HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Bereich der Erfindung
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Die Erfindung bezieht sich generell auf einen Gleitkomma-DA-Wandler (im folgenden
DAC genannt) und insbesondere auf einen Gleitkomma-DAC, der sich vorzugsweise für
die Anwendung bei digitalen Audiogeräten, wie beispielsweise Kompaktdiskspieler,
eignet.
Stand der Technik
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EP-A-0 200 970 offenbart einen Gleitkomma DAC, der die digitalen Daten, die durch
ein Zweierkomplement von 22 Bits repräsentiert werden, in ein Analogsignal
verwandelt. Sein Aufbau ist in Fig. 1 erläutert (wenngleich Fig. 1 ein
Blockschaltbild einer Ausführungsform der Erfindung ist, wird sie hier verwendet,
um das Gerät nach dem Stand der Technik zu erläutern). In der Fig. 1 kennzeichnet
das Bezugszeichen 1 einen Schiebeprozessor, der mit 2, 2 bezeichnete
Eingangspuffer, eine Verschiebezahlermittlungsschaltung 3a, eine digitale
Schiebeschaltung 4 und einen Inverter 5 aufweist. Digitale Eingangsdaten mit 22 Bits
I&sub0; bis I&sub2;&sub1; werden der digitalen Schiebeschaltung 4 über die Eingangspuffer 2, 2 . . . ,
zugeführt. Die oberen 7 Bits I&sub1;&sub5; bis I&sub2;&sub1; der 22 Bits, die den Exponenten bilden,
werden der Verschiebezahlermittlungsschaltung 3a zugeführt, die Verschiebezahlen S&sub0;
bis S&sub6; entsprechend dem Exponenten erzeugt. Die digitale Schiebeschaltung 4 erzeugt
eine 15 Bit Digitalmantisse M&sub0; bis M&sub1;&sub4; dadurch, daß sie die Eingabedaten I&sub0; bis I&sub2;&sub0;
um Bitpositionen verschiebt, die durch die Verschiebezahlen S&sub0; bis S&sub6; spezifiziert
sind. Der Inverter 5 invertiert das höchstwertige Bit I&sub2;&sub1; der Eingabedaten und erzeugt
das umgekehrte Bit als das höchstwertige Bit M&sub1;&sub5; der digitalen Mantisse.
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Das Bezugszeichen 6 kennzeichnet einen Mantissen-DAC 6, der die digitale Mantisse
M&sub0;
bis M&sub1;&sub5; in eine Analogmantisse umwandelt. Er enthält eine Pufferschaltung 7 und
ein R-2R-Kettennetzwerk 8. Der Puffer 7 weist ein Paar von seriell verbundenen
Invertern für jedes Bit auf, das eine hohe oder niedrige Spannung erzeugt
entsprechend dem logischen Wert 1 oder dem logischen Wert 0 eines jeden Bits der
Digitalmantisse M&sub0; bis M&sub1;&sub5;. Das R-2R-Kettennetzwerk 8 erhält 8 Bit der
Digitalmantisse, multipliziert jedes Bit mit einem bestimmten Gewichtswert und
summiert die Ergebnisprodukte, wobei eine Analogmantisse erzeugt wird.
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Das Bezugszeichen 9 kennzeichnet einen Exponenten-DAC, der ein
Analogausgangssignal VOUT erzeugt, das den Eingabedaten I&sub0; bis I&sub2;&sub1; entspricht, wobei die von dem
Mantissen-DAC 6 gelieferte Analogmantisse und die Verschiebezahlen S&sub0; bis S&sub6;
verwendet werden, die von der Verschiebezahlermittlungsschaltung 3a bereitgestellt
werden. Er enthält ein R-2R-Kettennetzwerk 10 und eine Schalteinheit 11. Das R-
2R-Kettennetzwerk 10 multipliziert die Analogmantisse mit einem Gewichtswert, der
durch eine der Verschiebezahlen S&sub0; bis S&sub6; und die Referenzspannung VMP spezifiziert
wird. Die Schalteinheit 11 besteht aus 7 Schaltelementen, wobei eines von diesen
angeschaltet wird, entsprechend derjenigen der Verschiebezahlen S&sub0; bis S&sub6;, die den
logischen Wert 1 annimmt.
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Bei dem oben genannten Schaltungsaufbau bestimmt die
Verschiebezahlermittlungsschaltung 3a die Verschiebezahlen S&sub0; bis S&sub6;, wie in den Fig. 2(a) und (b) gezeigt.
Analogpegel, die durch digitale Schreibweise von +2097151 bis -2097152 in Fig.
2(a) repräsentiert sind, werden in 2&sup4; ( = 16) Pegel mit jeweils 6 dB Abstand
unterteilt und die Verschiebezahlen S&sub0; bis S&sub6; werden wie in Fig. 2(b) gezeigt
bestimmt. Insbesondere wenn der Absolutwert des Analogpegels vom Maximum bis zu
dessen Hälfte reicht wird die Verschiebezahl S&sub0; zugeordnet. Im Bereich von 1/2 bis
1/4 wird die Verschiebezahl S&sub1; zugeordnet; von 1/4 bis 1/8 wird die Verschiebezahl
S2 zugeordnet, und so weiter. Jede Digitalmantisse M&sub0; bis M&sub1;&sub4; wird von den
Eingabedaten I&sub0; bis I&sub2;&sub0; entsprechend den Verschiebezahlen S&sub0; bis S&sub6; wie in Fig. 2
(a) ausgewählt: in Vollstrich gezeichnete Pfeile ( ) bei der Eingabedatentabelle, die
in Fig. 2(a) gezeigt ist, kennzeichnen den als Digitalmantisse M&sub0; bis M&sub1;&sub4;
auszuwählenden Bereich. Die Fig. 2(a) zeigt, daß bei jeder Halbierung des
Analogpegels die Verschiebezahlen S&sub0; bis S&sub6; geändert werden, ebenso wie die
Eingabedaten I&sub0; bis I&sub2;&sub0;, die als Mantisse zu wählen sind, verschoben werden. Des
weiteren wird der Mantissenwert M&sub1;&sub5; als invertierter Wert des Eingabedatenwerts
I&sub2;&sub1; erhalten.
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Die Fig. 3(a) zeigt die Beziehungen zwischen Analogpegeln und den Verschiebezahlen
S&sub0; bis S&sub6;. Bei jeder Halbierung der Amplitude des Analogsignals (d. h. bei jedem 6-dB-
Intervall) wird eine der Verschiebezahlen S&sub0; bis S&sub6; abwechselnd ausgewählt und
jedem Pegel zugeordnet, beginnend mit dem maximalen Pegel bis zur Hälfte
desselben, wird die Verschiebezahl S&sub0; zugeordnet, von 1/2 bis 1/4 die
Verschiebezahl S&sub1; und so weiter. Wenn zwei Pegel, die den Verschiebezahlen S&sub0; und S&sub1;
entsprechen, verglichen werden, ist das Ausgangssignal des Exponenten-DAC 9 der
halbe Pegel entsprechend der Verschiebezahl S&sub1; im Vergleich zu der Verschiebezahl
S&sub0;, obwohl das Ausgangssignal des Mantissen-DAC 6 in beiden Fällen den gleichen
Bereich hat. Wenn sowohl der Mantissen-DAC 6 als auch der Exponenten-DAC 9 eine
Genauigkeit von 16 Bit hätten (d. h., (100 * 2&supmin;¹&sup6;)%), wäre die Beziehung zwischen
dem analogen Ausgangspegel der Sinuswelle und dem Gesamtklirrfaktor (der Kürze
wegen im folgenden "Verzerrung" genannt) des analogen Ausgangspegels, gemessen mit
einem Verzerrungsmeßgerät, durch die in Fig. 4 in Vollstrich gezeichnete Linie A
gegeben. Am Anfang zeigt die Linie A eine Sägezahnform, da bei jeder Erhöhung der
Verschiebezahl um Eins die Amplitude der Mantisse um 6 dB größer wird im Vergleich
zu der Amplitude unmittelbar vor der Verschiebung, weswegen die Verzerrung um 6
dB jedesmal abnimmt, wenn die Verschiebezahl geändert wird. Zweitens bleibt der
Durchschnittspegel der Linie A konstant. Der Grund hierfür ist, daß der Fehler E, der
von dem Mantissen-DAC 6 dem Eingangsanschluß des R-2R-Kettennetzwerks 10 des
Exponenten-DAC 9 zugefügt wird, jedesmal halbiert wird, wenn die Verschiebezahl
sich von S&sub0; bis S&sub6; ändert, wie beispielsweise 2&supmin;¹ · E, 2&supmin;² · E . . . , 2&supmin;&sup6; · E, und folglich
werden der Fehler E und der Pegel des Analogausgangssignals gleichzeitig halbiert. Die
Durchschnittsverzerrung des Analogsignals bleibt daher konstant, während sich die
Verschiebezahl ändert. Infolgedessen variiert die Verzerrung des Analogsignals
zwischen zwei Niveaus (zwischen 0,00125% und 0,0025% beispielsweise) im
Bereich von 0 bis 36 dB, in dem die Verschiebezahl geändert wird, während die
Verzerrung in dem kleineren Bereich umgekehrt proportional zu dem Pegel des
Analogausgangssignals VOUT ist, weil die Verschiebezahl nicht geändert wird.
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Wenn, wie oben beschrieben, sowohl der Mantissen-DAC 6 und der Exponenten-DAC 9
eine Genauigkeit von 16 Bit aufweisen, wird ein geringer Verzerrungspegel erhalten,
wie durch die in Vollstrich gezogene Linie A in Fig. 4 gezeigt. Ein solch niedriger
Verzerrungspegel kann jedoch in der Praxis in der Regel nicht erreicht werden, da es
nicht möglich, ist eine 16-Bit-Genauigkeit des Exponenten-DAC 9 zu erhalten.
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Wenngleich eine 14-Bit- bis 16-Bit-Genauigkeit für den Mantissen-DAC 6 durch
Abstimmung eines jeden Transistors oder andere Mittel zur Fehlerkompensation in
dem R-2R-Kettennetzwerk 8 erzielt werden kann, ist es schwierig, eine ähnliche
Genauigkeit für den Exponenten-DAC 9 zu erhalten. Dies liegt daran, daß die
Widerstände des Kettennetzwerks 10 im Exponenten-DAC 9 als integraler Teil
ausgebildet sind und folglich nicht jeder Widerstand einzeln gemessen werden kann,
weswegen die Abstimmung schwierig ist. Besonders schwierig ist es, eine hohe
Genauigkeit in einem Bereich zu erhalten, wo der Pegel des analogen Ausgangssignals
klein ist. Ein ausreichende Justierung der Widerstände in dem Exponenten-DAC 9 ist
praktisch unmöglich, so daß die tatsächliche Genauigkeit, die erhalten wird, bei etwa
10 bis 12 Bit liegt.
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Auch wenn folglich der Mantissen-DAC 6 eine 16-Bit-Genauigkeit aufweist, ist die
Genauigkeit des Ergebnisausgangssignals des Exponenten-DAC 9 nur etwa 10 bis 12
Bits, wie durch die gestrichelte Linie B in Fig. 4 gezeigt ist. Erstens zeigt die
Verzerrung in diesem Fall einen Sägezahnverlauf, weil bei jeder Erhöhung der
Verschiebezahl um Eins das Gewicht des Exponenten-DAC 9 um 6 dB verringert wird,
während die Amplitude der Mantisse um 6 dB ansteigt im Verhältnis zu der Amplitude
unmittelbar vor der Verschiebung, weswegen die Verzerrung signifikant von einer 10
Bit auf eine 12 Bit Genauigkeit abfällt. Zweitens wird die Verzerrung abrupt bei -36
dB auf 0,00125% verbessert, weil die Verschiebezahl S&sub6;, die in diesem Bereich
verwendet wird, frei von der geringen Genauigkeit des Exponenten-DAC 9 ist.
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Die Tatsache, daß die Verzerrung in der Nähe des maximalen Ausgangssignals (0 dB),
ansteigt, stellt ein empfindliches Problem bei digitalen Audiogeräten, wie
beispielsweise CD-Spielern, dar, da die Leistungsfähigkeit dieser Geräte durch die
Verzerrung bei 0 dB spezifiziert wird.
GEGENSTAND DER ERFINDUNG
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Es ist folglich Aufgabe der Erfindung, einen Gleitkomma-Digital-Wandler zu schaffen,
der sich durch eine verbesserte Verzerrungscharakteristik beim maximalen
Ausgangspegel auszeichnet, unter Verwendung eines Exponenten-DAC, der eine
ähnliche Genauigkeit wie ein konventioneller aufweist, und so einen höheren
Dynamikbereich zu erreichen.
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Gemäß der Erfindung wird ein Gleitkomma-DA-Wandler geschaffen, der folgendes
aufweist:
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Schiebemittel zum Feststellen von Verschiebezahlen entsprechend dem
Exponentialanteil von digitalen Gleitkommaeingabedaten und zum Verschieben der
digitalen Eingabedaten in Richtung ihres höchstwertigen Bits um eine Zahl von Bits,
die gleich der Zahl der festgestellten Verschiebezahlen ist, um einen digitalen
Mantissenanteil der Eingabedaten zu erzeugen, welche Verschiebezahlen ganze Zahlen
≤ m sind, wobei m die maximale Verschiebezahl ist,
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Mantissenkonvertierungsmitteln zur Konvertierung des digitalen Mantissenanteils in
eine Analogmantisse;
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und Exponentenkonvertierungsmittel zur Konvertierung der Verschiebezahlen in
Gewichtsfaktoren, die durch den Exponentialanteil und eine bestimmte Basis
repräsentiert werden, und zur Multiplikation der Analogmantisse mit einem der
Gewichtsfaktoren, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schiebemittel die Eingabedaten verschieben, wenn der Absolutwert der
Analogmantisse kleiner ist als der Wert, bei dem die Genauigkeit der
Mantissenkonvertierungsmittel kleiner als die der Exponentenkonvertierungsmittel
wird, und die Exponentenkonvertierungsmittel die Analogmantisse mit einem von 1
unterschiedlichen Gewichtsfaktor nur solange multiplizieren, wie die Genauigkeit der
Mantissenkonvertierungsmittel kleiner als die der Exponentenkonvertierungsmittel
ist.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Gleitkomma-DAC nach einer Ausführungsform
der Erfindung;
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Fig. 2 ist eine Tabelle, die die Beziehung zwischen den digitalen Eingangsdaten I&sub0; bis
I&sub2;&sub1; und den Verschiebezahlen S&sub0; bis S&sub6; dieser Ausführungsform im Vergleich mit
einem Gerät nach dem Stand der Technik zeigt;
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Fig. 3 ist ein Schaubild, das die Beziehung zwischen dem Analogausgangspegel und der
Verschiebezahl bei dieser Ausführungsform im Vergleich mit einem konventionellen
Gerät zeigt; und
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Fig. 4 ist ein Schaubild, das die Beziehung zwischen dem Analogausgangspegel und
seinem Gesamtklirrfaktor im Vergleich zu einem konventionellen Gerät zeigt.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Die Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben.
[A] ERSTE AUSFÜHRUNGSFORM
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Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Gleitkomma-DAC gemäß einer ersten
Ausführungsform der Erfindung.
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Diese Ausführungsform unterscheidet sich von einem Gerät nach dem Stand der
Technik im Aufbau der Verschiebezahlermittlungsschaltung 3. Die
Verschiebezahlermittlungsschaltung 3, die einen Schiebeprozessor 1 darstellt, startet
die Verschiebeoperation der Eingangsdaten I&sub0; bis I&sub2;&sub0; solange nicht, als die Genauigkeit
des Mantissen DAC 6 größer als die Genauigkeit des Exponenten DAC 9 ist.
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Im folgenden wird insbesondere die Ausgangsverzerrung des 16-Bit-Mantissen-DAC 6
betrachtet. Beispielsweise wenn dessen Analogausgangssignal maximal ist, d. h. 0 dB,
ist seine Verzerrung 0,00125%. Die Verzerrung nimmt umgekehrt proportional zum
Analogausgangspegel zu und erreicht 0,02% bei dem -24 dB Pegel, wie in Fig. 4
durch die Linie C mit lang-kurz-Strichlierung gezeigt. Dieser Verzerrungswert ist
vergleichbar zu demjenigen des Exponenten-DAC 9 mit etwa 12 Bit Genauigkeit. Aus
diesem Grund ändert der Schiebeprozessor 1 die Verschiebezahl S&sub0; nicht, solange die
Genauigkeit des Mantissen-DAC 6 größer als die Genauigkeit des Exponenten-DAC 9
ist, d. h. solange der Pegel der Analogmantisse im Bereich von 0 bis -24 dB liegt, so
daß der Mantissen-DAC 6 seine volle Genauigkeit erreicht.
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Die Fig. 2 (c) und 3 (b) zeigen die Wechselpunkte der Verschiebezahlen S&sub0; bis S&sub6;
gemäß dieser Ausführungsform. Solange der Analogpegel größer als -24 dB ist, bleibt
die Verschiebezahl bei S&sub0;, d. h. die Verschiebung im Exponenten-DAC 9 wird nicht
durchgeführt. Wenn dagegen der Analogpegel unter -24 dB oder auf -30 dB verringert
wird oder auf -36 dB in 6 dB-Schritten, werden die Verschiebezahlen jeweils auf
S&sub1;, S&sub2;, S&sub3; geändert. Die Bits M&sub0; bis M&sub1;&sub4; der Digitalmantissen, die von den
Eingangsdaten I&sub0; bis I&sub2;&sub0; ausgewählt und von der Digitalschiebeschaltung 4 für jede
Verschiebezahl erzeugt werden, werden durch gestrichelte Pfeile (← - - →) in
Fig. 2(a) gekennzeichnet.
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Gemäß der oben beschriebenen Konstruktion wird die Verzerrung am
Maximalausgangspegel (0 dB) verringert, wie in Fig. 4 durch die Linie C in lang-kurz-
Strichlierung gezeigt, wenn ein Exponenten-DAC 9 mit konventioneller Genauigkeit
verwendet wird, wodurch ein großer Dynamikbereich erzielt wird.
[B] ZWEITE AUSFÜHRUNGSFORM
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Die zweite Ausführungsform der Erfindung ist so ausgelegt, daß eine
Verzerrungskurve erreicht wird, wie sie in Fig. 4 durch die Linie D
(lang-kurz-kurz-Strichlierung) gezeigt ist. Mit anderen Worten, der Schiebeprozessor 1 der zweiten
Ausführungsform erhöht die Verschiebezahl um Eins, jedesmal wenn die Eingabedaten
um 6 dB abfallen, bis die Verschiebegröße auf -36 dB sinkt, d. h. -6 dB * S&sub6;, nachdem
der Schiebeprozessor 1 die Verschiebung der Eingabedaten bei -24 dB angefangen hat.
Gleichzeitig wählt er die Bits M&sub0; bis M&sub1;&sub4; der Mantissen wie in Fig. 2(a) durch
Vollstrichpfeile gezeigt, im Bereich unterhalb -36 dB. Der Verzerrungspegel bei dem
zweiten Ausführungsbeispiel ist daher eine Kombination des untersten
Verzerrungspegels in Fig. 4, wie er durch die kurz-lang-strichlierte Linie C der
ersten Ausführungsform gezeigt ist und durch die gebrochene Linie B, die den
konventionellen Verzerrungspegel zeigt.
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Wenngleich spezifische Ausführungsformen des Gleitkomma-Digital-Analog-Wandlers
gemäß der Erfindung offenbart worden sind, ist es nicht beabsichtigt, daß die
Erfindung auf eine dieser spezifischen Konfigurationen oder auf deren hier
beschriebene Anwendung beschränkt wird. Modifikationen können in einer für den
Fachmann naheliegenden Weise gemacht werden. Beispielsweise gehört auch zur
Erfindung ein Gleitkomma-DAC, der so konzipiert ist, daß das Analogausgangssignal
des Exponenten-DAC dem Analogeingangsanschluß des Mantissen-DAC zugeführt wird,
der ein analoges Ausgangssignal entsprechend dem digitalen Eingangssignal erzeugt.