Hochfreguenzenergie-Detektorschaltung
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Die Erfindung betrifft eine
Hochfrequenzenergie-Detektorschaltung, enthaltend:
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einen Diodendetektor mit einem ersten Anschluß, der
durch empfangene Mochfreguenzenergie beaufschlagt ist,
und einem zweiten Anschluß, der an ein Bezugspotential
angeschlossen ist;
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einen Vergleicher, der ein Paar von Eingängen und einen
Ausgang aufweist, wobei ein erster der Eingänge mit dem
Diodendetektor gekoppelt ist, um von dort eine
Ausgangsspannung zu einpfangen, die an dem Diodendetektor
erzeugt ist und die entsprechend der Leistung der
einpfangenen Hochfrequenzenergie und abhängig von
Temperaturänderungen über einen vorbestimmten Betriebsbereich
der Temperaturen hin veränderlich ist; und
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Mittel zur Lieferung einer Nenn-Schwellwertspannung an
den zweiten der Eingänge des Vergleichers, wodurch an
dem Ausgang des Vergleichers ein Ausgangssignal in
einem von zwei logischen Zuständen erzeugt wird, welche
einen Anfangszustand in Abwesenheit von empfangener
Hochfrequenzenergie, sowie einen zweiten Zustand
umfassen, wobei der erste Zustand sich in den zweiten
Zustand in Abhängigkeit davon ändert, daß die empfangene
Hochfrequenzenergie einen vorbestimmten Leistungspegel
übersteigt.
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Wie in der Technik bekannt, ist es häufig erforderlich,
eine Hochfrequenzenergie-Detektorschaltung vorzusehen. Eine
solche Schaltung enthält charakteristischerweise einen
Diodendetektor, um praktisch empfangene Hochfrequenzenergie
gleichzurichten und hierdurch ein detektiertes Signal zu
erzeugen, das die Leistung in der empfangenen
Hochfrequenzenergie wiedergibt. Die US-A-4 431 965 beschreibt ein
tragbares Mikrowellenstrahlungs-Warngerät zur Verwendung beim
Verdacht von Quellen von Mikrowellenleckstrahlung,
beispielsweise von Mikrowellenöfen und anderen
Mikrowellenausrüstungen, bei denen die Gefahr des Auftreffens von
Leckstrahlung auf einen menschlichen Körper besteht. Dieses
bekannte Warngerät hat eine Antenne in Gestalt einer ebenen
dualen archimedischen Spirale mit Anschlüssen, die über
einen induktiven kurzen Abschnitt einer
Paralleldraht-Übertragungsleitung mit einer Schottky-Diode verbunden sind,
deren Anschlüsse widerstandsmäßig Verbindung zu den
Anschlüssen eines geeigneten Strommessers haben, der so
geeicht ist, daß er die Leistungsdichte anzeigt. Die Diode
hat eine veränderbare Kapazität, welche mit einer Zunahme
der Gegenspannung an der Diode abfällt. Diese Veränderung
der Kapazität bedingt eine Abstimmung des Resonanzkreises,
welcher durch die Übertragungsleitung und die Diode
gebildet wird. Um einen ausreichenden Ausgang von der Diode zu
erhalten, um das Meßgerät zu betreiben, ohne Verstärker
verwenden zu müssen, wird die Diode in ihrem linearen
Bereich betrieben. Bei manchen
Hochfrequenzenergie-Detektorschaltungen wird der Ausgang des Diodendetektors zu einem
ersten Eingang eines Vergleichers geführt, dessen zweiter
Eingang durch ein Signal beaufschlagt wird, das für einen
Schwellwertpegel repräsentativ ist. In Abwesenheit der
empfangenen Hochfrequenzenergie hat der Ausgang des
Vergleichers einen Anfangszustand; wenn jedoch Hochfrequenzenergie
empfangen wird, die einen Leistungspegel hat, der größer
als derjenige ist, welcher durch den Schwellwertpegel
repräsentiert wird, so wird der Schwellwertpegel an dem
zweiten Eingang des Vergleichers überschritten, so daß sich der
logische Zustand an dem Ausgang des Vergleichers von dem
Anfangszustand in einen zweiten Zustand ändert. Wenn die
empfangene Hochfrequenzenergie verschwindet, so fällt der
Pegel an dem ersten Eingang des Vergleichers unter den
Schwellwertpegel ab, so daß der Ausgangszustand des
Vergleichers auf den Anfangszustand zurückgeführt wird.
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Während eine solche Anordnung für viele Anwendungsfälle
zweckentsprechend ist, kann in bestimmten Anwendungsfällen
die empfangene Hochfrequenzenergie momentan auf ein Niveau
unterhalb dessen abfallen, das dem Schwellwertpegel an dem
zweiten Eingang des Vergleichers entspricht, wodurch der
Ausgangszustand des Vergleichers von dem zweiten Zustand
zurück auf den Anfangszustand geändert wird. In bestimmten
Anwendungen kann es jedoch unerwünscht sein, daß die
Schaltung auf diese momentanen Abschwächungen anspricht;
vielmehr ist es erwünscht, daß die Schaltung weiterhin das
Vorhandensein empfangener Hochfrequenzenergie anzeigt und so
die Detektorschaltung daran gehindert wird, auf diese
falschen Aussetzer von Hochfrequenzenergieanzeigen
anzusprechen.
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Es ist daher ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine
verbesserte Hochfrequenzenergie-Detektorschaltung zu
schaffen.
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Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, eine
Hochfrequenzenergie-Detektorschaltung vorzusehen, welche auf
momentane Abschwächungen der empfangenen Hochfrequenzenergie
nicht anspricht.
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Es ist ein weiteres Ziel der Erfindung, eine
verbesserte Hochfrequenzenergie-Detektorschaltung zu schaffen, bei
der ein Diodendetektor und eine Schwellwertsignalquelle mit
den Eingängen eines Vergleichers gekoppelt sind und wobei
die Schaltung so ausgebildet ist, daß sie präzise das
Schwellwert-Pegelsignal steuert, das zu dem Vergleicher
geführt wird, so daß die Detektorschaltung genau gegenüber
momentanen Abschwächungen der empfangenen
Hochfrequenzenergie unempfindlich gemacht werden kann.
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Gemäß der Erfindung ist eine
Hochfrequenzenergie-Detektorschaltung der zuvor eingangs definierten Art dadurch
gekennzeichnet, daß Temperaturkompensationsschaltungsmittel,
die sich in thermischer Verbindung mit dem Diodendetektor
befinden, so geschaltet sind, daß sie die
Nenn-Schwellwertspannung entsprechend den temperaturbedingten Änderungen in
der Spannung an dem Diodendetektor verändern, und daß ein
Rückkopplungswiderstand zwischen den Ausgang des
Vergleichers und den zweiten des Paares von Eingängen des
Vergleichers geschaltet ist,
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derart, daß der zweite Zustand des Ausgangssignales mit
dem temperaturkompensierten Schwellwertpegel, welcher durch
die Temperaturkompensationsschaltungsmittel erzeugt wird,
kombiniert wird, um die Spannung an dem zweiten des Paars
von Eingängen des Vergleichers auf eine niedrigere
Schwellwertspannung zu reduzieren, welche einem zweiten,
niedrigeren vorbestimmten Leistungspegel entspricht, um zu
verhindern, daß der zweite Zustand des Ausgangssignales zu dem
anfänglichen Zustand zurückkehrt, bis der Leistungspegel
der empfangenen Hochfrequenzenergie unter den zweiten,
niedrigeren vorbestimmten Leistungspegel abfällt.
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Eine derartige Hochfrequenzenergie-Detektorschaltung
verändert den logischen Zustand eines Ausgangssignales von
einem Anfangszustand zu einem zweiten Zustand in
Abhängigkeit von empfangener Hochfreguenzenergie, welche einen
ersten vorbestimmten Leistungspegel übersteigt, spricht
jedoch nicht auf Abschwächungen eines solchen empfangenen
Hochfrequenzsignales an, indem sie den zweiten Zustand des
Ausgangssignales daran hindert, zu dem Anfangszustand
zurückzukehren, bis der Leistungspegel der empfangenen
Frequenzenergie unter einen zweiten, niedrigeren vorbestimmten
Leistungspegel abfällt.
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Nachdem außerdem der Ausgang des Diodendetektors eine
Funktion der Temperatur ist und die Schaltung
temperaturkompensiert
ist, wird eine präzise Schwellwertspannung
erzeugt, wodurch ein genauer Bezugswert erzeugt wird, von
welchem eine Spannung abgezogen wird, welche zu ihm über
den Rückkopplungswiderstand gelangt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Für ein besseres Verständnis der Grundgedanken der
vorliegenden Erfindung wird nun auf die nachfolgende
Beschreibung in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen Bezug
genommen, in denen:
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Fig. 1 ein schematisches Schaltbild einer
Hochfrequenzenergie-Detektorschaltung nach der Erfindung zeigt;
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Fig. 2 eine graphische Darstellung von Kurven ist,
welche die Beziehung zwischen der Temperatur und dem
Ausgang eines Diodendetektors zeigen, der in der Schaltung
von Fig. 1 verwendet ist, in Abhängigkeit sowohl von
einem niedrigen als auch einem hohen Leistungspegel der
empfangenen Hochfreguenzenergie, wobei auch der Ausgang
des Diodendetektors in Abwesenheit von empfangener
Hochfrequenzenergie dargestellt ist;
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Fig. 3 die Darstellung einer Kurve ist, welche den
Leistungsverlauf empfangener Hochfrequenzenergie als
Funktion der Zeit wiedergibt;
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Fig. 3B ein zeitlicher Verlauf der Spannung ist, der
durch den Diodendetektor erzeugt wird, wie er in der
Schaltung von Fig. 1 verwendet ist, in Abhängigkeit von
dem Leistungsverlauf der empfangenen
Hochfrequenzenergie gemäß Fig. 3A; und
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Fig. 3C der zeitliche Verlauf des logischen Zustandes
ist, der von einem Vergleicher, wie er in der Schaltung
von Fig. 1 Verwendung findet, in Abhängigkeit von dem
Leistungsverlauf empfangener Hochfrequenzenergie gemäß
Fig. 3A erzeugt wird.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
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Es sei nun auf Fig. 1 Bezug genommen. Hier ist eine
Hochfrequenz-Detektorschaltung 10 gezeigt, welche den
logischen Zustand eines Ausgangssignales am Ausgangsanschluß 12
von einem Anfangszustand, vorliegend einer "hohen"
positiven Spannung (oder dem logischen Zustand 1) in Abhängigkeit
von durch diese Schaltung 10 über die
Eingangsübertragungsleitung 14 empfangener Hochfreguenzenergie in einen zweiten
Zustand, vorliegend eine "niedrige" Spannung (oder den
logischen Zustand 0) ändert, wenn die der Schaltung 10 über
die Leitung 14 Zuge führte Hochfrequenzleistung einen
ersten, verhältnismäßig hohen, vorbestimmten Leistungspegel
P&sub1; überschreitet. Die Schaltung 10 spricht nicht auf kleine
Abschwächungen dieses empfangenen Hochfrequenzsignales an,
indem der zweite Zustand des Ausgangssignales an dem
Anschluß 12 daran gehindert wird, zu dem Anfangszustand
zurückzukehren, bis der Leistungspegel der empfangenen
Hochfreguenzenergie unter einen zweiten, verhältnismäßig
niedrigen vorbestimmten Leistungspegel P&sub2; abfällt.
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Die Schaltung 10 enthält ein Netzwerk 16, das aus dem
Diodendetektor 18 und einer Vorspannungsschaltung 20
aufgebaut ist. Die Vorspannungsschaltung 20 enthält Widerstände
R&sub3; und R&sub4;, die in Serie zwischen einer Spannungsquelle -V
und Erdpotential gelegt sind, wie dies dargestellt ist, um
eine Vorspannungs-Spannung -VB an dem Diodendetektor 18 in
Abwesenheit empfangener Hochfrequenzenergie zu erzeugen.
Bekanntermaßen ändert sich die an dem Diodendetektor 18
erzeugte Spannung entsprechend der Leistung der empfangenen
Hochfrequenzenergie und ändert sich auch entsprechend
Temperaturänderungen in dem Diodendetektor 18 über einen
vorbestimmten Betriebsbereich von Temperaturen hin. Die
Wirkung von Änderungen an der Ausgangsspannung am
Diodendetektor
18 über den Arbeitsbereich von Temperaturen ist sowohl
für den ersten, verhältnismäßig hohen und den zweiten,
verhältnismäßig niedrigen vorbestimmten Leistungspegel P&sub1; bzw.
P&sub2; der empfangenen Hochfrequenzenergie in Gestalt der
Kurven 21 bzw. 22 in Fig. 2 dargestellt. Außerdem ist in Fig.
2 in Gestalt der Kurve 23 die Ausgangsspannung des
Diodendetektors 18 als Funktion der Temperatur in Abwesenheit von
empfangener Hochfrequenzenergie dargestellt. Der
Widerstandswert des Widerstandes R&sub3; ist so gewählt, daß der
Bereich von Spannungen, die von dem Diodendetektor 18 über
den erwarteten Bereich von Leistungen im Betrieb erzeugt
werden, innerhalb eines vorbestimmten Spannungsbereiches
VRange liegen. Der Widerstandswert des Widerstandes R&sub4; ist
so gewählt, daß ein solcher Vorspannungsstrom IB durch den
Diodendetektor 18 geliefert wird, daß der Detektor 18 über
die erwarteten Leistungspegel der Hochfreguenzenergie (über
den ersten, hohen und den zweiten, niedrigen, vorbestimmten
Pegel P&sub1; bzw. P&sub2;) hin in seinem linearen Betriebsbereich
arbeitet. Weiter erzeugt der Vorspannungsstrom IB durch die
Diode 18 an der Diode 18 bei einer Nenn-Betriebstemperatur
TO (Fig. 2) die Vorspannungs-Spannung -VB.
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Der Ausgang des Diodendetektors 18 wird zu einem
invertierenden Eingangsanschluß eines Vergleichers 26 geführt. Der
nichtinvertierende Eingangsanschluß 25 des Vergleichers 26
wird mit einer temperaturkompensierten Bezugsspannung VR
beaufschlagt, welche, wie weiter unten beschrieben wird,
einen Spannungspegel entsprechend dem ersten, hohen,
vorbestimmten Schwellwert-Spannungspegel -VT1 liefert, wenn die
Leistung an dem Pegel der empfangenen Hochfrequenzenergie
anfangs empfangen wird, und den zweiten, niedrigen (d.h.
mehr negativen) vorbestimmten Spannungspegel -VT2 nach
Empfang der Hochfrequenzenergie, welche den hohen
Leistungspegel P&sub1; hat. Nimmt man also auf die Figuren 3A und 3B Bezug,
so ist festzustellen, daß die Bezugsspannung VR am
Eingangsanschluß 25 einen anfänglichen Spannungswert -VT1 hat.
Das bedeutet, vor dem Empfang von Hochfrequenzenergie (Fig.
3)
ist die Bezugsspannung VR am Eingangseinschluß 25 der
erste vorbestimmte Spannungspegel -VT1 (Fig. 3B); nachdem
aber der Pegel der empfangenen Hochfreguenzenergie den
ersten hohen Leistungspegel P&sub1; überschritten hat (d.h., wenn
die Spannung an dem Ausgang des Diodendetektors 18 zu der
Zeit T&sub1; größer als -VT1 wird), so ändert sich die
Bezugsspannung VR am Eingangseinschluß 25 auf den Spannungswert
-VT2. Wenn dann die Leistung der empfangenen Hochfrequenz
energie zu der Zeit T&sub3; unter den niedrigen Leistungspegel
P&sub2; abfällt (d.h., wenn die Spannung an dem Ausgang des
Diodendetektors 18 unter -VT2 abfällt), so kehrt die
Bezugsspannung VR am Eingangsanschluß 25 auf den Spannungspegel
-VT1 zurück (wiederum dem hohen Leistungspegel P&sub1;
entsprechend).
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Um präzise den Schwellwert-Spannungspegel zu steuern,
ist die Bezugsspannung VR am Eingang 25 des Komparators 26
durch eine Temperaturkompensationsschaltung 28
temperaturkompensiert. Dieses Netzwerk 28 enthält ein
temperaturempfindliches Gerät, vorliegend einen Thermistor 30. Der
Thermistor 30 und der Diodendetektor 18 sind in einer
gemeinsamen, dicht abgeschlossenen Packung 32 angeordnet, so daß
der Thermistor 30 sich thermisch in Verbindung mit dem
Diodendetektor 18 befindet. Temperaturänderungen in dem
Diodendetektor 18 werden daher thermisch durch
Widerstandsänderungen in dem Thermistor 30 begleitet. Das
Temperaturkompensationsnetzwerk 28 enthält auch eine Spannungsquelle -V
und Widerstände RN, R&sub1; und R&sub2;, die in der dargestellten
Weise angeordnet sind. Die Werte dieser Widerstände R&sub1;, R&sub2;
und RN sind so gewählt, daß die Ausgangsspannung VR, welche
durch die Temperaturkompensationsschaltung 28 auf der
Leitung 34 erzeugt wird, bei der Temperatur TO (s. Fig. 2) die
anfängliche oder erste, hohe vorbestimmte
Schwellwertspannung -VT1 ist. Die von dem Temperaturkompensationsnetzwerk
28 auf der Leitung 34 erzeugte Spannung ändert sich aber
mit der Temperatur, um temperaturbedingte Änderungen in der
an der Diode 18 erzeugten Spannung als Ergebnis solcher
Temperaturänderungen in der in Fig. 2 gezeigten Weise zu
kompensieren. Genauer gesagt, der Widerstand R&sub1; wird so
gewählt, daß auf der Leitung 34 eine Spannung gleich -VT1 bei
der niedrigsten erwarteten Betriebstemperatur erzeugt wird.
Der Widerstandswert des Widerstandes R&sub2; wird so gewählt,
daß auf der Leitung 34 bei der höchsten erwarteten
Betriebstemperatur eine Spannung gleich -VT1 erzeugt wird.
Der Widerstand RN ist so gewählt, daß der Bereich von
Spannungen auf der Leitung 34 über den Betriebsbereich von
Temperaturen innerhalb des Betriebsbereiches von Spannungen,
VRange liegt, welche durch den Diodendetektor 18 erzeugt
werden. Wenn also die Temperatur des Diodendetektors 18
über die Temperatur TO ansteigt, so steigt die Spannung an
dem Anschluß 24 in einer positiven Richtung; die Wirkung
des Temperaturanstiegs an dem Thermistor 30 besteht jedoch
darin, daß der Widerstandswert des Thermistors 30 abnimmt,
was in entsprechender Weise auch die Spannung auf der
Leitung 34 in positiver Richtung ansteigen läßt. Wenn
umgekehrt die Temperatur des Diodendetektors 18 unter die
Temperatur TO abfällt, so nimmt die Spannung an dem Anschluß
24 in einem positiven Sinne ab. Die Wirkung des
Temperaturabfalles an dem Thermistor 30 ist jedoch derart, daß der
Widerstandswert des Thermistors 30 ansteigt, was in
entsprechender Weise die Spannung auf der Leitung 34 in einem
positiven Sinne abfallen läßt. Die Wirkung besteht dann
darin, eine im wesentlichen konstante
Betriebsspannungsdifferenz zwischen den Anschlüssen 24 und 25 in einer Funktion
von Temperaturänderungen aufrecht zu erhalten, während sich
die Temperatur innerhalb der Packung 32 über den
Betriebsbereich von Temperaturen ändert.
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Es sei nun wieder auf die Figuren 3A und 3B Bezug
genommen. Hier ist die Leistung der empfangenen
Hochfrequenzenergie als Funktion der Zeit für einen typischen
Zeitverlauf dieser Energie durch die Kurve 33 dargestellt. Die
Spannung, die durch den Diodendetektor 18 in Abhängigkeit
von dieser empfangenen Hochfrequenzenergie erzeugt wird,
ist durch die Kurve 33' dargestellt. Eine gestrichelte
Linie 36 entspricht dem ersten oder anfänglichen, hohen Pegel
-VT1 der Schwellwertspannung. Die gestrichelte Linie 38
stellt den zweiten, niedrigen (d.h. stärker negativen),
vorbestimmten Schwellwertpegel -VT2 dar. Vor der Zeit T&sub1;
ist also die an dem Diodendetektor 18 erzeugte Spannung
unterhalb des anfänglichen Schwellwertpegels -VT1 und der
Ausgang des Vergleichers 26 am Ausgangsanschluß 12 ist
daher eine logische 1 oder ein "hoher" positiver
Spannungspegel (charakteristischerweise etwa 5V), wie dies in Fig. 3C
dargestellt ist. Zu der Zeit T&sub1; übersteigt die Leistung des
empfangenen Hochfrequenzenergiesignals den hohen
Leistungspegel P&sub1; und die Spannung an dem Diodendetektor 18 steigt
über den temperaturkompensierten Bezugsspannungspegel VR,
wobei sich dieser Pegel nun an dem ersten, anfänglichen
hohen Spannungsschwellwert -VT1 befindet. Die Spannung an dem
Anschluß 24 wird so stärker positiv als der
Bezugsspannungspegel an dem Anschluß 25, und demgemäß ändert sich der
Ausgang des Vergleichers 26 an dem Anschluß 12 von der
"hohen" Spannung oder dem Zustand der logischen 1 auf die
"niedrige" Spannung oder den Zustand der logischen 0. Die
Spannung an dem Anschluß 12 ist daher nun eine "niedrige"
Spannung (typisch etwa Erdpotential). Diese "niedrige"
Spannung wird über den Widerstand R&sub5; (welcher in Serie
zwischen dem Ausgangsanschluß 12 und dem Anschluß 25 in der
dargestellten Weise liegt) sowie R&sub1; mit Erdpotential
verbunden. Die Widerstände R&sub5; und R&sub1; bilden so einen
herkömmlichen Spannungsteiler. Der Widerstandswert des Widerstands
R&sub5; ist so gewählt, daß die erste, anfängliche hohe
Schwell-Wertspannung -VT1 an dem Anschluß 12 erzeugt wird, wenn der
Komparator 26 eine hohe Spannung (d.h. etwa 5 V) oder ein
Ausgangssignal entsprechend einer logischen 1 erzeugt, und
so, daß der zweite, niedrige, vorbestimmte Spannungspegel
-VT2 am Anschluß 12 erzeugt wird, wenn eine niedrige
Spannung (d.h. etwa Erdpotential) oder ein Signal entsprechend
einer logischen 0 an dem Ausgangsanschluß 12 des
Vergleichers 26 erzeugt wird. Anders ausgedrückt, wenn der
Ausgangsanschluß
des Vergleichers 26 einen hohen Wert oder
einen Wert entsprechend einer logischen 1 hat, so ist die
Spannungsrückkopplung von dem Ausgangsanschluß 12 über den
Widerstand R&sub5; zu dem Anschluß 25 auf einem solchen
Spannungspegel, daß das Temperaturkompensationsnetzwerk 28, wie
die ternperaturkompensierte Bezugsspannung VR, eine negative
Spannung entsprechend der Spannung -VT1 an dem Anschluß 25
erzeugt. Wenn die Ausgangsspannung des Vergleichers 26
einen "niedrigen" Wert annimmt, so wird die Spannung, welche
dem Anschluß 25 zugeführt ist, stärker negativ, wodurch die
Größe der Bezugsspannung VR an dem Anschluß 25 erhöht wird
(d.h. dadurch, daß die Bezugsspannung VR stärker negativ
gemacht wird), so daß die Bezugsspannung VR zu der Spannung
-VT2 wird, wie in Fig. 3B dargestellt ist. Wenn also der
Ausgang des Vergleichers 26 die anfängliche Feststellung
von empfangener Hochfrequenzenergie anzeigt, so daß sein
Ausgang nun eine logische 0 oder "niedrig" ist, wie in Fig.
3C dargestellt ist, so wird die Bezugsspannung VR an dem
Anschluß 25 von dem Pegel -VT1 zu dem stärker negativen
Schwellwertspannungspegel -VT2 geändert, wie durch die
Linie 38 durch Fig. 3B gezeigt ist. Auf diese Weise wird ein
momentanes Einsinken des Leistungspegels der empfangenen
Hochfreguenzenergie unterhalb des Pegels P&sub1;, wie im Bereich
40 von Fig. 3A und im Bereich 40' von Fig. 3B dargestellt,
nicht unerwünscht diesen Ausgangszustand des Vergleichers
26 ändern, um eine Falschanzeige dahingehend zu erzeugen,
daß die empfangene Hochfrequenzenergie ausgeblieben ist.
Das bedeutet, daß, obwohl zu der Zeit T&sub2; der Leistungspegel
der empfangenen Hochfrequenzenergie unterhalb dem
anfänglichen Pegel P&sub1; (entsprechend dem Schwellwertpegel -VT1 des
Detektors 18) abfällt, der logische Zustand des Ausgangs
des Vergleichers 26 nicht auf den Zustand einer logischen 1
zurückkehrt. Wenn jedoch der Leistungspegel der empfangenen
Hochfrequenzenergie unter den vorbestimmten niedrigen
Pegelwert P&sub2; zu der Zeit T&sub3; abfällt (entsprechend dem
zweiten, niedrigen Schwellwertpegel -VT2 des Detektors 18), so
kehrt der Ausgangszustand des Vergleichers 26 auf den
Signalzustand entsprechend einer logischen 1 zurück, wie in
den Figuren 3A, 3B und 3C gezeigt ist. Nachdem der Ausgang
des Diodendetektors 18 eine Funktion der Temperatur und der
Bezugsspannung VR ist, sei nun an diesem Pegel -VT1 oder
-VT2 kompensiert durch den Thermistor 30, wird mit einer
solchen Anordnung ein genaues Schwellwertpegelsignal im
wesentlichen unabhängig von dem Diodendetektor-Ausgangspegel
oder der Betriebstemperatur erzeugt, derart, daß ein
präziser Schwellwertspannungsbezugspegel zur Verfügung gestellt
wird, von welchem eine Spannung subtrahiert wird, die über
den Rückkopplungswiderstand R&sub5; zugeführt wird.