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Hintergrund
der Erfindung
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1.
Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Übertragungsleitungsanordnung,
in der eine Übertragungsleitung
auf einer dielektrischen Platte gebildet ist, auf eine integrierte
Schaltung, die die Übertragungsleitungsanordnung
beinhaltet, und auf eine Sender-Empfänger-Vorrichtung, die die integrierte
Schaltung beinhaltet, wie z.B. eine Radarvorrichtung oder eine Kommunikationsvorrichtung.
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2. Beschreibung der verwandten
Technik
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Bisher
wurde die Integration einer Wellenleiterübertragungsleitung mit einem
dielektrischen Substrat in (1) der ungeprüften japanischen Patentanmeldung
Veröffentlichungsnr.
6-53711 und der (2) ungeprüften
japanischen Patentanmeldung Veröffentlichungsnr.
10-75108 vorgeschlagen.
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In
einer Wellenleiterübertragungsleitungsanordnung
gemäß dem Beispiel
(1) sind in einem dielektrischen Substrat, das zwei oder mehr Leiterschichten
aufweist, zwei Linien von Durchgangslöchern vorgesehen, wobei jede
Linie eine Mehrzahl von Durchgangslöchern aufweist, die elektrisch
die Leiterschichten untereinander verbinden, so dass der Raum zwischen
den beiden untereinander verbundenen Leiterschichten und den beiden
Linien von Durchgangslöchern
wie ein Wellenleiter (ein mit Isolatormaterial gefüllter Wellenleiter)
arbeitet. In einer Leitung eines dielektrischen Wellenleiters und
einer Verdrahtungsplatine gemäß dem Beispiel
(2) sind zusätzlich
zu dem oben beschriebenen Aufbau Leiterteilschichten, die elektrisch
mit den Durchgangslöchern verbunden
sind, zwischen den beiden Hauptleiterschichten und außerhalb
der Linien von Durchgangslöchern
gebildet.
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In
sowohl dem Beispiel (1) als auch dem Beispiel (2) jedoch sind die
Durchgangslöcher,
die in Ebenen angeordnet sind, die sich in eine Richtung erstrecken,
die senkrecht zu dem Wellenleiter ist (und wobei jedes Loch senkrecht
zu der Ebene des dielektrischen Substrats angeordnet ist), die einzigen Strompfade,
die wie Wände
wirken; so konzentriert sich ein Strom in den Durchgangslöchern, was
das Problem eines erhöhten
Leiterverlustes bewirkt. Ferner erlauben die Durchgangslöcher, die
in der Richtung gebildet sind, die senkrecht zu der Ebene des dielektrischen
Substrates ist, nur einen Stromfluss in der Richtung, die senkrecht
zu dem dielektrischen Substrat ist, und erlauben keinen Stromfluss
in der Diagonalrichtung, was das Problem bewirkt, dass die Übertragungscharakteristika
nicht so gut sind wie bei einem üblichen
Wellenleiter oder einem mit Isolatormaterial gefüllten Wellenleiter.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung stellt eine Übertragungsleitungsanordnung,
eine integrierte Schaltung, die die Übertragungsleitungsanordnung
beinhaltet, und eine Sender-Empfänger-Vorrichtung,
die die integrierte Schaltung beinhaltet, wie z. B eine Radarvorrichtung
oder eine Kommunikationsvorrichtung, bereit, die dazu dient, eine
Produktivität
durch ein Bilden einer Wellenleiterübertragungsleitung auf einer dielektrischen
Platte zu verbessern, in der eine Integration mit einer Verdrahtungsplatine
erzielt wird, und die zur Verbesserung von Übertragungscharakteristika
dient.
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Zu
diesem Zweck stellt die vorliegende Erfindung in einem Aspekt derselben
eine Übertragungsleitungsanordnung
bereit, die eine dielektrische Platte, die einen durchgehenden vorstehenden
Abschnitt auf zumindest einer der Oberflächen derselben aufweist, um
einen konvexen Abschnitt zu bilden; Elektroden, die auf beiden Oberflächen der
dielektrischen Platte gebildet sind, einschließlich der äußeren Oberfläche des
vorstehenden Abschnitts; und eine Mehrzahl von Durchgangslöchern, die
auf jeder Seite entlang des vorstehenden Abschnitts aufgereiht sind, wobei
jedes derselben die Elektroden, die auf beiden Oberflächen der
dielektrischen Platte gebildet sind, elektrisch untereinander verbindet,
umfasst. Entsprechend kann eine Wellenleiterübertragungsleitung mit niedrigem Übertragungsverlust
unter Verwendung einer dielektrischen Platte implementiert werden
und ferner kann ohne Weiteres eine Vorrichtung, bei der Komponenten
auf einer flachen Oberfläche
einer dielektrischen Platte befestigt sind, implementiert werden.
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Vorzugsweise
ist in der Übertragungsleitungsanordnung
der vorstehende Abschnitt auf einem dielektrischen Substrat aus
einem dielektrischen Material gebildet, das eine Dielektrizitätskonstante
aufweist, die größer ist
als diejenige der dielektrischen Platte, was dazu dient, einen Verlust,
der einer Strahlung aus Durchgangslöchern zugeordnet ist, zu reduzieren,
so dass ein dielektrischer Wellenleiter mit kleinem Verlust, hoher
Zuverlässigkeit
und kleiner Größe ohne
Weiteres implementiert werden kann.
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Vorzugsweise
wird in der Übertragungsleitungsanordnung,
wenn die Dielektrizitätskonstante des
vorstehenden Abschnitts und einer Region, die durch eine Mehrzahl
von Durchgangslöchern
in einer dielektrischen Platte umgeben ist, größer gemacht ist als diejenige
der anderen Regionen, die Verteilung eines Magnetfelds in dem Wellenleiterabschnitt
weiter konzentriert, was dazu dient, einen dielektrischen Wellenleiter
mit kleinem Verlust zu implementieren.
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In
der Übertragungsleitungsanordnung
ist die Entfernung zwischen den Elektroden an dem vorstehenden Abschnitt
in der Dickenrichtung der dielektrischen Platte vorzugsweise zumindest
so lang wie eine Hälfte
der Wellenlänge
in der dielektrischen Platte bei der Betriebsfrequenz. Entsprechend
können
ungewollte Übertragungsmoden
wirksam unterdrückt
werden.
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Ferner
ist in der Übertragungsleitungsanordnung
die Beabstandung der Mehrzahl von Durchgangslöchern in der Richtung entlang
des vorstehenden Abschnitts vorzugsweise nicht länger als eine Hälfte der
Wellenlänge
in der dielektrischen Platte bei der Betriebsfrequenz. Entsprechend
können
unerwünschte Übertragungsmoden
weiter unterdrückt werden.
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Ferner
ist in der Übertragungsleitungsanordnung
die Entfernung zwischen den beiden Mehrzahlen von Durchgangslöchern in
der Richtung quer über den
vorstehenden Abschnitt nicht länger
als die Wellenlänge
in der dielektrischen Platte bei der Betriebsfrequenz. Entsprechend
wird eine Modentransformation in die Parallelplattenmode bei der
Betriebsfrequenz verhindert und ein dem zugeordneter Verlust wird
beseitigt, so dass eine Übertragungsleitung
mit noch kleinerem Verlust erzielt wird.
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Noch
bevorzugter ist die Entfernung zwischen den Elektroden an dem vorstehenden
Abschnitt in der Dickenrichtung der dielektrischen Platte nicht
länger
als die Wellenlänge
in der dielektrischen Platte bei der Betriebsfrequenz und die Breite
des vorstehenden Abschnitts um die Entfernung zwischen den Mehrzahlen
von Durchgangslöchern
in der Richtung quer über
den vorstehenden Abschnitt sind nicht länger als eine Hälfte der
Wellenlänge
in der dielektrischen Platte bei der Betriebsfrequenz. Entsprechend
wird eine Übertragung
in einer einzelnen Mode in dem Betriebsfrequenzbereich erzielt, was
einen Verlust, der einer Transformation einer Mode an dem Biegeabschnitt
zugeordnet ist, verhindert und eine Flexibilität des Entwurfsmusters einer Übertragungsleitung
verbessert.
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Ferner
sind die Ecken des vorstehenden Abschnitts vorzugsweise abgerundet.
Entsprechend kann eine Konzentration eines Stroms an den Kanten der
Elektroden gelindert werden, was einen Leiterverlust weiter reduziert.
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Ferner
verjüngt
sich der vorstehende Abschnitt vorzugsweise, um weg von der dielektrischen Platte
schmaler zu werden. Entsprechend kann die Produktivität von Übertragungsleitungen
verbessert und Kosten können
reduziert werden.
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Die
vorliegenden Erfindung liefert bei einem weiteren Aspekt derselben
eine integrierte Schaltung, die eine Übertragungsleitungsanordnung,
wie oben definiert wurde; und eine Mehrzahl von Übertragungsleitungen umfasst,
die aus Elektronikkomponenten gebildet sind, die auf der dielektrischen
Platte in der Übertragungsleitungsanordnung
befestigt sind. Entsprechend kann ein Verlust reduziert werden und können insbesondere
durch ein Herstellen einer der Oberflächen der dielektrischen Platte
in einer flachen Form die Bildung von Übertragungsleitungen unter Verwendung
von Leiterstrukturen und eine Befestigung der Elektronikkomponenten
erleichtert werden.
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In
der integrierten Schaltung ist das Basismaterial der dielektrischen
Platte vorzugsweise ein Keramikmaterial. Entsprechend wird eine
Befestigung von Oberflächenbefestigungskomponenten durch
gleichzeitiges Rückflusslöten ermöglicht,
was die Produktivität
verbessert und so Kosten reduziert.
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Die
vorliegenden Erfindung liefert bei wiederum einem anderen Aspekt
derselben eine Sender-Empfänger-Vorrichtung,
die eine integrierte Schaltung, wie oben definiert wurde, wobei
eine Übertragungsleitung
derselben zur Übertragung
eines Sendesignals und eines Empfangssignals verwendet wird; einen
Oszillator und einen Mischer umfasst. Entsprechend kann ein Leistungsverbrauch
reduziert und eine Empfindlichkeit verbessert werden.
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Weiter
Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der
folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen
der Erfindung, die sich auf die beigefügten Zeichnungen bezieht, ersichtlich
werden.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1A und 1B sind
eine perspektivische Ansicht bzw. eine Schnittansicht, die den Aufbau
einer Übertragungsleitungsanordnung
gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel
zeigen.
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2A und 2B sind
Diagramme, die ein Beispiel der Verteilung eines elektromagnetischen Feldes
in der Übertragungsleitungsanordnung
zeigen.
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3A bis 3C,
sind Diagramme, die elektrische Feldvektoren in der Übertragungsleitungsanordnung
detailliert zeigen.
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4A und 4B sind
perspektivische Ansichten von Übertragungs
leitungsanordnungen gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel.
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5 ist
eine perspektivische Ansicht einer Übertragungsleitungsanordnung
gemäß einem
dritten Ausführungsbeispiel.
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6A bis
6C sind Diagramme, die Abmessungen jedes Abschnitts und ein Beispiel
von Übertragungscharakteristika
der Übertragungsleitungsanordnung
zeigen.
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7 ist
eine Schnittansicht einer Übertragungsleitungsanordnung
gemäß einem
vierten Ausführungsbeispiel.
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8 ist
eine Schnittansicht einer Übertragungsleitungsanordnung
gemäß einem
fünften
Ausführungsbeispiel.
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9A und 9B sind
eine perspektivische Ansicht bzw. eine Schnittansicht, die den Aufbau
einer Übertragungsleitungsanordnung
gemäß einem sechsten
Ausführungsbeispiel
zeigen.
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10A bis 10D sind
Schnittansichten des dielektrischen Wellen leiters bei unterschiedlichen Herstellungsschritten
gemäß einem
sechsten Ausführungsbeispiel.
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11A und 11B sind
eine perspektivische Ansicht bzw. eine Schnittansicht, die den Aufbau
einer Übertragungsleitungsanordnung
gemäß einem siebten
Ausführungsbeispiel
zeigen.
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12 ist
eine Darstellung, die den Aufbau einer integrierten Schaltung und
eine Radarvorrichtung gemäß einem
sechsten Ausführungsbeispiel zeigt.
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13 ist
ein Blockdiagramm der Radarvorrichtung.
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Beschreibung von Ausführungsbeispielen
der Erfindung
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Der
Aufbau einer Übertragungsleitungsanordnung
gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel wird
Bezug nehmend auf die 1A und 1B, 2A und 2B und 3A bis 3C beschrieben.
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1A ist
eine perspektivische Ansicht der Übertragungsleitungsanordnung
und 1B ist eine Schnittansicht derselben. Bezug nehmend
auf die 1A und 1B weist
eine dielektrische Platte 1 einen durchgehenden vorstehenden
Abschnitt 2 auf, so dass ein Abschnitt der dielektrischen
Platte 1 senkrecht zu der Erstreckungsrichtung des vorste henden
Abschnitts 2 konvex ist. Auf beiden Oberflächen der
dielektrischen Platte 1, einschließlich der äußeren Oberfläche (der
Seitenoberflächen
und der oberen Oberfläche)
des vorstehenden Abschnitts 2, sind Elektroden 3 gebildet.
Ferner ist entlang der Erstreckungsrichtung des vorstehenden Abschnitts 2 eine
Mehrzahl von Durchgangslöchern 4,
die jeweils elektrisch die Elektroden 3, die auf beiden
Oberflächen
der dielektrischen Platte 1 gebildet sind, elektrischen
untereinander verbinden, auf beiden Seiten des vorstehenden Abschnitts 2 aufgereiht.
Die Breite W des vorstehenden Abschnitts 2 ist nicht länger als eine
Hälfte
der Wellenlänge
in der dielektrischen Platte 1 bei der Betriebsfrequenz
und die Höhe
H von der unteren Oberfläche
der dielektrischen Platte 1 zu der oberen Oberfläche des
vorstehenden Abschnitts 2 ist zumindest so lang wie eine
Hälfte
der Wellenlänge
in der dielektrischen Platte 1 bei der Betriebsfrequenz.
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2A zeigt
die Verteilung eines elektromagnetischen Feldes an einem Abschnitt
in einer Ebene senkrecht zu der Erstreckungsrichtung des vorstehenden
Abschnitts 2 und 2B zeigt
die Verteilung eines elektromagnetischen Feldes in einer perspektivische
Ansicht der Übertragungsleitungsanordnung.
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Gemäß diesem
Aufbau bildet die Mehrzahl aufgereihter Durchgangslöcher 4 gleichwertig
Seitenwände
eines Wellenleiters, so dass sich elektromagnetische Wellen in einer
Mode, die gleichwertig zu einer TE10-Mode ist, mit den beiden gegenüberliegenden
Seitenoberflächen
des vorstehenden Abschnitts 2 als H-Ebenen und der oberen
Oberfläche des
vorstehenden Abschnitts 2 und der unteren Oberfläche der
dielektrischen Platte 1 als E-Ebenen ausbreiten.
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Die 3A bis 3C zeigen
die elektrischen Feldvektoren in der Übertragungsleitung mit besonderer
Betrachtung des Dickenabschnitts der dielektrischen Platte 1 außerhalb
des vorstehenden Abschnitts 2. 3A zeigt
elektrische Feld vektoren in der Richtung senkrecht zu der Richtung
einer Ausbreitung elektromagnetischer Wellen und parallel zu der
Richtung der Ebene der dielektrischen Platte 1. 3B zeigt
elektrische Feldvektoren in der Richtung senkrecht zu der Richtung
der Ausbreitung elektromagnetischer Wellen und senkrecht zu der
Ebene der dielektrischen Platte 1. Die Übertragungsleitung kann als
eine Überlagerung
der elektrischen Feldvektoren, die in 3A gezeigt
sind, und der elektrischen Feldvektoren, die in 3B gezeigt
sind, betrachtet werden. So können
die kombinierten elektrischen Vektoren dargestellt werden, wie in 3C gezeigt
ist.
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Die
Mode, die die elektrischen Vektoren, die in 3B gezeigt
sind, aufweist, ist eine höhere Mode
einer Parallelplattenmode und diese Mode bewirkt einen Strahlungsverlust.
Die Grenzfrequenz der Mode wird durch die Entfernung Px zwischen
den beiden Linien der aufgereihten Durchgangslöcher und die Konstante der
dielektrischen Platte 1 bestimmt. So kann, wenn die Wellenlänge in der
dielektrischen Platte 1 in dem Betriebsfrequenzbereich durch λ dargestellt
wird, eine Transformation in die unerwünschte Parallelplattenmode
in dem Betriebsfrequenzbereich durch ein Setzen von Px < λ verhindert
werden. Außerdem
wird durch ein Setzen der Beabstandung der Durchgangslöcher 4 in
der Richtung der Ausbreitung elektromagnetischer Wellen (Pz in 1A)
auf nicht mehr als eine Hälfte
der Wellenlänge
in der dielektrischen Platte 1 in dem Betriebsfrequenzbereich
die Anregung einer Parallelplattenmode verhindert und so wird ein
Strahlungsverlust aufgrund dessen, dass die Betriebsausbreitungsmode
in die Parallelplattenmode übertragen wird,
verhindert.
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Dies
bedeutet, dass, um eine Transformation in den Parallelplattenmodus
zu verhindern, wenn die Breite W des vorstehenden Abschnitts eine
Hälfte
der Wellenlänge
beträgt,
die Entfernung von den Seitenoberflächen des vorstehenden Abschnitts
zu den Durchgangslöchern
nicht auf mehr als ein Viertel der Wellenlänge gesetzt werden darf.
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Durch
ein Setzen der Entfernung H zwischen den Elektroden in der Dickenrichtung
der dielektrischen Platte 1 an dem Abschnitt, an dem der
vorstehende Abschnitt 2, der in 1B gezeigt
ist, nicht gebildet ist, auf weniger als eine Hälfte der Wellenlänge und
nicht mehr als die Wellenlänge
in der dielektrischen Platte 1 bei der Betriebsfrequenz
und der Breite W des vorstehenden Abschnitts 2 und der
Entfernung zwischen den Durchgangslöchern 4 auf nicht mehr
als eine Hälfte
der Wellenlänge
ist die Mode, die senkrecht zu der Betriebsmode ist, die Grenzbedingung,
so dass eine Übertragung
in einer einzelnen Mode, die gleichwertig zu der TE10-Mode ist,
erzielt wird. So werden, selbst wenn ein Biegeabschnitt in dem vorstehenden
Abschnitt 2 vorgesehen ist, ein Verlust aufgrund einer
Modentransformation und ein Verlust aufgrund einer Störantwort
verhindert.
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Als
Nächstes
ist der Aufbau der Übertragungsleitungsanordnungen
gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel
in den 4A und 4B gezeigt.
Im Gegensatz zu dem ersten Ausführungsbeispiel,
bei dem die beiden Linien von Durchgangslöchern, die einander gegenüberliegen,
auf beiden Seiten entlang des vorstehenden Abschnitts angeordnet sind,
der auf der dielektrischen Platte gebildet ist, ist bei dem zweiten
Ausführungsbeispiel
eine Mehrzahl von Linien von Durchgangslöchern auf jeder Seite des vorstehenden
Abschnitts 2 vorgesehen. Bei dem in 4A gezeigten
Beispiel sind zwei Linien von Durchgangslöchern in einem versetzten Muster
auf jeder Seite entlang des vorstehenden Abschnitts 2 aufgereiht.
Bei dem in 4B gezeigten Beispiel sind drei
Linien von Durchgangslöchern
auf jeder Seite entlang des vorstehenden Abschnitts 2 ebenso in
einem versetzten Muster aufgereiht. Durch ein Multiplexen der Linien
von Durchgangslöchern,
wie oben geschrieben wurde, kann die Strahlung einer Parallelplattenmode,
die sich durch die dielektrische Platte von der Übertragungsleitung zu dem Äußeren oder
von dem Äußeren zu
der Übertragungsleitung ausbreitet,
weiter unterdrückt
werden.
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Als
Nächstes
wird der Aufbau einer Übertragungsleitungsanordnung
gemäß einem
dritten Ausführungsbeispiel
Bezug nehmend auf die 5 und die 6A bis 6C beschrieben.
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5 ist
eine perspektivische Ansicht der Übertragungsleitung gemäß dem dritten
Ausführungsbeispiel.
Bei diesem Ausführungsbeispiel
ist ein vorstehender Abschnitt 2 mit einer gebogenen Struktur
auf einer dielektrischen Platte 1 gebildet und Durchganglöcher 4 sind
auf beiden Seiten entlang des vorstehenden Abschnitts 2 aufgereiht.
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Die 6A und 6B zeigen
spezifische Abmessungen jedes Abschnitts und Übertragungscharakteristika
der Übertragungsleitung.
Die relative Konstante der dielektrischen Platte beträgt 7,0,
der Radius r der Linienmitte des gebogenen Abschnitts beträgt 2,0 mm,
der Durchmesser der Durchgangslöcher 4 beträgt 0,1 mm,
die Beabstandung der Durchgangslöcher 4 beträgt 0,4 mm
und die Abmessungen der anderen Abschnitte sind die Werte, die in 6B gezeigt
sind, so dass drei Linien von Durchgangslöchern 4 auf jeder
Seite, d. h. insgesamt sechs Linien, gebildet sind.
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6C zeigt
eine S11- und eine S21-Charakteristik bei den obigen Bedingungen.
Selbst wenn eine Biegung mit einem kleinen Krümmungsradius vorliegt, wie
oben beschrieben wurde, können,
indem die Übertragungsleitung
zu der Arbeit in einer einzelnen Mode gebracht wird, die gleichwertig
zu der TE10-Mode ist, ein niedriger Einfügungsverlust und ein geringes
Reflexionsvermögen
erzielt werden.
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Als
Nächstes
ist eine Schnittansicht des Aufbaus einer Übertragungsleitungsanordnung
gemäß einem
vierten Ausführungsbeispiel
in 7 gezeigt. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die Ecken
eines vorstehenden Abschnitts 2, der auf einer dielektrischen
Platte 1 gebildet ist, abgerundet, wie durch R angezeigt
ist. Gemäß dieser
Struktur wird die Konzentration eines Stroms an den Kanten von Elektroden gelindert,
um einen Leiterverlust zu reduzieren, was einen niedrigen Einfügungsverlust
erzielt.
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Der
vorstehende Abschnitt der Übertragungsleitung,
in 7 gezeigt, kann z. B. durch das Sandstrahlverfahren
gebildet werden.
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8 ist
eine Schnittansicht einer Übertragungsleitungsanordnung
gemäß einem
fünften
Ausführungsbeispiel.
Bei diesem Ausführungsbeispiel
ist ein vorstehender Abschnitt 2 mit einem konvexen Abschnitt
auf einer dielektrischen Platte 1 gebildet, wobei der vorstehende
Abschnitt 2 sich verjüngt,
um weg von der dielektrischen Platte 1 schmaler zu werden.
Die dielektrische Platte, die den vorstehenden Abschnitt wie oben
aufweist, verbessert eine Lösbarkeit
der dielektrischen Platte aus einer Metallform nach einem Formen
der dielektrischen Platte in einer Metallform und/oder durch einen
Spritzgießvorgang, wobei
so die Produktivität
verbessert wird.
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Der
Aufbau eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel wird
Bezug nehmend auf die 9A und 9B und die 10A bis 10D beschrieben.
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9A ist eine perspektivische Ansicht des dielektrischen
Wellenleiters und 9B ist eine Schnittansicht
desselben an einer Ebene, die senkrecht zu der Erstreckungsrichtung
eines vorstehenden Abschnitts ist.
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Die 10A bis 10D sind
Schnittansichten des dielektrischen Wellenleiters bei unterschiedlichen
Herstellungsschritten.
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Bezug
nehmend auf die 9A und 9B und die 10A bis 10D zeigt 1 ein
dielektrisches Substrat an, 2 zeigt einen vorstehenden
Abschnitt an, 3a zeigt eine Unteroberflächenelektrode an, 3b zeigt eine
Oberoberflächenelektrode
an, 4 zeigt Durchgangslöcher
an, 101 und 110 zeigen dielektrische Lagen an
und 104 zeigt perforierte Löcher an.
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Bezug
nehmend auf die 9A und 9B ist an
einem Abschnitt des dielektrischen Substrats 1 der durchgehende
vorstehende Abschnitt 2 gebildet, so dass ein Abschnitt
entlang der Richtung, die senkrecht zu der Erstreckungsrichtung
des vorstehenden Abschnitts 2 ist, eine konvexe Form besitzt.
Auf der Oberfläche
des dielektrischen Substrates 1, auf der der vorstehende
Abschnitt 2 gebildet ist, einschließlich der Außenoberfläche (der
Seitenoberflächen
und der oberen Oberfläche)
des vorstehenden Abschnitts 2 ist die Oberoberflächenelektrode 3B gebildet
und im Wesentlichen die gesamte andere Oberfläche des dielektrischen Substrats 1 ist
mit der Unteroberflächenelektrode 3a bedeckt.
Ferner ist auf beiden Seiten des vorstehenden Abschnitts 2 entlang
der Erstreckungsrichtung desselben eine Mehrzahl von Durchgangslöchern 4,
die die Oberoberflächenelektrode 3b und
die Unteroberflächenelektrode 3a,
die auf beiden Oberflächen
des dielektrischen Substrats 1 gebildet sind, elektrisch
miteinander verbinden, in einem Array gebildet. Der vorstehende
Abschnitt 2 ist aus einem dielektrischen Material gebildet,
das eine größere Dielektrizitätskonstante
als diejenige des dielektrischen Substrats 1 aufweist.
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Die
Breite W des vorstehenden Abschnitts 2 ist nicht länger als
eine Hälfte
der Wellenlänge
in dem Dielektrikum bei der Betriebsfrequenz und die Höhe von der
unteren Oberfläche
des dielektrischen Substrats 1 bis zu der oberen Oberfläche des
vorstehenden Abschnitts 2 ist nicht kürzer als eine Hälfte der Wellenlänge in dem
Dielektrikum bei der Betriebsfrequenz.
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Gemäß dem Aufbau
bildet die Mehrzahl von Durchgangslöchern 4 in dem Array
gleichwertig Wände
des Wellenleiters, so dass sich elektromagnetische Wellen in einer
Mode, die gleichwertig zu der TE10-Mode ist, mit den beiden gegenüberliegenden
Seitenoberflächen
des vorstehenden Abschnitts 2 als H-Ebenen und der oberen
Oberfläche
des vorstehenden Abschnitts 2 und der unteren Oberfläche des
dielektrischen Substrats 1 als E-Ebenen ausbreiten.
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Ferner
kann, da die Dielelektrizitätskonstante
des dielektrischen Materials, das den vorstehenden Abschnitt 2 bildet,
größer ist
als diejenige des dielektrischen Substrats 1, die Höhe des dielektrischen Wellenleiters
verglichen mit einem Fall reduziert werden, in dem der vorstehende
Abschnitt 2 aus einem dielektrischen Material gebildet
ist, das die gleiche Dielektrizitätskonstante wie diejenige des
dielektrischen Substrats 1 aufweist. Ferner kann, da das
dielektrische Feld und das magnetische Feld an dem vorstehenden
Abschnitt 2 konzentriert sind, eine Strahlung von den Durchgangslöchern 4 in
dem dielektrischen Substrat 1 reduziert werden. Entsprechend
kann ein dielektrisches Substrat mit kleinem Verlust und kleiner
Größe implementiert
werden.
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Ferner
kann, obwohl die Durchgangslöcher 4 auf
dem dielektrischen Substrat 1 gebildet sind, da die Dielektrizitätskonstante
des dielektrischen Substrats kleiner ist als diejenige des vorstehenden
Abschnitts 2, die Beabstandung zwischen den Durchgangslöchern 4 verglichen
mit einem Fall erhöht
werden, in dem das dielektrische Substrat 1 aus einem dielektrischen
Material gebildet ist, das die gleiche Dielektrizitätskonstante
wie diejenige des vorstehenden Abschnitts 2 aufweist. Entsprechend
kann ein dielektrischer Wellenleiter mit hoher Zuverlässigkeit und
kleiner Größe implementiert
werden.
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Als
Nächstes
wird ein Beispiel eines Verfahrens zum Herstellen des dielektrischen
Wellenleiters Bezug nehmend auf die 10A bis 10D beschrieben.
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Als
erstes wird die Mehrzahl dielektrischer Lagen 101 und 110 laminiert,
wie in 10A gezeigt ist. Die dielektrischen
Lagen 110 sind aus einem Material gebildet, das eine Dielektrizitätskonstante
aufweist, die größer ist
als diejenige der dielektrischen Lagen 101. Die Kombination
dielektrischer Materialien kann wie erwünscht ausgewählt werden,
solange die obige Bedingung für
Dielektrizitätskonstanten
erfüllt
ist.
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Dann
wird der gesamte Körper
bei einer vorbestimmten Temperatur gebrannt, um die dielektrischen
Lagen zu verbinden, wodurch ein integriertes dielektrisches Substrat
gebildet wird.
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Dann
werden nur die dielektrischen Lagen 110, die eine größere Dielektrizitätskonstante
aufweisen, auf eine vorbestimmte Breite geschnitten, z. B. durch
Sandstrahlen, so dass der durchgehende vorstehende Abschnitt 2 gebildet
wird, wodurch ein konvexer Abschnitt, wie in 10B gezeigt
ist, gebildet wird.
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Als
Nächstes
wird, wie in 10C gezeigt ist, auf
beiden Seiten des vorstehenden Abschnitts 2, der aus den
dielektrischen Lagen 110 gebildet ist, die Mehrzahl perforierter
Löcher 104,
die durch das dielektrische Substrat 1 laufen, das aus
der Mehrzahl laminierter dielektrischer Lagen 101 gebildet
ist, in einer vorbestimmten Beabstandung parallel zu der Erstreckungsrichtung
des vorstehenden Abschnitts 2 gebildet.
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Dann
wird, wie in 10D gezeigt ist, die Oberoberflächenelektrode 3b auf
einer der Oberflächen
des dielektrischen Substrats 1, einschließlich der
Seitenoberflächen
und der oberen Oberfläche des
vorstehenden Abschnitts 2, gebildet und die Unteroberflächenelektrode 3a wird
auf der anderen Oberfläche
des dielektrischen Substrats 1 gebildet. Ferner werden
Innenoberflächenelektroden
an den Innenoberflächen
der perforierten Löcher 104 gebildet,
wodurch die Durchgangslöcher 4,
die die Oberoberflächenelektrode 3b und
die Unteroberflächenelektrode 3a elektrisch
miteinander verbinden, gebildet werden.
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Wie
oben beschrieben ist, wird der dielektrische Wellenleiter nur durch
ein Laminieren und Schneiden der dielektrischen Lagen und Bilden
der Elektroden gebildet. So kann der dielektrische Wellenleiter
ohne Weiteres nur durch die Vorgänge
zur Herstellung herkömmlicher
laminierter Substrate hergestellt werden.
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Die
Herstellungsschritte müssen
nicht notwendigerweise in der oben beschriebenen Reihenfolge sein
und die Reihenfolge kann verändert
werden.
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Als
Nächstens
wird der Aufbau eines dielektrischen Wellenleiters gemäß einem
siebten Ausführungsbeispiel
Bezug nehmend auf die 11A und 11B beschrieben.
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11A ist eine perspektivische Außenansicht
des dielektrischen Wellenleiters und 11B ist eine
Schnittansicht desselben an einer Ebene senkrecht zu der Erstreckungsrichtung
eines vorstehenden Abschnitts.
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Bezug
nehmend auf die 11A und 11B zeigt 1 ein dielektrisches
Substrat an, 2 zeigt eine vorstehenden Abschnitt an, 3a zeigt
eine Unteroberflächenelektrode
an, 3b zeigt eine Oberoberflächeelektrode an und 4 zeigt
Durchgangslöcher
an.
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In
dem in den 11A und 11B gezeigten
dielektrischen Wellenleiter ist die Dielektrizitätskonstante des vorstehenden
Abschnitts 2 und einer Region auf dem dielektrischen Substrat 1,
die durch die Mehrzahl von Durchgangslöchern 4 umgeben ist, größer gemacht
als diejenige der anderen Regionen. Der Aufbau des dielektrischen
Wellenleiters ist anderweitig der gleiche wie derjenige des dielektrischen Wellenleiters,
der in den 9A und 9B gezeigt
ist.
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Der
dielektrische Wellenleiter mit dem obigen Aufbau wird durch ein
Verbinden zweier dielektrischer Substrate mit unterschiedlichen
Dielektrizitätskonstanten
und ein Bilden der Mehrzahl von Durchgangslöchern 4 entlang des Übergangs
gebildet. Dies bedeutet, dass die erste Region mit einer hohen Dielektrizitätskonstante,
die den vorstehenden Abschnitt 2 und die Region des dielektrischen
Substrats 1 umfasst, die durch die Mehrzahl von Durchgangslöchern 4 umgeben
werden soll, und die zweiten Regionen mit einer Dielektrizitätskonstante,
die kleiner ist als diejenige der ersten Region, separat gebildet
und dann verbunden werden und die Mehrzahl von Durchgangslöchern 4 entlang
des Übergangs
gebildet wird, wodurch der dielektrische Wellenleiter gebildet wird.
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Gemäß dem oben
beschriebenen Aufbau wird, da die Dielektrizitätskonstante der Region, die durch
die Mehrzahl von Durchgangslöchern 4 umgeben
ist, größer ist
als diejenige der anderen Regionen, die Verteilung eines elektromagnetischen
Feldes stärker
konzentriert, was die Dichte eines Magnetfeldes in der Nähe von Leiterwänden senkt,
wodurch ein Verlust, der den Leiterwänden zugeordnet ist, reduziert
wird.
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Als
Nächstes
wird als ein Beispiel einer integrierten Schaltung und einer Sender-Empfänger-Vorrichtung,
die dieselbe beinhaltet, der Aufbau einer Radarvorrichtung Bezug
nehmend auf die 12 und 13 beschrieben.
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12 ist
eine perspektivische Ansicht einer dielektrischen Platte 1 von
der Seite aus gesehen, auf der Elektronikkomponenten befestigt sind,
und 13 ist ein Äquivalenz-Schaltungsdiagramm
der Radarvorrichtung. Die dielektrischen Platte 1 weist durchgehende
vorstehende Abschnitte (nicht gezeigt) auf der Unterseite derselben,
wie in der Figur betrachtet, auf, um einen konvexen Querschnitt
zu besitzen. Ferner sind Elektroden auf beiden Oberflächen der
dielektrischen Platte 1 gebildet und eine Mehrzahl von
Durchgangslöchern 1 ist
auf beiden Seiten entlang der vorstehenden Abschnitte aufgereiht,
wodurch Übertragungsleitungen
gebildet werden.
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Obwohl
der vorstehende Abschnitt in 10 nicht
ersichtlich ist, die die Seite zeigt, auf der Elektronikkomponenten
befestigt sind, kann der Entwurf der Übertragungsleitungen aus der
Arraystruktur der Durchgangslöcher 4 erkannt
werden. Dies bedeutet, dass breit gesprochen fünf Übertragungsleitungen, die durch
G1, G2, G3, G4 und G5 angezeigt sind, gebildet werden.
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Auf
der oberen Oberfläche
der dielektrischen Platte 1, wie in der Figur betrachtet,
ist ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) mit einer koplanaren
Leitung 10 verbunden. Die koplanare Leitung 10 ist
mit der Übertragungsleitung
gekoppelt, die durch G1 angezeigt ist. Zwischen den Übertragungsleitungen
G1 und G2 ist eine Verstärkerschaltung
(AMP), die durch einen FET implementiert ist, vorgesehen. Ferner
ist an einem Ende der Übertragungsleitung G3
eine Schlitzantenne gebildet, so dass ein Übertragungssignal von der Schlitzantenne
in der Richtung, die senkrecht zu der dielektrischen Platte 1 ist,
abgestrahlt wird. Die benachbarten Abschnitte der Übertragungsleitungen
G2 und G5 bilden einen Richtkoppler. Ein Signal, das durch den Richtkoppler
verteilt wird, ist als ein lokales Signal mit einer koplanaren Leitung 12 gekoppelt,
die mit einer der Dioden einer Mischerschaltung verbunden ist. Ferner
ist ein Zirkulator in der Y-verzweigten Mitte der Übertragungsleitungen
G2, G3 und G4 gebildet. Der Zirkulator ist aus einem Resonator aufgebaut,
der durch eine plattenförmige
Ferritplatte und eine Permanentmagneten, der ein statisches Magnetfeld
an die Ferritplatte in der senkrechten Richtung anlegt, die in 9 nicht
gezeigt sind, implementiert ist. Über den Zirkulator wird ein
Empfangssignal von der Schlitzantenne mit einer koplanaren Leitung 14 gekoppelt,
die mit der anderen Diode der Mischerschaltung verbunden ist. Die
beiden Dioden der Mischerschaltung arbeiten wie eine symmetrische
Mischerschaltung und die Ausgabe derselben wird über eine symmetrische Leitung 16,
die passende passive Komponenten in der Mitte aufweist, zu einer
externen Schaltung geführt.
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13 ist
ein Blockdiagramm der Radarvorrichtung. Bezug nehmend auf 13 wird
ein Oszillationssignal aus dem VCO durch den Verstärker AMP
verstärkt
und dann als ein Übertragungssignal über den
Richtkoppler CPL und den Zirkulator CIR zu der Antenne AMP geführt. Das
Empfangssignal aus dem Zirkulator CIR und das lokale Signal aus
dem Richtkoppler CPL werden zu dem Mischer MIX geführt und
der Mischer gibt ein Zwischenfrequenzsignal IF aus.
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Durch
das Verwenden einer Übertragungsleitung
mit geringem Übertragungsverlust,
wie oben beschrieben wurde, wird die Leistungseffizienz verbessert,
was eine Radarvorrichtung mit geringem Leistungsverbrauch und eine
hohe Zielerfassungsfähigkeit
erzielt.
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Obwohl
eine Radarvorrichtung in der obigen Beschreibung als ein Beispiel
verwendet wird, kann eine Kommunikationsvorrichtung auf eine ähnliche Art
und Weise implementiert werden, die ein Sendesignal an eine Kommunikationsvorrichtung
einer anderen Partei sendet und die ein Sendesignal von der Kommunikationsvorrichtung
einer anderen Partei empfängt.