird als Zeitbezugssignal dem Entfernungsskalierer 13 durch das Tiefpaßfilter 6 zugeführt. Der Entfernungsskalierer 13 berechnet die Entfernung durch Ermitteln von sowohl des Spitzenwerts des Zielermittlungssignals wie des Spitzenwerts des Zeitbezugssignals und durch Messen der Differenz zwischen dem Zeitpunkt, wenn die Signale jeweils ihre Spitzenwerte einnehmen.
Auch bei dieser Ausführungsform sind eine θ-Richtungsmeßeinrichtung 14 und eine φ-Richtungsmeßeinrichtung 15 unter Verwendung von Drehkodierern jeweils für den Zweck vorgesehen, die Richtungen der Laserabstrahlung und den Empfang in den optischen Sende- und Empfangssystemen so zu messen, daß eine bidirektionelle Winkelinformation dem Signalverarbeitungsabschnitt 16 zugeführt wird. In dem Signalverarbeitungsabschnitt 16 kann die Volumenform des Ziels 17 auf der Grundlage des berechneten Entfernungswerts des Entfernungsskalierers 13 gemessen werden.
Bei dieser Ausführungsform ist bestätigt worden, daß die Entfernung mit einer Ansprechgeschwindigkeit von 0,14 s pro Punkt mit einer Entfernungsmeßgenauigkeit von etwa 10 mm gemessen werden kann.
Die von den bidirektionellen Winkelmeßeinrichtungen 14 und 15 erhaltene Winkelinformation, wie in Fig. 4 und 8 gezeigt, kann in Kombination mit einer Entfernungsinformation verwendet werden, die von dem Entfernungsmeßgerät erhalten wird, um dadurch die Volumenform des Ziels wie folgt zu messen.
Bei dem in Fig. 9 bis 11 gezeigten Laserentfernungsmeßgerät sind sowohl die θ-Richtungsmeßeinrichtung 14 wie die φ-Richtungsmeßeinrichtung 15 durch einen hochgenauen Drehkodierer vom Inkrement-Typ gebildet, der 360.000 Impulse pro Drehung erzeugt. Die in Fig. 4 oder Fig. 8 gezeigte Schaltungskonfiguration ist in einem Laserentfernungsmeßgerätgehäuse 74 so enthalten, daß Laserlicht in der Richtung des Pfeils abgestrahlt/empfangen wird, um die Entfernung zu dem Ziel zu messen. Die φ-Richtungsmeßeinrichtung 15 ist auf einem Sockel 75 angebracht. Ein Joch 76 ist außerdem auf der Meßeinrichtung 15 angebracht. Das Joch 76 trägt das Laserentfernungsmeßgerätgehäuse 74 so, daß das Gehäuse 74 sich in der θ-Richtung drehen kann. Das Joch 76 selbst kann auf der φ-Richtungsmeßeinrichtung 15 sich drehen.
Unter der Annahme, daß ein gemessener Wert r der Entfernung zu dem Ziel durch eine Entfernungsmessung in einer bestimmten Richtung (θ, φ) erhalten wird, werden die Volumenkoordinaten (x, y, z) des Ziels durch den Signalverarbeitungsabschnitt gemäß den folgenden Ausdrücken berechnet:
x = r cos θ cos φ
y = r cos θ sin φ
z = r sin θ
Die Volumenform des Ziels kann als Koordinateninformation (x, y, z) durch Wiederholen der vorstehend angeführten Messung und Berechnen perfektioniert werden, während beide Winkel θ und φ abgetastet werden.
Obwohl die vorstehend angeführte Erläuterung für den Fall erfolgte, daß ein Schieberegister in jedem der Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 verwendet wird, wie in Fig. 4 und 8 gezeigt, kann die vorliegende Erfindung auf den Fall angewendet werden, daß der Pseudozufallsignalgenerator verwendet werden kann, der in Fig. 13 gezeigt ist. Der in Fig. 13 gezeigte Pseudozufallsignalgenerator ist durch einen Zähler 33, eine Speichereinrichtung 34 und einen Signalwandler 35 gebildet.
Der Zähler 33 empfängt ein Taktsignal als Eingangssignal, zählt das Eingangstaktsignal und führt den Zählwert der Speichereinrichtung 34 zu. Der Zähler 33 führt einen Zählvorgang ausgehend von 0 zu einem oberen Zählgrenzwert n aus. Wenn die Zählung den oberen Grenzwert n erreicht, wird der Zähler auf Ziffer 0 rückgesetzt und startet daraufhin den Zählvorgang erneut.
Bei dieser Ausführungsform beträgt der obere Grenzwert 127, so daß der Zähler 33 den Zählvorgang ausgehend von 0 bis 127 synchron zu dem zugeführten Taktsignal ausführt. Wenn der Zähler auf 0 rückgesetzt ist, wird ein Synchronisierimpulssignal nach außen abgegeben.
Die Speichereinrichtung 34 weist Speicher zum Speichern von Daten auf, die durch einen ROM, einen RAM usw. gebildet sind. Die Speichereinrichtung 34 empfängt den Ausgangszählwert von dem Zähler 33, liest Codedaten des Pseudozufallsignals aus, das in einem Speicher gespeichert ist, durch Verwenden des Zählwerts als Adresse des Speichers, und sie führt die Auslesedaten dem Signalwandler 35 zu.
Bei dieser Ausführungsform hat die Speichereinrichtung 34 128 Speicher, von denen jeder ein Fassungsvermögen für eine Datenlänge von 2 Bits hat und durch Adressen von 0 bis 127 bezeichnet werden kann. Das erste Bit jedes Speichers stellt das Codemuster des zu speichernden Pseudozufallsignals dar. Das erste Bit wird demnach auf "1" oder "0" entsprechend dem Code "1" oder "0" des Pseudozufallsignals gesetzt. Das zweite Bit von jedem Speicher gibt wieder, ob die Daten in dem Speicher Codedaten des Pseudozufallsignals sind oder nicht. Wenn die Daten in dem Speicher Codedaten sind, wird das zweite Bit des Speichers auf "1" gesetzt, während dann, wenn die Daten in dem Speicher keine Codedaten sind, das zweite Bit auf 0 gesetzt wird.
Die in Fig. 14 gezeigte Tabelle zeigt ein Beispiel des Pfeils, bei dem sieben Barker-Codedaten in den Speichern der Speichereinrichtung 34 gespeichert sind. Bei diesem Beispiel werden 2-Bit-Daten, die durch "11" und "0" entsprechend den Barker-Codedaten wiedergegeben sind, in den Speichern entsprechend den Adressen 0 bis 6 gespeichert, und zur selben Zeit werden 2-Bit-Daten, die durch "00" wiedergegeben sind, in den anderen Speichern entsprechend den Adressen 7 bis 127 gespeichert. Da Daten entsprechend den Adressen 0 bis 127 nacheinander auf der Grundlage des Eingangssignals ausgelesen werden, das dem Zähler 33 zugeführt wird, wird der Vorgang, Daten aus der Speichereinrichtung 34 zu lesen, wiederholt mit einer Periode von 128 Taktimpulsen synchron zu dem Taktsignal, das dem Zähler 33 zugeführt wird.
Die Tabelle von Fig. 15 zeigt die Beziehung zwischen den Eingangsdaten und dem Ausgangssignal des Signalwandlers 35 bei dieser Ausführungsform. Der Signalwandler 35 empfängt Daten von der Speichereinrichtung 34, wandelt die Daten in ein dreiwertiges Signal um und gibt sie aus. Das heißt, wenn die 2-Bit-Daten, die von der Speichereinrichtung 34 bereitgestellt werden, "11" oder "10" sind und Codedaten wiedergeben, erzeugt der Signalwandler 35 ein positives (+) oder negatives (-) Signal entsprechend den Daten. Wenn die 2-Bit-Daten "00" oder "01" sind, erzeugt der Signalwandler 35 ein Null(0)-Signal.
Fig. 16 zeigt die Wellenform des Ausgangssignals von dem Signalwandler 35, d.h. die Wellenform des Ausgangssignals von dem Pseudozufallsignalgenerator in dem Fall, daß Daten von der Speichereinrichtung 34 zugeführt werden, die die in Fig. 14 gezeigten Speicherinhalte haben. In bezug auf die Ausgangswellenform wird ein positives (+), negatives (-) oder Null(0)-Signal entsprechend den Daten ausgesendet, die von der Speichereinrichtung 34 ausgelesen werden. Da der Vorgang des Auslesens von Daten aus der Speichereinrichtung 34 mit einer Periode wiederholt wird, die durch die Anzahl von Speichern in der Speichereinrichtung 34 festgelegt ist, und zwar synchron zu dem Taktsignal, hat das Ausgangssignal von dem Signalwandler 35 eine Wellenform, die durch Wiederholen von 7-Takt-Impulse-Barker-Code-Ausgangssignalen und 121-Takt-Impulse-Nullsignalen gebildet ist.
Im folgenden wird die Arbeitsweise des Entfernungsmeßgeräts für den Fall erläutert, daß die Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 die in Fig. 13 gezeigt sind, auf das Entfernungsmeßgerät angewendet werden, wie in Fig. 4 oder Fig. 8 gezeigt. In diesem Fall wird ein Synchronisierimpulssignal von dem Pseudozufallsignalgenerator 3 dem optischen Empfangssystem 12 zugeführt. Das von dem Ziel 17 reflektierte Signal wird durch das optische Empfangssystem 12 empfangen und daraufhin nach Ändern der Verstärkung des Abschwächungsfaktors des reflektierten Signals synchron zu dem Synchronisierimpulssignal bei Ablaufen der Zeit ausgesendet.
Fig. 7 zeigt die Taktdiagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise des optischen Empfangssystems 12. In den Taktdiagrammen zeigen die Diagramme (a) und (b) die Signalwellenform des Pseudozufallsignals, das von dem Pseudozufallsignalgenerator 3 erzeugt wird, bzw. die Signalwellenform des Synchronisierimpulssignals. Das Diagramm (c) von Fig. 17 zeigt die zeitliche Änderung des Abschwächungsfaktors des Signals in dem optischen Empfangssystems 12. Bei Empfang des Synchronisierimpulssignals von dem Pseudozufallsignalgenerator 3 erhöht das optische Empfangssystem 12 den Abschwächungsfaktor für eine willkürliche Zeit t nach dem Zeitpunkt des Empfangs des Impulses derart, daß der Eingang von unerwünschten reflektierten Signalen, die zu diesem Zeitpunkt empfangen werden, beschränkt wird, um dadurch den Einfluß der unerwünscht reflektierten Signale zu unterdrücken.
In dem Fall, daß das von dem Ziel reflektierte Signal mit unerwünschten Signalen maskiert ist, die an Hindernissen in der Nähe der optischen Sende- und Empfangssysteme reflektiert werden, kann deshalb der Empfang der unerwünscht reflektierten Signale durch Ändern der Empfangsempfindlichkeit bei Ablauf der Zeit unterdrückt werden, um dadurch den Einfluß der unerwünscht reflektierten Signale zu verhindern.
Der in Fig. 13 gezeigte Pseudozufallsignalgenerator kann auch auf das in Fig. 3 gezeigte Entfernungsmeßgerät angewendet werden. Beispiele einer derartigen Anwendung werden nachfolgend in bezug auf Fig. 18 und 19 erläutert.
Der in Fig. 13 gezeigte Pseudozufallsignalgenerator wird bei dem in Fig. 18 gezeigten Entfernungsmeßgerät verwendet. Bei diesem Gerät werden zur Pseudozufallsignalverarbeitung in derselben Weise wie bei dem Entfernungsmeßgerät von Fig. 4 Pseudozufallsignale verwendet, die einander im Wellenbild gleichen, sich aber in der Frequenz unterscheiden.
Bei dem in Fig. 18 gezeigten Entfernungsmeßgerät bezeichnet die Bezugsziffer 80 einen Empfänger, 81 einen Multiplizierer (Modulator), 82 einen Multiplizierer (Mischer), 83 ein Tiefpaßfilter, 84 einen Trägeroszillator, 85 einen Verteiler, 86 einen Übertrager bzw. Sender, 87 einen Multiplizierer (Mischer), 88 einen Verteiler, 89 einen Hybridkoppler, 90 und 91 (Multiplizierer) Mischer, 92 und 93 Tiefpaßfilter, 94 und 95 Quadrierer, 96 einen Addierer, 97 eine Ausbreitungszeitmeßeinrichtung, 98 einen Entfernungsskalierer, 99 eine Übertragungs- bzw. Sendeantenne und 100 eine Empfangsantenne.
Die Arbeitsweise des Geräts wird nachfolgend erläutert. Jeder der Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 hat eine in Fig. 13 gezeigte Struktur und erzeugt ein Signal mit einer Wellenform, die vorstehend erläutert ist.
Jeder der Taktgeneratoren 1 und 2 enthält einen Quarzoszillator, mit welchem ein Taktsignal erzeugt wird, das eine ausreichend stabile Frequenz hat. Die Taktgeneratoren 1 und 2 sind jedoch bezüglich der erzeugten Frequenz voneinander geringfügig unterschiedlich. Bei diesem Gerät sind die Frequenzen f&sub1; und f&sub2;, die durch die Taktgeneratoren 1 und 2 erzeugt werden, als 100,004 MHz bzw. 99,996 MHz derart gewählt, daß die Differenz f&sub1; - f&sub2; zwischen den Frequenzen 8 kHz beträgt. Die Taktsignale f&sub1; und f&sub2;, die von den Taktgeneratoren 1 und 2 jeweils erzeugt werden, werden jeweils den Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 zugeführt. Die Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 erzeugen die Signale von Fig. 16, die bezüglich ihrer einen Periode geringfügig unterschiedlich, bezüglich ihres Musters bzw. Bilds jedoch gleich sind, auf Grundlage der Frequenzdifferenz zwischen den Treibertaktsignalen. Die Frequenzen der zwei Signale B&sub1; und B&sub2; werden wie folgt berechnet:
(Frequenz von B&sub1;) = 127 x 1/100,004 MHz 1269,9492 ns
(Frequenz von B&sub2;) = 127 x 1/99,996 MHz 1270,0508 ns
Die zwei Signale B&sub1; und B&sub2; haben demnach im wesentlichen dieselbe Periode von etwa 1270 ns (10&supmin;&sup9; Sekunden) , jedoch eine Zeitdifferenz von etwa 0,1 ns. Wenn die zwei Signale B&sub1; und B&sub2; im Kreis bzw. zyklisch erzeugt und die Muster bzw. Wellenbilder der zwei Signale aneinander zu einem bestimmten Zeitpunkt ta angepaßt werden, tritt eine Zeitdifferenz von 0,1 ns zwischen den zwei Signalen immer dann auf, wenn eine Periode abgelaufen ist, oder mit anderen Worten tritt eine Zeitdifferenz von 10 ns zwischen den zwei Signalen immer dann auf, wenn 100 Perioden abgelaufen sind.
Da jedes der Signale 127 Signalbruchstücke aufweist, die in einer Periode von 1270 ns erzeugt werden, beträgt die zum Erzeugen eines Signalbruchstücks erforderliche Zeit 10 ns. Die Tatsache, daß eine Zeitdifferenz von 10 ns zwischen den zwei Signalen B&sub1; und B&sub2; auftritt, gibt demnach die Tatsache wieder, daß die Signale durch ein Signalbruchstück voneinander abweichen. Das Ausgangssignal B&sub1; und von dem Pseudozufallsignalgenerator 3 wird den Multiplizierern 81 und 82 zugeführt. Das Ausgangssignal B&sub2; von dem Pseudozufallsignalgenerator 4 wird den Multiplizierern 82 und 87 zugeführt.
Beispielsweise strahlt der Trägergenerator 84 eine Mikrowelle mit einer Frequenz von etwa 10 GHz ab. Das Ausgangssignal von dem Trägergenerator 84 wird durch den Verteiler 85 in den Multiplizierer 81 und den Hybridkoppler 89 verteilt. Beispielsweise ist der Multiplizierer 81 durch einen doppelt ausgewogenen Mischer gebildet. Der Multiplizierer 81 multipliziert den Träger von etwa 10 GHz, der von dem Verteiler 85 zugeführt wird, mit dem Signal B&sub1;, das von dem Pseudozufallsignalgenerator 3 zugeführt wird, und führt dem Sender 86 ein spektral verteiltes Signal zu, das durch Phasenmodulieren des Trägers gebildet ist.
Der Sender 86 verstärkt das eingegebene spektral verteilte Signal leistungsmäßig und wandelt es in eine elektromagnetische Welle durch die Sendeantenne 99 um und strahlt es zu dem Ziel ab. Beispielsweise sind sowohl die Sendeantenne 99 wie die Empfangsantenne 100 durch eine Hornantenne gebildet, um die Richtfähigkeit bzw. Richtverstärkung scharf einzuengen, um dadurch die elektrische Leistung zu verringern, die auf andere Gegenstände als das Ziel reflektiert wird, und zwar so stark wie möglich. Beispielsweise hat jede der beiden Antennen eine Antennenverstärkung von etwa 20 dB.
Die von der Sendeantenne 99 zu dem Ziel abgestrahlte elektromagnetische Welle wird von dem Ziel reflektiert, durch die Empfangsantenne 100 in ein elektrisches Signal umgewandelt und dem Empfänger 80 zugeführt. Der Zeitpunkt, zu welchem das Eingangssignal dem Empfänger 80 zugeführt wird, wird von der Ausbreitungszeit der elektromagnetischen Welle verzögert, die zwischen der Antennenposition und dem Ziel hin- und herläuft, d.h. es wird für die Ausbreitungszeit der elektromagnetischen Welle verzögert, die zwischen dem Zeitpunkt, zu welchem die elektromagnetische Welle von der Sendeantenne 99 abgestrahlt wird, und dem Zeitpunkt, zu welchem die elektromagnetische Antenne zu der Empfangsantenne 100 zurückläuft, erforderlich ist. Der Empfänger 80 verstärkt das Eingangssignal und führt das verstärkte Signal dem Multiplizierer 87 zu. Die Arbeitsweise des Empfängers wird nachfolgend im einzelnen erläutert.
Andererseits werden die Signale B&sub1; und B&sub2;, die jeweils von den Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 dem Multiplizierer 82 zugeführt werden, miteinander multipliziert. Das Zeitseriensignal, das den Multiplikationswert darstellt, wird dem Tiefpaßfilter 83 zugeführt. In dem Fall, daß die Phasen der zwei Pseudozufallsignale, die dem Multiplizierer 82 zugeführt werden, aneinander angepaßt sind, wird eine Ausgangsspannung +E fortgesetzt. In dem Fall, daß die Phasen der zwei Signale nicht aneinander angepaßt sind, werden eine Ausgangsspannung +E und eine Ausgangsspannung -E zufällig erzeugt. Die Tiefpaßfilter 83, 92 und 93 weisen dieselbe Art von Integralfunktion basierend auf der Grundlage einer Bandbegrenzung für die Frequenz auf. Wenn die Phasen der zwei Signale aneinander angepaßt sind, ist deshalb das Ausgangssignal von den Tiefpaßfiltern als durch Integrieren von Korrelationswerten der zwei Signale gebildetes Signal, ein impulsartiges Signal. Wenn die Phasen der zwei Signale nicht aneinander angepaßt sind, wird das Ausgangssignal Null.
Ein periodisches impulsartiges Signal wird demnach am Ausgang des Tiefpaßfilters 83 erzeugt. Das impulsartige Signal wird als Bezugssignal für die Zeit der Ausbreitungszeitmeßeinrichtung 97 zugeführt. Bei dieser Ausführungsform beträgt die Periode TB des Bezugssignals 15,875 ms, da f&sub1; und f&sub2; 100,004 MHz bzw. 99,996 MHz betragen.
Dem Multiplizierer 87 wird das Empfangssignal von dem Empfänger 80 und das M-Typ-Signal B&sub2; von dem Pseudozufallsignalgenerator 4 zugeführt, und er multipliziert diese Signale miteinander. Wenn die modulierte Phase des Empfangssignals, das durch Phasenmodulation des Übertragungsträgers mit dem ersten Signal B&sub1; gebildet wird, mit der an die Phase des zweiten Signals B&sub2; angepaßt ist, wird das Multiplikationsergebnis von dem Multiplizierer 87 als phasenangepaßtes Trägersignal dem Verteiler 88 zugeführt. Wenn die modulierte Phase des Empfangssignals nicht an die Phase des Signals B&sub2; angepaßt ist, wird das Multiplikationsergebnis von dem Multiplizierer 87 als Zufallphasenträgersignal dem Verteiler 88 zugeführt. Der Verteiler 88 verteilt das Eingangssignal in zwei, und die zwei Ausgangssignale R&sub1; und R&sub2; von dem Verteiler 88 werden dem Multiplizierer 90 bzw. Multiplizierer 91 zugeführt.
Der Hybrid-Koppler 89, der einen Teil des Übertragungsträgers von dem Verteiler 85 empfängt, führt den Multiplizierern 90 und 91 ein In-Phasen-Null-Phasen-Komponentensignal I zu, das dieselbe Phase aufweist, wie die Phase des Eingangssignals, und ein Quadratur(90º-Phase)-Komponentensignal Q zu, das eine Phase senkrecht zu der Phase des Eingangssignals aufweist.
Der Multiplizierer 90 multipliziert das Signal I (d.h. das Signal, das dieselbe Phase aufweist wie das Ausgangssignal von dem Trägeroszillator 84), das von dem Hybrid-Koppler 89 zugeführt wird, mit dem vorstehend genannten Signal R&sub1;, das von dem Verteiler 88 zugeführt wird. In ähnlicher Weise multipliziert der Multiplizierer 91 das Eingangssignal Q (d.h. das Signal, das eine um 90º gegenüber dem Ausgangssignal des Trägeroszillators 84 verschobene Phase aufweist) mit dem vorstehend genannten Signal R&sub2;. Infolge davon extrahieren die Multiplizierer jeweils eine Null-Phasenkomponente (I R&sub1;) und eine 90º-Phasenkomponente (Q R&sub2;) aus dem Empfangssignal und senden die zwei Komponenten als Ermittlungssignale aus. Die Signale I R&sub1; und Q R&sub2; werden als Ermittlungssignale dem Tiefpaßfilter 92 bzw. dem Tiefpaßfilter 93 zugeführt.
Die Tiefpaßfilter 92 und 93 weisen eine Integralfunktion aufgrund einer Bandbegrenzung der Frequenz auf. Durch die Integralfunktion integrieren die Tiefpaßfilter 92 und 93 Korrelationswerte der zwei Signale. Das heißt, wenn die Phase des vorstehend genannten Signals R&sub1;, das von dem Multiplizierer 87 dem Multiplizierer 90 durch den Verteiler 88 zugeführt wird, an die Phase des vorstehend genannten Signals I angepaßt ist, das von dem Hybrid-Koppler 89 dem Multiplizierer 90 zugeführt wird, und wenn das vorstehend genannte Signal R&sub2;, das dem Multiplizierer 91 in derselben Weise, wie vorstehend erläutert, zugeführt wird, an das Signal Q angepaßt ist, werden die Ausgangssignale von den Multiplizierern 90 und 91 Impulssignale einer vorbestimmten Polarität (Impulssignale einer Spannung +E oder einer Spannung -E), so daß eine große Spannung in den Ausgängen der Tiefpaßfilter 92 und 93 als Ergebnis der Integration der Impulssignale auftritt. Wenn die Phase des vorstehend genannten Signals R&sub1; nicht an die Phase des Signals I angepaßt ist, und wenn das vorstehend genannte Signal R&sub2; phasenmäßig nicht an das Signal Q angepaßt ist, werden die Ausgangssignale von den Multiplizierern 90 und 91 zu Impulssignalen einer zufällig geänderten Polarität (d.h. Impulssignale einer Spannung +E und einer Spannung -E) , so daß eine Null-Spannung in den Ausgängen der Tiefpaßfilter 11 und 12 als Ergebnis der Integration der Signale auftritt.
Die Null-Phasen- und 90º-Phasenkomponenten, die derart der Integralverarbeitung durch die Tiefpaßfilter 92 und 93 unterworfen werden, werden dem Quadrierer 94 bzw. dem Quadrierer 95 zugeführt. Die Quadrierer 94 und 95 quadrieren jeweils die Amplituden der Eingangssignale und führen die Ausgangssignale als Operationsergebnisse dem Addierer 87 zu. Der Addierer 87 addiert die zwei Eingangssignale miteinander und führt ein impulsartiges Ermittlungssignal der Ausbreitungszeitmeßeinrichtung 97 zu. Es wird nunmehr angenommen, daß der Zeitpunkt, zu welchem das Ermittlungssignal sein Maximum einnimmt, tb ist. Die vorstehend genannte Technik mit den Schritten: Ermitteln der Null-Phasen- und 90º-Phasenkomponenten des Übertragungsträgers jeweils aus einem Signal, das durch die Korrelationsverarbeitung des Empfangssignals und des Signals B gebildet wird, Integrieren der Ermittlungssignale und daraufhin Quadrieren der integrierten Signale, und Addieren des Paars von quadrierten Werten miteinander zum Erhalten eines Zielermittlungssignals, ist bezüglich der Konfiguration mehr oder weniger komplex, kann jedoch ein hochempfindliches Zielermittlungssignal gewinnen.
Die Ausbreitungszeitmeßeinrichtung 97 mißt das Zeitintervall TD zwischen dem Zeitpunkt ta, zu welchem das Bezugssignal, das von dem Tiefpaßfilter zugeführt wird, sein Maximum einnimmt, und dem Zeitpunkt, zu welchem das Ermittlungssignal, das von dem Addierer 96 zugeführt wird, sein Maximum einnimmt. Die Ausbreitungszeitmeßeinrichtung 97 hat deshalb die Funktion, die Zeitpunkte zu ermitteln, zu welchen die zwei Eingangssignale jeweils die Maximalwerte einnehmen. Die Zeit T gibt ein Zeitintervall zwischen dem Zeitpunkt ta der Erzeugung des Maximums des Bezugssignals und dem Zeitpunkt TD der Erzeugung des Maximums des Ermittlungssignals wieder, wobei die Zeit TD durch Vergrößern der Ausbreitungszeit τ berechnet werden kann, die für die elektromagnetische Welle erforderlich ist, die aktuell entlang der Entfernung zwischen der Sende/Empfangs-Antenne 23/24 und dem Ziel 25 f&sub1;/(f&sub1;-f&sub2;)-mal hin- und herläuft. Bei dieser Ausführungsform wird die folgende Gleichung durch Vergrößern der Zeit um das 12.500-fache erhalten, da f&sub1; = 100,004 MHz und f&sub2; = 99,996 MHz: TD = 12.500 τ.
Die Zeit TD, die durch die vorstehend genannte Gleichung wiedergegeben wird, wird für jede Periode TB des Bezugssignals erhalten.
Da die Meßzeit sehr stark vergrößert ist, kann die Entfernung zu dem Ziel mit hoher Genauigkeit gemessen werden. Deshalb kann gesagt werden, daß das Meßgerät als Niveaumeßgerät zum Messen eines kurzen Abstands, wie beispielsweise eines Ofenschlackenniveaus, eines Schmelzenniveaus usw. geeignet ist.
Die Entfernung x (Meter) von der Sende/Empfangs-Antenne 99/100 zu dem Ziel wird durch die folgende Formel wiedergegeben:
x = (f&sub1; - f&sub2;)/2f&sub1; v TD
= 1,2 x 10&sup4; TD
Bei diesem Gerät empfängt der Empfänger 80, der in dem Entfernungsmeßgerät verwendet wird, ein reflektiertes Signal von dem Ziel durch die Empfangsantenne 100, führt eine Signalverstärkung oder -abschwächung durch und sendet den Verstärkungs- oder Abschwächungsfaktor aus, während der Faktor synchron zu dem Synchronisierimpulssignal geändert wird, das von dem Pseudozufallsignalgenerator 3 zugeführt wird. Die Änderung des Faktors mit dem Ablauf der Zeit ist in Fig. 17 gezeigt.
Bei Empfang des Synchronisierimpulssignals von dem Pseudozufallsignalgenerator 3 erhöht der Empfänger 80 den Abschwächungsfaktor für eine willkürliche Zeit t nach dem Zeitpunkt des Eingangs des Impulses, um das Eingeben unnötig reflektierter Signale zu beschränken, die für diese Zeit empfangen werden, um dadurch den Einfluß der unerwünscht reflektierten Signale zu unterdrücken.
Auch bei dem in Fig. 19 gezeigten Entfernungsmeßgerät wird der in Fig. 13 gezeigte Pseudozufallsignalgenerator verwendet. Außerdem wird das Pseudozufallsignal als direktes Übertragungs- bzw. Sendesignal verwendet. Auch bei diesem Gerät werden zwei Pseudozufallsignale, welche einander im Wellenbild gleichen, sich aber in der Frequenz unterscheiden beim Pseudozufallsignalverarbeiten verwendet. Bei diesem Gerät sind die Frequenzen der Taktsignale als 30,002 MHz bzw. 29,998 MHz gewählt, und jeder der Pseudozufallsignalgeneratoren 3 und 4 hat die in Fig. 13 gezeigte Struktur und erzeugt ein Barker-Codesignal mit einer Codelänge von 7.
Das Pseudozufallsignal von dem Pseudozufallsignalgenerator 3 wird dem Übertrager bzw. Sender 86 zugeführt. Das Pseudozufallsignal, das dem Sender 86 zugeführt wird, wird bezüglich seiner Leistung verstärkt und in eine elektromagnetische Welle umgewandelt. Daraufhin strahlt der Sender 86 die elektromagnetische Welle in Richtung auf das Ziel durch die Sendeantenne 99 ab. Der Trägeroszillator 84, der Verteiler 85 und der Multiplizierer 81, die in Fig. 18 gezeigt sind, sind deshalb weggelassen. Die elektromagnetische Welle von der Sendeantenne 99 wird von dem Ziel reflektiert und in ein elektrisches Signal durch die Empfangsantenne 100 umgewandelt. Das elektrische Signal wird dem Empfänger 80 zugeführt.
In bezug auf die daraufhin folgende Verarbeitung wird ein Signal, das durch Multiplizieren (Mischen) des Empfangssignals von dem Empfänger 80 mit dem Pseudozufallsignal von dem Pseudozufallsignalgenerator 4 mittels des Multiplizierers (Mischers) 90 gebildet wird, dem Tiefpaßfilter 92 zugeführt. Der Verteiler 88, der Multiplizierer 91, das Tiefpaßfilter 93, die Quadrierer 94 und 95 und der Addierer 96, die in Fig. 18 gezeigt sind, sind demnach bei diesem Gerät weggelassen.
Das Ausgangssignal von dem Tiefpaßfilter 83 und das Ausgangssignal von dem Tiefpaßfilter 92 werden der Ausbreitungszeitmeßeinrichtung 97 zugeführt und daraufin in derselben Weise verarbeitet wie im Fall von Fig. 18, so daß die Entfernung von der Sende/Empfangs-Antenne 99/100 zu dem Ziel als Ausgangssignal von dem Entfernungsskalierer 98 erhalten wird.
Das Entfernungsmeßgerät kann insbesondere auf eine Positionsmessung eines Ziels angewendet werden, das im Boden vergraben ist oder sich unter Wasser befindet, oder es kann zum Untersuchen des Untergrunds oder dergleichen angewendet werden.

Claims

1. Entfernungsmessungsverfahren, das die Schritte aufweist:

Erzeugen erster und zweiter pseudozufälliger Signale, welche einander im Wellenbild gleichen, sich aber in der Frequenz unterscheiden;

Erzeugen eines ersten Produktsignals, das durch Multiplizieren der ersten und zweiten pseudozufälligen Signale miteinander erhalten wird;

Schicken des ersten Produktsignals durch ein erstes Tiefpaßfilter;

Abstrahlen von Laserlicht in Richtung eines Ziels (17), nach Intensitätsmodulation des Laserlichts mit dem ersten pseudozufälligen Signal;

Umwandeln einer Änderung in der Intensität von reflektiertem Licht in ein elektrisches Signal, nach Empfang des reflektierten Lichts als ein Empfangssignal von dem Ziel;

Erzeugen eines zweiten Produktsignals durch Multiplizieren des elektrischen Signals mit dem zweiten pseudozufälligen Signal;

Schicken des zweiten Produktsignals durch ein zweites Tiefpaßfilter und

Messen einer Entfernung zu dem Ziel (17) durch Berechnung der Verzögerung zwischen den ersten und zweiten Produktsignalen.

2. Entfernungsmessungsgerät, aufweisend:

Mittel (3) zum Erzeugen eines ersten pseudozufälligen Signals;

Mittel (4) zum Erzeugen eines zweiten pseudozufälligen Signals, welches im Wellenbild gleich zu dem ersten pseudozufälligen Signal, aber in der Frequenz von dem ersten pseudozufälligen Signal geringfügig unterschiedlich ist;

einen ersten Multiplizierer (7) zum Multiplizieren des ersten pseudozufälligen Signals mit dem zweiten pseudozufälligen Signal, um damit ein erstes Produktsignal zu erzeugen;

ein erstes Tiefpaßfilter (5) zum Aufnehmen des Ausgangssignals des ersten Multiplizierers (7);

ein Laserlichterzeugungsmittel (9) zum Erzeugen von Laserlicht;

ein Modulationsmittel (24) zur Intensitätsmodulation des Laserlichts mit dem ersten pseudozufälligen Signal;

ein Lichtübertragungsmittel zum Übertragen des Ausgangssignals des Modulationsmittels zu einem Ziel (17);

ein Lichtdemodulatormittel (10) zum Aufnehmen reflektierten Lichts von dem Ziel (17) und zum Umwandeln des reflektierten Lichts in ein elektrisches Signal;

einen zweiten Multiplizierer (8) zum Multiplizieren des elektrischen Signals mit dem zweiten pseudozufälligen Signal, um damit ein zweites Produktsignal zu erzeugen;

ein zweites Tiefpaßfilter (6) zum Aufnehmen des Ausgangssignals des zweiten Multiplizierers, und

ein Zeitdifferenzmeßmittel (13) zum Messen der Verzögerung zwischen dem ersten Produktsignal und dem zweiten Produktsignal.

3. Entfernungsmessungsgerät nach Anspruch 2, in welchem ein Halbleiterlaser (9) als das Laserlichterzeugungsmittel und das Modulationsmittel verwendet wird.

4. Entfernungsmessungsgerät nach Anspruch 2, in welchem das Laserlichterzeugungsmittel (9) eine Laserlichtquelle, einen Hochfrequenzgenerator (23) und ein akkustooptisches Modulationselement (22), das mit Ausgangslaserlicht der Laserlichtquelle versorgt wird und durch einen Ausgang des Hochfrequenzgenerators (23) gesteuert ist, beinhaltet und in welchem das Lichtdemodulatormittel Abzweigmittel (27,28), zum Abzweigen eines Teils des Laserlichts der Laserlichtquelle, ein Lichtdemodulatorelement (25) zum Kombinieren von Ausgangslicht der Abzweigmittel (27,28) und des reflektierten Lichts von dem Ziel (17), beinhaltet, um eine Frequenzwandlung durchzuführen und damit ein Ergebnis von Demodulation als das elektrische Signal auszugeben.

5. Entfernungsmessungsgerät nach Anspruch 2, in welchem die Zeitdifferenzmeßmittel Mittel zur Messung eines Zeitintervalls zwischen einem Zeitpunkt, an dem ein Ausgangssignal des ersten Tiefpaßfilters (5) seinen Maximalwert erreicht, und einem Zeitpunkt, an dem ein Ausgangssignal des zweiten Tiefpaßfilters (6) seinen Maximalwert erreicht, beinhaltet.

6. Entfernungsmessungsgerät nach Anspruch 2, wobei jedes der Mittel (3,4) zum Erzeugen der ersten und zweiten pseudozufälligen Signale einen Zähler (33) zur Zählung eines Taktsignals und zum Ausgeben seines Zählwerts, eine Speichereinrichtung (34), aus der gespeicherte Daten in Übereinstimmung mit dem Zählwert des Zählers (33) als eine Adresse für die Speichereinheit (34) ausgelesen werden, und einen Signalwandler (35) zum Umwandeln der ausgelesenen gespeicherten Daten in ein dreiwertiges Signal beinhaltet, wobei die Lichtdetektionsmittel in der Lage sind, vorübergehend die Lichtempfangsempfindlichkeit in Übereinstimmung mit der Periode des pseudozufälligen Signals zu ändern.