DE60037034T2

DE60037034T2 - Hörhilfegerät mit signalverarbeitungstechniken

Info

Publication number: DE60037034T2
Application number: DE60037034T
Authority: DE
Inventors: Douglas M. Orem CHABRIES; Richard W. Highland CHRISTIANSEN; Aaron M. Lehi HAMMOND; William C. Fort Collins BOROUGH
Original assignee: Brigham Young University
Current assignee: Brigham Young University
Priority date: 1999-11-22
Filing date: 2000-05-04
Publication date: 2008-08-21
Anticipated expiration: 2020-05-05
Also published as: EP1236377B1; DE60037034D1; WO2001039546A1; AU4704900A; CN1391780A; JP4705300B2; US6885752B1; EP1236377A1; JP2003516003A; DK1236377T3; AU781062B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft elektronische Hörgeräte und elektronische Systeme zur Tonwiedergabe. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung die Geräuschunterdrückung, um die Wiedergabetreue der Signale in elektronischen Hörhilfegeräten und elektronischen Tonsystemen zu bewahren. Gemäß der vorliegenden Erfindung verwenden die Vorrichtungen und Verfahren zur Geräuschunterdrückung sowohl analoge als auch digitale Signalverarbeitungstechniken.
2. Stand der Technik
Eine der häufigsten Klagen von Benutzern von Hörhilfen ist die Unfähigkeit, in der Gegenwart von Geräuschen zu hören. Daher war die Geräuschunterdrückung lange Zeit im Mittelpunkt der Aufmerksamkeit der Forscher, wobei viele Verfahren zur Lösung des Geräuschunterdrückungsproblems vorgeschlagen wurden. Bei einem Verfahren wird eine unabhängige Messung des Geräuschs durchgeführt, wobei dieses sodann von dem in Verarbeitung befindlichen Signal subtrahiert wird. Diese Technik wird typischerweise auf Signale angewendet, die wie folgt ausgedrückt werden: s(t) = d(t) + n(t)wobei s(t) das in Verarbeitung befindliche Signal ist, d(t) der gewünschte Teil des Signals s(t) ist und n(t) das Geräusch in dem Signal s(t) ist.
Zum Beispiel können ein oder mehrere Sensoren gemeinsam mit adaptiven Techniken verwendet werden, um einen unabhängigen Messwert für das geschätzte Geräusch n_e(t) auf der Basis der Störgeräusche zu bilden. Durch die Subtraktion des Geräuschschätzwerts n_e(t) vom Signal wird eine verbesserte Version des gewünschten Signals d(t) erzielt wird. Um auf die Subtraktion des Geräuschschätzwerts n_e(t) hinzuweisen, wird diese Technik gewöhnlich als „Noise Canceling" (Geräuschauslöschung) bezeichnet. Diese Geräuschauslöschungstechnik wurde für Schallsysteme und fötale Elektrokardiogramme im Medizinbereich verwendet und hat sich auch bei der Verarbeitung akustischer Signale als wirksam erwiesen, die sowohl Sprache als auch Störgeräusche enthalten. Siehe zum Beispiel Douglas M. Chabries et al., „Application of Adaptive Digital Signal Processing to Speech Enhancement for the Hearing Impaired", Journal of Rehabilitation Research and Development, Bd. 24, Nr. 4, S. 65–74, und Robert H. Brey et al., „Improvement in Speech Intelligibility in Noise Employing an Adaptive Filter with Normal and Hearing-Impaired Subjects", Journal of Rehabilitation Research and Development, Bd. 24, Nr. 4, S. 75–86.
Wenn keine unabhängige Stichprobe oder Schätzung des Geräusches verfügbar war, wurden andere Techniken angewendet, um eine Geräuschunterdrückung zu erzielen. In einigen Fällen nutzten die Forscher die Unterschiede bei den zeitlichen Eigenschaften von Sprache und Geräuschen, um die Verständlichkeit des Tons zu erhöhen. Diese Techniken werden gewöhnlich als Geräuschunterdrückung oder Sprachverstärkung bezeichnet. Siehe zum Beispiel das US-Patent 4,025,721 auf Graupe, das US-Patent 4,185,168 auf Graupe und S. Boll, „Suppression of Acoustic Noise in Speech Using Spectral Subtraction", IEEE Trans an ASSP, Bd. ASSP-27, S. 113–120, April 1979, H. Sheikhzadeh et al., „Comparative Performance of Spectral Subtraction and HMM-Based Speech Enhancement Strategies with Application to Hearing Aid Design", Proc. IEEE ICASSP, S. I-13 bis I-17, 1994, und P. M. Crozier, BMG Cheethan, C. Holt und E. Munday, „Speech enhancement employing spectral subtraction and linear predictive analysis", Electronic Letters, 29(12): 1094–1095, 1993.
Es hat sich gezeigt, dass diese Verfahren spezielle Signale im Vergleich zu anderen Signalen, die als Geräusch definiert wurden, verstärken. Ein Forscher, Mead Killion, hat festgestellt, dass keines dieser Verfahren die Verständlichkeit der Sprache verbessert. Siehe Mead Killion, Etymotic Update, Nummer 15, Frühjahr 1997. Es hat sich jedoch herausgestellt, dass in geräuscharmen Umgebungen Kompressionstechniken Hördefizite mildern. Siehe Mead Killion, „The SIN report: Circuits haven't solved the hearing-in-noise Problem", The Hearing Journal, Bd. 50, Nr. 20, Oktober 1997, S. 28–34.
Die Forscher haben generell festgestellt, dass es mit diesen Techniken zu einer Verschlechterung der Werte bei Sprachverständlichkeitstests kommt, wenn geräuschkontaminierte Sprache verarbeitet wird, und dies trotz der Tatsache, dass die Messwerte für Qualität oder Präferenz steigen. Typischerweise unterscheidet die Spezifikation der Geräuscheigenschaften oder die Definition der Sprachparameter die verschiedenen Techniken in der zweiten Lärmunterdrückungskategorie voneinander. Es wurde aufgezeigt, dass akustische Signale mit diesen Techniken erfolgreich verarbeitet werden können, um stimmhafte Laute oder Vokale in Gegenwart von weißem oder impulsartigem Rauschen zu verstärken, diese Techniken sind jedoch weniger erfolgreich bei der Erhaltung stimmloser Laute wie Reibelauten oder Verschlusslauten.
Es wurden andere Geräuschunterdrückungstechniken entwickelt, bei denen Sprache erkannt wird, und es werden verschiedene vorgeschlagene Verfahren angewendet, um den Verstärker in der Hörhilfe auszuschalten, wenn keine Sprache vorhanden ist, oder die Sprache herauszutrennen und sodann in Abwesenheit erkennbarer Sprache den Ausgangsverstärker abzuschalten. Siehe zum Beispiel Harry Teder, „Hearing Instruments in Noise and the Syllabic Speech-to-Noise Ratio", Hearing Instruments, Bd. 42, Nr. 2, 1991. Weitere Beispiele für Geräuschunterdrückungsverfahren, bei denen die Geräusche unterdrückt werden, um die Verständlichkeit der Laute zu verbessern, finden sich in den US-Patenten 4,025,721 auf Graupe, 4,405,831 auf Michaelson, 4,185,168 auf Graupe et al., 4,188,667 auf Graupe et al., 4,025,721 auf Graupe et al., 4,135,590 auf Gaulder und 4,759,071 auf Heide et al.
Andere Verfahren konzentrierten sich auf die Rückkopplungsunterdrückung und Entzerrung ( US-Patente 4,602,337 auf Cox und 5,016,280 auf Engebretson, siehe auch Leland C. Best, „Digital Suppression of Acoustic Feedback in Hearing Aids", Doktorarbeit an der Universität Wyoming, Mai 1995, sowie Rupert L. Goodings, Gideon A. Senensieb, Phillip H. Wilson und Roy S. Hansen, „Hearing Aid Having Compensation for Acoustic Feedback", US-Patent 5,259,033 , veröffentlicht am 2. November 1993), auf duale Mikrofonkonfigurationen ( US-Patente 4,622,440 auf Slavin und 3,927,279 auf Nakamua et al.) oder auf eine ungewöhnliche Kopplung mit dem Ohr (z. B. Hochfrequenzverbindungen, elektrische Stimulation usw.), um die Verständlichkeit zu verbessern. Beispiele für diese Herangehensweisen finden sich in den US-Patenten 4,545,082 auf Engebretson, 4,052,572 auf Shafer, 4,852,177 auf Ambrose und 4,731,850 auf Levitt.
Bei anderen Verfahren entschied man sich für digitale, programmierbare Steuervorrichtungen, die eine Vielzahl von Kompressions- und Filterungsschritten umfassen. Beispiele für solche Verfahren finden sich in den US-Patenten 4,471,171 auf Kopke et al. und 5,027,410 auf Williamson. Einige Verfahren wie z. B. jenes, das im US-Patent 5,083,312 auf Newton offenbart ist, verwenden Hörhilfestrukturen, die für Flexibilität sorgen, indem sie Steuersignale annehmen, die die Hörhilfe von einer entfernt befindlichen Vorrichtung empfangt.
Das US-Patent 4,187,413 auf Moser offenbart ein Konzept für eine digitale Hörhilfe, bei dem ein Analog-Digital-Umwandler und ein Digital-Analog-Umwandler verwendet werden und bei dem eine fixe Übertragungsfunktion H(z) verwendet wird. Ein Überblick über die neuropsychologischen Modelle in der Literatur und zahlreiche Messungen, die zu den Stevens'schen und Fechner'schen Gesetzen führten (siehe S. S. Stevens, Psychophysics, Wiley 1975; G. T. Fechner, Elemente der Psychophysik, Breitkopf u. Härtel, Leipzig, 1960) zeigen schließlich, dass die Reaktion des Ohrs auf eingehenden Schall nicht linear ist. Somit existiert keine fixe, lineare Übertragungsfunktion H(z), die den Hörvorgang vollständig kompensiert.
Das US-Patent 4,425,481 auf Mansgold et. al. offenbart eine digitale, programmierbare Digitalsignalprozessor-Vorrichtung (DSP), die ähnliche oder identische Merkmale wie die im Handel erhältlichen Vorrichtungen aufweist, aber eine zusätzliche digitale Steuerung bei der Ausführung einer Dreiband-Hörhilfe (Tiefpass, Bandpass und Hochpass) verwendet. Die Ausgaben der drei Frequenzbänder werden jeweils einem digital gesteuerten, variablen Dämpfungsglied, einem Begrenzer und einer abschließenden Stufe der digital gesteuerten Dämpfung zugeführt, bevor sie summiert werden, um eine Ausgabe zu liefern. Die Dämpfungssteuerung wird auf offensichtliche Weise durch Umschalten als Reaktion auf verschiedene akustische Umgebungen erzielt.
Die US-Patente 4,366,349 und 4,419,544 auf Adelman beschreiben und skizzieren die Verarbeitung im menschlichen Gehörsystem, doch sie lassen kein Verständnis der Tatsache erkennen, dass die äußeren Haarzellen im Ohr als Muskel fungieren, um den eindringenden Schall zu verstärken und eine erhöhte Auslenkung der Basilarmembran zu erzielen. In diesen Dokumenten wird angenommen, dass die Hörbeeinträchtigung es wünschenswert macht, die Frequenzen und die Amplitude des eindringenden Reizes zu erhöhen, wodurch der Ort der Hörreaktion von einem geschädigten Abschnitt des Ohrs zu einem anderen Bereich im Ohr (auf der Basilarmembran) verlagert wird, der eine adäquate Reaktion aufweist.
Mead C. Killion schreibt in The k-amp hearing aid: an attempt to present high fidelity for persons with impaired hearing, American Journal of Audiology, 2(2): S. 52–74, Juli 1993, dass laut den Resultaten subjektiver Hörtests mit akustischen Daten, die sowohl mit linearer Verstärkung als auch mit Kompression verarbeitet wurden, beide Verfahren gleich gute Ergebnisse zeigen. Es wird argumentiert, dass der wesentliche Faktor bei der Wiederherstellung des Gehörs bei Menschen mit Hörverlusten darin besteht, die geeignete Verstärkung zu liefern. Mangels einer mathematisch modellierten Analyse dieser Verstärkung wurden verschiedene Kompressionstechniken vorgeschlagen, z. B. im US-Patent 4,887,299 auf Cummins, im US-Patent 3,920,931 auf Yanick, Jr., im US-Patent 4,118,604 auf Yanick, Jr., im US-Patent 4,052,571 auf Gregory, im US-Patent 4,099,035 auf Yanick, Jr. und im US-Patent 5,278,912 auf Waldhauer. Manche von ihnen wenden eine lineare, fixe hohe Verstärkung bei leisen eingehenden Schallpegeln an und schalten bei mäßigen oder lauten Schallpegeln auf eine niedrigere Verstärkung um. Andere schlagen eine lineare Verstärkung bei geringen Lautstärken, eine wechselnde Verstärkung oder Kompression bei mäßigen Lautstärken und eine reduzierte, fixe lineare Verstärkung bei hohen oder intensiven Lautstärken vor. Wieder andere schlagen Tabellennachschlagsysteme vor, wobei keine Einzelheiten bezüglich der Gestaltung der Nachschlagtabellen angegeben sind, während andere eine programmierbare Verstärkung erlauben, ohne auf die Betriebsparameter einzugehen.
Das Umschalten zwischen den Verstärkungsmechanismen für jeden dieser Lautstärkenbereiche führte zu erheblichen störenden Artefakten und zur Verzerrung des Tons. Darüber hinaus wurden diese Verstärkungsumschaltungsverfahren in Hörhilfen typischerweise auf Schall angewendet, der in zwei oder drei Frequenzbändern oder in einem einzigen Frequenzband mit Vorverzerrungs-Filterung verarbeitet wird.
Eine Untersuchung des menschlichen Gehörsystems kann einen Einblick in die Probleme der Verfahren mit Verstärkungsumschaltung des Stands der Technik ermöglichen. Für jedes Frequenzband, bei dem das Hörvermögen vom normalen Schwellenwert abgewichen ist, ist eine separate Schallkompression erforderlich, um ein normales Hörempfinden zu ermöglichen. Daher kann die Anwendung von Verstärkungsverfahren, die versuchen, ein Frequenzband zu nutzen, das breiter ist als ein einzelnes kritisches Band (d. h. ein kritisches Band, wie es in „Fundamentals of Hearing, An Introduction", dritte Auflage, von William A Yost, Academic Press, 1994, Seite 307, definiert ist) kein optimales Hörempfinden beim Hörer hervorrufen. Wenn zum Beispiel gewünscht wird, eine Frequenzbandbreite zu nutzen, die größer ist als die Bandbreite der entsprechenden kritischen Bandbreite, müssen einige Bedingungen erfüllt werden, damit die größere Bandbreite den Hörverlust optimal kompensieren kann. Diese Bedingungen bestehen darin, dass die größere Bandbreite die gleiche normale Hörschwelle und den gleichen dynamischen Hörbereich aufweisen muss und dass sie die gleiche korrigierende Hörverstärkung erfordert wie die in der größeren Bandbreite enthaltenen kritischen Bänder. Gewöhnlich ist dies nicht der Fall, selbst wenn ein Hörverlust über einige kritische Hörbänder hinweg konstant in der Amplitude ist. Das Fehlen einer entsprechenden Berücksichtigung der adaptiven Kompression über den vollen Bereich wird zu beeinträchtigtem Hören oder dementsprechend zu einem Verlust der Wiedergabetreue und Verständlichkeit durch den hörbehinderten Hörer führen. Daher werden Mechanismen wie die offenbarten, die keine ausreichende Anzahl von Frequenzbändern bieten, um die Hörverluste zu kompensieren, Schall liefern, der dem Hörer hinsichtlich der Qualität (Benutzerpräferenz) und Verständlichkeit weniger Nutzen bringt.
Es wurden einige Verfahren vorgeschlagen, die mehrere Bandpassfilter, gefolgt von Kompressionsvorrichtungen, verwenden (siehe US-Patente 4,396,806 auf Anderson, 3,784,750 auf Steams et al. und 3,989,904 auf Rohrer).
Ein Beispiel des Stands der Technik im US-Patent Nr. 5,029,217 auf Chabries konzentrierte sich auf eine Frequenzbereichversion eines Modells des menschlichen Gehörs auf Basis der schnellen Fourier-Transformation (Fast Fourier Transform, FF1). Wie dies dem Fachmann bekannt ist, kann die FFT angewendet werden, um eine effizient berechnete Frequenzbereich-Filterbank zu bilden, die fixe Filterbänder liefert. Wie dies hier beschrieben ist, wird vorgezogen, Bänder zu verwenden, die den Äquivalenten der kritischen Bänder nahe kommen, die aufgrund seiner einzigartigen Geometrie und Beschaffenheit auf natürliche Weise im Ohr vorkommen. Die Verwendung kritischer Bänder zur Gestaltung der Filterbank ermöglicht die Konstruktion einer Hörhilfe, die bei höheren Frequenzen größere Bandbreiten verwendet und dabei noch immer den vollen Hörnutzen liefert. Da die Auflösung der FFT-Filterbank auf den Wert der kleinsten Bandbreite unter den zu kompensierenden kritischen Bändern eingestellt werden muss, wird die Leistungsfähigkeit der FFT zum Großteil durch die Tatsache verringert, dass beim FFT-Verfahren viele zusätzliche Filterbänder benötigt werden, um das gleiche Frequenzspektrum abzudecken. Diese FFT-Ausführung ist komplex und wahrscheinlich nicht geeignet für Anwendungen mit Batterien mit geringer Energie.
Wie dies dem Fachmann bekannt ist, wenden FFT-Ausführungen des Stands der Technik eine Blockverzögerung an, indem sie Blöcke von Stichproben zur Einführung in den FFT-Algorithmus sammeln und gruppieren. Diese Blockverzögerung führt eine Zeitverzögerung in den Schallstrom ein, die lang genug sein kann, um störend zu sein und um zu einem Stottern zu führen, wenn versucht wird zu sprechen. Wenn ein geringes Ausmaß an Kompensation für die hörbehinderte Person benötigt wird, kann es sogar zu einer noch längeren Verzögerung kommen, die wie ein Echo klingt.
Für akustische Eingangspegel unter der Hörschwelle (d. h. leise Hintergrundtöne, die stets vorhanden sind), liefert die oben beschriebene FFT-Ausführung eine übermäßige Verstärkung. Dies führt zu Artefakten, die dem Ausgabesignal ein Rauschen hinzufügen. Bei einem Ausmaß der Hörkompensation von über 60 dB kann es so weit kommen, dass der verarbeitete Hintergrundgeräuschpegel hinsichtlich der Stärke vergleichbar mit dem gewünschten Signalpegel wird, was zu einer Verzerrung führt und die Verständlichkeit der Laute beeinträchtigt.
Wie dies oben ausgeführt wurde, sind in der Literatur zu Hörhilfen zahlreiche Lösungen für das Problem des Hörausgleichs bei Hörbehinderten vorgeschlagen worden.
Obwohl die Komponenten, die erforderlich sind, um ein adaptives, den gesamten Bereich abdeckendes Kompressionssystem mit hoher Wiedergabetreue zusammenzusetzen, seit 1968 bekannt sind, hat bisher noch niemand die Anwendung der multiplikativen AGC auf die mehreren kritischen Bänder des Gehörs vorgeschlagen, um Hörverluste auszugleichen.
Wie dies dem durchschnittlichen Fachmann bekannt ist, sind bei der Herstellung einer hochwirksamen Hilfe für Hörbehinderte drei Gesichtspunkte zu beachten. Der erste Gesichtspunkt ist die Umwandlung der Schallenergie in elektrische Signale. Der zweite ist die Verarbeitung der elektrischen Signale, um die Behinderung der betroffenen Person auszugleichen, was die Unterdrückung von Geräuschen in dem vom Benutzer der Hörhilfe aufgenommenen akustischen Signal beinhaltet, während die Verständlichkeit des akustischen Signals aufrechterhalten wird. Schließlich müssen die verarbeiteten elektrischen Signale im Ohrkanal in Schallenergie umgewandelt werden.
Die moderne Elektret-Technologie ermöglichte die Herstellung extrem kleiner Mikrofone mit extrem hoher Wiedergabetreue, was eine praktikable Lösung für den ersten Gesichtspunkt des Problems liefert. Die Umwandlung von Schallenergie in elektrische Signale kann mit im Handel erhältlichen Produkten durchgeführt werden. Eine einzigartige Lösung des Problems der Verarbeitung der elektrischen Signale zum Ausgleich der Behinderung des jeweiligen Betroffenen wird hier und in der am 8. Juli 1994 eingereichten Hauptanmeldung mit der Eingangsnummer 08/272,927, nun US-Patent Nr. 5,500,902 , beschrieben. Der dritte Gesichtspunkt hat sich jedoch als problematisch erwiesen und wird durch die vorliegende Erfindung behandelt.
Eine im Ohr getragene Hörhilfe muss mit sehr geringer Energie arbeiten können und darf nur den im Ohrkanal verfügbaren Raum beanspruchen. Da die hörbehinderte Person eine geringere Empfindlichkeit gegenüber Schallenergie als eine normale Person aufweist, muss die Hörhilfe dem Ohrkanal eine Schallenergie liefern, deren Amplitude hoch genug ist, um gehört und verstanden zu werden. Aus der Kombination dieser Anforderungen ergibt sich, dass der Ausgabewandler der Hörhilfe eine hohe Leistungsfähigkeit aufweisen muss.
Um diese Anforderung zu erfüllen, haben Hersteller von Wandlern wie z. B. Knowles spezielle Wandler mit Eisenanker konzipiert, die elektrische Energie mit hoher Leistungsfähigkeit in Schallenergie umwandeln. Bisher wurde diese hohe Leistungsfähigkeit zum Preis eines extrem geringen Frequenzgangs erzielt.
Der Frequenzgang von Wandlern des Stands der Technik sinkt nicht nur weit vor der oberen Frequenzgrenze des Hörvermögens, sondern zeigt auch beginnend bei etwa 1 bis 2 kHz Resonanzen in einem Frequenzbereich, wo sie die Informationen stören, die zum Verständnis der menschlichen Sprache am nützlichsten sind. Diese Resonanzen tragen wesentlich zur Rückkopplungsschwingung bei, die so häufig mit Hörhilfen in Verbindung gebracht wird, und unterwerfen Signale in der Nähe der Resonanzfrequenzen schweren Intermodulationsverzerrungen, indem sie sie mit Signalen mit niedrigerer Frequenz mischen. Diese Resonanzen sind ein direktes Ergebnis der Masse des Eisenankers, der erforderlich ist, um eine gute Leistungsfähigkeit bei niedrigen Frequenzen zu erzielen. Tatsächlich ist es dem durchschnittlichen Fachmann auf dem Fachgebiet der Konzeption von Wandlern gut bekannt, dass jeder Wandler, der eine hohe Leistungsfähigkeit bei niedrigen Frequenzen aufweist, im mittleren Frequenzbereich Resonanzen aufweisen wird.
Eine Entsprechung dieses Problems tritt bei der Konzeption von Lautsprechern mit hoher Wiedergabetreue auf und wird auf universelle Weise gelöst, indem zwei Wandler verwendet werden, wobei einer eine hocheffiziente Umwandlung bei niedrigen Frequenzen aufweist (Tieftonlautsprecher) und der andere eine qualitativ hochstehende Umwandlung der hohen Frequenzen bietet (Hochtonlautsprecher). Das Audiosignal wird in eine Frequenzweiche eingespeist, die die hochfrequente Energie zum Hochtonlautsprecher und die niederfrequente Energie zum Tieftonlautsprecher richtet. Wie dem durchschnittlichen Fachmann klar ist, kann eine solche Frequenzweiche entweder vor oder nach der Leistungsverstärkung eingefügt werden.
Aus dem oben Gesagten sollte hervorgehen, dass auf dem Gebiet des Hörausgleichs viele Verfahren verwendet worden sind, um die Verständlichkeit des akustischen Signals zu verbessern, das dem Benutzer einer Hörausgleichvorrichtung zugeführt wird. Bei diesen Techniken geht es sowohl darum, die Hördefizite der hörbehinderten Person durch verschiedene Methoden auszugleichen, als auch darum, jene Aspekte des akustischen Signals zu eliminieren oder zu unterdrücken, die eine unerwünschte Wirkung auf die Verständlichkeit des akustischen Signals haben, wie z. B. Geräusche. Trotz der oben beschriebenen Vielzahl der Verfahren, die angewendet wurden, um einen verbesserten Hörausgleich für hörbehinderte Personen zu ermöglichen, bleibt noch viel Raum für Verbesserungen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst ein Hörausgleichsystem für Hörbehinderte eine Vielzahl an Bandpassfiltern, die einen mit einem Eingangswandler verbundenen Eingang aufweisen, wobei jedes Bandpassfilter einen Ausgang aufweist, der mit dem Eingang von einem der Vielzahl an multiplikativen AGC-Schaltkreisen verbunden ist, deren Ausgänge summiert werden und mit dem Eingang eines Ausgangswandlers verbunden werden.
Die multiplikativen AGC-Schaltkreise dämpfen akustische Signale mit einem konstanten Hintergrundpegel, ohne die Anteile des Sprachsignals zu eliminieren, die zur Verständlichkeit beitragen. Die Identifikation des Hintergrundgeräuschteils des akustischen Signals erfolgt basierend auf der Konstanz der Hüllkurve des Eingangssignals in jedem der mehreren Frequenzbänder. Gegenwärtig wird davon ausgegangen, dass Beispiele für Hintergrundgeräusche, die gemäß der vorliegenden Erfindung unterdrückt werden, Gesprächgeräusche von zahlreichen Sprechern, Ventilatorgeräusche, Rückkopplungspfeifen, das Brummen von Leuchtstoffröhren sowie weißes Rauschen umfassen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt ein Blockdiagramm eines Hörausgleichsystems gemäß der vorliegenden Erfindung.
2A zeigt ein Blockdiagramm einer für eine Verwendung gemäß der vorliegenden Erfindung geeigneten ersten Ausführungsform eines multiplikativen AGC-Schaltkreises.
2B zeigt ein Blockdiagramm einer für eine Verwendung gemäß der vorliegenden Erfindung geeigneten alternativen Ausführungsform des in 2A dargestellten multiplikativen AGC-Schaltkreises.
2C zeigt ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform eines multiplikativen AGC-Schaltkreises mit Geräuschunterdrückung gemäß der vorliegenden Erfindung.
3 ist eine grafische Darstellung der Ansprecheigenschaften des Filters, das in dem multiplikativen AGC-Schaltkreis von 2A verwendet wird.
4A–4C sind grafische Darstellungen der Ansprecheigenschaften der Filter, die in dem multiplikativen AGC-Schaltkreis von 2C gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
5A zeigt ein Blockdiagramm einer für eine Verwendung gemäß der vorliegenden Erfindung geeigneten zweiten Ausführungsform eines multiplikativen AGC-Schaltkreises.
5B zeigt ein Blockdiagramm einer für eine Verwendung gemäß der vorliegenden Erfindung geeigneten alternativen Ausführungsform des in 5A dargestellten multiplikativen AGC-Schaltkreises.
5C zeigt ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform eines multiplikativen AGC-Schaltkreises mit Geräuschunterdrückung gemäß der vorliegenden Erfindung.
5D zeigt ein Blockdiagramm einer dritten Ausführungsform eines multiplikativen AGC-Schaltkreises mit Geräuschunterdrückung gemäß der vorliegenden Erfindung.
5E zeigt ein Blockdiagramm einer vierten Ausführungsform eines multiplikativen AGC-Schaltkreises mit Geräuschunterdrückung gemäß der vorliegenden Erfindung.
6 zeigt die Ausführung eines Hochpassfilters, das für eine Verwendung gemäß der vorliegenden Erfindung geeignet ist.
7A und 7E sind grafische Darstellungen der Ansprecheigenschaften der Filter, die in den multiplikativen AGC-Schaltkreisen von 5C, 5D und 5E gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
8 zeigt einen Geräuschschätzer, der geeignet ist, gemäß der vorliegenden Erfindung die in 5C und 5D dargestellten Filter zu ersetzen.
9A zeigt ein Blockdiagramm einer für eine Verwendung gemäß der vorliegenden Erfindung geeigneten dritten Ausführungsform eines multiplikativen AGC-Schaltkreises.
9B zeigt ein Blockdiagramm einer für eine Verwendung gemäß der vorliegenden Erfindung geeigneten alternativen Ausführungsform des in 9A dargestellten multiplikativen AGC-Schaltkreises.
10 zeigt ein Blockdiagramm einer gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform eines multiplikativen AGC-Schaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung.
11 ist eine grafische Darstellung der Verstärkungsbereiche mit drei Neigungen der multiplikativen AGC-Schaltkreise von 10 gemäß der vorliegenden Erfindung.
12 ist ein Blockdiagramm eines im Ohr getragenen Hörausgleichsystems gemäß der vorliegenden Erfindung, das zwei Wandler verwendet, die elektrische Signale in akustische Energie umwandeln.
GENAUE BESCHREIBUNG EINER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass die folgende Beschreibung der vorliegenden Erfindung nur illustrativ und in keiner Weise einschränkend ist. Einem solchen Fachmann werden rasch andere Ausführungsformen der Erfindung in den Sinn kommen.
Es wurde entdeckt, dass das geeignete Verfahren für einen Hörausgleich mit hoher Wiedergabetreue darin besteht, den eingehenden akustischen Reiz in Frequenzbänder mit einer Auflösung zu trennen, die mindestens gleich der kritischen Bandbreite ist, die für einen großen Bereich des Schallfrequenzspektrums weniger als 1/3 Oktave beträgt, und eine multiplikative AGC mit einem fixen oder variablen exponentiellen Verstärkungskoeffizienten für jedes Band anzuwenden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung dämpfen die multiplikativen AGC-Schaltkreise akustische Signale mit einem konstanten Hintergrundpegel, ohne die Anteile des Sprachsignals zu eliminieren, die zur Verständlichkeit beitragen. Der Anteil des Eingangssignals, das den Hintergrundgeräuschanteil des akustischen Signals enthält, wird ohne Verzerrung amplitudengedämpft, um die Verständlichkeit des akustischen Eingangssignals aufrechtzuerhalten. Die Identifikation des Hintergrundgeräuschteils des akustischen Signals erfolgt basierend auf der Konstanz der Hüllkurve des Eingangssignals in jedem der mehreren Frequenzbänder, wie dies unten beschrieben werden wird.
Während hochgradig dynamischer Schwankungen des Schallpegels ist das Ausgangssignal des Hörausgleichschaltkreises aufgrund seiner Geräuschunterdrückungsmerkmale annähernd gleich wie die Ausgabe des Hörausgleichsystems ohne solche Geräuschunterdrückungsmerkmale, wohingegen das Ausgangssignal während der ruhigen Perioden zwischen den Wörtern aufgrund der Geräuschunterdrückung gemäß der vorliegenden Erfindung einen deutlich leiseren Hintergrundpegel aufweist. Gegenwärtig wird davon ausgegangen, dass Beispiele für Hintergrundgeräusche, die gemäß der vorliegenden Erfindung unterdrückt werden, Gesprächgeräusche von zahlreichen Sprechern, Ventilatorgeräusche, Rückkopplungspfeifen, das Brummen von Leuchtstoffröhren, sonstiges Farbrauschen und weißes Rauschen umfassen.
Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass die Grundsätze der vorliegenden Erfindung für andere Audioanwendungen als nur den Hörausgleich für Hörbehinderte angewendet werden kann. Nicht erschöpfende Beispiele für andere Anwendungen der vorliegenden Erfindung umfassen die Musikwiedergabe in Umgebungen mit hohem Geräuschpegel wie z. B. Automobilumgebungen, Sprachsysteme in Fabrikumgebungen und grafische Sound-Equalizer, wie sie in stereofonischen Schallsystemen verwendet werden.
Wie dies vom durchschnittlichen Fachmann erkannt werden wird, können die Schaltkreiselemente der Hörausgleichvorrichtung der vorliegenden Erfindung entweder als analoger Schaltkreis oder als digitaler Schaltkreis ausgeführt werden, wobei vorzugsweise ein Mikroprozessor oder eine andere Rechnervorrichtung, die eine Verarbeitung digitaler Signale (Digital Signal Processing, DSP) ausführt, so arbeitet, dass sie die analogen Schaltkreisfunktionen der verschiedenen Komponenten wie z. B. Filter, Verstärker usw. nachahmt. Gegenwärtig wird davon ausgegangen, dass die DSP-Version des Schaltkreises die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung ist, doch der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass eine analoge Ausführung, die auf einem einzigen Halbleitersubstrat integriert werden kann, ebenfalls in den Umfang der Erfindung fällt. Ein solcher Fachmann wird auch erkennen, dass in einer DSP-Ausführung das eingehende Audiosignal zeitlich abgetastet und mit Hilfe herkömmlicher Analog-Digital-Umwandlungstechniken digitalisiert werden muss.
Einleitend wird auf 1 Bezug genommen, in der ein Blockdiagramm eines gegenwärtig bevorzugten Hörausgleichsystems 8 gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt ist. Das Hörausgleichsystem 8 gemäß einer gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst einen Eingangswandler 10, um akustische Energie (die schematisch mit dem Bezugszeichen 12 dargestellt ist), in ein elektrisches Signal umzuwandeln, das dieser akustischen Energie entspricht. Verschiedene bekannte Wandler für Mikrofone in Hörhilfen, wie z. B. das Modell EK 3024, erhältlich bei Knowles Electronics in Ithaca, Illinois, stehen zur Verwendung als Eingangswandler 10 zur Verfügung, oder es können andere Mikrofonvorrichtungen verwendet werden.
In 1 sind drei Audio-Bandpassfilter mit den Bezugszeichen 14-1, 14-2 ... 14-n dargestellt, um zu vermeiden, dass die Zeichnung übermäßig kompliziert wird. Gemäß einer gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist n eine ganze Zahl von 9 bis 15, obwohl der durchschnittliche Fachmann verstehen wird, dass die vorliegende Erfindung funktionieren wird, auch wenn n eine andere ganze Zahl ist.
Vorzugsweise sind neun Audio-Bandpassfilter 14-1 bis 14-n vorhanden, die eine Bandpassauflösung von etwa 1/2 Oktave aufweisen. Die Bandpassfilter 14-1 bis 14-n sind vorzugsweise als Tschebyscheff-Bandsplitfilter fünfter Ordnung ausgeführt, die eine gleichmäßige Frequenzreaktion im Durchlassbereich und etwa 65 dB Dämpfung im Sperrbereich aufweisen. Die Konzeption von Bandpassfiltern mit 1/2 Oktave liegt durchaus im Bereich der Fähigkeiten eines durchschnittlichen Fachmannes. Daher sind die Einzelheiten der Schaltkreiskonzeption für das jeweilige Bandpassfilter, gleich, ob es als analoges Filter oder DSP-Darstellung eines analogen Filters ausgeführt ist, für einen solchen Fachmann nur eine Frage der Auswahl eines entsprechenden Aufbaus.
In einer alternativen Ausführungsform weisen die Audio-Bandpassfilter 14-1 bis 14-n vorzugsweise eine Bandpassauflösung von 1/3 Oktave oder darunter auf, in keinem Fall jedoch weniger als etwa 125 Hz, wobei ihre zentralen Frequenzen logarithmisch über ein Gesamtaudiospektrum von etwa 200 Hz bis 10.000 Hz verteilt sind. Die Audio-Bandpassfilter können Bandbreiten aufweisen, die größer als 1/3 Oktave sind, d. h. die bis zu etwa einer Oktave gehen, wobei jedoch die Leistung sinkt. Bei dieser alternativen Ausführungsform sind die Bandpassfilter 14-1 bis 14-n als elliptische Filter achter Ordnung mit einer Welligkeit von etwa 0,5 dB im Durchlassbereich und einer Unterdrückung von etwa 70 dB im Sperrbereich ausgeführt.
Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass verschiedene Bandpassfilter-Konzeptionen verwendet werden können, die andere elliptische Filter, Butterworth-, Tschebyscheff- oder Sessel-Filter einschließen, aber nicht darauf beschränkt sind. Darüber hinaus können zum Beispiel Filterbänke, die unter Verwendung von Wavelets konzipiert wurden, wie sie zum Beispiel in R. A. Gopinath, „Wavelets and Filter Banks – New Results and Applications", Dissertation zur Erlangung des Ph.D-Grades, Rice University, Houston, Texas, Mai 1993, offenbart sind, einige Vorteile bieten. Alle diese Bandpassfilterausführungen können verwendet werden, ohne von den Konzepten der hier offenbarten Erfindung abzuweichen.
Jedes einzelne Bandpassfilter 14-1 bis 14-n ist mittels einer Kaskadenschaltung mit einem entsprechenden Schaltkreis zur multiplikativen automatischen Verstärkungsregelung (Automatic Gain Control, AGC) verbunden. Drei solche Vorrichtungen 16-1, 16-2 und 16-n sind in 1 dargestellt. Multiplikative AGC-Schaltkreise sind im Fachgebiet bekannt, wobei weiter unten in diesem Dokument eine beispielhafte Konfiguration offenbart werden soll.
Die Ausgaben der multiplikativen AGC-Schaltkreise werden beim Summierglied 17-1 summiert und in einen Ausgabewandler 18 eingespeist, der die elektrischen Signale in akustische Energie umwandelt. Wie dies vom durchschnittlichen Fachmann erkannt wird, kann der Ausgabewandler 18 einer von verschiedenen bekannten, erhältlichen Wandlern für Ohrhörer sein, wie z. B. das Modell ED 1932, erhältlich bei Knowles Electronics in Ithaca, Illinois, wobei dieser in Verbindung mit einem kalibrierenden Verstärker angewendet wird, um die Umwandlung eines bestimmten elektrischen Signalpegels in den entsprechenden bestimmten akustischen Signalpegel zu gewährleisten. Alternativ kann der Ausgangswandler 18 eine andere ohrhörerähnliche Vorrichtung oder ein System aus Audio-Leistungsverstärker und Lautsprecher sein.
Nun soll auf 2A Bezug genommen werden, in der ein detaillierteres, das Konzept veranschaulichendes Blockdiagramm eines typischen multiplikativen AGC-Schaltkreises 16-n dargestellt ist, der zur Verwendung gemäß der vorliegenden Erfindung geeignet ist. Wie dies oben erwähnt wurde, sind multiplikative AGC-Schaltkreise im Fachgebiet bekannt. Ein beispielhafter multiplikativer AGC-Schaltkreis, der in der vorliegenden Erfindung funktioniert, ist im Artikel T. Stockham, Jr., The Application of Generalized Linearity to Automatic Gain Control, IEEE Transactions an Audio and Electroacoustics, AU-16(2): S. 267–270, Juni 1968, offenbart. Ein ähnliches Beispiel eines solchen multiplikativen AGC-Schaltkreises ist im US-Patent Nr. 3,518,578 auf Oppenheim et al. zu finden.
Schematisch beschrieben erhält der multiplikative AGC-Schaltkreis 16-n, der in der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann, beim Verstärker 20 ein Eingangssignal vom Ausgang eines der Audio-Bandpassfilter 14-n. Der Verstärker 20 ist so eingestellt, dass er eine Verstärkung von l/e_max aufweist, wobei e_max der zulässige Höchstwert der Audiohüllkurve ist, auf die die AGC-Verstärkung angewendet wird (d. h. bei Eingangspegeln über e_max kommt es zu einer Dämpfung der AGC). In jedem Bandsegment der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Betrag ema_x die maximale Lautstärke, auf die eine Verstärkung anzuwenden ist. Dieser Verstärkungspegel für e_max (der durch eine audiologische Untersuchung eines Patienten bestimmt wird) entspricht oft der oberen Behaglichkeitsschwelle des Schalls. In einer analogen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann der Verstärker 20 ein bekannter operativer Verstärkerkreis sein, während in einer DSP-Ausführung der Verstärker 20 eine Multiplikationsfunktion sein kann, wobei das Eingangssignal der eine Eingangsterm ist und die Konstante l/e_max der andere Eingangsterm ist.
Die Ausgabe des Verstärkers 20 wird im „LOG"-Block 22 verarbeitet, um den Logarithmus des Signals abzuleiten. Der LOG-Block 22 leitet einen komplexen Logarithmus des Eingangssignals ab, wobei eine Ausgabe das Vorzeichen des Eingangssignals repräsentiert und die andere Ausgabe den Logarithmus des Absolutwerts der Eingabe repräsentiert. Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass durch die Einstellung der Verstärkung des Verstärkers 20 auf l/e_max die Ausgabe des Verstärkers 20 (wenn die Eingabe kleiner als e_max ist) nie größer als Eins sein wird und der Logarithmusterm des LOG-Blocks 22 immer 0 oder kleiner sein wird.
In einer DSP-Ausführung wird der LOG-Block 22 vorzugsweise ausgeführt, indem ein Schaltkreis verwendet wird, der Binärzahlen in ein Gleitkommaformat umwandelt, und zwar gemäß dem Verfahren, das in „ADSP-2100 Family Applications Handbook", Band 1, herausgegeben von Analog Devices, S. 46–48, beschrieben ist. Bei dieser Ausführungsform können mehrere unterschiedliche Basen für den Logarithmus verwendet werden. Der LOG-Block 22 kann alternativ als Software-Subroutine, die auf einem Mikroprozessor oder einer ähnlichen Rechenvorrichtung läuft, wie dies im Fachgebiet bekannt ist, oder durch andere gleichwertige Mittel wie eine Nachschlagtabelle ausgebildet sein. Beispiele für solche Ausführungen sind in Knuth, Donald E., The Art of Computer Programming, Bd. 1, Fundamental Algorithms, Addison-Wesley Publishing 1968, S. 21–26 sowie in Abramowitz, M. und Stegun, I. A., Handbook of Mathematical Functions, US Department of Commerce, National Bureau of Standards, Appl. Math Series 55, 1968, zu finden.
In einer analogen Ausführung der vorliegenden Erfindung kann der LOG-Block 22 zum Beispiel ein Verstärker mit einer logarithmischen Übertragungskurve oder ein Schaltkreis wie der in 8 und 9 des US-Patents Nr. 3,518,578 dargestellte sein.
Die erste Ausgabe des LOG-Blocks 22, die die Information über das Vorzeichen ihrer Eingabe enthält, wird in einen Verzögerungsblock 24 eingespeist, und eine zweite Ausgabe des LOG-Blocks 22, die den Logarithmus des Absolutwerts des Eingabesignals repräsentiert, wird in ein Filter 26 eingespeist, das vorzugsweise Eigenschaften wie das in 3 dargestellte aufweist. Was den Aufbau betrifft, so kann das Filter 26 sowohl ein Hochpassfilter 28 als auch ein Tiefpassfilter 30 umfassen, gefolgt von einem Verstärker 32 mit einer Verstärkung von gleich K, wobei, wie dies in 3 dargestellt wird, der Verstärkungsfaktor K bei einer Frequenz unter fc einen Wert unter 1 aufweist. Es sollte beachtet werden, dass der in 3 dargestellte Verstärkungsfaktor K so gewählt werden kann, dass er für jeden der multiplikativen AGC-Schaltkreise 16-1 bis 16-n ein anderer Wert ist, wenn er jedoch einmal für diesen Kanal gewählt wurde, bleibt der Wert von K konstant. Wie dies vom durchschnittlichen Fachmann zu erkennen ist, kann das Hochpassfilter 28 synthetisiert werden, indem die Ausgabe des Tiefpassfilters 30 von seiner Eingabe subtrahiert wird.
Sowohl das Hochpassfilter 28 als auch das Tiefpassfilter 30 haben eine Grenzfrequenz, die durch die jeweilige Anwendung bestimmt wird. In einer Hörausgleichsystemanwendung gemäß den in 2A–2C dargestellten Ausführungsformen, in denen die LOG-Operation vor der Tiefpassoperation durchgeführt wird, wird vorgezogen, dass eine nominelle Grenzfrequenz von etwa 16 Hz verwendet wird. Es sollte jedoch beachtet werden, dass für das Tiefpassfilter 30 andere Grenzfrequenzen von bis zu 1/8 der mit dem verarbeiteten Frequenzband verbundenen kritischen Bandbreite gewählt werden können, ohne von den Konzepten dieser Erfindung abzuweichen. Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass Filter mit anderen Ansprechkurven als die in 3 dargestellten bei der vorliegenden Erfindung verwendet werden können. So können zum Beispiel andere, nichtsprachliche Anwendungen der vorliegenden Erfindung eine Grenzfrequenz erfordern, die höher oder niedriger als fc = 16 Hz wie in 3 ist.
Die Vorzeichen-Ausgabe des LOG-Blocks 22, die in die Verzögerung 24 eingegeben wird, weist einen Wert von entweder 1 oder 0 auf und wird verwendet, um das Vorzeichen des in den LOG-Block 22 eingegebenen Signals zu verfolgen. Die Verzögerung 24 ist so beschaffen, dass das Vorzeichen des Eingangssignals gleichzeitig mit den Daten, die den Absolutwert der Größe des Eingangssignals repräsentieren, in den EXP-Block 34 eingegeben wird, was zum richtigen Vorzeichen am Ausgang führt. In der vorliegenden Erfindung ist die Verzögerung gleich der Verzögerung des Hochpassfilters 28.
Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass für Verstärker, für passive und aktive Analogfilter sowie für DSP-Filterausführungen viele Bauweisen existieren und dass die Bauweise für die hier beschriebenen Filter unter diesen verfügbaren Bauweisen gewählt werden kann. In einer Analogausführung der vorliegenden Erfindung können das Hochpassfilter 28 und das Tiefpassfilter 30 zum Beispiel herkömmliche Hochpass- und Tiefpassfilter mit bekanntem Aufbau sein, wie z. B. jene Beispiele, die in Van Valkenburg, M. E., Analog Filter Design, Holt, Rinehart and Winston, 1982, S. 58–59, zu finden sind. Der Verstärker 32 kann ein herkömmlicher operativer Verstärker sein. In einer digitalen Ausführung der vorliegenden Erfindung kann der Verstärker 32 eine Multiplikatorfunktion sein, wobei das Eingangssignal der eine Eingangsterm und eine Konstante K der andere Eingangsterm ist. DSP-Filtertechniken sind für den durchschnittlichen Fachmann gut verständlich.
Die Ausgaben des Hochpassfilters 28 und des Verstärkers 32 werden im Summierglied 33 kombiniert (d. h. addiert) und gemeinsam mit der unmodifizierten, aber verzögerten Ausgabe des LOG-Blocks 22 in den Eingang des EXP-Blocks 34 eingegeben. Der EXP-Block 34 verarbeitet das Signal, um eine Exponentialfunktion zu liefern. Das Vorzeichen der Ausgabe aus dem EXP-Block 34 wird durch die Ausgabe des Verzögerungsblocks D 24 bestimmt. In einer DSP-Ausführung wird der EXP-Block 34 vorzugsweise so ausgeführt, wie er in „ADSP-2100 Family Applications Handbook", Band 1, 1995, herausgegeben von Analog Devices, S. 52–67, beschrieben ist. Der EXP-Block 34 weist vorzugsweise eine Basis auf, die der Basis entspricht, die vom LOG-Block 22 verwendet wird. Der EXP-Block 34 kann alternativ als eine Software-Subroutine, wie sie im Fachgebiet gut bekannt ist, oder durch andere gleichwertige Mittel wie z. B. eine Nachschlagtabelle ausgeführt werden. Beispiele für bekannte Ausführungen dieser Funktion sind in den Veröffentlichungen von Knuth und Abramowitz et al. sowie in dem oben genannten US-Patent Nr. 3,518,578 zu finden.
In einer analogen Ausführung der vorliegenden Erfindung kann der EXP-Block 34 ein Verstärker mit einer exponentiellen Übertragungskurve sein. Beispiele für solche Schaltkreise sind in 8 und 9 des US-Patents Nr. 3,518,578 zu finden.
Der Schall kann als Produkt zweier Komponenten dargestellt werden. Die erste ist die stets positive, sich langsam verändernde Hüllkurve, die als e(t) geschrieben werden kann, und die zweite ist der sich rasch verändernde Träger, der als v(t) geschrieben werden kann. Der gesamte Schall kann ausgedrückt werden als: s(t) = e(t)·v(t)was die Eingabe in den Block 20 von 2A ist.
Da eine Audiowellenform nicht immer positiv ist (d. h. v(t) ist etwa die Hälfte der Zeit negativ), hat ihr Logarithmus am Ausgang des LOG-Blocks 22 einen realen Teil und einen imaginären Teil. Wenn der LOG-Block 22 so konfiguriert ist, dass er den Absolutwert von s(t) verarbeitet, der durch e_max skaliert wird, so ist seine Ausgabe die Summe von log[e(t)le_max] und log[v(t)]. Da log[v(t)] hohe Frequenzen enthält, wird es das Hochpassfilter 28 im Wesentlichen unverändert passieren. Die Komponente log[e(t)le_max] enthält niedrige Frequenzanteile, wodurch sie vom Tiefpassfilter 30 durchgelassen wird und aus dem Verstärker 32 als Klog[e(t)le_max] austritt. Die Ausgabe des EXP-Blocks 34 wird daher sein: (e(t)lemax)K·v(t)
Die Ausgabe des EXP-Blocks 34 wird mit einer Verstärkung von e_max in den Verstärker 36 eingespeist, um das Signal zu reskalieren, so dass es ordnungsgemäß den Eingabepegeln entspricht, die vorher im Verstärker 20 mit l/e_max skaliert wurden. Die Verstärker 20 und 36 sind auf gleiche Weise konfiguriert, mit der Ausnahme, dass sich ihre Verstärkungen voneinander unterscheiden, wie dies soeben erklärt wurde.
Wenn K < 1 ist, so ist festzustellen, dass bei der Verarbeitung im multiplikativen AGC-Schaltkreis 16-n von 2A eine Kompressionsfunktion ausgeführt wird. Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die diese Werte von K verwenden, auch für andere Anwendungen als den Hörausgleich nützlich sind.
Gemäß solchen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die als Hörausgleichsystem verwendet werden, kann K eine Variable mit einem Wert zwischen Null und 1 sein. Der Wert von K wird bei jeder hörbehinderten Person für jedes Frequenzband unterschiedlich sein und kann wie folgt definiert werden: K = [1 – (HL/(UCL – NHT)]wobei HL der Hörverlust an der Schwelle (in dB) ist, UCL der obere Behaglichkeitspegel (in dB) ist und NHT die normale Hörschwelle (in dB) ist. Auf diese Weise kann die Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung personalisiert werden, so dass sie der individuellen Hörbehinderung des Trägers entspricht, wie sie durch eine herkömmliche audiologische Untersuchung bestimmt wird. Der multiplikative AGC-Schaltkreis 16-n der vorliegenden Erfindung liefert entweder keine Verstärkung bei Signalstärken am oberen Behaglichkeitspegel oder eine dem Hörverlust gleichwertige Verstärkung bei Signalstärken, die mit der normalen Hörschwelle in diesem Frequenzband in Verbindung gebracht werden.
In Ausführungsformen des in 2A–2C dargestellten Blockdiagramms wird der AGC-Schaltkreis 16-n ein Expander, wenn K > 1 ist. Nützliche Anwendungen eines solchen Schaltkreises umfassen eine Geräuschreduktion durch Expansion eines gewünschten Signals.
Der durchschnittliche Fachmann wird hingegen erkennen, dass in Ausführungsformen des in 2A–2C dargestellten Blockdiagramms, in denen der Wert K negativ ist (in einem typischen zweckdienlichen Bereich beträgt er zwischen etwa Null bis minus Eins), leise Töne laut werden und laute Töne leise werden. Nützliche Anwendungen der vorliegenden Erfindung in diesem Modus umfassen Systeme zur Verbesserung der Verständlichkeit eines Audiosignals mit geringer Lautstärke auf der gleichen Signalleitung wie ein lauteres Signal.
Trotz der Tatsache, dass die multiplikative AGC in der Literatur seit 1968 erwähnt wird und als potenziell für Hörhilfeschaltkreise anwendbar bezeichnet wurde, wurde sie von der Literatur über Hörhilfen weitgehend ignoriert. Die Forscher stimmen jedoch darin überein, dass eine gewisse Art von frequenzabhängiger Verstärkung notwendig ist, um eine adäquate Hörkompensation und Geräuschunterdrückung zu ermöglichen, da der Hörverlust ebenfalls frequenzabhängig ist. Doch selbst dieses Einvernehmen wird geschmälert durch Beobachtungen, dass eine Filterbank mit AGC die Sprachverständlichkeit zunichte macht, wenn mehr als einige wenige Frequenzbänder verwendet werden, siehe z. B. R. Plomp, The Negative Effect of Amplitude Compression Hearing Aids in the Light of the Modulation-Transfer Function, Journal of the Acoustical Society of America, 83, 6. Juni 1983, S. 2322–2327. Ein Verfahren, bei dem gemäß der vorliegenden Erfindung eine separat konfigurierte multiplikative AGC für eine Vielzahl von Subbändern im Audiospektrum verwendet werden, ist ein bedeutender Fortschritt im Fachgebiet.
2B ist ein Blockdiagramm einer Abänderung des in 2A dargestellten Schaltkreises. Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass der Verstärker 20 eliminiert werden kann und seine Verstärkung (l/e_max) auf gleichwertige Weise ausgeführt werden kann, indem der Wert log[e_max] im Subtrahierkreis 38 von der Ausgabe des Tiefpassfilters 30 subtrahiert wird. Auf gleiche Weise wurde in 2B der Verstärker 36 eliminiert, und seine Verstärkung (e_max) wurde auf gleichwertige Weise ausgeführt, indem der Wert log[e_max] im Addierkreis 40 zur Ausgabe des Verstärkers 32 addiert wurde, ohne dass dadurch vom Konzept der vorliegenden Erfindung abgewichen wurde. In einer digitalen Ausführungsform von 2B kann die Subtraktion oder Addition durchgeführt werden, indem der Betrag log[e_max] einfach subtrahiert/addiert wird, während in einer analogen Ausführungsform ein summierender Verstärker verwendet werden kann, wie er beispielsweise in „Microelectronic Circuits" von A. S. Sedra und K. C. Smith, Holt Rinehart and Winston, 1990, S. 62–65, aufgezeigt wurde.
Wenn ein Geräusch vorhanden ist, kann das in das multiplikative System eingegebene Signal wie folgt charakterisiert werden: s(t) = [ed(t)xen(t)]v(t)wobei e_d(t) der dynamische Teil der Hüllkurve ist und e_n(t) der annähernd stationäre Teil der Hüllkurve ist.
Einer bevorzugten Ausführungsform des multiplikativen AGC-Schaltkreises 16 der vorliegenden Erfindung entsprechend zeigt 2C eine Geräuschunterdrückung, die an den annähernd stationären Teilen der Hüllkurve e_n(t) durchgeführt wird. In 2C ist der zweite Ausgang des LOG-Blocks 22 mit dem Hochpassfilter 28, dem Bandpassfilter 41 und dem Tiefpassfilter 30 verbunden. Das Hochpassfilter 28 ist vorzugsweise auf 16 Hz eingestellt, wie dies oben beschrieben wurde, um log[v(t)] und log[e_d(t) × e_n(t)] zu trennen, was gleichwertig mit log[e_d(t)] + log[e_n(t).] ist, wobei e_d(und e_n(t) positive Mengen sind.
In der bevorzugten Ausführungsform ist das Bandpassfilter 41 mit einem Pol erster Ordnung bei 16 Hz, was mit der gewünschten Operation der Trennung der Signale log[e_d(t)] und log[e_n(t)] der Hüllkurvenamplitude übereinstimmt, und einem Nullwert (d. h. einer Nullreaktion) bei Gleichstrom ausgeführt (ein Beispiel einer bevorzugten Ausführung einer Bandpassfilter-Übertragungsfunktion, die diese Reaktion liefert, ist in 4B dargestellt). Gemäß der vorliegenden Erfindung werden Töne, die in der Hüllkurvenamplitude für mehr als 6 Sekunden nahezu konstant bleiben, als stationär bezeichnet. Daher entspricht die Spezifikation, dass die untere Grenzfrequenz für das Bandpassfilter 41 1/6 Hz ist, Signalen mit einer Dauer von 6 Sekunden. Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass andere Grenzfrequenzen und Filterordnungen gewählt werden können, um die gewünschten Spezifikationen zur Trennung der Signalanteile log[e_d(t)] und log[e_n(t)] der Hüllkurve gemäß der vorliegenden Erfindung auszuführen.
4A–4C zeigen die Übertragungsfunktionen des Hochpassfilters 28, des Bandpassfilters 41 bzw. des Tiefpassfilters 30. In 4A ist die Ausgabe des Hochpassfilters 28 log[v(t)]. In 4B ist die Ausgabe des Bandpassfilters 41 der Logarithmus der dynamischen oder rasch variierenden zeitlichen Hüllkurve, die oft mit der Sprache in Verbindung gebracht wird, wie dies z. B. für log[e_d(t)] gilt. In 4C ist die Ausgabe des Tiefpassfilters 30 der Logarithmus der annähernd stationären oder langsam variierenden zeitlichen Hüllkurve, log[e_n(t)]. Die annähernd stationäre Hüllkurve wird meist mit Geräusch in Verbindung gebracht, wie z. B. mit einem von mehreren Sprechern stammenden Gesprächshintergrund, der einen konstanten Lärm erzeugt, einem Ventilator, der ein Brummen mit einem konstanten Pegel erzeugt, oder weißem oder farbigem Rauschen von konstanter Stärke.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann das Geräusch e_n(t) durch einen Dämpfungsfaktor atten reduziert werden, wobei die Amplitude so verändert wird, dass sie gleich der ursprünglichen Amplitude mal den Faktor atten ist. Eine Senkung des Pegels der konstanten Geräuschkomponente (d. h. der annähernd stationären Hüllkurve) wird erzielt, indem der Logarithmus der Dämpfung zu log[e_n(t)] addiert wird. Nun wird auf 2C Bezug genommen, wobei log[atten], dessen Wert bei atten-Werten kleiner als Eins negativ ist, zur Ausgabe des Verstärkers 32 addiert wird. Es sollte beachtet werden, dass die Einbeziehung von –log[e_max] anstelle des Verstärkers 20 erfolgt, wie dies mit Bezug auf den in 2B dargestellten Knoten 38 beschrieben wird.
Es wird weiter auf 2C Bezug genommen, wobei die Ausgaben der Verstärker 32 und 33 gemeinsam mit der Ausgabe des Hochpassfilters 28 im Summierknoten 48, dessen Ausgabe mit dem Exponentialblock 34 verbunden ist, zum Faktor log[atten] addiert werden.
Der Wert der Verstärkung G, der für den Verstärkerblock 33 gewählt wird, wird durch den Betrag der gewünschten Verstärkung bestimmt, die auf die dynamischen Teile der Sprache angewendet werden soll. In der vorliegenden Erfindung wird der Wert G so gewählt, dass er sich im Bereich
befindet, wobei e_dmax der Pegel des dynamischen Anteils oder Sprachanteils ist, den der Planer dem Signal zurückgeben möchte, so als ob es keine Geräuschdämpfung gäbe. In der bevorzugten Ausführungsform ist e_dmax auf den Wert der angenehmen Hörlautstärke eingestellt, und der Dämpfungswert ist auf 0,1 eingestellt. Bei einer solchen Auswahl der Variablen wird das Ausgabesignal mit einem Faktor 0,1 gedampft, der dynamische Anteil der Hüllkurve wird jedoch mit einem Faktor G verstärkt, um eine Verstärkung zu liefern. Der durchschnittliche Fachmann wird verstehen, dass andere Werte für G gewählt werden können, um bestimmte gewünschte Ausgabepegel für die dynamischen Anteile der Hüllkurve des Signals zu erzeugen, einschließlich einer zeitlich variierenden Berechnung der Werte für G auf der Basis von kurzfristigen Durchschnittswerten der Ausgabe des BPF 41 (oder gleichwertig dazu log[e_d(t)]), ohne vom Inhalt dieser Erfindung abzuweichen.
Der Ausgang des Summierglieds 48 ist mit dem zweiten Eingang des Exponentialblocks 34 verbunden. Die erste Eingabe des Exponentialblocks 34 enthält die Vorzeicheninformation für v(t) und bildet, wenn sie mit der Eingabe am zweiten Eingang des Exponentialblocks 34 kombiniert wird, folgende Ausgabe des Exponentialblock 34:
Somit wird der in 2C dargestellte multiplikative AGC-Schaltkreis 16 ein akustisches Signal dämpfen, das über mehr als etwa sechs Sekunden eine relativ konstante Amplitude aufweist, während er eine (durch die Konstante G) erhöhte Verstärkung dynamischer und sprachlicher Signale liefern wird. Vorzugsweise kann der Wert von atten, dessen Logarithmus zum Summierblock 48 addiert wird, unter der Kontrolle des Benutzers der Hörhilfe sein. So kann der Benutzer der Hörhilfe die Hintergrundgeräuschdämpfung auf eine Weise einstellen, die analog zur Lautstärkewahl durch eine Lautstärkeregelung ist. Für den durchschnittlichen Fachmann wird klar ersichtlich sein, dass jegliche Art von bekannten Lautstärkereglungsvorrichtungen, die typischerweise in Hörhilfen oder Stereo-Tonsystemen verwendet werden, angewendet werden können, um das Ausmaß der Hintergrundgeräuschdämpfung in einem digitalen oder analogen System einzustellen.
Nun wird auf 5A Bezug genommen, in der ein Blockdiagramm einer alternativen Ausführungsform des multiplikativen AGC-Schaltkreises 16-n der vorliegenden Erfindung dargestellt ist, in der die Logarithmusfunktion der Tiefpassfilterfunktion folgt. Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass die einzelnen Blöcke des Schaltkreises von
5A, die die gleichen Funktionen wie entsprechende Blöcke des Schaltkreises von 2A haben, aus den gleichen Elementen wie die entsprechenden Blöcke von 2A gebildet werden können.
Wie der multiplikative AGC-Schaltkreis 16-n von 2A empfangt der multiplikative AGC-Schaltkreis 16-n von 5A beim Verstärker 20 ein Eingangssignal von der Ausgabe eines der in 1 dargestellten Audio-Bandpassfilter 14-n. Weiter auf 5A Bezug nehmend ist zu sehen, dass der Verstärker 20 so eingestellt ist, dass er eine Verstärkung von l/e_max aufweist, wobei e_max der zulässige Höchstwert der Audiohüllkurve ist, auf die die AGC-Verstärkung angewendet werden soll.
Die Ausgabe des Verstärkers 20 wird zum Absolutwertschaltkreis 60 weitergeleitet. Bei einer analogen Ausführung gibt es zahlreiche bekannte Arten, den Absolutwertschaltkreis 60 zu bilden, wie sie zum Beispiel in A. S. Sedra und K. C. Smith, Microelectronic Circuits, Holt, Rinehart and Winston Publishing Co., 2. Auflage 1987, beschrieben sind. Bei einer digitalen Ausführung kann der Absolutwertschaltkreis, wie der Fachmann weiß, einfach gebildet werden, indem die Größe der digitalen Zahl am Eingang des Schaltkreises ermittelt wird.
Die Ausgabe des Absolutwertschaltkreises 60 wird zum Tiefpassfilter 30 weitergeleitet. Das Tiefpassfilter 30 kann auf die gleiche Weise konfiguriert sein, wie dies mit Bezug auf 2A offenbart wurde. Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass die Kombination aus dem Absolutwertschaltkreis 60 und dem Tiefpassfilter 30 eine Schätzung der Hüllkurve e(t) liefert und daher als Hüllkurvendetektor bekannt ist. Mehrere Ausführungen des Hüllkurvendetektors sind im Fachgebiet gut bekannt und können verwendet werden, ohne vom Inhalt der Erfindung abzuweichen. Da in der Ausführung von 5A das Tiefpassfilter 30 vor dem LOG-Block 22 angeordnet ist, wird vorgezogen, dass die Grenzfrequenz bis zu 1/8 der kritischen Bandbreite der Grenzfrequenz beträgt. Es sollte jedoch beachtet werden, dass eine nominelle Grenzfrequenz von 16 Hz ebenso verwendet werden kann.
In einer gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform wird die Ausgabe des Tiefpassfilters 30 im LOG-Block 22 verarbeitet, um den Logarithmus des Signals abzuleiten. Die Eingabe in den LOG-Block 22 ist aufgrund der Aktivität des Absolutwertblocks 60 immer positiv, somit wird kein Phasen- oder Vorzeichenterm vom LOG-Block 22 verwendet. Wiederum wird, da die Verstärkung des Verstärkers 20 auf l/e_max eingestellt ist, die Ausgabe des Verstärkers 20 bei Eingaben, die kleiner als e_max sind, nie größer als Eins sein, und der aus dem LOG-Block 22 ausgegebene Logarithmusterm wird immer 0 oder kleiner sein.
In 5A kann eine alternative Ausführung des LOG-Blocks 22 auf der Basis der mit Bezug auf 2A gelieferten Beschreibung verwendet werden, da bei der Ausführung des LOG-Blocks 22 von 5A weniger Genauigkeit erforderlich ist. Es versteht sich jedoch von selbst, dass diese alternative Ausführung als nicht geeignet für eine Verwendung als LOG-Block 22 in der Ausführung von 2A betrachtet wird, da durch die Ungenauigkeiten ein inakzeptabel hoher Geräuschpegel erzeugt wird. In dieser alternativen Ausführungsform des LOG-Blocks 22 werden der Exponent und der Nachkommateil der Mantisse der Gleitkommadarstellung der Eingabe in den LOG-Block 22 addiert, um die Ausgabe des LOG-Blocks 22 zu bilden. So ist zum Beispiel die Gleitkommadarstellung der Zahl 12 im Format gemäß der Norm IEEE 754-1985 1,5 × 23. Gemäß der alternativen Ausführung des LOG-Blocks 22 wird der Wert von log212 als 3,5 behandelt, da die Summe des Exponenten von 2³ und des Nachkommateils von 1,5 wie folgt berechnet wird: 3 + 0,5 = 3,5. Der wahre Wert von log₂12 ist 3,58496. Der Fehler von etwa 2% wird als akzeptabel betrachtet.
Das logarithmische Ausgangssignal des LOG-Blocks 22 wird in einen Verstärker 62 eingespeist, dessen Verstärkung gleich (K – 1) ist. Abgesehen davon, dass sich seine Verstärkung von jener des Verstärkers 32 von 2A unterscheidet, können die Verstärker 32 und 62 gleich konfiguriert sein. Die Ausgabe des Verstärkers 62 wird in den Eingang des EXP-Blocks 34 eingegeben, der das Signal verarbeitet, um die Exponentialfunktion (Antilogarithmus) zu liefern.
Die Ausgabe des EXP-Blocks 34 wird in der Multipliziereinheit 64 mit einer verzögerten Version der Eingabe in den Verstärker 20 kombiniert, wobei ein Verzögerungselement 66 dazu dient, den entsprechenden Betrag der Verzögerung zu liefern. Es gibt zahlreiche bekannte Arten, die Multipliziereinheit 64 auszuführen. In einer digitalen Ausführung ist dies einfach eine Multiplikation zweier digitaler Werte. In einer analogen Ausführung ist eine analoge Multipliziereinheit erforderlich, wie sie z. B. in A. S. Sedra und K. C. Smith, Microelectronic Circuits, Holt, Rinehart and Winston Publishing Co., 3. Auflage 1991 vorgestellt wird (siehe insbesondere Seite 900).
Wie in der in 2A dargestellten Ausführungsform wird die Eingabe in den Verstärker 20 der Ausführungsform von 5A verzögert, bevor sie in den Eingang der Multipliziereinheit 64 eingegeben wird. Der Verzögerungsblock 66 weist eine Verzögerung auf, die gleich der Gruppenverzögerung des Tiefpassfilters 30 ist.
5B ist ein Blockdiagramm eines Schaltkreises, der eine Variante des in 5A dargestellten Schaltkreises ist. Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass der Verstärker 20 eliminiert werden kann und seine Verstärkung, l/e_max, auf gleichwertige Weise ausgeführt werden kann, indem der Wert log[e_max] im Summierkreis 38 von der Ausgabe des LOG-Blocks 22 subtrahiert wird, wie dies in 5B dargestellt ist, ohne von den hier beschriebenen Konzepten abzuweichen.
5C zeigt eine bevorzugte Ausführungsform eines multiplikativen AGC-Schaltkreises 16 mit Geräuschunterdrückung gemäß der vorliegenden Erfindung. Der multiplikative AGC-Schaltkreis 16 ist gleich dem in 5A und 5B dargestellten multiplikativen AGC-Schaltkreis 16-n, mit der Ausnahme, dass die Geräuschunterdrückungskomponenten gemäß der vorliegenden Erfindung integriert wurden. Daher werden hier nur die in 5C dargestellten zusätzlichen Schaltkreiselemente beschrieben.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Ausgabe des Absolutwertschaltkreises 60 zum Tiefpassfilter 72 geleitet. Der log[e(t)] am Ausgang des LOG-Blocks 22 wird mit dem Hochpassfilter 70 und dem Tiefpassfilter 30 verbunden. Die Bildung des Tiefpassfilters 30 kann mit Hilfe eines einfachen Tiefpassfilterelements erster Ordnung mit einer Grenzfrequenz von 1/6 Hz erfolgen, dessen Ausführungsformen dem durchschnittlichen Fachmann gut bekannt sind. Das Hochpassfilter 70 kann ausgeführt werden, indem vorausgesetzt wird, dass die Übertragungsfunktion des Hochpassfilters erster Ordnung die Tiefpassfilterfunktion, subtrahiert von 1, ist. Ein auf diese Weise ausgeführtes Hochpassfilter 70 ist in 6 dargestellt und dem durchschnittlichen Fachmann gut bekannt. Die Übertragungsfunktionen des Hochpassfilters 70 und des Tiefpassfilters 30 sind in 7A bzw. 7B dargestellt. Es versteht sich von selbst, dass gemäß der vorliegenden Erfindung in Abhängigkeit von der gewählten Bauweise andere als die hier genannten Ordnungen und Grenzfrequenzen für die Filter gewählt werden können.
Alternativ können das Hochpassfilter 70 und das Tiefpassfilter 30 von 5C durch einen Geräuschschätzer ersetzt werden, wie er in 8 dargestellt ist. Dem durchschnittlichen Fachmann sind verschiedene Ausführungen von Geräuschschätzern gut bekannt. Eine geeignete Ausführung eines Geräuschschätzers wird in dem oben genannten Artikel „Hearing Instruments in Noise and the Syllabic Speech-to-Noise Ratio Hearing Instruments" von Harry Teder, Bd. 42, Nr. 2, 1991 vorgeschlagen. In dieser Ausführungsform werden Umschaltartefakte erzeugt, wenn der Geräuschschätzer zwischen einer Geräuschschätzung bei Vorhandensein von Sprache und einer Schätzung bei Abwesenheit von Sprache hin- und herschaltet.
Nun wird wieder auf 5C Bezug genommen, wobei die Ausgabe des Hochpassfilters 70 log[e_d(t)] ist, was den dynamischen Anteil der Hüllkurve des akustischen Signals repräsentiert. Die Ausgabe des Tiefpassfilters 30 ist log[e_n(t)], was den annähernd stationären Anteil der Hüllkurve des Signals repräsentiert. Im Summierglied 38 wird der Wert log[e_max] von der Ausgabe des Tiefpassfilters 30 subtrahiert, so wie auch in 5B der Wert log[e_max] im Summierglied 38 subtrahiert wurde. Der dynamische Anteil des Logarithmus des Signals, das die Ausgabe des HPF2-Blocks 70 ist, wird durch die Verstärkung (G – 1) verstärkt. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird sodann im Summierglied 74 auch der Wert log[atten] zu den Ausgaben der Verstärkerblöcke 61 und 62 addiert.
Die Ausgabe des Summierglieds 74 wird in den Exponentialblock 34 eingegeben. Die Ausgabe des Exponentialblocks 34 wird durch die Multipliziereinheit 64 mit dem Wert des durch den Verzögerungsblock 66 eingegangenen Signals multipliziert. Die Auswahl von K kann, wie dies oben beschrieben wurde, zusammen mit der Auswahl des Dämpfungswerts atten in zwei oder mehr der multiplikativen AGC-Schaltkreise 16 durchgeführt werden, um über mehrere Kanäle hinweg eine ähnliche Dämpfung des Hintergrundgeräuschs zu erzielen. Der Dämpfungswert atten kann auf die oben beschriebene Weise durch einen Lautstärkeregelungskreis geregelt werden.
5D zeigt eine alternative Ausführungsform der Geräuschunterdrückung gemäß der vorliegenden Erfindung. In 5D wird die Ausgabe des LOG-Blocks 22 in zwei Pfade aufgeteilt. Eine Ausgabe des LOG-Blocks 22 wird in das Summierglied 75 eingegeben, wobei eine mit „a" bezeichnete Größe addiert wird. Der Wert „a" ist der Logarithmus (zur gleichen Basis wie der Logarithmus in Block 22) des Schwellenwerts des Schalls für das jeweilige AGC-Band 16-n. Wie dies oben beschrieben wurde, wird ein Geräuschschätzungsblock 45 verwendet, um eine Schätzung des stationären Anteils des Logarithmus der Hüllkurve, log[e_n(t)], zu liefern. Eine Schätzung des dynamischen Anteils des Logarithmus der Hüllkurve, log[e_d(t)], wird am Ausgang des Summierglieds 76 erzeugt, indem die Ausgabe des Summierglieds 75 zur Ausgabe des Geräuschschätzungsblocks 45 addiert wird. Diese Ausgabe des Summierglieds 76 wird sodann mit einer Verstärkung G' multipliziert, die wie folgt ausgedrückt wird:
wobei
und X = Kmax·Y
Die Auswahl einer adaptiven Verstärkung G' erfolgt auf der Basis von drei Spezifikationen: (1) die maximale Verstärkung Kmax, die der Verstärkung entspricht, um einen gewünschten maximalen Sprachpegel zu einem angenehmen Hörpegel zu machen; (2) das Ausmaß der gewünschten Dämpfung atten; und (3) der Wert k = log[e_d(t)], für den der Verstärkungsfaktor Eins gewünscht wird.
Noch immer auf 5D Bezug nehmend ist zu sehen, dass die Ausgabe des Geräuschschätzungsblocks 45 im Summierglied 79 auch mit log[atten] kombiniert wird. Die Ausgaben dieses Summierglieds 79 und des Verstärkers G' werden im Summierglied 77 summiert, und die nachfolgende Ausgabe wird im Block 32 mit K multipliziert. Die Ausgabe des LOG-Blocks 22 wird sodann von der Ausgabe der Multipliziereinheit K subtrahiert (die Auswahl von K wurde oben beschrieben) und anschließend im Summierglied 74 mit dem Logarithmus des Schwellenwerts für den Benutzer, „b", summiert.
5E zeigt eine andere Ausführungsform der Geräuschreduktion gemäß der vorliegenden Erfindung.
Obwohl die in 2A–2C und 5A–5C dargestellten multiplikativen AGC-Schaltkreise 16-n unterschiedlich ausgeführt sind, wurde festgestellt, dass die aus der log-Tiefpassausführung von 2A–2C stammende Ausgabe und die aus der Tiefpass-log-Ausführung von 5A–5C stammende Ausgabe im Wesentlichen gleichwertig sind, wobei nicht gesagt werden kann, dass die eine wünschenswerter als die andere ist. Tatsächlich wird angenommen, dass die Ausgaben ausreichend ähnlich sind, um die Ausgabe der einen Ausführung als eine gute Repräsentation für beide betrachten zu können. Die Hörergebnisse von Tests, die mit Sprachdaten durchgeführt wurden, um festzustellen, ob die gleichwertigen Ausführungen log-Tiefpass bzw. Tiefpass-log für multiplikative AGC-Konfigurationen für das menschliche Gehör geeignet sind, zeigen, dass die Verständlichkeit und Wiedergabetreue bei beiden Konfigurationen fast nicht zu unterscheiden waren.
Obwohl die Verständlichkeit und Wiedergabetreue bei beiden Konfigurationen gleichwertig waren, zeigte eine Analyse der Ausgabepegel während der Kalibrierung des Systems für spezifische sinusförmige Töne, dass die Tiefpass-log-Ausführung die Kalibrierung beibehielt, während die log-Tiefpass-Ausführung leicht von der Kalibrierung abwich. Obwohl beide Konfigurationen offenbar gleichwertige Hörergebnisse erzielten, ist vom Standpunkt der Kalibrierung her gesehen die Tiefpass-log-Ausführung von 5A–5C günstiger.
Das adaptive Kompressionsverfahren mit multiplikativer Multiband-AGC gemäß der vorliegenden Erfindung weist keine explizite Rückkopplung oder Vorwärtskopplung auf. Durch das Hinzufügen eines modifizierten weichen Begrenzers zum multiplikativen AGC-Schaltkreis 16-n werden ein stabiles Einschwingverhalten und ein niedriger Geräuschboden gewährleistet. Eine solche Ausführungsform eines multiplikativen AGC-Schaltkreises zur Verwendung in der vorliegenden Erfindung ist in 9A dargestellt.
Die Ausführungsform von 9A ist gleich wie die in 5A dargestellte Ausführungsform, mit der Ausnahme, dass der Verstärker 20, anstatt den Absolutwertschaltkreis 60 zu speisen, auf das Tiefpassfilter 30 folgt. Darüber hinaus ist ein modifizierter weicher Begrenzer 86 zwischen den EXP-Block 34 und die Multipliziereinheit 64 eingefügt. In einer analogen Ausführung kann der weiche Begrenzer 86 zum Beispiel konfiguriert sein wie in A. S. Sedra und K. C. Smith, Microelectronic Circuits, Holt, Rinehart and Winston Publishing Co., 2. Auflage 1987 (siehe insbesondere S. 230–239), wobei die Neigung in den Sättigungsbereichen asymptotisch zu Null ist. Die Ausgabe des Blocks 86 ist die Verstärkung des Systems. Das Einfügen des weichen Begrenzerblocks 86 in den Schaltkreis von 9A begrenzt die Verstärkung auf den Höchstwert, der so eingestellt ist, dass er die Verstärkung ist, die notwendig ist, um den Hörverlust an der Schwelle zu kompensieren.
In einer digitalen Ausführung kann der weiche Begrenzer 86 als eine Subroutine ausgeführt werden, die eine Ausgabe zur Multipliziereinheit 64 liefert, die für alle Eingabewerte unter dem Wert der Verstärkung, die von der Multipliziereinheit 64 zu erzielen ist, um den Hörverlust an der Schwelle zu kompensieren, gleich der Eingabe in den weichen Begrenzer 86 ist, und die eine Ausgabe zur Multipliziereinheit 64 liefert, die für alle Eingaben über diesem Wert gleich dem Wert der Verstärkung ist, die notwendig ist, um den Hörverlust an der Schwelle zu kompensieren. Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass die Multipliziereinheit 64 als Verstärker mit variabler Verstärkung funktioniert, dessen Verstärkung durch die Ausgabe des weichen Begrenzers 86 begrenzt wird. Darüber hinaus ist es praktisch, aber nicht notwendig, den weichen Begrenzer so zu modifizieren, dass er die Verstärkung für leise Töne unter der Schwelle so begrenzt, dass sie gleich der oder kleiner als die Verstärkung ist, die für eine Hörkompensation an der Schwelle erforderlich ist. Wenn der weiche Begrenzer 86 so modifiziert wird, muss darauf geachtet werden, sicherzustellen, dass die Verstärkung unter der Hörschwelle bei einer kleinen Veränderung des Eingabepegels nicht diskontinuierlich ist.
Die Verwendung des modifizierten weichen Begrenzers 86 weist einen weiteren günstigen Effekt auf, indem er das vorübergehende Überschießen beim Ansprechen des Systems auf einen akustischen Reiz eliminiert, der rasch von Ruhe zu einer unangenehm hohen Lautstärke übergeht. Der Stabilisierungseffekt des weichen Begrenzers 86 kann auch erreicht werden, indem eine geeignete Verzögerung in das System eingeführt wird, dies kann jedoch schädliche Nebenwirkungen haben. Eine übermäßig verzögerte Sprachübertragung der eigenen Stimme zum Ohr verursacht eine Rückkopplungsverzögerung, die zu Stottern führen kann. Die Verwendung des modifizierten weichen Begrenzers 86 eliminiert die von anderen Techniken angewendete akustische Verzögerung und bietet gleichzeitig Stabilität und ein verbessertes Signal-Rausch-Verhältnis.
9B ist ein Blockdiagramm einer Variante des in 9A dargestellten Schaltkreises. Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass der Verstärker 20 eliminiert werden kann und seine Verstärkungsfunktion auf gleichwertige Weise ausgeführt werden kann, indem der Wert log[e_max] im Summierkreis 38 von der Ausgabe des LOG-Blocks 22 subtrahiert wird, wie dies in 9B dargestellt ist, ohne von den hier beschriebenen Konzepten abzuweichen.
In 10 wird nun eine bevorzugte Ausführungsform des multiplikativen AGC-Schaltkreises 16 dargestellt, der eine Verstärkungskurve mit drei Neigungen gemäß der vorliegenden Erfindung bildet. In 10 wird der Ausgang des LOG-Blocks 22 mit ersten und zweiten Vergleicherkreisen 90-1 und 90-2 verbunden. Die Vergleicherkreise vergleichen die Ausgabe des LOG-Blocks 22 mit vorbestimmten Eingabepegeln, um zu bestimmen, welche von den drei Verstärkungsbereichen von 11 angewendet wird. Die Ausgänge der ersten und zweiten Vergleicherkreise werden mit den ersten und zweiten Select-Eingängen des Verstärkungsmultiplexers 92 und des Normalisierungs-Multiplexers 94 verbunden. Die erste, zweite und dritte Eingabe K₀', K₁' und K₂' in den Verstärkungsmultiplexer 92 liefern im Verstärker 42 den Wert (K – 1).
Die erste, zweite und dritte Eingabe A₀', A₁' und A₂' in den Normalisierungs-Multiplexer 94 liefern die Normalisierung, die vom Verstärker 20 in 2A, 5A und 9A angewendet wird, indem der Wert (K – I)log[e_max] durch den Summierknoten 96 zur Ausgabe des Verstärkers 42 addiert wird. Da die Normalisierung nach dem Arbeitsgang des Verstärkers 42 erfolgt, sollte beachtet werden, dass der Wert K in jeder der drei Eingaben in den Normalisierungs-Multiplexer 94 enthalten ist. Darüber hinaus entspricht der Wert K, der in jeder der drei Eingaben enthalten ist, dem Wert K, der vom Verstärker 42 als Reaktion auf die Ausgabe vom Verstärkungsmultiplexer 92 angewendet wird.
Gemäß dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung teilen die Vergleicherkreise 90-1 und 90-2 die Amplitude der Ausgabe aus dem LOG-Block 22 in Expansions-, Kompressions- und Sättigungsbereiche. 11 ist eine beispielhafte grafische Darstellung der Verstärkung, die auf die Eingabe in den drei Bereichen angewendet wird. Die Obergrenze des Expansionsbereichs wird durch den Schwellenhörverlust während der Anpassung der Hörhilfe an den Benutzer festgelegt. Wenn die Amplitude der Ausgabe aus dem LOG-Block 22 unter dem Schwellenhörverlust liegt, werden die Eingänge K₀' und A₀' ausgewählt, und die Verstärkung des Verstärkers 42 wird vorzugsweise eine expandierende Verstärkung der Eingabe liefern. Bei niedrigpegeliger Eingabesignalenergie, die unerwünschte Geräusche darstellt, ist die Expansion nützlich, indem sie die Verstärkung dieser niedrigpegeligen Signale reduziert.
Die Untergrenze des Kompressionsbereichs wird durch den Schwellenhörverlust bestimmt, und die Obergrenze wird durch die Kompression, die auf das Signal im Kompressionsbereich angewendet wird, und die in der Sättigungsregion erzeugte Kompression bestimmt. Wenn die Amplitude der Ausgabe aus dem LOG-Block 22 über dem Schwellenhörverlust und unter der Obergrenze des Kompressionsbereichs liegt, werden die Eingaben K₁' und A₂' ausgewählt, und die Verstärkung des Verstärkers 42 führt vorzugsweise eine komprimierende Verstärkung der Eingabe durch. Die in jedem Kanal erzeugte Kompression wird während der Anpassung des Hörgeräts festgelegt.
Wenn die Amplitude der Ausgabe aus dem LOG-Block 22 über der Obergrenze des Kompressionsbereichs ist, werden die Eingaben K₂' und A₂' ausgewählt, und die Verstärkung des Verstärkers 42 führt vorzugsweise eine komprimierende Verstärkung der Eingabe durch. Die Kompression im Sättigungsbereich ist typischerweise größer als die Kompression im Kompressionsbereich. Im Sättigungsbereich wird die Ausgabe auf einen Pegel unter der maximalen Ausgabefähigkeit des Ausgabewandlers beschränkt. Dies wird gegenüber anderen Formen der Ausgabebegrenzung, wie z. B. der Spitzenbeschneidung, bevorzugt.
Ein alternatives Verfahren zum Erreichen von Stabilität besteht darin, ein niedrigpegeliges Geräusch (d. h. ein Geräusch mit einer Lautstärke unter der Hörschwelle) zu den Eingaben in die Audio-Bandpassfilter 14-1 bis 14-n hinzuzufügen. Dieses Geräusch sollte gewichtet werden, damit seine Spektralform der Hörschwellenkurve einer normal hörenden Person als Funktion der Frequenz folgt. Dies wird schematisch durch den Geräuscherzeuger 100 in 1 dargestellt. Wie dies dargestellt ist, speist der Geräuscherzeuger 100 ein niedrigpegeliges Geräusch in jedes der Audio-Bandpassfilter 14-1 bis 14-n ein. Im Fachgebiet sind zahlreiche Schaltkreise und Verfahren zur Geräuscherzeugung gut bekannt.
In den Ausführungsformen von 5A–5D, 9A und 9B und 10 funktioniert der Subkreis mit dem Absolutwertschaltkreis 60, gefolgt vom Tiefpassfilter 30, als Hüllkurvendetektor. Der Absolutwertschaltkreis 60 kann als Halbwellengleichrichter, als Ganzwellengleichrichter oder als ein Schaltkreis funktionieren, dessen Ausgabe der quadratische Mittelwert der Eingabe mit einer entsprechenden Skalierungsanpassung ist. Da die Ausgabe dieses Hüllkurvendetektor-Subkreises eine relativ geringe Bandbreite aufweist, müssen in digitalen Ausführungen dieses Schaltkreises die Aktualisierungen der Hüllkurve für die Bandbreite der Hüllkurve nur mit der Nyquist-Rate erfolgen, was eine Rate von unter 500 Hz ist. Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass dies digitale Niedrigenergie-Ausführungsformen ermöglicht.
Die adaptive Kompression über den vollen Bereich mit multiplikativer AGC zum Hörausgleich unterscheidet sich von früheren FFT-Techniken in einigen entscheidenden Aspekten. Das adaptive Kompressionsverfahren mit multiplikativer Multiband-AGC gemäß der vorliegenden Erfindung wendet keine Frequenzbereichsverarbeitung an, sondern verwendet statt dessen Zeitbereichsfilter mit ähnlichem oder gleichwertigem Q auf der Basis der erforderlichen kritischen Bandbreite. Darüber hinaus kann das System gemäß der vorliegenden Erfindung, das eine adaptive Kompression mit multiplikativer AGC verwendet, im Gegensatz zum FFT-Verfahren mit einer minimalen Verzögerung und ohne explizite Vorwärtskopplung oder Rückkopplung ausgeführt werden.
Bei der FFT-Ausführung des Stands der Technik wurde der mit Hilfe dieser früheren Technik zu messende Parameter im Phonbereich identifiziert. Das gegenwärtig bevorzugte System der vorliegenden Erfindung, das eine adaptive Kompression mit multiplikativer Multiband-AGC umfasst, beinhaltet inhärent eine Erfassung und erfordert in den in 2A– 2C, 5A–5E sowie 9A und 9B dargestellten Ausführungsformen nur die Messung des Schwellenhörverlusts und der oberen Behaglichkeitsschwelle als Funktion der Frequenz.
Schließlich verwendet das adaptive Kompressionsverfahren mit multiplikativer Multiband-AGC gemäß der vorliegenden Erfindung einen modifizierten weichen Begrenzer 86 oder alternativ einen Generator 100 für leise Geräusche, wodurch das durch frühere Verarbeitungsverfahren eingeführte zusätzliche Geräuschartefakt eliminiert wird und die Tonwiedergabetreue beibehalten wird. Noch wichtiger ist jedoch, dass das FFT-Verfahren des Stands der Technik während des Übergangs von Stille zu lauten Tönen instabil wird, wenn keine geeignete Zeitverzögerung angewendet wird. Die gegenwärtig bevorzugte multiplikative AGC-Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung ist mit einem Minimum an Verzögerung stabil.
Das adaptive Kompressionsverfahren mit multiplikativer Multiband-AGC gemäß der vorliegenden Erfindung hat mehrere Vorteile. Bei den mit Bezug auf 2A–2C, 5A–5E sowie 9A und 9B beschriebenen Ausführungsformen müssen nur die Schwelle und die obere Behaglichkeitsgrenze für die auszustattende Person gemessen werden. Es wird die gleiche Tiefpassfilter-Konzeption verwendet, um die Hüllkurve e(t) des Schallreizes s(t) bzw. gleichwertig den log[e(t)] für jedes der verarbeiteten Frequenzbänder zu extrahieren. Darüber hinaus sind durch die Verwendung des gleichen Filteraufbaus und durch einfache Veränderung der Grenzfrequenzen der Tiefpassfilter, wie dies oben erwähnt wurde, andere Anwendungen möglich, darunter solche, bei denen ein rascher Übergang von Stille zu lauten Tönen vorweggenommen wird.
Das adaptive Kompressionsverfahren mit multiplikativer Multiband-AGC gemäß der vorliegenden Erfindung weist eine minimale Zeitverzögerung auf. Dies eliminiert die Verwirrung beim Hören, die entsteht, wenn eine Person spricht und ihre Stimme als direkte Reaktion der Nervenbahnen in das Gehirn hört und gleichzeitig ein verarbeitetes, verzögertes Echo durch das Hörhilfesystem empfangt.
Eine Normalisierung mit dem Faktor e_max macht es für die Hörhilfe mathematisch unmöglich, eine Verstärkung zu liefern, die den Ausgangspegel über einen vorbestimmten oberen Behaglichkeitspegel anhebt, wodurch das Ohr vor einer Schädigung durch übermäßige Schallstärke geschützt wird. Bei Schalleingangspegeln über e_max dampft die Vorrichtung den Schall, anstatt ihn zu verstärken. Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass ein weiterer Schutz des Ohres dadurch erzielt werden kann, dass die Ausgabe auf einen maximalen Sicherheitspegel beschränkt wird, ohne dadurch von den hier beschriebenen Konzepten abzuweichen.
Für jedes Frequenzband wird eine separate exponentielle Konstante K verwendet, was für alle Eingabelautstärken exakt die richtige Verstärkung liefert, womit es zu keinem Umschalten zwischen linearen Bereichen und Kompressionsbereichen kommt. Auf diese Weise werden Umschaltartefakte vermieden.
Das adaptive Kompressionsverfahren mit multiplikativer Multiband-AGC gemäß der vorliegenden Erfindung weist keine explizite Rückkopplung oder Vorwärtskopplung auf. Durch das Hinzufügen eines modifizierten weichen Begrenzers werden ein stabiles Einschwingverhalten und ein niedriger Geräuschboden gewährleistet. Ein bedeutsamer zusätzlicher Vorteil gegenüber dem Stand der Technik, den die vorliegende Erfindung aufgrund der minimalen Verzögerung und des Fehlens einer expliziten Vorwärtskopplung oder Rückkopplung bei der multiplikativen AGC aufweist, ist die Verbesserung der störenden Audio-Rückkopplung oder Regeneration, die typisch für Hörhilfen sind, bei denen sich sowohl das Hörhilfemikrofon als auch der Lautsprecher in unmittelbarer Nähe des Ohres befinden.
Die multiplikative AGC kann aufgrund ihrer Einfachheit entweder mit digitalen oder analogen Schaltkreisen ausgeführt werden. Es ist eine Niedrigenergie-Ausführung möglich. Wie dies oben erwähnt wurde, müssen die Aktualisierungen der Hüllkurve (d. h. die durch den Verstärker 20, den LOG-Block 22 und den Verstärker 42 angezeigten Vorgänge) für die Bandbreite der Hüllkurve nur mit der Nyquist-Rate erfolgen, was eine Rate von unter 500 Hz ist, wodurch der Energiebedarf erheblich gesenkt wird.
Das adaptive Kompressionssystem mit multiplikativer Multiband-AGC gemäß der vorliegenden Erfindung ist auch für andere Probleme im Audiobereich anwendbar. So können zum Beispiel Tonausgleicher, wie sie typischerweise in Stereosystemen und Audioanlagen für Kraftfahrzeuge verwendet werden, Vorteil aus dem multiplikativen Multiband-AGC-Verfahren ziehen, da die einzige notwendige Einstellung durch den Benutzer die gewünschte Schwellenverstärkung in jedem Frequenzband ist. Dies entspricht dem Einstellungsverfahren bei herkömmlichen grafischen Equalizer, doch die AGC liefert eine gewünschte Frequenzverstärkung, ohne eine abnorme Zunahme der Lautstärke zu verursachen, wie dies bei herkömmlichen Systemen geschieht.
Gemäß einem anderen Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung verwendet ein im Ohr getragenes Hörausgleichsystem zwei Wandler, die ein elektrisches Signal in akustische Energie umwandeln. Zwei neue Entwicklungen haben eine Hörhilfe mit Dual-Empfänger möglich gemacht. Die erste ist die Entwicklung von miniaturisierten Wandlern mit Drehspule, und die zweite ist die Technologie der Kompression kritischer Bänder, die hier offenbart wird und die auch in der am 8. Juli 1994 eingereichten Hauptanmeldung mit der Eingangsnummer 08/272,927, nun US-Patent Nr. 5,500,902 , offenbart und beansprucht wird.
Nun wird auf 12 Bezug genommen, in der ein Blockdiagramm eines im Ohr getragenen Hörausgleichsystems 110 dargestellt wird, das zwei Wandler verwendet, die ein elektrisches Signal in akustische Energie umwandeln. Ein erster solcher Wandler 112, wie z. B. ein herkömmlicher Hörhilfeempfänger mit Eisenanker, wird für niedrige Frequenzen (z. B. unter 1 kHz) verwendet, und ein zweiter solcher Wandler 114 wird für hohe Frequenzen (z. B. über 1 kHz) verwendet.
Die Nachfrage nach Kopfhörern mit hoher Wiedergabetreue für tragbare elektronische Geräte hat die Entwicklung von Wandlern mit Drehspule mit einem Durchmesser von unter 1/2 Zoll, die eine flache Reaktion über den gesamten Audiobereich (20–20.000 Hz) liefern, vorangetrieben. Um in den Ohrkanal zu passen, muss ein Wandler einen Durchmesser von unter 1/4 Zoll aufweisen, wodurch im Handel erhältliche Wandler nicht anwendbar sind. Eine maßstabgetreue Größenänderung des im Handel erhältlichen Kopfhörers mit Drehspule auf einen Durchmesser von 3/16 ergibt einen Wandler, der eine ausgezeichnete Effizienz von 1 kHz bis weit über die obere Frequenzgrenze des menschlichen Gehörs aufweist. Das System der vorliegenden Erfindung verwendet einen derartigen größenangepassten Wandler mit Drehspule 114 als Hochtonlautsprecher und einen herkömmlichen Hörhilfewandler 112 mit Eisenanker von Knowles (oder dergleichen) als Tieftonlautsprecher. Beide Vorrichtungen können zusammen leicht in den Ohrkanal eingefügt werden.
Das in 12 dargestellte Hörausgleichsystem ist vom Konzept her identisch mit der Hauptanmeldung, außer dass die Verarbeitungskanäle, die jeweils ein Bandpassfilter und eine Verstärkungsregelung in Form einer multiplikativen AGC umfassen, in zwei Gruppen unterteilt sind. Die erste Gruppe mit den Bandpassfiltern 14-10, 14-11 und 14-12 sowie den multiplikativen AGC-Schaltkreisen 16-10, 16-11 und 16-12 verarbeitet Signale mit Frequenzen unter der Resonanz des Wandlers mit Eisenanker 112. Die zweite Gruppe mit den Bandpassfiltern 14-20, 14-21 und 14-22 sowie den multiplikativen AGC-Schaltkreisen 16-20, 16-21 und 16-22 verarbeitet Signale über der Resonanz des Wandlers mit Eisenanker 114. Die Ausgaben der ersten Gruppe von Verarbeitungskanälen werden im Summierelement 17-1 summiert und in den Leistungsverstärker 118-1 eingespeist, wodurch der Wandler mit Eisenanker 112 angetrieben wird. Die Ausgaben der zweiten Gruppe von Verarbeitungskanälen werden im Summierelement 17-2 summiert und in den Leistungsverstärker 118-2 eingespeist, wodurch der Hochfrequenzwandler mit Drehspule 114 angetrieben wird. Die Eingaben in beide Verarbeitungskanäle werden durch ein Elektret-Mikrofon 120 und einen Vorverstärker 122 geliefert.
Bei der Verwendung der in 12 dargestellten Anordnung, bei der die Frequenztrennung in hohe und tiefe Komponenten mit Hilfe der Bandpassfilter erzielt wird, wird keine Frequenzweiche benötigt, wodurch das gesamte System vereinfacht wird. Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass die Verarbeitungs- und Verstärkungselemente der ersten Gruppe auf das Frequenzband spezialisiert sein können, in dem sie arbeiten, so wie das auch jene der zweiten Gruppe sein können. Diese Spezialisierung kann in der Praxis in erheblichem Ausmaß Verlustleistungen ersparen. Beispiele für eine solche Spezialisierung umfassen die Verwendung von Leistungsverstärkern, deren Aufbau für den jeweiligen Wandler optimiert ist, wobei für die Bandbreite jeder Gruppe geeignete Abtastraten verwendet werden, sowie andere gut bekannte Aufbauoptimierungen.
Von den Autoren wurde auch mit Erfolg eine Alternative zu einem Miniatur-Wandler mit Drehspule für den Hochfrequenzwandler 114 aufgezeigt. Moderne Elektrets weisen eine ausreichend hohe statische Polarisierung auf, so dass ihre elektromechanische Umwandlungseffizienz hoch genug ist, um als Hochfrequenz-Ausgangswandler verwendet werden zu können. Solche Wandler werden seit langem für Ultraschallanwendungen verwendet, für Hörausgleichanwendungen sind sie jedoch noch nicht genutzt worden. Der durchschnittliche Fachmann wird erkennen, dass bei der Verwendung dieser Elektret-Vorrichtungen als Hochfrequenzwandler 114 die oben beschriebenen Spezialisierungen im Aufbau beachtet werden sollten, wobei besonderes Augenmerk auf den Leistungsverstärker zu legen ist, der darauf spezialisiert sein muss, eine erheblich höhere Spannung zu liefern als jene, die von einem Wandler mit Drehspule benötigt wird.
Es wurden Ausführungsformen und Anwendungen dieser Erfindung dargestellt und beschrieben, für den Fachmann ist es jedoch offensichtlich, dass viel mehr Abänderungen als die oben erwähnten möglich sind, ohne von den hier beschriebenen erfinderischen Konzepten abzuweichen. Die Erfindung kann daher außer durch die beiliegenden Ansprüche nicht eingeschränkt werden.

Claims

Vorrichtung zur selektiven Verarbeitung eines eingehenden elektrischen Signals, das repräsentativ für einen akustischen Reiz ist, um dadurch ein ausgehendes elektrisches Signal zu erzeugen, wobei die Vorrichtung umfasst: eine Vielzahl von Audio-Bandpassfiltern (14-n), die dazu dienen, das eingehende elektrische Signal in jeweilige Frequenzbänder zu trennen, und zwar mit einer Auflösung, die mindestens der kritischen Bandbreite entspricht, wobei jedes Audio-Bandpassfilter ein ausgewähltes Band des elektrischen Signals als Bandpass-Signal ausgibt; eine Vielzahl von Schaltkreisen zur multiplikativen automatischen Verstärkungsregelung (16-n), wobei jeder Schaltkreis zur multiplikativen automatischen Verstärkungsregelung (16-n) mit einem der Audio-Bandpassfilter (14-n) verbunden ist, um das Bandpass-Signal vom zugeordneten Audio-Bandpassfilter (14-n) zu verarbeiten, um eine AGC-Verstärkung anzuwenden und eine AGC-Ausgabe zu erzeugen, wobei mindestens ein Schaltkreis zur multiplikativen automatischen Verstärkungsregelung (16-n) ein erstes Tiefpassfilter (30), ein logarithmisches Element (22) und ein Exponentialelement (34) umfasst, und ein erstes Summierglied (17-1) zur Kombination der AGC-Ausgaben, um das ausgehende elektrische Signal zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass der mindestens eine Schaltkreis zur multiplikativen automatischen Verstärkungsregelung (16-n) ein zweites Summierglied (38) umfasst, das einen ersten Eingang aufweist, der mit einem Ausgang des ersten Tiefpassfilters (30) verbunden ist, und das einen zweiten Eingang aufweist, der gleich –log[e_max] ist, wobei e_max der zulässige Höchstwert der Audioumhüllungskurve ist, auf die die AGC-Verstärkung angewendet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das logarithmische Element (22) Folgendes aufweist: einen Eingang, der mit dem Ausgang des zugeordneten Audio-Bandpassfilters (14-n) verbunden ist, einen ersten Ausgang, der ein Signal überträgt, das das Vorzeichen eines Signals am Eingang anzeigt, und einen zweiten Ausgang, der ein Signal überträgt, das proportional zum Logarithmus des Absolutwerts des Signals am Eingang ist, und dass die Vorrichtung darüber hinaus ein Filterelement (26) umfasst, das einen Eingang aufweist, der mit dem zweiten Ausgang des logarithmischen Elements (22) verbunden ist, und das umfasst: das erste Tiefpassfilter (30), wobei das erste Tiefpassfilter (30) einen Eingang aufweist, der mit dem zweiten Ausgang des logarithmischen Elements (22) verbunden ist; ein Hochpassfilter (28), das einen Eingang aufweist, der mit dem zweiten Ausgang des logarithmischen Elements (22) verbunden ist; das zweite Summierglied (38); einen ersten Verstärker (32) mit einer Verstärkung K und einem Eingang, der mit einem Ausgang des zweiten Summierglieds (38) verbunden ist; und ein drittes Summierglied (48) mit einem ersten Eingang, der mit einem Ausgang des Hochpassfilters (28) verbunden ist, einem zweiten Eingang, der mit einem Ausgang des ersten Verstärkers (32) verbunden ist, und einem dritten Eingang, der gleich log[atten] ist, wobei das dritte Summierglied (48) eine Ausgabe liefert, die gleich der Summe ihrer drei Eingänge ist, und wobei atten ein linearer Dämpfungsfaktur ist, und dass der Schaltkreis zur multiplikativen automatischen Verstärkungsregelung (16-n) darüber hinaus ein Verzögerungselement (24) umfasst; wobei das Verzögerungselement (24) einen Eingang aufweist, der mit dem ersten Ausgang des logarithmischen Elements (22) verbunden ist, und das Exponentialelement (34) Folgendes aufweist: einen ersten Eingang, der mit einem Ausgang des Verzögerungselements (24) verbunden ist, und einen zweiten Eingang, der mit einem Ausgang des dritten Summierglieds (48) verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Filterelement (26) darüber hinaus Folgendes umfasst: ein Bandpassfilter (41), das einen Eingang aufweist, der mit dem zweiten Ausgang des logarithmischen Elements (22) verbunden ist, und einen zweiten Verstärker (33) mit einer variablen Verstärkung G und einem Eingang, der mit einem Ausgang des Bandpassfilters (41) verbunden ist; dass das dritte Summierglied (48) einen vierten Eingang umfasst, der mit einem Ausgang des zweiten Verstärkers (33) verbunden ist, wobei das dritte Summierglied (48) eine Ausgabe liefert, die gleich der Summe ihrer vier Eingänge ist; und dass der mindestens eine Schaltkreis zur multiplikativen automatischen Verstärkungsregelung (16-n) darüber hinaus einen dritten Verstärker (36) umfasst, wobei der dritte Verstärker (36) mit einem Ausgang des Exponentialelements (34) verbunden ist und eine Verstärkung aufweist, die gleich e_max ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der mindestens eine Schaltkreis zur multiplikativen automatischen Verstärkungsregelung (16-n) darüber hinaus Folgendes umfasst: einen Absolutwertschaltkreis (60), einen Verstärker (62), ein Verzögerungselement (66) und eine Multipliziereinheit (64), wobei der Absolutwertschaltkreis (60) einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des zugeordneten Audio-Bandpassfilters (14-n) verbunden ist; das erste Tiefpassfilter (30) einen Eingang aufweist, der mit einem Ausgang des Absolutwertschaltkreises (60) verbunden ist; der Ausgang des Tiefpassfilters (30) durch das logarithmische Element (22) mit dem ersten Eingang des zweiten Summierglieds (38) verbunden ist, so dass das logarithmische Element (22) einen Eingang aufweist, der mit einem Ausgang des ersten Tiefpassfilters (30) verbunden ist, und der erste Eingang des zweiten Summierglieds mit einem Ausgang des logarithmischen Elements (22) verbunden ist; der Verstärker (62) einen Eingang aufweist, der mit einem Ausgang des zweiten Summierglieds (38) verbunden ist; das Exponentialelement (34) einen Eingang aufweist, der mit einem Ausgang des Verstärkers (62) verbunden ist; das Verzögerungselement (66) einen Eingang aufweist, der mit dem Eingang des Absolutwertschaltkreises (60) verbunden ist; und der Verstärker (64) Folgendes aufweist: einen ersten Eingang, der mit einem Ausgang des Exponentialelements (34) verbunden ist, und einen zweiten Eingang, der mit einem Ausgang des Verzögerungselements (66) verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der mindestens eine Schaltkreis zur multiplikativen automatischen Verstärkungsregelung (16-n) darüber hinaus Folgendes umfasst: einen Absolutwertschaltkreis (60), ein Verzögerungselement (66), eine Multipliziereinheit (64), einen ersten Verstärker (61), ein Hochpassfilter (70), ein zweites Tiefpassfilter (72), einen zweiten Verstärker (62) und ein drittes Summierglied (74), wobei der Absolutwertschaltkreis (60) Folgendes aufweist: einen Eingang, der mit dem Ausgang des zugeordneten Audio-Bandpassfilters (14-n) verbunden ist, und einen Ausgang, der mit einem Eingang des zweiten Tiefpassfilters (72) verbunden ist; das logarithmische Element (22) Folgendes aufweist: einen Eingang, der mit dem Ausgang des zweiten Tiefpassfilters (72) verbunden ist, und einen Ausgang, der mit einem Eingang des ersten Tiefpassfilters (30) und mit einem Eingang des Hochpassfilters (70) verbunden ist; der erste Verstärker (61) einen Eingang aufweist, der mit einem Ausgang des Hochpassfilters (70) verbunden ist; der zweite Verstärker (62) einen Eingang aufweist, der mit einem Ausgang des zweiten Summierglieds (38) verbunden ist; das dritte Summierglied (74) Folgendes aufweist: einen ersten Eingang, der mit einem Ausgang des ersten Verstärkers (61) verbunden ist, einen zweiten Eingang, der mit einem Ausgang des zweiten Verstärkers (62) verbunden ist, und einen dritten Eingang, der gleich log[atten] ist, wobei atten ein linearer Dämpfungsfaktor ist; das Exponentialelement (34) einen Eingang aufweist, der mit einem Ausgang des dritten Summierglieds (74) verbunden ist; das Verzögerungselement (66) einen Eingang aufweist, der mit dem Eingang des Absolutwertschaltkreises (60) verbunden ist; und die Multipliziereinheit (64) Folgendes aufweist: einen ersten Eingang, der mit einem Ausgang des Exponentialelements (34) verbunden ist, und einen zweiten Eingang, der mit einem Ausgang des Verzögerungselements (66) verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der mindestens eine Schaltkreis zur multiplikativen automatischen Verstärkungsregelung (16-n) darüber hinaus Folgendes umfasst: einen Absolutwertschaltkreis (60), einen Verstärker (42), ein Verzögerungselement (66), einen weichen Begrenzer (86) und eine Multipliziereinheit (64), wobei der Absolutwertschaltkreis (60) einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des zugeordneten Audio-Bandpassfilters (14-n) verbunden ist; das erste Tiefpassfilter (30) einen Eingang aufweist, der mit einem Ausgang des Absolutwertschaltkreises (60) verbunden ist; der Ausgang des ersten Tiefpassfilters (30) durch das logarithmische Element (22) mit dem ersten Eingang des zweiten Summierglieds (38) verbunden ist, so dass das logarithmische Element (22) einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des ersten Tiefpassfilters (30) verbunden ist, und der erste Eingang des zweiten Summierglieds (38) mit einem Ausgang des logarithmischen Elements (22) verbunden ist; der Verstärker (42) einen Eingang aufweist, der mit einem Ausgang des zweiten Summierglieds (38) verbunden ist; das Exponentialelement (34) einen Eingang aufweist, der mit einem Ausgang des Verstärkers (42) verbunden ist; der weiche Begrenzer (86) einen Eingang aufweist, der mit einem Ausgang des Exponentialelements (34) verbunden ist; das Verzögerungselement (66) einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des zugeordneten Audio-Bandpassfilters (14-n) verbunden ist; und das Multiplizierelement (64) Folgendes aufweist: einen ersten Eingang, der mit einem Ausgang des weichen Begrenzers (86) verbunden ist, und einen zweiten Eingang, der mit einem Ausgang des Verzögerungselements (66) verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der mindestens eine Schaltkreis zur multiplikativen automatischen Verstärkungsregelung (16-n) darüber hinaus ein Filterelement (26) und ein Verzögerungselement (24) umfasst, und dass das logarithmische Element (22) Folgendes aufweist: einen Eingang, der mit dem Ausgang des zugeordneten Audio-Bandpassfilters (14-n) verbunden ist, einen ersten Ausgang, der ein Signal überträgt, das das Vorzeichen eines Signals am Eingang anzeigt, und einen zweiten Ausgang, der ein Signal überträgt, das proportional zum Logarithmus des Absolutwerts des Signals am Eingang ist; das Filterelement (26) einen Eingang aufweist, der mit dem zweiten Ausgang des logarithmischen Elements (22) verbunden ist und umfasst: das erste Tiefpassfilter (30) mit einem Eingang, der mit dem zweiten Ausgang des logarithmischen Elements (22) verbunden ist; ein Hochpassfilter (28) mit einem Eingang, der mit dem zweiten Ausgang des logarithmischen Elements (22) verbunden ist; einen Verstärker (32) mit einem Eingang, der mit einem Ausgang des zweiten Summierglieds (38) verbunden ist; und ein drittes Summierglied (40) mit einem ersten Eingang, der mit einem Ausgang des Verstärkers (32) verbunden ist, einem zweiten Eingang, der mit einem Ausgang des Hochpassfilters (28) verbunden ist, und einem dritten Eingang, der gleich log[e_max] ist; das Verzögerungselement (24) einen Eingang aufweist, der mit dem ersten Ausgang des logarithmischen Elements (22) verbunden ist, wobei das Verzögerungselement (24) die Verzögerung durch das Filterelement (26) kompensiert; und das Exponentialelement (34) Folgendes aufweist: einen ersten Eingang, der mit einem Ausgang des Verzögerungselements (24) verbunden ist, und einen zweiten Eingang, der mit einem Ausgang des dritten Summierglieds (40) verbunden ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Summierglied (17-1) mit einer ersten Untereinheit der Vielzahl von Audio-Bandpassfiltern (14-n) verbunden ist und einen Ausgang aufweist, der mit einem Eingang eines Niederfrequenzwandlers (112) verbunden ist; und ein zweites Summierglied (17-2) mit einer zweiten Untereinheit der Vielzahl von Audio-Bandpassfiltern (14-n) verbunden ist und einen Ausgang aufweist, der mit einem Eingang eines Hochfrequenzwandlers (114) verbunden ist.