ES2231639T3 - Metodo y dispositivo para la recepcion de señales de radiocomunicaciones, particularmente señales de multiples portadoras, digitales. - Google Patents

Abstract

Método para la recepción de señales de radiocomunicaciones de múltiples portadoras, digitales, afectadas por degradación debido a ecos o múltiples caminos, particularmente señales C-OFDM, que comprende las siguientes etapas: - captación de la señal por medio de un sistema de antena de directividad ajustable; - evaluación de la calidad de la señal captada en relación con una pluralidad de estados de directividad del sistema de antena; - modificación automática de la directividad del sistema de antena seleccionando el estado de directividad que proporciona la evaluación de calidad más favorable; caracterizado porque la evaluación de la calidad de la señal captada se lleva a cabo mediante las siguientes etapas: - análisis de la distribución de la energía espectral de la señal en por lo menos tres subbandas de frecuencias de la señal; - determinación de una evaluación de la calidad de la señal basándose en la presencia, la posición y la magnitud de muescas de energía en el espectro de la señal,provocadas por ecos cortos.

Description

Método y dispositivo para la recepción de señales de radiocomunicaciones, particularmente señales de múltiples portadoras, digitales.

La presente invención se refiere a un método y un dispositivo nuevos para la recepción de señales de radiocomunicaciones afectadas por un debilitamiento originado por una transmisión cargada de eco o a través de múltiples caminos. La invención está destinada particularmente, aunque no de forma exclusiva, a la recepción de señales digitales transmitidas mediante Multiplexado por División Ortogonal de Frecuencia Codificada, o múltiples portadoras, conocido como C-OFDM, y particularmente de señales de audio y vídeo transmitidas mediante la norma Europea ETSI ETS 300 744, "Digital broadcasting system for television, sound and data services; Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television" (que, en aras de una mayor simplicidad, se designará mediante el acrónimo DVB-T, o Radiodifusión Digital de Señales de Vídeo - Terrestre).

Es bien sabido que una señal recibida a través de una antena es, en general, una superposición de una pluralidad de contribuciones proporcionadas por ondas que se propagan desde la antena transmisora hacia la antena receptora a través de diferentes caminos creados por la inhomogeneidad del entorno de transmisión, lo cual provoca reflexiones, difracciones y curvatura de los rayos. No obstante, por razones de simplicidad, todas las opciones anteriores se denominarán ecos o rayos, con lo cual se incluyen todas las posibilidades. Las contribuciones anteriores se suman vectorialmente en la antena receptora, es decir, cada una contribuye con su propio valor y fase absolutos. Por esta razón, la superposición de dos contribuciones a la señal puede provocar un aumento de la amplitud en la señal recibida, aunque, por el otro lado, puede debilitar la señal cuando las contribuciones están desfasadas, e incluso puede anularla si las contribuciones desfasadas tienen la misma amplitud. Por otra parte, para una ubicación determinada del receptor con respecto al entorno de transmisión, el debilitamiento de la señal es también una función de la frecuencia, ya que la diferencia de fase, y en un grado menor también la atenuación de la amplitud, dependen de la frecuencia, siendo iguales todas las circunstancias (tales como posiciones del transmisor y el receptor, posiciones y naturaleza de los obstáculos en el canal de transmisión, directividad de la antena, etcétera).

En el caso específico del C-OFDM, tal como se usa, por ejemplo, en la denominada televisión terrestre digital, en la que la información transmitida se subdivide entre un número elevado de frecuencias portadoras, la señal recibida en el receptor puede mostrar muescas de recepción las cuales están ubicadas de forma diversa en el espectro de frecuencias portadoras, con tasas de error que, en ciertos casos, pueden resultan demasiado grandes con vistas a la corrección por parte de los equipos de corrección de errores que están incorporados en el sistema. Tal como entenderá una persona experta en la técnica, la posición en el espectro y la magnitud de dichas muescas de recepción dependen considerablemente de la posición del receptor con respecto al canal de transmisión, con lo cual la calidad de recepción puede experimentar cambios drásticos incluso para desplazamientos muy pequeños del receptor, por ejemplo, para un desplazamiento de solamente entre 10 y 20 cm en el caso de un receptor de televisión terrestre digital, si se considera que las longitudes de onda de la portadora son menores que 1 m.

Para protegerse contra el debilitamiento de la señal debido a las razones anteriores, el sistema C-OFDM está provisto de un potente mecanismo de corrección de errores, el cual, no obstante, resulta ser muy poco eficaz contra señales secundarias provocadas por ecos cortos. Experimentos y simulaciones de laboratorio realizados en el Centro Ricerche e Innovazione Tecnologica della RAI en Turín, Italia, han mostrado que para valores de \tau muy pequeños se produce un deterioro del rendimiento. Esto es debido al hecho de que un eco corto provoca una muesca en la respuesta frecuencial H(\omega) del canal, presentando dicha muesca una anchura mayor que la suma de las muescas provocadas por un eco largo. La fase del eco, y por lo tanto la ubicación de la frecuencia de la muesca, juegan un papel importante para valores pequeños de \tau, aunque esto no se cumple para valores grandes de \tau. Por consiguiente, en un entorno en el que haya presentes uno o más ecos cortos, la recepción se puede degradar más o menos, dependiendo de las fases del eco. Por esta razón, la probabilidad de una recepción precisa a través de un único canal de radiocomunicaciones se puede desplomar en presencia de ecos cortos, y la probabilidad de una recepción precisa de un número N>1 de varios canales, la cual es el producto de las probabilidades individuales, cae exponencialmente. El documento US 5982327 da a conocer un sistema de antena adaptativo para mejorar la calidad de la señal recibida.

En toda la memoria descriptiva y en las reivindicaciones, la expresión "eco corto" se refiere a un eco cuyo retardo es del orden de magnitud del inverso del ancho de banda de la señal recibida.

Por esta razón, el objetivo principal de la invención es proporcionar un método y un aparato para la recepción de señales de radiocomunicaciones, particularmente señales digitales de múltiples portadoras tales como las C-OFDM, que puedan anticiparse a la degradación de la recepción debida a una superposición desfavorable de señales que se han propagado a través de caminos diferentes.

Otro objetivo es proporcionar el aparato de recepción mencionado en una versión autónoma, que pueda funcionar cuando se conecte a un receptor convencional aunque de forma independiente con respecto al mismo, de manera que se pueda fijar al receptor como un accesorio.

La invención alcanza los objetivos y ventajas anteriores y otros por medio de un método para la recepción de señales de radiocomunicaciones, particularmente de múltiples portadoras digitales, que presenta las características expuestas en la reivindicación 1.

La invención proporciona también un aparato que constituye una realización del método anterior, y que presenta las características expuestas en la reivindicación 2.

Las restantes reivindicaciones subordinadas adjuntas describen otras características ventajosas de la invención.

Sustancialmente, en la presente invención se usa un sistema de antenas el cual, conmutando su haz en un número discreto de direcciones diferentes, puede discriminar algunos de los ecos que dan origen a la degradación, potenciando la contribución de los favorables. La eficacia del sistema se mejora si la acción anterior se potencia desplazando simultáneamente el centro de fase del sistema radiante.

Las características, objetivos y ventajas de la invención se pondrán más claramente de manifiesto a partir de la descripción detallada de unas pocas realizaciones preferidas, proporcionadas en referencia a los dibujos adjuntos, a título de ejemplo no limitativo, en los cuales:

la Fig. 1 es un diagrama de la respuesta impulsional del canal en presencia de dos rayos de propagación de la señal;

la Fig. 2 es un diagrama que muestra la suma vectorial de las contribuciones de los dos rayos de la Fig. 1;

la Fig. 3 es un diagrama de la respuesta en frecuencia del canal en presencia de dos rayos de propagación de la señal;

la Fig. 4 es un diagrama similar a la Fig. 1, en presencia de una pluralidad de rayos de propagación de la señal;

la Fig. 5 es un diagrama de la respuesta en frecuencia del canal en presencia de una pluralidad de rayos de propagación de la señal;

la Fig. 6 es un diagrama de bloques de un aparato de recepción que incorpora los aspectos dados a conocer de la invención;

la Fig. 7 es una vista en perspectiva de un grupo de antenas que se puede usar con el aparato de recepción de la invención;

la Fig. 8 es una vista en planta del grupo de antenas de la Fig. 7;

la Fig. 9 es una vista en perspectiva de una antena giratoria que se puede usar con el aparato de recepción de la invención;

la Fig. 10 es un diagrama de bloques de una realización preferida de un analizador que pertenece a la invención;

la Fig. 11 es un diagrama que ilustra el funcionamiento de la invención;

la Fig. 12 es un diagrama que ilustra el funcionamiento de la invención;

la Fig. 13 es un diagrama que ilustra el funcionamiento de la invención;

la Fig. 14 es una tabla de posibles configuraciones de los niveles de la señal recibida por un analizador según la Fig. 10;

la Fig. 15 es un diagrama de bloques de un aparato de recepción independiente destinado a ser usado junto con un receptor de radiocomunicaciones convencional.

Tal como se ha mencionando anteriormente, una señal recibida por una antena es, en general, la superposición de una pluralidad de contribuciones consistentes en ondas que se propagan desde la antena transmisora a la antena receptora a lo largo de caminos diferentes, creados por la inhomogeneidad del entorno de transmisión, el cual provoca reflexiones, difracciones y curvatura de rayos. No obstante, en aras de una mayor simplicidad, todas las opciones anteriores se denominarán ecos o rayos en la descripción posterior, con lo cual se incluyen todas las posibilidades. Las contribuciones se suman vectorialmente en la antena receptora, es decir, cada una contribuye con su propio valor y fase absolutos. Tal como se muestra en la Fig. 1, en el caso básico de solamente dos rayos, a_{1} y a_{2} con un retardo \tau, la respuesta impulsional del canal es:

h(t) = a_{1}\delta(t) + a_{2} \delta(t-\tau)

en la que \delta(t) es la función Delta de Dirac, y a_{1} y a_{2} son valores complejos. La Fig. 2 muestra la suma de los dos vectores, con lo cual la fase de a_{1} se fija a cero y \varphi_{r} es la fase de a_{2}. Esta fase se introduce esencialmente por la reflexión o difracción que ha provocado el eco, así como por la antena receptora, si es que esta última no es isótropa en el plano de los rayos. La respuesta en frecuencia, obtenida a partir de h(t) mediante la transformada de Fourier, es:

H(\omega) = a_{1} + a_{2} exp [- j (\omega \tau + \varphi_{2})]

El valor absoluto de H(\omega) presenta el aspecto que se muestra en la Fig. 3, es decir, tiene frecuencias en las que la señal se atenúa por la interferencia destructiva y en las que cuanto más se cumple |a_{1}| \cong |a_{2}|, más pronunciada es la ondulación. En la Figura, se hace referencia al canal de radiocomunicaciones de la señal con la letra C, para resaltar la comparación con la ondulación.

A medida que aumenta el retardo del eco \tau, el argumento de la expresiónexponencial cambia más rápidamente con \omega, con lo que la ondulación es más acusada. Consecuentemente, en la banda del canal de radiocomunicaciones usado existen más muescas, aunque más estrechas. La posición absoluta del "peine" de muescas depende del ángulo de la fase \varphi_{2} del rayo a_{2} (con respecto a la fase de a_{1}).

De forma más general, en el caso de una pluralidad de caminos de propagación de la señal, con contribuciones a_{i}= |a_{i}| \cdote^{j\varphi i}, el diagrama vectorial adopta el aspecto mostrado en la Fig. 4. La respuesta impulsional es:

h(t) = \sum\limits_{i} a_{i}\delta(t-\tau_{i})

y la respuesta en frecuencia correspondiente tendrá en general una forma bastante irregular, tal como se muestra en la Fig. 5 a título de ejemplo, en la que, nuevamente, el canal de radiocomunicaciones usado se ilustra con la letra C.

Por esta razón, la señal recibida está afectada por la respuesta del canal según la siguiente ecuación:

Y(\omega) = X(\omega) \cdot H(\omega)

en la que X(\omega) e Y(\omega) son las transformadas de Fourier de la señal transmitida y la señal recibida, respectivamente. El efecto de ponderación, frecuencia a frecuencia, de H(\omega) sobre la señal transmitida tiene diferentes efectos sobre la recepción, dependiendo del tipo de modulación usado. Habitualmente, los receptores para modulaciones analógicas presentan distorsiones en la señal demodulada; los receptores para modulaciones digitales presentan un aumento de la tasa de error, y una reducción del margen de funcionamiento en el enlace de radiocomunicaciones.

En el caso específico del C-OFDM, las muescas en H(\omega) atenúan las frecuencias respectivas de la señal más allá del valor de umbral de la relación señal a ruido (C/N), por debajo del cual la subportadora individual se hunde, con una tasa de error consecuente muy elevada (\cong 0,5) en dicha subportadora. En general, el receptor C-OFDM, el cual incorpora un corrector de errores potente, puede funcionar en presencia de un cierto número de subportadoras por debajo del umbral, aunque cuando se supera dicha condición, todo el receptor se hunde.

Por consiguiente, el rendimiento de un receptor C-OFDM típico es tal que su funcionamiento, o por lo menos la degradación limitada del rendimiento, se describe por medio de una curva en el plano \tau-NML, en el que \tau es el retardo del rayo y NML (pérdida del margen de ruido) es el aumento de la relación C/N requerido para compensar la degradación; esta curva está esencialmente nivelada con los valores de \tau en las proximidades de la duración del intervalo seguro, a continuación la curva entra en divergencia.

Haciendo referencia a la Fig. 6, en un sistema según una primera realización preferida de la invención, una pluralidad de antenas fijas R1, R2, ..., RN están dispuestas en posiciones respectivas para recibir señales que se originan en puntos diferentes en el espacio. Si H_{i}(\omega) es la respuesta en frecuencia del canal definido entre la antena transmisora y la antena receptora iésima, los puntos en el espacio deberían estar separados entre sí de manera que exista una independencia estadística entre las H_{i}(\omega).

Las salidas de las antenas R1, R2,..., RN están conectadas a las entradas respectivas de un selector S, mostrado esquemáticamente, el cual suministra una de las señales de las antenas a una salida U que conduce a la entrada de un receptor convencional de radiocomunicaciones R. La señal en la salida U se aplica también a un analizador A, que se describe posteriormente, el cual realiza una estimación de la señal recibida, basándose en la distribución espectral y/o la tasa de errores y/o la capacidad de un receptor para recibir adecuadamente la señal, y, si la estimación de la calidad de la señal actual resulta estar por debajo de un umbral predeterminado, ordena al selector S que conmute a la salida de la siguiente antena.

Las Figs. 7 y 8 muestran un grupo ilustrativo de cuatro antenas que comprende elementos radiantes respectivos R1, R2, R3, R4, los cuales pueden ser direccionales o con una directividad baja y están dispuestos en el espacio en forma de cuatro sectores separados de forma regular y abarcando 360º. Si se usan elementos moderadamente direccionales, los haces de los elementos individuales deberían superponerse parcialmente y ser complementarios entre sí, aunque no es necesario que estén dirigidos tal como se muestra en la Fig. 8 con respecto a los elementos. Los elementos radiantes individuales están dispuestos en un círculo que tiene un diámetro típico comprendido entre 0,3 y 0,4 veces la longitud de onda a la frecuencia central en la banda de funcionamiento.

De entre los cuatro elementos radiantes existentes solamente uno está activo, funcionando los elementos radiantes restantes como elementos parásitos y contribuyendo a establecer un diagrama de radiación anisótropo. La elección del elemento activo la realiza el selector S, el cual establece la conexión con la línea de alimentación. La Fig. 8 muestra el diagrama de radiación D correspondiente al grupo que comprende un elemento activo y tres elementos pasivos, siendo la curva F el lugar geométrico del centro de fases cuando se cambia el elemento activo. Para obtener una descripción más detallada de un grupo de elementos radiantes de este tipo, consúltese: "Base-Station Tracking in Mobile Communications Using a Switched Parasitic Antenna Array", de Stephanie L. Preston et al., en IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 46, nº 6, Junio de 1998.

Tal como se muestra en la Fig. 8, la combinación de las contribuciones recibidas del elemento radiante activo y los tres elementos radiantes pasivos produce un efecto de directividad en un sector angular cuya orientación cambia con la elección del elemento radiante activo. La apertura del diagrama de radiación es mayor que la frecuencia de funcionamiento mínima y menor que la frecuencia de funcionamiento máxima, aunque la orientación no está predeterminada, sino que más bien cambia con la elección del elemento activo. Una realización con n elementos radiantes tiene n opciones de orientación. De forma simultánea con la conmutación del elemento y la conmutación del haz, el centro de fase del sistema radiante global gira con respecto al centro geométrico del sistema radiante. La funcionalidad de la antena es tal que presenta una direccionalidad en cualquier caso y la posición de su centro de fase varía a medida que varía el elemento radiante seleccionado.

El grupo puede incorporar elementos radiantes de cualquier polarización, aunque en este caso el selector debería incluir un dispositivo para seleccionar la polarización. Se pueden proporcionar uno o más planos a tierra paralelos, axialmente a lo largo de una línea vertical a través del centro geométrico de las posiciones de los elementos radiantes, usados como reflectores para mejorar la directividad vertical del haz; de forma similar, se puede proporcionar una red de adaptación de impedancia. Se puede prever también que, para versiones de banda ancha, el aparato pueda incluir varias realizaciones en subbandas complementarias con respecto a la cobertura de la banda total.

De forma más general, el selector puede constar de un controlador capaz de realizar una combinación lineal de las contribuciones de las señales de las antenas:

y(t) = a_{1} \cdot y_{1}(t) + a_{2} \cdot y_{2}(t) + a_{3} \cdot y_{3}(t) +...

en la que y_{i} son las señales provenientes de las antenas, y a_{i} son coeficientes complejos, los cuales pueden adoptar no solamente los valores 0 o 1, sino también otros valores, para proporcionar otros diagramas de radiación diferentes.

En lugar de un grupo de elementos radiantes fijos que son seleccionables por medio de un selector, tal como se ha descrito y mostrado haciendo referencia a las Figs. 7 y 8, la invención proporciona un sistema de antena que comprende un único elemento radiante de baja directividad o un grupo de elementos radiantes según se ha descrito anteriormente, con un elemento radiante activo preseleccionado, siendo capaz dicho sistema de antena de girar continuamente en un plano horizontal mediante el accionamiento de un accionador controlado por el analizador. Este sistema de antena es equivalente al sistema de las Figs. 7 y 8, ya que puede cambiar la dirección del haz de radiación, con la ventaja de que, además de las cuatro direcciones en ángulo recto del sistema de las Figs. 7 y 8, también puede adoptar posiciones intermedias. Este sistema resultará evidente para una persona experta en el sector y por esta razón no se describirá adicionalmente.

Como alternativa, también se puede obtener un cambio significativo de la característica de recepción de la señal a partir de una antena omnidireccional desplazando su centro de fase, y por lo tanto, trasladando las fases recíprocas de los ecos. En la presente descripción, la expresión "directividad de la antena" está destinada a hacer referencia también a este tipo de cambio en las condiciones de recepción.

A título de ejemplo, la Fig. 9 muestra un elemento radiante omnidireccional o de baja directividad RO, soportado sobre un plato P que está apoyado en voladizo en un brazo B, accionado él mismo para girar por medio de un motor M. Haciendo avanzar progresivamente al motor M bajo el control del analizador, se varía el centro de fase del elemento radiante RO, y posiblemente la dirección de su diagrama de radiación.

Para la evaluación de la señal de la antena por parte del analizador A, la invención proporciona una primera etapa de análisis de la distribución de la energía espectral de la señal, es decir, una subdivisión de la banda del canal en una pluralidad de subbandas, bien directamente a la frecuencia del canal de radiocomunicaciones o bien, de forma equivalente, después de la conversión de frecuencia tal como se produce típicamente en un receptor superheterodino. El análisis se realiza preferentemente por medio de un filtro sintonizable cuya frecuencia se desplaza sobre la banda de la señal que está siendo considerada, aunque se puede usar un banco de filtros que se extienda a través de la banda de la señal, o incluso un receptor selectivo o un analizador de espectro.

En una segunda etapa del método de la invención, la distribución de la energía espectral obtenida tal como se ha descrito anteriormente se procesa para extraer de ella la posición y la magnitud de las muescas en H(\omega) provocadas por ecos cortos, y a partir de los resultados se evalúa la calidad de la señal.

Finalmente, en una tercera etapa, la invención prevé que, si la condición monitorizada supera un umbral predeterminado, las dos etapas anteriores de análisis de la señal para cada una de las condiciones de directividad (o mejor diversidad) del sistema de antena se repiten automáticamente y se selecciona como condición de funcionamiento, la condición que conduzca a la mejor evaluación.

Las etapas anteriores de análisis y evaluación para las diferentes condiciones de la antena se pueden realizar automáticamente a intervalos de tiempo periódicos, aunque, según la implementación considerada como más ventajosa actualmente, la señal se evalúa en el momento en el que el aparato se activa, y de forma preferente nuevamente en cada cambio de canal, aunque es imprescindible que las etapas anteriores se realicen siempre que la calidad de la señal sobrepase la tasa de error máxima requerida para una reconstrucción útil de la señal en el receptor.

El diagrama de bloques de la Fig. 10 se refiere a una realización preferida del analizador A (ver Fig. 6), la cual debería evaluar el eco corto aunque rechazando sustancialmente ecos largos: la señal recibida, y(t), se filtra en un filtro pasabanda sintonizable PB que tiene una respuesta en frecuencia F(\omega-\alpha), en la que F(\omega) es el filtro pasabanda básico y \alpha es la frecuencia central.

La salida del filtro PB se conecta a un circuito cuadrático CQ el cual suministra el cuadrado de su señal de entrada, y su salida está conectada a su vez a un integrador U para suministrar una señal de salida u(\alpha) que constituye una evaluación de la potencia en el filtro PB. El filtro PB se desplaza en frecuencia a través de la banda de la señal recibida, variando \alpha.

Para permitir que la evaluación u(\alpha) sea sensible al efecto de los ecos cortos aunque presentando un buen rechazo al efecto de los ecos largos, el filtro pasabanda debería tener un ancho de banda adecuado: a partir de los diagramas de las Figs. 10 y 11 puede verse que, a medida que \alpha varía, la salida u(\alpha) no copia el rizado de | H(\omega) | ^{2} si dicho rizado es tal que comprende muchos ciclos dentro de la banda del filtro (Fig. 12).

Este efecto atenúa la contribución de los ecos largos, los cuales no pueden ser gestionados eficazmente por el sistema de antena, y, en el caso de señales C-OFDM, no degrada la recepción.

El sistema descrito en la Fig. 10 no es lineal, sino que puede demostrarse que dos señales de entrada idénticas que estén desplazadas en el tiempo por un retardo T_{1}, producen una respuesta de salida que se reduce a medida que aumenta T_{1}.

De hecho, consideremos y(t) = \delta(t) + \delta (t-T_{1}). En tal caso la salida del sistema es:

1

y usando la formula de Carnot:

2

Los primeros dos términos son constantes; en el tercer término influye el producto |f(t)| \cdot |f(t-T_{1})|, el cual es diferente de cero si T_{1} es pequeño con respecto a la duración de f(t), si no, tiende a cero, tal como se muestra ilustrativamente en la Fig. 13, si se considera un filtro con una f(t) con forma de campana.

Basándose en la descripción anterior, se ha observado que para la evaluación de muescas debidas solamente a ecos cortos, los cuales tienden a crear distribuciones espectrales del tipo mostrado en la Fig. 11, es suficiente con subdividir la banda de la señal en tres subbandas. Por consiguiente, en una realización particularmente ventajosa de la invención, se asignan a \alpha tres valores de la frecuencia, separados uniformemente en la banda de la señal, en el analizador de la Fig. 10. A continuación, los valores a1, a2, y a3 se miden después del filtro analizador en relación con el nivel de la señal. La Fig. 14 muestra las configuraciones espectrales obtenibles a medida que varía la fase del eco, dependiendo de los valores relativos adoptados por a1, a2 y a3:

a) cresta a la izquierda

b) cresta central

c) cresta a la derecha

d) pendiente decreciente

e) nivelado

f) pendiente creciente

g) muesca a la izquierda

h) muesca central

i) muesca a la derecha

Se usan los siguientes indicadores:

dp1 = a2 - a1 (evaluación de la primera derivada, izquierda)

dp2 = a3 - a2 (evaluación de la primera derivada, derecha)

2dp = a3 - a1 (evaluación de la primera derivada, media)

Pruebas de laboratorio adecuadas han conducido a la determinación de intervalos de valores para los indicadores anteriores, los cuales son capaces de discriminar criticidades diferentes de la señal recibida.

Por ejemplo, en pruebas de recepción en presencia de combinaciones diferentes de valores para dp1, dp2 y 2dp, usando un medidor de nivel logarítmico y un filtro PB de 2,5 MHz, se ha obtenido la siguiente tabla empírica para la selección de la directividad de la antena:

TABLA I

Parámetros medidos	\hskip3.5cm	Criticidad del espectro
dp1>30		muy crítica
dp2<-30		muy crítica
dp1>20 y 10<dp2<-10		muy crítica
10<dp1<-10 y dp2<-20		muy crítica
-9<2dp<9		buena
15<dp1<22 y -3<dp2<3		buena
-22<dp2<-15 y -3<dp1<3		buena
-4<dp1<4 y 12<dp2<-12		buena
el resto de casos		crítica

Basándose en la tabla anterior, el analizador controla las posiciones o directividades de la antena o grupo de antenas.

El aparato según la invención se puede implementar como un dispositivo independiente, aplicable inmediatamente a cualquier receptor disponible en el mercado, o evidentemente se puede integrar en el propio receptor. En cualquiera de los casos, el sistema de antena directiva es idéntico, aunque el analizador puede adoptar implementaciones diferentes.

La Fig. 15 es un diagrama de bloques de un aparato autónomo según la invención, el cual se puede conectar a un receptor de televisión digital que funcione bajo el protocolo DVB-T. Este último comprende un sintonizador de televisión T, el cual recibe, de la salida U de un sistema de antena SA tal como se muestra en las Figs. 7 y 8, la misma señal aplicada a la entrada de antena de un receptor de televisión convencional (no mostrado) y, después de convertirla a una frecuencia intermedia, la aplica a un amplificador AMP a través de un filtro de canal FC. La señal de salida del amplificador AMP se aplica a un filtro pasabanda analizador (ver Fig. 10) con un ancho de banda de 2,5 MHz y con una frecuencia controlable (por ejemplo, controlable por medio de un voltaje, a través de un diodo varicap o un varactor u otro dispositivo). La señal de salida del filtro pasabanda se evalúa por medio de un medidor de nivel ML, por ejemplo, tal como se ha descrito anteriormente en referencia a la Fig. 10.

El aparato comprende además un circuito de control CC el cual implementa el ciclo de funcionamiento según el método de la invención: el sintonizador T se sintoniza en el canal seleccionado; su señal de salida, después de ser limpiada por el filtro de canal FC de señales provenientes de canales adyacentes, se analiza desplazando el filtro analizador PB en pasos discretos y midiendo el nivel de señal en cada paso en el bloque ML. Tal como se ha descrito anteriormente, con una elección adecuada del ancho de banda del filtro analizador (2,5 MHz es un valor adecuado), la evaluación de la salida presenta un alto rechazo de las contribuciones debidas a ecos largos. La señal de salida, después de ser muestreada a (por lo menos) tres valores de frecuencia con un paso de muestreo adecuado en el dominio de la frecuencia (2,5 MHz es un valor adecuado, aunque puede estar comprendido entre 10 kHz y 10 MHz), se procesa obteniendo su primera derivada (Fig. 14). Se establece una correspondencia de los valores de dp1, dp2 y 2dp con un coeficiente de evaluación usando la Tabla I. El sistema de antena se acciona para posicionar la antena en el punto que proporcione el coeficiente de evaluación más favorable. El circuito de control CC es sencillo de implementar mediante técnicas digitales, basándose en las especificaciones de funcionamiento proporcionadas anteriormente y, por consiguiente, en aras de una mayor simplicidad se omite una descripción.

El aparato de la invención, en lugar de implementarse como un dispositivo independiente que funciona situado junto con el receptor de televisión digital, puede estar integrado en este último, con una ventaja considerable en la simplicidad y la consecuente reducción de los costes, ya que se pueden usar datos y funciones ya disponibles como parte del receptor convencional sin tener que duplicarlas.

El circuito de control CC de la Fig. 15 puede gestionar de forma ventajosa funciones adicionales además de las descritas anteriormente. Por ejemplo, con vistas a su aplicación a la televisión terrestre digital, este circuito podría recibir la información de cambio de canales desde el control remoto del receptor y configurar el analizador para que funcione en el canal seleccionado, el circuito de control para usar combinaciones adecuadas de parámetros, y el sistema de antena para funcionar en la banda seleccionada. Estas funciones parcialmente convencionales, no indispensables, resultarán evidentes para una persona experta en la técnica, sin la necesidad de una descripción detallada.

Claims (11)

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   1. Método para la recepción de señales de radiocomunicaciones de múltiples portadoras, digitales, afectadas por degradación debido a ecos o múltiples caminos, particularmente señales C-OFDM, que comprende las siguientes etapas:

   - captación de la señal por medio de un sistema de antena de directividad ajustable;

   - evaluación de la calidad de la señal captada en relación con una pluralidad de estados de directividad del sistema de antena;

   - modificación automática de la directividad del sistema de antena seleccionando el estado de directividad que proporciona la evaluación de calidad más favorable;

   caracterizado porque la evaluación de la calidad de la señal captada se lleva a cabo mediante las siguientes etapas:

   - análisis de la distribución de la energía espectral de la señal en por lo menos tres subbandas de frecuencias de la señal;

   - determinación de una evaluación de la calidad de la señal basándose en la presencia, la posición y la magnitud de muescas de energía en el espectro de la señal, provocadas por ecos cortos.
2. 2. Aparato para llevar a cabo el método de la reivindicación 1, que comprende:

   - un sistema de antena (R1, R2, ..., RN, S) que tiene una directividad ajustable;

   - un analizador (A) alimentado por la señal de salida del sistema de antena, para determinar la presencia, la posición y la magnitud de muescas de energía en el espectro de la señal, provocadas por ecos cortos, y para suministrar una señal de salida aplicada al sistema de antena con vistas a cambiar su directividad siempre que la posición y la magnitud de las muescas de energía estén alejadas de parámetros predeterminados.
3. 3. Aparato según la reivindicación 2, caracterizado porque el sistema de antena comprende un grupo de una pluralidad de elementos radiantes fijos (R1, R2, ..., RN) y un selector (S) para captar dicha señal de salida de uno cualquiera de los elementos radiantes, y porque el analizador (A) controla el selector (S) para cambiar el elemento radiante del cual se capta la señal de salida siempre que la posición y la magnitud de las muescas de energía estén alejadas de parámetros predeterminados.
4. 4. Aparato según la reivindicación 3, caracterizado porque el grupo de elementos radiantes fijos comprende cuatro elementos radiantes dispuestos en un cuadrado.
5. 5. Aparato según la reivindicación 2, caracterizado porque el sistema de antena comprende un elemento radiante direccional que es giratorio a través de unos medios motores y porque el analizador (A) ordena el avance progresivo de los medios motores en un incremento predeterminado siempre que la posición y la magnitud de las muescas de energía estén alejadas de parámetros predeterminados.
6. 6. Aparato según cualquiera de las reivindicaciones 2 a 5, caracterizado porque el analizador (A) comprende:

   - medios de filtrado (PB) que reciben las señales contenidas en un canal deseado y que las subdividen en por lo menos tres subbandas;

   - medios medidores de nivel (ML) conectados para recibir dichas señales subdivididas en subbandas y para suministrar evaluaciones respectivas de la calidad de la señal en cada subbanda; y

   - medios de control que reciben dichas evaluaciones y que controlan el cambio de directividad del sistema de antena de manera que se maximiza la calidad de la señal.
7. 7. Aparato según la reivindicación 6, caracterizado porque dichos medios de filtrado (PB) comprenden un filtro pasabanda que tiene una frecuencia central ajustable.
8. 8. Aparato según la reivindicación 6, caracterizado porque dichos medios de filtrado (PB) comprenden un banco de filtros pasabanda.
9. 9. Aparato según cualquiera de las reivindicaciones 6 a 8, caracterizado porque el número de dichas subbandas es tres.
10. 10. Aparato según la reivindicación 9, caracterizado porque el ancho de cada una de dichas subbandas está en el intervalo de 10 kHz a 10 MHz.
11. 11. Aparato según la reivindicación 10, caracterizado porque el ancho de cada una de dichas subbandas es 2,5 MHz.