DE60201490T2

DE60201490T2 - Methode und Apparat zum Empfang von Funksignalen, insbesondere digitalen Mehrträgersignalen

Info

Publication number: DE60201490T2
Application number: DE60201490T
Authority: DE
Inventors: Bruno Sacco; Andrea Bertella; Benvenuto Paolo Forni
Original assignee: Rai Radiotelevisione Italiana SpA
Current assignee: Rai Radiotelevisione Italiana SpA
Priority date: 2001-12-21
Filing date: 2002-11-23
Publication date: 2006-03-09
Anticipated expiration: 2022-11-24
Also published as: EP1324512A2; ITTO20011200A0; ATE279049T1; DE60201490D1; ES2231639T3; ITTO20011200A1; EP1324512B1; EP1324512A3

Description

Diese Erfindung betrifft ein neues Verfahren und eine neue Vorrichtung zum Empfangen von Funksignalen, die durch einen Abfall aufgrund einer echobehafteten Übertragung oder durch Vielpfadübertragungen beeinträchtigt sind. Die Erfindung ist insbesondere jedoch nicht ausschließlich für den Empfang von digitalen Signalen, die durch das als C-OFDM bekannte codierte Orthogonal-Frequenzmultiplex- oder Mehrträgerverfahren übertragen werden, und insbesondere von Audio- und Videosignalen, die durch die europäische Norm ETSI ETS 300 744, "Digital broadcasting system for television, sound and data services; Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestria/ television" (die der Einfachheit halber durch das Akronym DVB-T, oder digitales Fernsehen – terrestrisch, bezeichnet wird) übertragen werden, vorgesehen.
Es ist hinreichend bekannt, dass ein über eine Antenne empfangenes Signal im Allgemeinen eine Überlagerung einer Mehrzahl Beiträge von Wellen ist, die sich von der Sendeantenne zur Empfangsantenne über verschiedene Pfade ausbreiten, die durch die Inhomogenität der übertragenden Umgebung geschaffen werden, welche Reflexionen, Beugungen und Strahlkrümmung verursacht. Der Einfachheit halber wird alles Obige als Echos oder Strahlen bezeichnet, wodurch jedoch alle Möglichkeiten gemeint sind. Die obigen Beiträge summieren sich in der Empfangsantenne vektoriell, d. h. jeder trägt seinen eigenen Absolutwert und seine eigene Phase bei. Die Überlagerung zweier Beiträge zum Signal kann deshalb eine Amplitudenzunahme im empfangenen Signal verursachen, aber andererseits kann sie zu einem Abfall des Signals führen, wenn die Beiträge phasenverschoben sind, und sie kann es sogar vernichten, wenn die phasenverschobenen Beiträge die gleiche Amplitude aufweisen. Außerdem ist der Signalabfall bei einer bestimmten Lage des Empfängers bezüglich der Sendeumgebung auch eine Funktion der Frequenz, da die Phasendifferenz und zu einem geringeren Grad auch die Amplitudendämpfung von der Frequenz abhängen, wobei alle Umstände (wie z. B. Positionen des Senders und des Empfängers, Positionen und Art der Hindernisse auf dem Übertragungskanal, Richtcharakteristik usw.) gleich sind.
Im besonderen Fall des C-OFDM wie es z. B. beim sogenannten digitalen terrestrischen Fernsehen angewendet wird, bei dem die übertragenen Informationen auf eine große Anzahl Trägerfrequenzen unterteilt werden, kann das am Empfänger empfangene Signal Empfangseinbrüche aufweisen, die auf dem Trägerfrequenzspektrum unterschiedlich angeordnet sind und mit Fehlerraten, die in bestimmten Fällen zur Korrektur durch die in das System integrierten Fehlerkorrektureinrichtungen zu groß sein können. Wie dem Fachmann klar ist, hängen die Position im Spektrum und die Größe solcher Empfangseinbrüche stark von der Position des Empfängers bezüglich des übertragenden Kanals ab, wodurch die Empfangsqualität drastische Veränderungen erfahren kann, selbst bei sehr kleinen Versetzungen des Empfängers, etwa Versetzungen von nur 10 bis 20 cm im Falle eines digitalen terrestrischen Fernsehempfängers, wenn berücksichtigt wird, dass die Trägerwellenlängen kürzer als 1 m sind.
Zum Schutz vor Signalabfall wegen der obigen Gründe weist das C-OFDM-System einen leistungsfähigen Fehlerkorrekturmechanismus auf, der sich jedoch als wenig wirksam gegen durch kurze Echos verursachte Sekundärsignale erweist. Laborexperimente und Simulationen, die am Centro Ricerche e Innovazione Tecnologica della RAI in Turin, Italien, durchgeführt wurden, haben gezeigt, dass bei es bei sehr kleinen Werten von ⊤ eine Leistungsverschlechterung gibt. Dies ist auf die Tatsache zurückzuführen, dass ein kurzes Echo einen Einbruch im Frequenzgang H(ω) des Kanals verursacht, wobei der Einbruch eine größere Breite hat als die Summe der durch ein langes Echo verursachten Einbrüche. Die Phase des Echos und deshalb die Lage der Einbruchfrequenz spielen bei kleinen Werten von ⊤ eine wichtige Rolle, obwohl dies nicht für große Werte von ⊤ gilt. Demgemäß kann der Empfang in einer Umgebung, in der ein oder mehrere kurze Echos vorhanden sind, je nach den Echophasen mehr oder weniger beeinträchtigt sein. Die Wahrscheinlichkeit eines genauen Empfangs über einen einzigen Funkkanal kann deshalb in Gegenwart von kurzen Echos zusammenbrechen, und die Wahrscheinlichkeit eines genauen Empfangs einer Anzahl N>1 mehrerer Kanäle, die das Produkt der einzelnen Wahrscheinlichkeiten ist, sinkt exponentiell. Das Dokument US 5982327 offenbart ein adaptives Antennensystem zur Verbesserung der Qualität des empfangenen Signals.
In der gesamten Beschreibung und in den Ansprüchen bezieht sich der Ausdruck "kurzes Echo" auf ein Echo, dessen Verzögerung in der Größenordnung des Reziproken der Bandbreite des empfangenen Signals liegt.
Die Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung ist deshalb die Bereitstellung eines Verfahrens und einer Vorrichtung zum Empfang von Funksignalen, insbesondere digitalen Mehrträgersignalen wie z. B. C-OFDM, die die Beeinträchtigung des Empfangs wegen einer ungünstigen Überlagerung von Signalen, die sich über verschiedene Pfade ausgebreitet haben, verhindern können.
Eine andere Aufgabe ist die Bereitstellung der obigen Empfangsvorrichtung in einer getrennten Ausführung, die bei Anschluss an einen herkömmlichen Empfänger arbeiten kann, aber unabhängig von ihm, so dass sie als Zubehör am Empfänger angebracht werden kann.
Die Erfindung erreicht die obigen und andere Ziele und Vorteile durch ein Verfahren zum Empfangen von Funksignalen, insbesondere digitalen Mehrträgersignalen, wobei sie die in Anspruch 1 aufgeführten Merkmale aufweist.
Die Erfindung stellt auch eine Vorrichtung bereit, die obiges Verfahren verwirklicht und die in Anspruch 2 dargelegten Merkmale aufweist.
Die übrigen beigefügten Unteransprüche führen andere vorteilhafte Merkmale der Erfindung an.
Im Wesentlichen wird bei der vorliegenden Erfindung ein Antennensystem verwendet, das durch Schalten seines Strahls in eine diskrete Anzahl unterschiedlicher Richtungen einige der die Beeinträchtigung hervorrufenden Echos durch Steigern des Beitrags der günstigen unterdrücken kann. Die Wirksamkeit des Systems wird verbessert, wenn obiges Vorgehen durch gleichzeitiges Verschieben der Phasenmitte des ausstrahlenden Systems gesteigert wird.
Die Merkmale, Ziele und Vorteile der Erfindung werden durch die detaillierte Offenbarung einiger bevorzugter Ausführungsformen deutlicher, die anhand eines nicht beschränkenden Beispiels unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen aufgeführt sind; es zeigen:
1 ein Diagramm der Impulsantwort des Kanals in Gegenwart zweier Signalausbreitungsstrahlen;
2 ein Diagramm der Vektorsumme der Beiträge von den zwei Strahlen von 1;
3 ein Diagramm des Frequenzgangs des Kanals in Gegenwart zweier Signalausbreitungsstrahlen;
4 ein der 1 ähnliches Diagramm in Gegenwart einer Mehrzahl Signalausbreitungsstrahlen;
5 ein Diagramm des Frequenzgangs des Kanals in Gegenwart einer Mehrzahl Signalausbreitungsstrahlen;
6 ein Blockdiagramm einer Empfangsvorrichtung, die die Lehren der Erfindung aufweist;
7 eine perspektivische Ansicht einer Antennenmatrix, die mit der Empfangsvorrichtung der Erfindung verwendet werden kann;
8 eine Draufsicht der Antennenmatrix von 7;
9 eine perspektivische Ansicht einer sich drehenden Antenne, die mit der Empfangsvorrichtung der Erfindung verwendet werden kann;
10 ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform eines zur Erfindung gehörenden Analysators;
11 ein Diagramm zur Veranschaulichung der Wirkungsweise der Erfindung;
12 ein Diagramm zur Veranschaulichung der Wirkungsweise der Erfindung;
13 ein Diagramm zur Veranschaulichung der Wirkungsweise der Erfindung;
14 eine Tabelle möglicher Konfigurationen der Pegel des von einem Analysator gemäß 10 empfangenen Signals;
15 ein Blockdiagramm einer separaten Empfangsvorrichtung, die zusammen mit einem herkömmlichen Funkempfänger zu verwenden ist.
Wie oben erläutert, ist ein durch eine Antenne empfangenes Signal im Allgemeinen die Überlagerung einer Mehrzahl Beiträge, die aus Wellen bestehen, die sich von der Sendeantenne zur Empfangsantenne entlang verschiedener Pfade ausbreiten, die durch die Inhomogenität der Sendeumgebung geschaffen werden, die Reflexionen, Beugung und Strahlkrümmung verursacht. Der Einfachheit halber wird in der unten stehenden Offenbarung alles Obige als Echos oder Strahlen bezeichnet, wodurch jedoch alle Möglichkeiten gemeint sind. Die Beiträge summieren sich vektoriell in der Empfangsantenne, d. h. jeder trägt seinen eigenen Absolutwert und seine eigene Phase bei. Wie in 1 gezeigt, ist in dem elementaren Fall von nur zwei Strahlen a₁ und a₂ mit Verzögerung ⊤ die Impulsantwort des Kanals: h(t)=a1δ(t)+a2δ(t-⊤)wobei δ(t) die Dirac-Delta-Funktion ist und a₁ und a₂ komplexe Werte sind. 2 zeigt die Summe der zwei Vektoren, wobei die Phase von a₁ auf null gesetzt wird, und φ_r ist die Phase von a₂. Diese Phase wird im Wesentlichen durch die Reflexion oder Beugung eingeführt, die das Echo verursacht hat, sowie durch die Empfangsantenne, falls Letztere in der Strahlebene nicht isotrop ist. Der durch Fourier-Transformation von h(t) erhaltene Frequenzgang (Frequenzantwort) ist: H(ω)=a1+a2 exp [–j(ω⊤+φ2)]
Der Absolutwert von H(ω) sieht aus wie in 3 gezeigt, das heißt mit Frequenzen, bei denen das Signal durch zerstörende Interferenz gedämpft wird und bei denen die Welligkeit um so ausgeprägtere ist, je mehr |a₁|≅|a₂| gilt. In der Figur ist der Funkkanal des Signals mit C bezeichnet, um den Vergleich mit der Welligkeit hervorzuheben.
Mit zunehmender Echoverzögerung ⊤ ändert sich das Argument der Exponentialfunktion mit ω schneller, daher ist die Welligkeit enger. Folglich gibt es im verwendeten Funkkanalband mehr Einbrüche, wenn auch kleinere. Die absolute Position des "Kammes" von Einbrüchen hängt vom Phasenwinkel φ₂ von Strahl a₂ (in Bezug auf die Phase von a₁) ab.
Allgemeiner nimmt das Vektordiagramm im Falle einer Mehrzahl Signalausbreitungspfade mit Beiträgen a_i = |of|·e^jφi das in 4 gezeigte Aussehen an. Die Impulsantwort ist:
und der entsprechende Frequenzgang hat im Allgemeinen eine ziemlich unregelmäßige Form wie in 5 beispielhaft gezeigt, wobei der verwendete Funkkanal wieder als C dargestellt ist.
Das empfangene Signal wird deshalb durch die Antwort des Kanals gemäß der folgenden Gleichung beeinträchtigt: Y(ω)=X(ω) · H(ω)wobei X(ω) und Y(ω) die Fourier-Transformationen des übertragenen Signals bzw. des empfangenen Signals sind. Die Gewichtungswirkung von H(ω) (Frequenz für Frequenz) auf das übertragene Signal hat je nach der Art der angewendeten Modulation andere Wirkungen auf den Empfang. Empfänger für analoge Modulationen weisen gewöhnlich Verzerrungen auf dem demodulierten Signal auf. Empfänger für digitale Modulationen weisen eine Zunahme der Fehlerrate und eine Verringerung des Betriebsspielraums bezüglich der Funkverbindung auf.
Im speziellen Fall von C-OFDM dämpfen die Einbrüche in H(ω) die jeweiligen Frequenzen des Signals über den Schwellenwert des Signal-/Rauschverhältnisses (C/N) hinaus, unter dem der einzelne Hilfsträger (Sub-carrier) zusammenbricht, wodurch sich eine sehr hohe Fehlerrate (≅ 0,5) in diesem Hilfsträger ergibt. Insgesamt kann der einen leistungsfähigen Fehlerkorrektor aufweisende C-OFDM-Empfänger in Gegenwart einer bestimmten Anzahl Hilfsträger unter der Schwelle betrieben werden, wenn diese Bedingung aber überschritten wird, bricht der gesamte Empfänger zusammen.
Demgemäß ist die Leistung eines typischen C-OFDM-Empfängers so, dass sein Betrieb oder wenigstens die eingeschränkte Leistungsbeeinträchtigung durch eine Kurve in der ⊤-NML-Ebene beschrieben wird, wobei ⊤ die Verzögerung des Strahls ist und der NML (noise margin loss = Störabstandsverlust) die Vergrößerung des erforderlichen C/N-Verhältnisses zum Kompensieren der Beeinträchtigung ist. Diese Kurve ist bis zu ⊤-Werten nahe der Dauer des sicheren Intervalls im Wesentlichen flach, dann weicht die Kurve ab.
Wie aus 6 ersichtlich ist, ist in einem System gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung eine Mehrzahl stationärer Antennen R1, R2,..., RN in jeweiligen Positionen zum Empfangen von Signalen angeordnet, die von unterschiedlichen Punkten im Raum ausgehen. Ist H_i(ω) der Frequenzgang des zwischen der Sendeantenne und der i-ten Empfangsantenne definierten Kanals, sollten die Punkte im Raum voneinander getrennt sein, so dass zwischen den H_i(ω) eine statistische Unabhängigkeit besteht.
Die Ausgänge der Antennen R1, R2,..., RN sind mit jeweiligen Eingängen einer schematisch dargestellten Auswahleinrichtung S verbunden, die eines der Antennensignale an einen Ausgang U liefert, der zum Eingang eines herkömmlichen Funkempfängers R führt. Das Signal am Ausgang U wird auch an einen unten beschriebenen Analysator A angelegt, der eine Schätzung des empfangenen Signals auf der Basis der Spektralverteilung und/oder Fehlerrate und/oder Fähigkeit eines Empfängers, das Signal angemessen zu empfangen, durchführt und die Auswahleinrichtung S anweist, zum Ausgang der nächsten Antenne zu schalten, wenn die Schätzung ergibt, dass die Qualität des aktuellen Signals unter einer vorgegebenen Schwelle ist.
Die 7 und 8 zeigen eine beispielhafte, vier Antennen umfassende Matrix, die jeweilige Radiatoren R1, R2, R3, R4 umfasst, die gerichtet sein können oder eine geringe Richtcharakteristik aufweisen können und als vier gleich beabstandete, 360° abdeckende Sektoren im Raum angeordnet sind. Werden Elemente mit mäßiger Richtcharakteristik verwendet, sollten die Strahlen der einzelnen Elemente einander teilweise überlappen und ergänzen, allerdings müssen sie in Bezug auf die Elemente nicht gerichtet sein, wie in 8 gezeigt. Die einzelnen Radiatoren sind auf einem Kreis mit einem zwischen dem 0,3- und 0,4-fachen der Wellenlänge liegenden typischen Durchmesser bei der zentralen Frequenz im Betriebsband angeordnet.
Von den vier existierenden Radiatoren ist nur einer aktiv, die übrigen Radiatoren arbeiten als parasitäre Elemente und tragen zur Bildung eines anisotropen Strahlungsdiagramms bei. Eine Auswahl des aktiven Elements erfolgt durch die Auswahleinrichtung S, die eine Verbindung zur Speiseleitung herstellt. 8 zeigt das Strahlungsdiagramm D für die ein aktives Element und drei passive Elemente aufweisende Matrix, wobei Kurve F der Ort des Phasenzentrums ist, während das aktive Element geändert wird. Eine detailliertere Beschreibung einer Radiatorenmatrix dieses Typs ist folgendem Artikel zu entnehmen: Stephanie L Preston et al., "Base-Station Tracking in Mobile Communications Using a Switched Parasitic Antenna Array", in IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Jahrg. 46, Nr. 6, Juni 1998.
Wie in 8 dargestellt ist, erzeugt die Kombination der vom aktiven Radiator und den drei passiven Radiatoren empfangenen Beiträge eine Richtwirkung in einem Winkelsektor, dessen Orientierung sich mit der Auswahl des aktiven Radiators ändert. Die Apertur des Strahlungsdiagramms ist größer als die minimale Betriebsfrequenz und kleiner als die maximale Betriebsfrequenz, wohingegen die Ausrichtung nicht vorgegeben ist, sondern sich vielmehr mit der Auswahl des aktiven Elements ändert. Eine Ausführungsform mit n Strahlungselementen hat n Ausrichtungsoptionen. Gleichzeitig mit dem Elementumschalten und dem Strahlumschalten dreht das Phasenzentrum des globalen ausstrahlenden Systems um das geometrische Zentrum des ausstrahlenden Systems. Die Funktionalität der Antenne ist so ausgelegt, dass sie in jedem Fall eine Richtcharakteristik hat und sich die Position ihres Phasenzentrums ändert, wenn sich der ausgewählte Radiator ändert.
Die Matrix kann Radiatoren jeder Polarisierung aufweisen, aber in diesem Fall soll die Auswahleinrichtung eine Vorrichtung zum Auswählen der Polarisierung enthalten. Eine oder mehrere parallele Gegengewichte (ground planes) können axial entlang einer vertikalen Linie durch das geometrische Zentrum der Positionen der Radiatoren angeordnet sein und als Reflektoren zur Verbesserung der vertikalen Bündelrichtcharakteristik vrerwendet werden, entsprechend kann ein Impedanzan passungsnetz vorgesehen sein. Für Breitbandversionen kann auch vorgesehen werden, dass die Vorrichtung ergänzend zur Abdeckung des Gesamtbandes mehrere Ausführungen bei Unterbändern beinhalten kann.
Allgemeiner kann die Auswahleinrichtung aus einer Steuerung bestehen, die eine lineare Kombinierung der Signalbeiträge von den Antennen durchzuführen vermag: y(t)=a1 · y1(t)+a2 · y2(t)a3 · y3(t)+ ...
Wobei y_i die von den Antennen kommenden Signale sind und a_i komplexe Koeffizienten sind, die nicht nur die Werte 0 oder 1, sondern auch andere Werte annehmen können, um weitere, verschiedene Strahlungsdiagramme zu liefern.
Statt einer Matrix stationärer Radiatoren, die durch eine Auswahleinrichtung auswählbar sind, wie unter Bezugnahme auf die 7 und 8 beschrieben und gezeigt ist, stellt die Erfindung ein Antennensystem mit einem einzigen Radiator mit geringer Richtcharakteristik oder eine Matrix oben beschriebener Strahlungselemente mit einem vorgewählten aktiven Strahlungselement bereit, wobei sich das Antennensystem durch einen vom Analysator gesteuerten Aktuator angetrieben in einer horizontalen Ebene fortwährend zu drehen vermag. Dieses Antennensystem ist äquivalent zu den Systemen der 7 und 8, da es die Richtung des Strahlungsbündels mit dem Vorteil ändern kann, dass es neben den vier rechtwinklig angeordneten Richtungen des Systems der 7 und 8 auch Zwischenpositionen einnehmen kann. Dieses System ist für den Fachmann offensichtlich und wird deshalb nicht weiter beschrieben.
Alternativweweise ist auch von einer omnidirektionalen Antenne eine wesentliche Änderung der Signalempfangscharakteristik zu erzielen, indem ihr Phasenzentrum versetzt wird und deshalb die reziproken Phasen der Echos verschoben werden. Der Ausdruck "Antennenrichtcharakteristik" in dieser Offenbarung soll sich auch auf diese Veränderungsart der Empfangsbedingungen beziehen.
9 zeigt beispielhaft einen omnidirektionalen Radiator oder Radiator mit geringer Richtcharakteristik RO, der auf einer auf Arm B auskragend angeordneten Platte P getragen wird, die selbst von einem Motor M drehbar angetrieben wird. Durch Schrittschalten des Motors M unter der Steuerung des Analysators werden das Phasenzentrum des Radiators RO und möglicherweise die Richtung seines Strahlungsdiagramms geändert.
Zur Bewertung des Antennensignals durch den Analysator A sieht die Erfindung einen ersten Schritt der Analyse der Spektralenergieverteilung des Signals vor, d. h. eine Unterteilung des Kanalbandes in eine Mehrzahl Unterbänder entweder direkt bei der Frequenz des Funkkanals oder entsprechend nach der Frequenzumsetzung, wie es bei einem Überlagerungsempfänger typisch ist. Die Analyse erfolgt vorzugsweise mittels eines abstimmbaren Filters, dessen Frequenz über das Band des betrachteten Signals verschoben wird, obwohl eine sich über das Signalband erstreckende Filterbank oder sogar ein selektiver Empfänger oder ein Spektrum-Analysator verwendet werden kann.
Bei einem zweiten Schritt des Verfahrens der Erfindung wird die wie oben beschrieben erhaltene Spektralenergieverteilung verarbeitet, um aus ihr die Position und Größe der durch kurze Echos verursachten Einbrüche in H(ω) zu extrahieren, und die Signalqualität wird anhand der Ergebnisse bewertet.
Schließlich sieht die Erfindung in einem dritten Schritt vor, dass die obigen zwei Schritte der Signalanalyse für jede Bedingung der Richtcharakteristik (oder vielmehr Diversität) des Antennensystems automatisch wiederholt werden und die zur besten Bewertung führende Bedingung als Betriebsbedingung gewählt wird, falls die überwachte Bedingung eine vorgegebene Schwelle überscheitet.
Die obigen Analyse- und Bewertungsschritte für die unterschiedlichen Antennenbedingungen können in regelmäßigen Zeiträumen automatisch ausgeführt werden, aber gemäß der gegenwärtig als am vorteilhaftesten betrachteten Implementierung wird das Signal zur Zeit des Einschaltens der Vorrichtung bewertet, und vorzugsweise wieder bei jeder Kanaländerung, aber es ist unumgänglich, dass die obigen Schritte immer dann ausgeführt werden, wenn die Signalqualität die für eine brauchbare Wiederherstellung des Signals im Empfänger erforderliche Höchstfehlerrate überschreitet.
Das Blockdiagramm von 10 bezieht sich auf eine bevorzugte Ausführungsform des Analysators A (siehe 6), der kurze Echos bewerten soll, während er lange Echos im Wesentlichen unterdrückt: Das empfangene Signal, y(t), wird in einem abstimmbaren Bandpassfilter PB mit einem Frequenzgang F(ω – a) gefiltert, wobei F(ω) das Grundbandpassfilter und a die Mittenfrequenz ist.
Der Ausgang von Filter PB ist mit einer Quadrierschaltung CQ verbunden, die das Quadrat seines Eingangsignals erzeugt, und sein Ausgang ist wiederum mit einem Integrator U zum Liefern eines Ausgangsignals u(a) verbunden, das eine Bewertung der Leistung in einem Filter PB darstellt. Das Filter PB wird über das Band des empfangenen Signals durch Ändern von a frequenzverschoben.
Um zu ermöglichen, dass die Bewertung u(a) bezüglich der Wirkung kurzer Echos empfindlich ist, wahrend sie über eine gute Unterdrückung der Wirkung langer Echos verfügt, sollte das Bandpassfilter eine entsprechende Bandbreite haben: Aus den Diagrammen der 10 und 11 ist ersichtlich, dass bei variierendem a der Ausgang u(a) die Welligkeit von |(ω)|² nicht kopiert, wenn die Welligkeit so beschaffen ist, dass sie zahlreiche Zyklen im Band des Filters aufweist (12).
Diese Wirkung dämpft den Beitrag langer Echos, der vom Antennensystem nicht effektiv gehandhabt werden kann, und beeinträchtigt im Falle von C-OFDM-Signalen den Empfang nicht.
Das in 10 beschriebene System ist nicht linear, aber es kann gezeigt werden, dass zwei identische, durch eine Verzögerung T₁ zeitverschobene Eingangssignale eine mit zunehmender T₁ abnehmende Ausgangsantwort erzeugen.
Angenommen, y(t)=δ(t)+δ(t-T₁). Die Ausgabe des Systems ist dann:
und durch Anwendung der Carnot'schen Formel:
Die ersten zwei Terme sind konstant, der dritte Term wird durch das Produkt |f(t)|·|f((t–T₁)| beeinflusst, das verschieden von null ist falls T₁ bezüglich der Dauer von f(t) klein ist, andernfalls strebt es gegen null, wie in 13 beispielhaft dargestellt ist, falls ein Filter mit einer glockenförmigen f(t) angenommen wird.
Auf der Grundlage der obigen Offenbarung ist festgestellt worden, dass es zur Bewertung der Einbrüche nur infolge kurzer Echos, die zum Erzeugen von Spektralverteilungen der in 11 gezeigten Art neigen, genügt, das Signalband in drei Unterbänder zu unterteilen. Bei einer besonders vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung werden demgemäss a im Analysator von 10 drei auf dem Signalband gleich beabstandete Werte der Frequenz zugewiesen. Die Signalwerte a1, a2 und a3 werden dann hinter dem Analysefilter für den Signalpegel gemessen. 14 zeigt die während der Änderung der Echophase erzielbaren Spektralkonfigurationen in Abhängigkeit von den relativen Werten, die von a1, a2 und a3 angenommen werden.

a) linker Buckel
b) mittlerer Buckel
c) rechter Buckel
d) abfallende Flanke
e) ausgeglichen
f) ansteigende Flanke
g) linker Einbruch
h) mittlerer Einbruch
i) rechter Einbruch

Die folgenden Indikatoren werden verwendet:

dp1 = a2 – a1 (Bewertung der ersten Ableitung, links)
dp2 = a3 – a2 (Bewertung der ersten Ableitung, rechts)
2dp = a3 – a1 (Bewertung der ersten Ableitung, Mitte)

Geeignete Laborversuche haben zur Bestimmung von Wertebereichen für die obigen Indikatoren geführt, die unterschiedliche kritische Zustände des empfangenen Signals zu unterscheiden vermögen.
Zum Beispiel ist in Empfangsversuchen in Gegenwart unterschiedlicher Kombinationen von Werten für dp1, dp2 und 2dp unter Verwendung eines logarithmischen Pegelmessers und eines 2,5-MHz-Filters PB die folgende empirische Tabelle für die Auswahl der Antennenrichtcharakteristik gefunden worden:
TABELLE I
Auf der Grundlageder obigen Tabelle steuert der Analysator die Positionen oder Richtcharakteristika der Antenne oder Matrix aus Antennen.
Die Vorrichtung gemäß der Erfindung kann als separate Vorrichtung implementiert werden, die sofort für jeden auf dem Markt erhältlichen Empfänger angewendet werden kann, oder sie kann offensichtlicherweise in den Empfänger selbst integriert werden. In jedem Fall ist das Richtantennensystem identisch, obgleich der Analysator andere Implementierungen annehmen kann.
15 ist ein Blockdiagramm einer selbständigen Vorrichtung gemäß der Erfindung, die an einen nach dem Protokoll DVB-T betriebenen digitalen Fernsehempfänger angeschlossen werden kann. Letzterer weist einen Fernsehkanalwähler (Tuner) T auf, der vom Ausgang U eines wie in den 7 und 8 gezeigten Antennensystems SA dasselbe Signal empfängt, das an den Antenneneingang eines herkömmlichen Fernsehempfängers (nicht gezeigt) angelegt wird, und legt es nach dem Umwandeln in eine Zwischenfrequenz über einen Kanalfilter FC an einen Verstärker AMP an. Das Ausgangssignal von Verstärker AMP wird an einen analysierenden Bandpassfilter (siehe 10) mit einer Bandbreite von 2,5 MHz und mit einer steuerbaren Frequenz (z. B. steuerbar durch eine Spannung, durch eine Kapazitätsdiode (Varicap) oder einen Varactor oder eine andere Vorrichtung) angelegt. Das Ausgangssignal vom Bandpassfilter wird durch einen Pegelmesser ML, etwa wie oben unter Bezugnahme auf 10 beschrieben, bewertet.
Die Vorrichtung weist ferner eine Steuerschaltung CC auf, die den Betriebszyklus gemäß dem Verfahren der Erfindung implementiert: Der Kanalwähler T wird auf den ausgewählten Kanal abgestimmt. Nachdem sein Ausgangssignal durch den Kanalfilter FC von Signalen gereinigt ist, die von benachbarten Kanälen kommen, wird es durch Verschieben des Analysefilters PB um diskrete Schritte und durch Messen des Signalpegels bei jeder Stufe im Block ML analysiert. Wie oben besprochen, weist die Ausgangsbeurteilung bei einer geeigneten Auswahl der Bandbreite des Analysefilters (2,5 MHz ist ein angemessener Wert) eine hohe Unterrückung von Beiträgen auf, die von langen Echos herrühren. Das Ausgangssignal wird nach Abtastung bei (mindestens) drei Frequenzwerten mit einem geeigneten Abtastschritt im Frequenzbereich (2,5 MHz ist ein angemessener Wert, obgleich er im Bereich von 10 kHz bis 10 MHz liegen kann) verarbeitet, indem seine erste Ableitung genommen wird (14). Die Werte von dp1, dp2 und 2dp werden unter Verwendung von Tabelle I einem Bewertungskoeffizienten zugeordnet. Das Antennensystem wird angetrieben, um die Antenne an der Stelle zu positionieren, die den günstigsten Bewertungskoeffizienten ergibt. Die Steuerschaltung CC ist durch digitale Verfahren auf der Grundlage der oben aufgeführten Betriebsdaten einfach zu implementieren, und folglich wird der Einfachheit halber auf eine Beschreibung verzichtet.
Die Vorrichtung der Erfindung kann statt der Implementierung als eine getrennte Vorrichtung, die Seite an Seite mit dem digitalen Fernsehempfänger betrieben wird, mit einem wesentlichen Vorteil bezüglich Einfachheit und sich ergebender Kostensenkung in den Letzteren integriert werden, da als Teil des herkömmlichen Emp fängers bereits vorhandene Daten und Funktionen verwendet werden können, ohne sie reproduzieren zu müssen.
Die Steuerschaltung CC von 15 kann neben dem oben Beschriebenen zusätzliche Funktionen vorteilhaft bewältigen. Für die Anwendung auf digitales terrestrisches Fernsehen z. B. könnte diese Schaltung die Kanaländerungsinformationen von der Fernbedienung des Empfängers erhalten und den Analysator zum Betrieb auf dem ausgewählten Kanal, die Steuerschaltung zur Verwendung geeigneter Kombinationen von Parametern und das Antennensystem zum Betrieb auf dem ausgewählten Band einstellen. Diese nicht unentbehrlichen, teilweise herkömmlichen Funktionen sind dem Fachmann klar, ohne dass eine detaillierte Offenbarung notwendig wäre.

Claims

Verfahren zum Empfang von digitalen Mehrträger-Radiosignalen, die aufgrund von Echos oder Vielpfadübertragungen beeinträchtigt sind, insbesondere C-OFDM Signalen, umfassend die Schritte des: – Aufnehmens des Signals mittels eines Antennensystems mit einstellbarer Richtcharakteristik; – Auswertens der Qualität des aufgenommenen Signals für eine Vielzahl von Richtzuständen des Antennensystems; – automatischen Abänderns der Richtcharakteristik des Antennensystems durch Auswählen des Richtzustands, welcher die günstigste Qualitätsauswertung gestattet; dadurch gekennzeichnet, dass das Auswerten der Qualität des aufgenommenen Signals durch die folgenden Schritte durchgeführt wird: – Analysieren der spektralen Energieverteilung des Signals auf wenigstens drei Unterbändern von Signalfrequenzen; – Bestimmen einer Auswertung der Signalqualität basierend auf dem Vorhandensein, der Lage und dem Ausmaß von Energieeinbrüchen im Signalspektrum, die durch kurze Echos verursacht sind.
Vorrichtung zum Durchführen des Verfahrens gemäß Anspruch 1, umfassend: – ein Antennensystem (R1, R2,..., RN, S) mit einer einstellbaren Richtcharakteristik; – einen Analysator (A), dem das Ausgangssignal von dem Antennensystem zugeführt wird, zum Bestimmen des Vorhandenseins, der Lage und des Ausmaßes von durch kurze Echos im Signalspektrum erzeugten Energieeinbrüchen und zum Abgeben eines dem Antennensystem zugeführten Ausgangssignals zum Ändern von dessen Richtcharakteristik immer dann, wenn die Lage und das Ausmaß von Energieeinbrüchen von vorbestimmten Parametern entfernt sind.
Vorrichtung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Antennensystem eine Matrix aus einer Vielzahl stationärer Radiatoren (R1, R2,..., RN) und eine Auswahleinrichtung (S) zum Aufnehmen des Ausgangssignals von einem der Radiatoren aufweist, und dass der Analysator (A) die Auswahleinrichtung (S) derart steuert, dass der Radiator, von welchem das Ausgangssignal aufgenommen wird, immer dann geändert wird, wenn die Lage und das Ausmaß der Energieeinbrüche von vorbestimmten Parametern entfernt sind.
Vorrichtung gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Matrix stationärer Radiatoren vier zu einem Quadrat angeordnete Radiatoren umfasst.
Vorrichtung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Antennensystem einen Richt-Radiator umfasst, der durch Motormittel drehbar ist, und dass der Analysator (A) eine Schritt-Bewegung der Motormittel um eine vorbestimmte Schrittweite immer dann anordnet, wenn die Lage und das Ausmaß der Energieeinbrüche von vorbestimmten Parametern entfernt sind.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Analysator (A) umfasst: – Filtermittel (PB), welche die in einem gewünschten Kanal enthaltenen Signale empfangen und diese in wenigstens drei Unterbänder unterteilen; – Pegelmessmittel (ML), die verbunden sind, um die in Unterbänder unterteilten Signale zu empfangen und um entsprechende Qualitätsauswertungen des Signals in jedem Unterband zur Verfügung zu stellen; und – Steuermittel, welche die Auswertungen empfangen und eine Änderung der Richtcharakteristik des Antennensystems steuern, so dass die Signalqualität maximiert wird.
Vorrichtung gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Filtermittel (PB) ein Bandpassfilter mit einer einstellbaren Mittenfrequenz aufweisen.
Vorrichtung gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Filtermittel (PB) eine Bank von Bandpassfiltern umfassen.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl der Unterbänder drei beträgt.
Vorrichtung gemäß Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Breite eines jeden der Unterbänder sich im Bereich zwischen 10 kHz und 10 MHz bewegt.
Vorrichtung gemäß Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Breite eines jeden der Unterbänder 2,5 MHz beträgt.