JP4705300B2 - 信号処理技術を組込んだ補聴器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【関連出願】
本出願は、アメリカ合衆国特許出願第０９／１６９，５４７号、１９９８年９月９日提出の一部継続出願であり、それはアメリカ合衆国特許出願第０８／６９７，４１２号、１９９６年８月２２日提出の一部継続出願であり、それはアメリカ合衆国特許出願第０８／５８５，４８１号、１９９６年１月１２日提出の一部継続出願であり、それはアメリカ合衆国特許出願第０８／２７２，９２７号、１９９４年７月８日提出、現在アメリカ合衆国特許第５，５００，９０２号の継続出願である。
【０００２】
【発明の属する技術分野】
本発明は、音声再生のための電子補聴装置および電子システムに関する。より特定的には、本発明は、電子補聴器および電子音声システムにおける信号のフィデリティ（fidelity）を保持するためのノイズ抑制に関する。本発明に従って、ノイズ抑制装置および方法は、アナログおよびデジタル信号処理技術の両方を利用する。
【０００３】
【従来の技術】
補聴器の使用者による最も一般的な不満の一つは、雑音がある中では聞くことができないということである。従って、雑音の抑制は長い間、研究者たちの焦点となっており、ノイズ抑制問題を解決するための多くのアプローチが提案されてきた。一つのアプローチでは、ノイズの独立した計測が実施され、処理される信号から減算される。この技術は通常、以下のように表される信号に適用される：
ｓ（ｔ）＝ｄ（ｔ）＋ｎ（ｔ）
ｓ（ｔ）は処理される信号であり、ｄ（ｔ）は信号ｓ（ｔ）の所望の部分であり、およびｎ（ｔ）は信号ｓ（ｔ）のノイズである。
【０００４】
例えば、一つ以上のセンサが、干渉から独立したノイズの評価の計測ｎe（ｔ）を形成するための適応した技術とともに採用されてもよい。ノイズ評価ｎe（ｔ）を信号ｓ（ｔ）から減算することによって、向上したバージョンの所望の信号ｄ（ｔ）が得られる。ノイズ評価ｎe（ｔ）の減算を強調するため、この技術は一般的に、“ノイズ・キャンセリング（noise canceling）”と称される。このノイズ・キャンセリング技術は、ソナー・システムと、医療用胎児用心電図の両方に応用されており、およびさらに、言語音声および干渉の両方を含む音響信号を処理するのにも有効であることがわかっている。例えば、Ｄｏｕｇｌａｓ Ｍ．Ｃｈａｂｒｉｅｓら、“適応デジタル信号処理の、聴力障害者のための言語音声強調への応用（Application of Adaptive Digital Signal Processing to Speech Enhancement）”、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｒｅｈａｂｉｌｉｔａ‐ｔｉｏｎ Ｒｅｓｅａｒｃｈ ａｎｄ Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ、Ｖｏｌ．２４、Ｎｏ．４，ｐｐ．６５−７５およびＲｏｂｅｒｔ Ｈ．Ｂｒｅｙら、“健常および聴力障害の対象者に適応フィルタを採用することによる、雑音中での言語音声明瞭性の向上（Improvement in Speech Intelligibility in Noise Employing an Adaptive Filter with Normal and Hearing-Impaired Subjects）”、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｒｅｈａｂｉｌｉｔａｔｉｏｎ Ｒｅｓｅａｒｃｈ ａｎｄ Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ，Ｖｏｌ．，２４，Ｎｏ．４，ｐｐ．７５−８６を参照。
【０００５】
ノイズの独立したサンプルまたは評価が入手できない時は、ノイズ抑制を供給するための他の技術が採用されてきた。いくつかの例において、研究者は、音の明瞭性を強調するために、言語音声とノイズの時間的属性における差を利用した。これらの技術は、通常、ノイズ抑制または言語音声強調と称される。例えば、Ｇｒａｕｐｅのアメリカ合衆国特許第４，０２５，７２１号、Ｇｒａｕｐｅのアメリカ合衆国特許第４，１８５，１６８号、およびＳ．Ｂｏｌｌ、“スペクトル減算を用いた言語音声における音響ノイズの抑制（Suppression of Acoustic Noise in Speech Using Spectral Subtraction）”、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ ＡＳＳＰ，Ｖｏｌ．ＡＳＳＰ−２７，ｐｐ．１１３−１２０，１９７９年４月、Ｈ．Ｓｈｅｉｋｈｚａｄｅｈら、“補聴器設計への応用を伴う、スペクトル減算およびＨＭＭに基づく言語音声強調戦略の比較性能（Comparative Performance of Spectral Subtraction and HMM-Based Speech Enhancement Strategies with Application to Hearing Aid Design）”、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ ＩＣＡＳＳＰ，ｐｐ．Ｉ−１３乃至Ｉ−１７、１９９４年、およびＰ．Ｍ Ｃｒｏｚｉｅｒ，ＢＭＧ Ｃｈｅｅｔｈａｎ，Ｃ．Ｈｏｌｔ，ならびにＥ．Ｍｕｎｄａｙ，“スペクトル減算および線形予測解析を用いた言語音声強調（Speech enhancement employing spectral subtraction and linear predictive analysis）”、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｌｅｔｔｅｒｓ，２９（１２）：１０９４−１０９５、１９９３年を参照。
【０００６】
これらのアプローチは、ノイズとして定義された他の信号と比較して、特定の信号を強調するとして示されてきた。一人の研究者、Ｍｅａｄ Ｋｉｌｌｉｏｎは、これらのアプローチはどれも、言語音声明瞭性を強調しなかったことを指摘した。Ｍｅａｄ Ｋｉｌｌｉｏｎ、Ｅｔｙｍｏｔｉｃ Ｕｐｄａｔｅ，Ｎｕｍｂｅｒ １５，春、１９９７年を参照。しかしながら、低ノイズ環境では、抑制技術は、聴力不足を軽減するものとして示されてきた。
【０００７】
Ｍｅａｄ Ｋｉｌｌｉｏｎ，“ＳＩＮリポート：回路は、雑音下での聴取問題を解決しなかった（The SIN report : Circuits haven't solved the hearing-in-noise problem）”、“Ｔｈｅ Ｈｅａｒｉｎｇ Ｊｏｕｒｎａｌ，Ｖｏｌ．５０，Ｎｏ．２０，１９９７年１０月、ｐｐ．２８−３４を参照。
【０００８】
これらの技術で、研究者らは、一般的に、質または好みの計測が向上するという事実にもかかわらず、ノイズが混ざった言語音声が処理される時の言語音声明瞭性テストの低下を指摘した。通常は、ノイズ特性の明細または言語音声パラメータの定義は、ノイズ抑制の第二のカテゴリにおける様々な技術を、互いに区別する。ホワイト・ノイズまたは衝撃騒音（impulsive noise）が存在する場合に、有声音または母音を強調するためのこれらの技術に従って、音響信号はうまく処理されることができるが、しかしながら、これらの技術は、摩擦音や破裂音等の無声音を保持することについては、あまりうまくいかない。
【０００９】
他のノイズ抑制技術は、言語音声が検出される場合において発展してきており、および様々に提案された方法が、言語音声が存在しない時に補聴器における増幅器のスイッチを切るため、または言語音声をカットし、それから検出可能な言語音声がない場合に、出力増幅器のスイッチを切るために採用される。例えば、Ｈａｒｒｙ Ｔｅｄｅｒ，“雑音中での補聴器具および音節音声対ノイズ比（Hearing Instruments in Noise and the Syllabic Speech-to-Noise Ratio）”、Ｈｅａｒｉｎｇ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ，Ｖｏｌ．４２，Ｎｏ．２，１９９１年を参照。音声の明瞭性を強調するための、ノイズを抑制することによるノイズ抑制へのアプローチのさらなる例が、Ｇｒａｕｐｅのアメリカ合衆国特許第４，０２５，７２１号、Ｍｉｃｈａｅｌｓｏｎの第４，４０５，８３１号、Ｇｒａｕｐｅらの第４，１８５，１６８号、Ｇｒａｕｐｅらの第４，１８８，６６７号、Ｇｒａｕｐｅらの第４，０２５，７２１号、Ｇａｕｌｄｅｒの第４，１３５，５９０号、およびＨｅｉｄｅらの第４，７５９，０７１号に見ることができる。
【００１０】
他のアプローチは、明瞭性を向上させるために、帰還抑制および等化（Ｃｏｘのアメリカ合衆国特許第４，６０２，３３７号、およびＥｎｇｅｂｒｅｔｓｏｎの第５，０１６，２８０号、およびＬｅｌａｎｄ Ｃ．Ｂｅｓｔ，“補聴器における音響帰還のデジタル抑制（Digital Suppression of Acoustic Feedback in Hearing Aids）”Ｔｈｅｓｉｓ，Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ｗｙｏｍｉｎｇ，１９９５年５月、およびＲｕｐｅｒｔ Ｌ．Ｇｏｏｄｉｎｇｓ，Ｇｉｄｅｏｎ Ａ．Ｓｅｎｅｎｓｉｅｂ，Ｐｈｉｌｌｉｐ Ｈ．Ｗｉｌｓｏｎ，Ｒｏｙ Ｓ．Ｈａｎｓｅｎ、“音響帰還に対する補償を有する補聴器（Hearing Aid Having Compensation for Acoustic Feedback）”、１９９３年１１月２日発行アメリカ合衆国特許第５，２５９，０３３号）に、二重マイク構成（dual microphone configurations）（Ｓｌａｖｉｎのアメリカ合衆国特許第４，６２２，４４０号およびＮａｋａｍｕｒａらの第３，９２７，２７９号）に、または通常の方法（例えば、ＲＦリンク、電気刺激等）での耳への結合に焦点を置いていた。これらのアプローチの例は、Ｅｎｇｅｂｒｅｔｓｏｎのアメリカ合衆国特許第４，５４５，０８２号、Ｓｈａｆｅｒの第４，０５２，５７２号、Ａｍｂｒｏｓｅの第４，８５２，１７７号、およびＬｅｖｉｔｔの第４，７３１，８５０号に見られる。
【００１１】
さらに他のアプローチは、多数の圧縮およびフィルタリング体系を収容するデジタル・プログラミング制御実装を選択した。そのようなアプローチの例は、Ｋｏｐｋｅらのアメリカ合衆国特許第４，４７１，１７１号、およびＷｉｌｌｉａｍｓｏｎの第５，０２７，４１０号に見られる。Ｎｅｗｔｏｎのアメリカ合衆国特許第５，０８３，３１２号に開示されているようなアプローチは、補聴器によって遠隔的に受信される制御信号を受け入れることによって柔軟性を可能にする補聴器構造を利用する。
【００１２】
Ｍｏｓｅｒのアメリカ合衆国特許第４，１８７，４１３号は、アナログ−デジタル変換器およびデジタル−アナログ変換器を使用し、および固定伝達関数Ｈ（ｚ）を実行するデジタル補聴器のアプローチを開示する。しかしながら、文献での神経心理学的モデルや、結果的にＳｔｅｖｅｎおよびＦｅｃｈｎｅｒ法（Ｓ．Ｓ．Ｓｔｅｖｅｎｓ，Ｐｓｙｃｈｏｐｈｙｓｉｃｓ，Ｗｉｌｅｙ １９７５年；Ｇ．Ｔ．Ｆｅｃｈｎｅｒ，Ｅｌｅｍｅｎｔｅ ｄｅｒ Ｐｓｙｃｈｏｐｈｙｓｉｋ，Ｂｒｅｉｔｋｏｐｆ ｕ．Ｈａｒｔｅｌ，Ｌｅｉｐｚｉｇ，１９６０年参照）を生む多くの計測を概観することによって、最終的に、入力された音声に対する耳の反応は非線形であることが明らかになる。よって、完全に聴力を補償する固定された線形伝達関数Ｈ（ｚ）は存在しない。
【００１３】
Ｍａｎｓｇｏｌｄらのアメリカ合衆国特許第４，４２５，４８１号は、市販されているものと類似の、または同一の特徴を有するが、３帯域（ローパス（lowpass）、バンドパス（bandpass）、およびハイパス（highpass））補聴器の実装における付加されたデジタル制御を有する、プログラム可能デジタル信号処理（ＤＳＰ）装置を開示する。３つの周波数帯域の出力はそれぞれ、デジタル制御された可変減衰器、リミッタ（limiter）、および出力を供給するために合計される前に、デジタル制御された減衰の最終段階に委ねられる。減衰の制御は、外見上、異なる音響環境に応答して転換することによって達成される。
【００１４】
Ａｄｅｌｍａｎのアメリカ合衆国特許第４，３６６，３４９号および第４，４１９，５４４号は、人間の聴覚体系の過程を説明し、および追跡するが、入ってくる音を増幅し、および向上した基底膜変位を供給するための、耳の中の外有毛細胞の、筋肉としての役割の知識を反映していない。これらの参照は、聴力の悪化が、入ってくる刺激の周波数および増幅を変換することを望ましいものにし、それによって、聴覚反応の場所を、耳の悪化した部分から、十分な反応を有する（基底膜の）耳の中の他の領域に移す。
【００１５】
Ｍｅａｄ Ｃ．Ｋｉｌｌｉｏｎ，ｋ−ａｍｐ補聴器：聴覚障害者に高いフィデリティを与えるための試み（The k-amp hearing aid : an attempt to present high fidelity for persons with impaired hearing）、Ａｍｅｒｉｃａｎ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ａｕｄｉｏｌｏｇｙ，２（２）：ｐｐ．５２−７４，１９９３年７月、は、線形利得および圧縮の両方で処理された音響データのための、主観的聴覚テストの結果に基づいて、どちらのアプローチも等しくうまくいく、と述べている。聴覚損失のある個人のために聴力を回復させることの重要な要素は、適切な利得を供給することである、ということが議論されている。前記利得の、数学的にモデル化された解析がない場合において、いくつかの圧縮技術が提案されており、それらは例えば、Ｃｕｍｍｉｎｓのアメリカ合衆国特許第４，８８７，２９９号；Ｙａｎｉｃｋ，Ｊｒ．のアメリカ合衆国特許第３，９２０，９３１号；Ｙａｎｉｃｋ，Ｊｒ．のアメリカ合衆国特許第４，１１８，６０４号；Ｇｒｅｇｏｒｙのアメリカ合衆国特許第４，０５２，５７１号；Ｙａｎｉｃｋ，Ｊｒ．のアメリカ合衆国特許第４，０９９，０３５号；およびＷａｌｄｈａｕｅｒのアメリカ合衆国特許第５，２７８，９１２号である。あるものは、弱い（soft）入力音声レベルでの線形固定高利得に関与し、および中程度の、または大きな音声レベルでのより低い利得に転換する。他に、弱い音声強度での一次利得、中程度の強度での変化する利得または圧縮、および高いまたは大きな強度での低減された固定線形利得を提案するものもある。さらに、ルックアップ・テーブル（look-up table）の形成に関して特定された詳細がまったくない、テーブル・ルックアップ・システムを提案するものもあれば、オペレーティング・パラメータに関する仕様のないプログラム可能利得を可能にするものもある。
【００１６】
これらの音声強度領域の各々における利得メカニズムの間で転換することは、音声における、顕著な、悩ましいアーティファクト（artifacts）やひずみを取り込んできた。さらに、これらの利得転換体系は、通常、補聴器において、２または３周波数帯域で、またはプリエンファシス・フィルタリング（pre-emphasis filtering）を伴う単一の周波数帯域で処理される音声に応用されてきた。
【００１７】
従来技術である利得転換体系に関する難点への見識は、人間の聴覚体系を調べることによって得られるかもしれない。聴力が通常の閾値から逸脱した各周波数帯域に関して、異なる音声圧縮は、通常の聴覚を与えるように求められる。そのため、単一の臨界帯域（すなわち、“Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ ｏｆ Ｈｅａｒｉｎｇ， Ａｎ Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ，”第三版、Ｗｉｌｌｉａｍ Ａ．Ｙｏｓｔ著、Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｒｅｓｓ，１９９４年、３０７ページで定義された臨界帯域）より広い周波数帯域を使用することを試みる利得体系の応用では、聴いている人の最適な聴覚を生むことができない。例えば、対応する臨界帯域幅の帯域幅よりも広い周波数帯域幅を使用することが望ましい場合、より広い帯域幅が、最適に聴力損失を補償するために、いくつかの条件に適合しなければならない。これらの条件は、より広い帯域幅が、より広い帯域幅の中に含まれる臨界帯域と同じ、通常の聴力閾値ならびに動的範囲を示さなければならず、および同じ矯正聴力利得を必要としなければならないことである。一般的に、これは、聴覚のいくつかの臨界帯域に対して、聴力損失が増幅において一定であっても、生じない。適応した、全範囲の圧縮を適切に占めること（account for）ができない結果、低下した聴力または同等に、聴力障害者によって知覚されるフィデリティおよび明瞭性の損失を生じるであろう。そのため、聴力損失を補償するのに十分な数の周波数帯域を供給しない、開示されたメカニズムは、質（ユーザの好み）および明瞭性に関して、聞いている人にあまり有益ではない音を生成するであろう。
【００１８】
圧縮装置が後に続く、複数のバンドパス・フィルタを使用するいくつかの体系が提案されている（Ａｎｄｅｒｓｏｎのアメリカ合衆国特許第４，３９６，８０６号、Ｓｔｅａｒｎｓらの第３，７８４，７５０号、およびＲｏｈｒｅｒの第３，９８９，９０４号を参照）。
【００１９】
Ｃｈａｂｒｉｅｓのアメリカ合衆国特許第５，０２９，２１７号における従来技術の一例は、人間の聴覚モデルの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）周波数領域バージョンに焦点が絞られていた。当業者には公知のとおり、固定フィルタ帯域を供給する、効率的に計算された周波数領域フィルタ・バンク（efficiently-calculated frequency domain filter bank）を実装するために、ＦＦＴを使用することができる。ここに説明されているとおり、その独自の形状および構成により、耳で自然に生じる臨界帯域相当に近い帯域を使用することが好ましい。フィルタ・バンク設計のための臨界帯域の使用は、より高い周波数でより広い帯域幅を採用する一方で、完全な聴覚的利益を供給する補聴器の構築を可能にする。ＦＦＴフィルタ・バンクの分解能（resolution）は、補償されるべき臨界帯域の中からの、最小帯域幅の値に設定されなければならないので、ＦＦＴの有効性は、大部分において、多くの追加的フィルタ帯域が、同じ周波数スペクトルをカバーするためにＦＦＴアプローチにおいて必要とされるという事実によって、減少する。このＦＦＴ実装は、複雑であり、低電力バッテリ応用にはおそらく適さないであろう。
【００２０】
当業者には公知のとおり、従来技術のＦＦＴ実装は、ＦＦＴアルゴリズムへの挿入のために、サンプルのブロックを集め、および分類することによって、ブロック遅延を取り込む。このブロック遅延は、いらいらさせ、および人が話そうとする時に、どもりを招くほど長いかもしれない時間遅延を音声ストリーム（sound stream）に取り込む。難聴者に、低いレベルの補償が求められる時には、エコー（echo）のように聞こえる、さらに長い遅延が生じうる。
【００２１】
聴覚閾値を下回る音響入力レベル（すなわち、いつも存在する弱い背景音）に関して、上述されたＦＦＴ実装は、過剰な利得を供給する。この結果、出力信号にノイズを付加するアーティファクトを生じる。６０ｄＢより大きい聴力補償レベルにおいて、処理された背景ノイズ・レベルは、強度に関して、所望の信号レベルに匹敵する可能性があり、それによってひずみを取り込み、および音声明瞭性を低減する。
【００２２】
上述の通り、補聴器の文献は、聴力障害者の聴力補償の問題に対する数多くの解決を提案してきた。高フィデリティ、全範囲、適応圧縮システムを組み立てるために必要なコンポーネント・パーツは、１９６８年から知られている一方で、誰も今日まで、聴力損失を補償するために、聴覚のいくつかの帯域に相乗的ＡＧＣを適用することを提案してこなかった。
【００２３】
通常の当業者には理解される通り、聴力障害者に対する高い有効性補助器具の実現に関する三つの特徴がある。第一は、音響エネルギの、電気信号への変換である。第二は、補聴器使用者に入力される音響信号からのノイズの抑制を含む一方で、音響信号の明瞭性を保持する、特定の個人の障害を補償するような、電気信号の処理である。最後に、処理された電気信号は、外耳において、音響エネルギに変換されなければならない。
【００２４】
現代のエレクトレット技術は、大変高いフィデリティを有する大変小さいマイクの構築を可能にし、前記問題の第一の特徴に対する整備された解決法を供給する。音響エネルギの、電気信号への変換は、市販されている製品で実行することができる。特定の個人の障害を補償するための、電気信号の処理の問題に対する独自の解決法は、ここに、および親出願第０８／２７２，９２７号、１９９４年７月８日提出、現在はアメリカ合衆国特許第５，５００，９０２号で説明されている。しかしながら、第三の特徴は、問題があることがわかり、本発明によって取り組まれる。
【００２５】
耳内補聴器は、大変低い電力で動作しなければならず、および外耳において利用できる空間のみを占めなければならない。聴力障害者は、健常者よりも、音響エネルギに対する感度が低いので、補聴器は、聞こえ、および理解されるのに十分大きい増幅を有する音響エネルギを、外耳へと運ばなければならない。これらの要件の組み合わせは、補聴器の出力トランスデューサ（output transducer）が、高い有効性を有しなければならないことを命じる。
【００２６】
この要件に適合するために、Ｋｎｏｗｌｅｓ等のトランスデューサ製造者は、高い有効性で、電気エネルギを音響エネルギに変換する、特殊な鉄電気子トランスデューサ（iron armature transducer）を設計した。今日まで、この高い有効性は、大変劣った周波数応答の犠牲によって達成されてきた。
【００２７】
従来技術のトランスデューサの周波数応答は、聴力の周波数上限のずっと前に低下するだけでなく、人間の言語音声を理解するのに最も有用な情報を混乱させる周波数範囲において、約１乃至２ｋＨｚで始まる共鳴も示す。これらの共鳴は大いに、補聴器に共通して関連する帰還振動に寄与し、および共鳴周波数に近い信号を、より低い周波数信号と混ぜることによって、深刻な相互変調ひずみに委ねる。これらの共鳴は、鉄電気子の質量の直接的結果であり、低い周波数で十分な有効性を達成するのに必要とされる。実際に、トランスデューサ設計の業界における通常の当業者には、低周波数で高い有効性を有するトランスデューサは、中周波数域で共鳴を呈することがよく知られている。
【００２８】
この問題と同等のものが、高フィデリティのラウドスピーカ（loudspeaker）設計において生じ、および一つは低周波で高い有効性のトランスダクション（transduction）を供給し（ウーファー（woofer））、もう一つは高周波数の高質のトランスダクションを供給する（ツイータ（tweeter））、二つのトランスデューサを導入することによって、普遍的な方法で解決される。可聴信号は、高周波エネルギをツイータに向け、低周波エネルギをウーファーに向けるクロスオーバー・ネットワーク（crossover network）に送られる。通常の当業者によって理解される通り、そのようなクロスオーバー・ネットワークは、電力増幅の前か後に挿入されることができる。
【００２９】
上記の詳述から、聴力補償装置の使用者に入力される音響信号の明瞭性を向上させるため、聴力補償業界において多くのアプローチがなされてきたことが理解されるであろう。これらの技術は、様々な方法によって、聴力障害者の聴力不足を補償することと、および音響信号の明瞭性に望ましくない影響を生む、ノイズ等の音響信号の前記特徴を除去または抑制することの両方を含む。上述の通り、聴力障害者に向上した聴力補償を供給するために採用された多くのアプローチにもかかわらず、改良の余地は十分に残っている。
【００３０】
【発明の開示】
本発明に従って、聴覚障害者のための聴力補償システムは、入力トランスデューサに接続された入力を有する複数のバンドパス・フィルタを具備し、各バンドパス・フィルタは、合計され、出力トランスデューサの入力に接続される出力を有する複数の相乗的ＡＧＣ回路の一つの入力に接続された出力を有する。
【００３１】
相乗的ＡＧＣ回路は、明瞭性に寄与する言語音声信号の部分を除去することなく、一定の背景レベルを有する音響信号を減衰する。音響信号の、背景ノイズの部分の識別は、いくつかの周波数帯域の各々における、入力信号の包囲の定常性（constancy）によってなされる。本発明に従って抑制される背景ノイズの例は、複数話者の、言語音声のざわめき（babble）、ファン・ノイズ（fan noise）、帰還ホイッスル（feedback whistle）、蛍光灯ハム（florescent light hum）、およびホワイト・ノイズを含むと考えられている。
【００３２】
【好ましい実施の形態の詳細な説明】
当業者であれば、本発明についての以下の説明がほんの例示であり、いかなる形であれ限定する意味がないことは了解できよう。本発明の他の実施例は、当業者であれば容易に思いつけよう。
【００３３】
適切な高忠実度聴覚補償方法が、音響周波数スペクトルが大きい範囲の場合、１／３オクターブ未満である少なくとも臨界帯域幅に等しい分解能を有する周波数帯域に入力音声刺激を分離し、各帯域について固定あるいは可変、いずれかの指数ゲイン係数を持つ乗算ＡＧＣを適用することであるということが発見されている。
【００３４】
本発明によれば、乗算ＡＧＣ回路は、了解度に関与する音声信号部分を取り出すことのない一定の背景レベルを有する音響信号を減衰させる。音響信号の背景ノイズ部分を含む入力信号部分は、ひずみなしに振幅を減衰され、音響入力信号の了解度を保存する。音響信号の背景ノイズ部分の識別は、後述するように、いくつかの周波数帯域の各々における入力信号のエンベロプの定常性によって行われる。
【００３５】
音量レベルにおけるかなり動的な変動中、そのノイズ抑制特徴による聴覚補償回路の出力信号は、このようなノイズ抑制特徴のない聴覚補償システムの出力とほとんど同じとなり、単語間の零入力期間中、出力信号は、本発明のノイズ抑制によりかなり静かな背景レベルを有することになる。本発明に従って抑制される背景ノイズの例としては、複数の話し手の音声バブル、送風機ノイズ、フィードバック・ホイッスル、蛍光灯ハム、他のカラード・ノイズ、ホワイト・ノイズがあると、現在のところ考えられる。
【００３６】
当業者であれば、本発明の原理を、障害のある聴力を補償すること以外にもオーディオ用途に応用できることは了解できよう。本発明の他の用途の非限定的な例としては、高ノイズ・レベルの環境、たとえば、自動車環境、工場環境における音声システムでの音楽再生や、ステレオ音響システムにおいて使用されるようなグラフィック音響イコライザがある。
【００３７】
当業者であれば理解できるように、本発明の聴覚補償装置の回路要素は、アナログ回路またはデジタル回路のいずれとしても導入可能であり、好ましくは、フィルタ、増幅器などの種々の構成要素のアナログ回路機能を模倣するようにデジタル信号処理（ＤＳＰ）機能を実施するマイクロプロセッサその他コンピューティング・エンジンとして導入され得る。現在のところ、回路のＤＳＰバージョンが本発明の好ましい実施例であると考えられるが、当業者であれば、単一の半導体基板に組み込めるようなアナログ具体例も本発明の範囲内に入るということは了解できよう。当業者であれば、また、ＤＳＰ具体例において、入力オーディオ信号が普通のアナログ／デジタル変換技術を使用してタイム・サンプル採取され、デジタル化されなければならないであろうことは理解できよう。
【００３８】
まず図１を参照して、ここには、本発明による現在のところ好ましい聴覚補償システム８のブロック図が示してある。本発明の現在のところ好ましい実施例による聴覚補償システム８は、音響エネルギ（参照符号１２で概略的に示す）をそれに対応する電気信号に変換する入力トランスデューサ１０を包含する。Knowles Electronics of Ithaca, Illinoisから入手可能な種々の公知の補聴器マイクロホン・トランスデューサ（たとえば、モデルＥＫ３０２４）が、入力トランスデューサ１０として使用するために利用できるし、または他のマイクロホン装置を使用してもよい。
【００３９】
図１において、３つのオーディオ帯域フィルタが、参照符号１４−１、１４−２・・・１４−ｎで示してあり、図面が複雑になり過ぎることを避けている。本発明の現在のところ好ましい実施例によれば、ｎは９〜１５の整数であるが、当業者であれば、本発明はｎが異なった整数であっても機能するであろうことは理解できよう。
【００４０】
好ましくは、ほぼ１／２オクターブの帯域通過分解能を有するオーディオ帯域フィルタ１４−１〜１４−ｎが９個ある。帯域フィルタ１４−１〜１４−ｎは、好ましくは、通過帯域において滑らかな周波数応答性を、阻止帯域において約６５ｄＢの減衰を与える５次Ｃｈｅｂｙｃｈｅｖ帯域分割フィルタとして実現される。１／２オクターブ帯域フィルタの設計は、当業者の技術レベルに充分に入るものである。したがって、アナログ・フィルタとして、または、アナログ・フィルタのＤＳＰ表現として実施されるかどうかにかかわらず、任意特定の帯域フィルタの回路設計の詳細は、当業者にとって設計選択事項に過ぎないであろう。
【００４１】
別の実施例において、オーディオ帯域フィルタ１４−１〜１４−ｎは、好ましくは、１／３オクターブ以下の帯域通過分解能を有するが、約１２５Ｈｚ未満の場合には、約２００Ｈｚから約１０，０００Ｈｚまでの全オーディオ・スペクトルを通じて対数的に隔たった中心周波数を持つことはない。これらのオーディオ帯域フィルタは、１／３オクターブより広い帯域幅、すなわち、１オクターブそこらまでの帯域幅を有し得るが、性能の低下は免れない。この別の実施例において、帯域フィルタ１４−１〜１４−ｎは、通過帯域において約０．５ｄＢリップルを有し、阻止帯域において約７０ｄＢ阻止を有する８次楕円フィルタとして実現される。
【００４２】
当業者であれば、いくつかの帯域フィルタ設計を認識できるであろう。限定するつもりはないが、他の楕円、バターワース、Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖまたはベッセルなどのフィルタを使用し得る。さらに、たとえば、R. A. Gopinath, "Wavelets and Filter Banks- New Results and Applications", Ph. D Dissertation, Rice University, Houston, Texas, May 1993に開示されるようなウェーブレットを使用して設計されたフィルタ・バンクも或る程度の利点を与えることができる。これらの帯域フィルタ設計のいずれも、ここに開示した本発明の概念から逸脱することなく使用し得る。
【００４３】
各個々の帯域フィルタ１４−１〜１４−ｎは、対応する乗法自動ゲイン制御（ＡＧＣ）回路とカスケード接続される。このような装置の３つ１６−１、１６−２および１６−ｎが図１に示してある。乗算ＡＧＣ回路は本技術分野においては公知であり、典型的な構成を以下に詳しく開示する。
【００４４】
乗算ＡＧＣ回路の出力は合算され、出力トランスデューサ１８に送られる。この出力トランスデューサは、電気信号を音響エネルギに変換する。当業者であれば理解できるように、出力トランスデューサ１８は、指定した電気信号レベルを対応して指定した音響信号レベルに確実に変換する較正用増幅器と一緒に使用できる、Knowles Electronics of Ithaca, Illinoisから入手可能なモデルＥＤ１９３２のような様々な公知の市販補聴器イヤホン・トランスデューサのうちの１つであってもよい。あるいは、出力トランスデューサ１８は、別のイアフォン状装置またはオーディオ・パワー増幅器・スピーカ・システムであってもよい。
【００４５】
次ぎに図２Ａを参照して、本発明に従って使用するのに適している代表的な乗算ＡＧＣ回路１６−ｎのより詳細な概念上のブロック図がここに示してある。上記したように、乗算ＡＧＣ回路は、この技術分野において公知である。本発明において機能する乗算ＡＧＣ回路の例としては、論文T. Stockham, Jr., The Application of Generalized Linearity to Automatic Gain Control, IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics, AU-16(2): pp、 267-270, June 1968に開示されているものがある。このような乗法ＡＣＣ回路の同様の例は、Oppenheimほかの米国特許第３，５１８，５７８号に見いだすことができる。
【００４６】
概念的には、本発明において使用し得る乗算ＡＧＣ回路１６−ｎは、オーディオ帯域フィルタ１４−ｎのうちの１つからの出力を増幅器２０で入力信号として受け取る。増幅器２０は、1／ｅmaxのゲインを有するように設定される。ここで、ｅmaxは、ＡＧＣゲインが適用されるオーディオ・エンベロプの最大許容値である（すなわち、ｅmaxより上の入力レベルの場合、ＡＧＣ減衰が生じる）。本発明装置における各帯域セグメント内においては、ｅmax量はゲインが適用されるべき最大音響強度である。ｅmaxについてのこのゲイン・レベル（患者の言語病理学検査によって決定される）は、しばしば、音響の上方快適音響レベルに一致する。本発明のアナログ具体例においては、増幅器２０は、公知の演算増幅器回路であってもよく、そして、ＤＳＰ具体例では、増幅器２０は、１つの入力項として入力信号を、他の入力項として一定の１／ｅmaxを有する乗算機能を持つものであってもよい。
【００４７】
増幅器２０の出力は、信号の対数を導くように「ＬＯＧ」ブロック２２で処理される。ＬＯＧブロック２２は入力信号の複合対数を導く。１つの出力が、入力信号の符号を表し、他の出力が入力の絶対値の対数を表す。当業者であれば理解できるように、増幅器２０のゲインを１／ｅmaxに設定することによって、増幅器２０の出力（入力がｅmax未満のとき）が１より大きくなることが決してなくなり、ＬＯＧブロック２２からの対数項が常に０以下となる。
【００４８】
ＤＳＰ具体例において、ＬＯＧブロック２２は、好ましくは、「AＤＳＰ-2100 Family Applications Handbook", Volume 1, published by Analog Devices, pp. 46-48に記載されている方法と一致する要領で二進数を浮動小数点フォーマットに変換する回路を使用することによって実現される。この具体例においては、対数についていくつかの異なったベースを使用してもよい。ＬＯＧブロック２２は、この技術分野で周知のようなマイクロプロセッサまたは類似したコンピューティング・エンジン上で稼働するソフトウェア・サブルーチンとして実施してもよいし、あるいは、ルックアップ表のような他の等価手段から実施してもよい。このような具体例の例は、Knuth, Donald E., The Art of Computer Programming, Vol. 1, Fundamental Algorithms, Addison-Wesley Publishing 1968, pp. 21-26およびAbramowitz, M. and Stegun, LA., Handbook of Mathematical Functions, US Department of Commerce, National Bureau of Standards, Appl. Math Series 55, 1968に見いだされる。
【００４９】
本発明のアナログ具体例において、ＬＯＧブロック２２は、たとえば、対数変換曲線を有する増幅器または米国特許第３，５１８，５７８号の図８、９に示されるような回路であってもよい。
【００５０】
その入力信号の符号情報を含むＬＯＧブロック２２の第１出力は、遅延ブロック２４に与えられ、入力信号の絶対値の対数を表すＬＯＧブロック２２の第２出力は、好ましくは図３に示すような特性を有するフィルタ２６に与えられる。概念的には、フィルタ２６は、高域フィルタ２８および低域フィルタ３０ならびにその後にＫに等しいゲインを有する増幅器３２を包含し得る。ここで、図３に示すように、ゲイン係数Ｋは、ｆｃより低い周波数で１より小さい値を有する。ここで、図３に示すゲイン係数Ｋは、乗算ＡＧＣ回路１６−１〜１６−ｎの各々について異なった値を有するように選ぶことができるが、ひとたびそのチャネルについて選ばれたならば、Ｋの値は一定に留まることになることに注目されたい。当業者には明らかなように、高域フィルタ２８は、その入力から低域フィルタ３０の出力を減算することによって合成され得る。
【００５１】
高域フィルタ２８および低域フィルタ３０は、共に、特定用途で決まる遮断周波数を有する。図２Ａ−２Ｃに示す実施例による聴覚補償システム用途（ＬＯＧ演算を低域演算の前に実施する）においては、約１６Ｈｚの公称遮断周波数を使用すると好ましい。しかしながら、他の遮断周波数を、本発明の概念から逸脱することなく処理されつつある周波数帯域と関連した臨界帯域幅の約１／８まで低域フィルタ３０について選択することができることは了解されたい。当業者であれば、図３に示す以外の応答曲線を有するフィルタを本発明で使用し得ることは理解できよう。たとえば、本発明の他の非音声用途では、図３におけるｆｃ＝１６Ｈｚより高いかあるいは低い遮断周波数を必要とするかも知れない。
【００５２】
遅延２４を送るＬＯＧブロック２２が符号出力は、１または０のいずれかの値を有し、ＬＯＧブロック２２に入力信号の符号を追従させ続けるのに使用される。遅延２４は、入力信号の符号が、入力信号の大きさの絶対値を表しているデータと同時にＥＸＰブロック３４に送られ、出力に適正な符号を生じさせるようになっている。本発明において、遅延は、高域フィルタ２８の遅延に等しいようにされる。
【００５３】
当業者であれば、増幅器、能動的、受動的アナログ・フィルタならびにＤＳＰフィルタ具体例に関して多くの設計が存在しており、ここに説明しているフィルタについての設計をこれらの利用可能な設計のうちから選ぶことができることは了解できよう。たとえば、本発明のアナログ具体例において、高域フィルタ２８および低域フィルタ３０は、公知設計の普通の高域フィルタおよび低域フィルタであってもよく、たとえば、いくつかの例がVan Valkenburg, M. E, Analog Filter Design, Holt, Rinehart and Winston, 1982, pp. 58-59に見いだされる。増幅器３２は、普通の演算増幅器であってもよい。本発明のデジタル具体例においては、増幅器３２は、１つの入力項として入力信号を、他の入力項として定数Ｋを有する乗算機能を持つものであってもよい。ＤＳＰフィルタ技術は、当業者によって充分に理解される。
【００５４】
高域フィルタ２８および増幅器３２の出力は、結合され（すなわち、一緒に加算され）、ＬＯＧブロック２２の無修正であるが遅延している出力と共にＥＸＰブロック３４の入力部に与えられる。ＥＸＰブロック３４は、指数関数を与えるように信号を処理する。ＥＸＰブロック３４からの出力の符号は、遅延Ｄブロック２４からの出力で決まる。ＤＳＰ具体例において、ＥＸＰブロック３４は、「AＤＳＰ-2100 Family Applications Handbook", Volume 1, 1995, published by Analog Devices, pp. 52-67に記載されているように実現されると好ましい。ＥＸＰブロック３４は、好ましくは、ＬＯＧブロック２２で使用されるベースに対応するベースを有する。あるいは、ＥＸＰブロック３４は、この技術分野で周知のようなソフトウェア・サブルーチンとして実施されてもよいし、ルックアップ表のような他の等価手段から実施されてもよい。この機能の公知の実行例の例は、KnuthおよびAbramowitz等の参考文献および先に引用した米国特許第３，５１８，５７８号に見いだされる。
【００５５】
本発明のアナログ具体例において、ＥＸＰブロック３４は、指数変換曲線を有する増幅器であってもよい。このような回路の例は、米国特許第３，５１８，５７８号の図８、９に見いだされる。
【００５６】
音響は、２つの成分の積として概念化され得る。第１成分は、ｅ(ｔ)として書くことができる常時正のゆっくり変化するエンベロプであり、第２成分は、ｖ(ｔ)として書くことができる急速に変化するキャリアである。音響全体は、次のように表現され得る。すなわち、
ｓ(ｔ)＝ｅ(ｔ)・ｖ(ｔ)
これは、図２Ａのブロック２０への入力である。
【００５７】
オーディオ波形が常に正ではない（すなわち、ｖ(ｔ)が半分の時間について負である）ので、ＬＯＧブロック２２の出力部での対数は実数部分と虚数部分を有することになる。ＬＯＧブロック２２がｓ(ｔ)掛けるｅmaxの絶対値を処理するように構成してある場合、その出力は、ｌｏｇ[ｅ(ｔ)／ｅmax]とlog|ｖ(ｔ)|の合計となる。ｌｏｇ｜ｖ(ｔ)｜は、高周波を含むので、本質的に影響を受けない高域フィルタ２８を通過することになる。成分ｌｏｇ[ｅ(ｔ)／ｅmax]は、低周波構成要素を含み、低域フィルタ３０を通過し、Ｋｌｏｇ[ｅ(ｔ)／ｅmax]として増幅器３２から出る。したがって、ＥＸＰブロック３４の出力は、次のようになる。すなわち、
（ｅ(ｔ)／ｅmax)Ｋ・ｖ(ｔ)
ＥＸＰブロック３４の出力は、ｅmaxのゲインと共に増幅器３６に送られ、信号と再び掛け合わされて、増幅器２０において1／ｅmaxと先に掛け合わされた入力レベルに適正に対応させる。増幅器２０、３６は、たったいま説明したようにゲインが異なっていることを除いては同じように構成される。
【００５８】
Ｋ＜1のとき、図２Ａの乗算ＡＧＣ回路１６−ｎにおける処理は圧縮機能を実施することがわかる。当業者であれば、Ｋのこれらの値を使用している本発明の具体例が、また、聴覚補償以外の用途にも役立つことは理解できよう。
【００５９】
聴覚補償システムとして使用される本発明のこのような具体例によれば、Ｋは０と１の間の値の変数であってもよい。Ｋの値は、各聴覚障害者に対して各周波数帯域について異なることになり、以下のように定義できる。
【００６０】
Ｋ＝[1−（ＨＬ／（ＵＣＬ−ＮＨＴ）]
ここで、ＨＬは閾値（ｄＢ）での聴覚損失であり、ＵＣＬは上方快適レベル（ｄＢ）であり、ＮＨＴは正常聴覚閾値（ｄＢ）である。したがって、本発明の装置は、普通の言語病理学検査で決まるような着用者の個々の聴覚障害に合わせるようにカスタム化することができる。本発明における乗算ＡＧＣ回路１６−ｎは、上方音響快適レベルでの信号強度についてのゲインを与えないか、あるいは、その周波数帯域における正常聴覚閾値と関連した信号強度についての聴覚損失に等しいゲインを与えるかである。
【００６１】
図２Ａ−２Ｃに示すブロック図の実施例において、Ｋ＞1のとき、ＡＧＣ回路１６−ｎはエキスパンダとなる。このような回路の有用な用途は、所望の信号を拡張させることによるノイズ低減を含む。
【００６２】
対照的に、当業者であれば、Ｋの値が負である（代表的には、約０から−１までの有用範囲内にある）場合の図２Ａ−２Ｃに示すブロック図の実施例において、弱い音が大きくなり、大きなサウンドが弱くなるということは理解できよう。このモードにおける本発明の有用な用途は、低ボリューム・オーディオ信号の了解度をより大きい音を持つ同じ信号ラインで向上させるシステムを含む。
【００６３】
乗算ＡＧＣが１９６８年以降文献において利用でき、補聴器回路への潜在的な応用を有すると述べられてきたにもかかわらず、主として補聴器文献によって無視されてきた。しかしながら、研究者等は、或る種の周波数依存ゲインが適切な聴覚補償およびノイズ抑制を行うのに必要であることには同意していた。これは、聴覚損失も周波数依存であるからである。それでも、この同意は、かなり多くの周波数帯域が使用される場合に、ＡＧＣを有するフィルタのバンクが音声了解度を破壊することになるという認識によって後退している。たとえば、R. Plomp, The Negative Effect of Amplitude Compression in Hearing Aids in the Light of the Modulation-Transfer Function, Journal of the Acoustical Society of America, 83,6, June 1983, pp. 2322-2327を参照されたい。オーディオ・スペクトルを横切る複数のサブ帯域について個別に構成された乗算ＡＧＣを本発明に従って使用し得る方法は、この技術分野ではかなりの進歩である。
【００６４】
図２Ｂは、図２Ａに示す回路の変形例のブロック図である。当業者であれば、増幅器２０を排除することができ、また、そのゲイン（1／ｅmax）が減算器回路３８において低域フィルタ３０の出力からｌｏｇ[ｅmax]値を減算することによって同等に実施可能であることは了解できよう。同様に、図２Ｂにおいては、増幅器３６が排除してしまってあり、そして、そのゲイン（ｅmax）が、本発明の概念から逸脱することなく、加算器回路４０において増幅器３２からの出力に値ｌｏｇ[ｅmax]を加算することによって同等に実施されている。図２Ｂのデジタル実施例において、減算または加算は、単に量ｌｏｇ[ｅmax]を減算／加算することによって行われ得る。その反面、アナログ具体例においては、「Microelectronic Circuits」, by A.S. Sedra and K.C. Smith, Holt Rinehart and Winston, 1990, pp. 62-65に例示されたような加算増幅器を使用し得る。
【００６５】
ノイズがあるとき、乗算システムに対する入力信号は、次のように特徴づけることができる。すなわち、
ｓ(ｔ) = [ｅd(ｔ)xen（ｔ）]ｖ（ｔ）
ここで、ｅd(ｔ)は、エンベロプの動的部分であり、ｅn(ｔ)はエンベロプのほぼ静止している部分である。
【００６６】
本発明の乗算ＡＧＣ回路１６の好ましい実施例によれば、図２Ｃは、エンベロプのほぼ静止している部分ｅn(ｔ)で実行されるノイズ抑制を例示している。図２Ｃにおいて、ＬＯＧブロック２２の第２出力は、高域フィルタ２８、帯域フィルタ４２および低域フィルタ４４に接続されている。高域フィルタ２８は、好ましくは、上記したように１６Ｈｚに設定され、ｌｏｇ｜ｖ(ｔ)｜と、ｌｏｇ[ｅd(ｔ)]＋ｌｏｇ[ｅn(ｔ)]に均等であるｌｏｇ[ｅd(ｔ)ｘｅn(ｔ)]とを分離する。ここで、ｅｄ(ｔ)およびｅｎ(ｔ)は正の量である。
【００６７】
好ましい実施例において、帯域通過フィルタ４２は、エンベロプ振幅のｌｏｇ[ｅd(ｔ)]信号およびｌｏｇ[ｅn(ｔ)]信号を分離する所望演算と一致する１６ＨｚおよびＤ.Ｃ.（この応答性を与える帯域通過フィルタ伝達関数の好ましい具体例の１例が図４Ｂに示してある）でのゼロ（すなわちゼロ応答）でシングル・オーダー・ポールを備える。本発明によれば、６秒より長い間エンベロプ振幅においてほぼ一定に留まる音は静止状態と特徴づけられる。したがって、帯域フィルタ４２についてより低い遮断周波数が１／６Ｈｚであるという仕様は、６秒持続時間を有する信号に対応する。ここで、当業者であれば、他の遮断周波数およびフィルタ次数が、本発明によるエンベロプのｌｏｇ[ｅd（ｔ)]、ｌｏｇ[ｅn(ｔ)]信号部分を分離する所望仕様を実施するように選ぶことができることは了解できよう。
【００６８】
図４Ａ〜４Ｃは、それぞれ、高域フィルタ２８、帯域通過フィルタ４２および低域フィルタ４４の伝達関数を示している。図４Ａにおいて、高域フィルタ２８の出力は、log|ｖ(ｔ)|である。図４Ｂにおいて、帯域通過フィルタ４２の出力は、ｌｏｇ[ｅd(ｔ)]のような音声としばしば関連する動的あるいは急速変化時間エンベロプの対数である。図４Ｃにおいて、低域フィルタ４４の出力は、ほぼ静止している、あるいは、ゆっくり変化する時間エンベロプｌｏｇ[ｅn(ｔ)]の対数である。ほぼ静止しているエンベロプは、一定のディン（din）、一定の出力ハム・レベルを有するファン、あるいは、一定のパワー・レベルを有するホワイト・ノイズまたはカラード・ノイズを与える多数話し手音声のようなノイズと最も頻繁に関連する。
【００６９】
本発明によれば、ノイズｅn(ｔ)は、線形減衰係数ａｔｔｅｎによって低減され得る。ここで、振幅は、オリジナル振幅掛けるａｔｔｅｎ係数に等しくなるように変化させられる。一定の音響成分（すなわち、ほぼ静止しているエンベロプ）のレベルの低減は、減衰の対数をｌｏｇ[ｅn(ｔ)]に加えることによって得られる。次に図２Ｃを参照して、ｌｏｇ[ａｔｔｅｎ]（この値は１より小さいａｔｔｅｎ値について負である）が増幅器３２の出力に加算される。ここで、図２Ｂに示すノード３８に関して教示されるように増幅器２０の代わりに−ｌｏｇ[ｅmax]のIF-THEN演算が行われることを了解されたい。
【００７０】
なお図２Ｃを参照して、増幅器３２、３３の出力は、高域フィルタ２８の出力と共に、べき算ブロック３４に接続された出力部を有する合算ノード４８でｌｏｇ[ａｔｔｅｎ]係数と加算される。
【００７１】
増幅器ブロック３３について選ばれたゲインＧの値は、動的音声部分に適用されるべき所望の強化量で決まる。本発明において、Ｇの値は、以下の範囲内にあるように選ばれる。
【数１】
【００７２】
ここで、ｅdmaxは、あたかもノイズ減衰がないかのように、デザイナーが信号レベルに戻すのを好む動的または音声部分のレベルである。好ましい実施例において、ｅdmaxは、快適な傾聴レベルの値であるように設定され、そして、減衰値は０．１に設定される。それ故、この変数選択の場合、出力信号は０．１倍だけ減衰するが、エンベロプの動的部分はＧ倍に増幅され、強化される。当業者であれば、Ｇの他の値を選んで、本発明の教示から逸脱することなく、ＢＰＦ４２の出力の短期平均（または同等にｌｏｇ[ｅd（ｔ)]）に基づいてＧの値について時間変化計算を含む、信号エンベロプの動的部分について特定の所望出力レベルを得ることができることは理解できよう。
【００７３】
合算ジャンクション４８の出力部は、指数ブロック３４の第２入力部に接続される。指数ブロック３４の第１入力部は、ｖ(ｔ)の符号情報を含み、指数ブロック３４の第２入力部で入力と結合されたとき、次のような指数ブロック３４の出力を形成する。
【数２】
【００７４】
したがって、図２Ｃに示す乗算ＡＧＣ回路１６は、ほぼ６秒より長い相対的に一定の振幅を有する音響信号を減衰させることになるが、動的、音声信号へのゲインを増大させる（Ｇ一定による）ことになる。好ましくは、ａｔｔｅｎの値（その対数が合算ジャンクション・ブロック４８に加えられる）は、補聴器のユーザの管理の下にあってもよい。こうして、補聴器のユーザは、ボリューム制御によるボリュームの選択に類似する要領で背景ノイズ減衰を設定することができる。ここで、当業者であれば、補聴器またはステレオ・サウンド・システムにおいて代表的に使用される種々の公知ボリューム制御装置を使用してデジタル・システムあるいはアナログ・システムにおいて背景ノイズ減衰レベルを調整することができる理解できよう。
【００７５】
次に図５Ａを参照して、ここには、本発明の乗算ＡＧＣ回路１６−ｎの別の実施例のブロック図が示してある。ここでは、対数機能が低域フィルタ機能に続く。当業者であれば、図２Ａの回路の対応するブロックと同じ機能を有する図５Ａの回路の個々のブロックが図２Ａのブロックの対応するものと同じ要素から構成され得ることは理解できよう。
【００７６】
図２Ａの乗算ＡＧＣ回路１６−ｎと同様に、図５Ａの乗算ＡＧＣ回路１６−ｎは、図１に示すオーディオ帯域フィルタ１４−ｎのうちの１つからの出力を増幅器２０での入力信号として受け入れる。なお図５Ａを参照して、増幅器２０は、1／ｅmaxのゲインを有するように設定される。ここで、ｅmaxは、ＡＧＣゲインを適用しようとしているオーディオ・エンベロプの最大許容値である。
【００７７】
増幅器２０の出力は、絶対値回路６０に通される。アナログ具体例において、絶対値回路６０を実装する公知方法は無数にある。たとえば、A. S. Sedra and K. C. Smith, Microelectronic Circuits, Holt, Rinehart and Winston Publishing Co., 2nd ed. 1987を参照されたい。デジタル具体例において、当業者であれば、絶対値回路が単に回路の入力部でデジタル数の大きさを獲得するだけで実施し得ることは理解できよう。
【００７８】
絶対値回路６０の出力は、低域フィルタ３Ｄに通される。低域フィルタ３０は図２Ａに関して開示したと同じ要領で構成され得る。当業者であれば、絶対値回路６０と低域フィルタ３０の組み合わせがエンベロプｅ(ｔ)の評価を与え、それ故、エンベロプ検出器として知られていることは理解できよう。エンベロプ検出器のいくつかの具体例がこの技術分野で周知であり、本発明の教示から逸脱することなく使用し得る。図５Ａの実施例では、低域フィルタ３０がＬＯＧブロック２２に先行しているので、遮断周波数がその臨界帯域幅の１／８までであることが好ましい。しかしながら、１６Ｈｚの公称遮断周波数も使用し得ることは了解されたい。
【００７９】
現在のところ好ましい実施例において、低域フィルタ３０の出力は、ＬＯＧブロック２２において処理され、信号の対数を導く。ＬＯＧブロック２２への入力は、絶対値ブロック６０の作用により常に正である。それ故、ＬＯＧブロック２２からの位相項または符号項は使用されない。ここで再び、増幅器２０のゲインが1／ｅmaxに設定されるため、ｅmax未満の入力についての増幅器２０の出力は決して１より大きくなることはなく、ＬＯＧブロック２２からの対数項は常に０以下となる。
【００８０】
図５Ａにおいて、図２Ａに関して行われた説明からＬＯＧブロック２２の別の具体例を得ることができる。これは、図５ＡのＬＯＧブロック２２では精度が低くてもよいからである。ここで、許容できないほど高いノイズ・レベルが不正確さから生じるので、この別具体例は図２ＡのＬＯＧブロック２２の具体例で使用するには適するとは考えられないことは了解されたい。ＬＯＧブロック２２のこの別実施例においては、ＬＯＧブロック２２への入力を表す浮動小数点表現の仮数部の指数、分数部分を互いに加算してＬＯＧブロックの出力を形成する。たとえば、ＩＥＥＥ標準754―1985フォーマットに準拠する数１２の浮動小数点表現は、１．５×２3である。ＬＯＧブロック２２の別の具体例によれば、ｌｏｇ212の値は３．５とみなされる。これは、２3の指数と１．５の分数部分の合計が３＋０．５＝３．５として算出されるからである。ｌｏｇ212の真の値は３．５８４９６である。ほぼ２％のエラーは許容できると考えられる。
【００８１】
ＬＯＧブロック２２の対数出力信号は、（Ｋ―１）に等しいゲインを有する増幅器６２に与えられる。図２Ａの増幅器３２と異なるそのゲイン以外には、増幅器３２、６２は同様に構成されていてもよい。増幅器６２の出力は、ＥＸＰブロック３４の入力部に与えられ、このＥＸＰブロック３４は、信号を処理して指数（真数）関数を提供する。
【００８２】
ＥＸＰブロック３４の出力は、乗算器６４における増幅器２０への入力の遅延バージョンと組み合わせられる。ここで、遅延要素６６は適切な遅延量を与えるように機能する。乗算器６４を実現する公知方法は多数存在する。デジタル具体例においては、これは、単に、２つのデジタル値の乗算である。アナログ具体例においては、A. S. Sedra and K. C. Smith, Microelectronic Circuits, Holt, Rinehart and Winston Publishing Co., 3rd ed. 1991（特に９００ページ参照）に示されるようなアナログ乗算器が必要である。
【００８３】
図２Ａに示す実施例と同様に、図５Ａの実施例の増幅器２０への入力は、乗算器６４の入力部への付与に先立って遅延される。遅延ブロック６６は、低域フィルタ３０のグループ遅延に等しい遅延を有する。
【００８４】
図５Ｂは、図５Ａに示す回路の変形例である回路のブロック図である。当業者であれば、増幅器２０を排除でき、そのゲイン、1／ｅmaxが、本発明の概念から逸脱することなく、図５Ｂに示すように、合算回路６８においてＬＯＧブロック２２の出力から値ｌｏｇ[ｅmax]を減算することによって同等に実施され得ることは理解できよう。
【００８５】
図５Ｃは、本発明によるノイズ抑制を含む乗算ＡＧＣ回路１６の好ましい実施例を示している。この乗算ＡＧＣ回路１６は、図５Ａ、５Ｂに示す乗算ＡＧＣ回路１６−ｎと類似している。但し、本発明のノイズ抑制構成要素が含まれている。したがって、図５Ｃに示す付加的な回路要素のみをここに説明する。
【００８６】
本発明によれば、ＬＯＧブロック２２の出力でのｌｏｇ[ｅ(ｔ)]は、高域フィルタ７０および低域フィルタ７２に接続されている。低域フィルタ７２の具体例は、１／６Ｈｚでコーナを有する単純な１次低域フィルタ特性で作られ得る。この実施例は、当業者には周知のものである。高域フィルタは、１次高域フィルタ伝達関数が、１から減算される低域フィルタ関数であるという理解から実現され得る。このように実現された高域フィルタ７０が図６に示してあり、これは当業者には周知のものである。高域フィルタ７０および低域フィルタ７２についての伝達関数は、それぞれ、図７Ａ、７Ｂに示してある。ここで、説明したもの以外のフィルタ次数および遮断周波数を本発明に従って設計選択事項として選ぶことができることは了解されたい。
【００８７】
あるいは、図５Ｃの高域フィルタ７０および低域フィルタ７２は、図８に示す要領でノイズ除去器と取り替えることもできる。ノイズ除去器の種々の具体例は、当業者にとっては周知である。ノイズ除去器の適当な具体例が、先に引用したHarry Tederの論文、「Hearing Instruments in Noise and the Syllabic Speech-to-Noise Ratio」、Hearing Instruments, Vol. 42, No.2, 1991に示唆されている。この実施例においては、音声が存在するときのノイズ評価と音声なしのときのノイズ評価との間でノイズ除去器が切り替わるときに切り替え人為構造が生成される。
【００８８】
図５Ｃに再び目を転じて、高域フィルタ７０の出力は、音響信号エンベロプの動的部分を表すｌｏｇ[ｅd(ｔ)]である。低域フィルタ７２の出力は、信号エンベロプのほぼ静止している部分を表すｌｏｇ[ｅn(ｔ)]である。合算ジャンクション３８で、値ｌｏｇ[ｅmax]は、図５Ｂにおける合算ジャンクション６８で値ｌｏｇ[ｅmax]が減算されたと同様に低域フィルタ７２の出力から減算される。ＨＰＦ２ブロック７０からの出力である信号の対数の動的部分は、ゲイン（Ｇ−１）によって増幅される。本発明によれば、次に、値ｌｏｇ[ａｔｔｅｎ]も、合算ジャンクション７４で増幅器ブロック６１、６２の出力に加算される。
【００８９】
合算ジャンクション７４からの出力は、べき算ブロック３４への入力である。べき算ブロック３４の出力は、乗算器６４によって遅延ブロック６６を介して入力信号の値を掛けられる。上記したようなＫの選択は、減衰値ａｔｔｅｎの選択と共に、乗算ＡＧＣ回路１６のうちの２以上において行われ、チャネルのいくつかを横切って背景ノイズの同様の減衰を行い得る。減衰値ａｔｔｅｎは、上記の要領でボリューム制御回路によって制御され得る。
【００９０】
図５Ｄは、本発明によるノイズ抑制の別の実施例を示している。図５Ｄにおいて、ＬＯＧブロック２２の出力は、２つの経路に分割される。ＬＯＧブロック２２からの１つの出力は、合算ジャンクション７５に送られ、「a」で示す量が加算される。「a」の値は、それぞれのＡＧＣ帯域１６−ｎについての音響閾値の対数（ブロック２２のｌｏｇと同じベースに対する）である。先に述べたように、ノイズ除去器ブロック４５は、エンベロプの対数の静止部分ｌｏｇ[ｅn(ｔ)]の評価を行うのに用いる。エンベロプの対数の動的部分ｌｏｇ[ｅd（ｔ)]の評価は、ノイズ除去器ブロック４５の出力に合算ジャンクション７５の出力を加算することによって合算ジャンクション７６の出力部のところで得られる。合算ジャンクション７６からのこの出力は、次に、ゲインＧ'を掛けられる。すなわち、
【数３】
ここで、
【数４】
そして、
【数５】
【００９１】
適応ゲインＧ'の選択は、３つの仕様から得られる。すなわち、（１）最大所望音声レベルを快適な傾聴レベルに復元するようにゲインに対応する最大ゲインＫｍａｘ；（２）所望の減衰量ａｔｔｅｎ；そして、（３）統一ゲインが望まれるｋ＝ｌｏｇ[ｅd（ｔ)]の値である。
【００９２】
なお図５Ｄを参照して、ノイズ除去器ブロック４５の出力は、また、合算ジャンクション７９のところでｌｏｇ[ａｔｔｅｎ]と組み合わせられる。この合算ジャンクション７９および増幅器Ｇ'の出力はジャンクション７７で合算され、そして、それ以降の出力はブロック３２においてＫに掛け合わされる。次に、ＬＯＧブロック２２からの出力が、乗算器Ｋ（Ｋの選択は先に記載した）の出力から減算され、次いで、ユーザ「ｂ」についての閾値の対数と、ジャンクション７４で合算される。
【００９３】
図５Ｅは、本発明のノイズ低減の別の実施例を示している。
【００９４】
図２Ａ−２Ｃおよび図５Ａ-５Ｃに示す乗算ＡＧＣ回路１６−ｎは異なって実行されるが、図２Ａ−２Ｃのログ・ローパス具体例から生じる出力および図５Ａ-５Ｃのローパス・ログ具体例から生じる出力はほぼ等しく、一方の出力が他方よりも望ましいとは言えないことがわかった。実際、これらの出力は、両方についてのいずれか良好な表現の出力と看做すに充分に類似していると思われる。ログ・ローパスおよびローパス・ログが等価であることが人間の聴覚乗算ＡＧＣ構成にとって適切であるかどうかを決定するのに音声データについて実施したテストの傾聴結果は了解度を示し、そして、両方の構成における忠実度はほとんど見分けがつかなかった。
【００９５】
了解度および忠実度は両方の構成において等価であるが、特定の正弦波トーンについてのシステムのキャリブレーション中の出力レベルの分析では、ログ・ローパス・システムがキャリブレーションから僅かにそれると共に、ローパス・ログがキャリブレーションを維持したことが分かった。いずれの構成も均等な傾聴結果を与えるように見えるが、キャリブレーション問題は図５Ａ-５Ｃのローパス・ログ具体例を支持する。
【００９６】
本発明のマルチ帯域乗算ＡＧＣ適応圧縮法は、明確なフィードバックまたはフィードフォアワードを持たない。修正ソフト・リミッタの乗算ＡＧＣ回路１６−ｎへの追加によって、安定した過渡期応答および低いノイズ・フロアが保証される。本発明で用いるための乗算ＡＧＣ回路のこのような実施例が図９Ａに示してある。
【００９７】
図９Ａの実施例は、図５Ａに示す実施例と類似しているが、絶対値回路６０を送る代わりに、増幅器２０が低域フィルタ３０に続く。それに加えて、修正ソフト・リミッタ８６が、ＥＸＰブロック３４と乗算器６４との間に挿入される。アナログ具体例においては、ソフト・リミッタ８６は、たとえば、A. S. Sedra and K. C. Smith, Microelectronic Circuits, Holt, Rinehart and Winston Publishing Co., 2nd ed. 1987（特に230―239ページ参照）と同様に設計することができ、ゼロに漸近する飽和領域の勾配を有する。ブロック８６の出力は、システムのゲインである。図９Ａの回路におけるソフト・リミッタ・ブロック８６の挿入は、ゲインを最大値に制限する。この最大値は、閾値での聴覚損失を補正するのに必要なゲインとなるように設定される。
【００９８】
デジタル具体例において、ソフト・リミッタ８６は、サブルーチンとして実現できる。このサブルーチンは、閾値での聴覚損失を補正するのに必要な、乗算器６４によって実現されるべきゲインの値よりも小さい全入力値についてソフト・リミッタ８６への入力に等しい出力を乗算器６４へ与え、この値より大きい全ての入力についての閾値での聴覚損失を補正するのに必要なゲインの値に等しい出力を乗算器６４へ与える。当業者であれば、乗算器６４が、そのゲインがソフト・リミッタ８６の出力によって制限される可変ゲイン増幅器として機能することは理解できよう。それは、閾値より下のソフト音についてのゲインを、閾値での聴覚補正のために必要なゲインに等しいか、あるいは、それより小さい値に制限するためにソフト・リミッタを修正するのにさらに便利であるが、必ず必要というわけではない。ソフト・リミッタ８６がこのように修正された場合、聴覚の閾値より下のゲインが入力レベルにおける小変化に関して確実に不連続とならないように注意しなければならない。
【００９９】
修正ソフト・リミッタ８６の使用は、無音から不快なほど大きな強ささまでの移行を急速になす音声刺激に対するシステム応答における移行性オーバーシュートを排除することによって別の有益な効果を与える。ソフト・リミッタ８６の安定化効果は、また、システムに適切な遅延を導入することによって達成され得るが、これは損傷性の副作用を有する可能性がある。自分自身の声が過剰に遅れて耳に伝送されることで、吃音を誘発する可能性のあるフィードバック遅延が生じる。修正ソフト・リミッタ８６の使用は、他の技術によって使用される音響遅延を排除し、同時に、安定性を与えると共に信号対雑音比を強化する。
【０１００】
図９Ｂは、図９Ａに示す回路の変形例のブロック図である。当業者であれば、増幅器２０を排除することができ、そして、そのゲイン機能が、本発明の概念から逸脱することなく、図９Ｂに示すように合算回路８８において値ｌｏｇ[ｅmax]をＬＯＧブロック２２の出力から減算することによって、同等に実現され得ることは理解できよう。
【０１０１】
次に図１０に目を転じて、本発明に従って３つの勾配ゲイン曲線を備える乗算ＡＧＣ回路１６の好ましい実施例が、ここには示してある。図１０において、ＬＯＧブロック２２の出力は、第１、第２のコンパレータ回路９０−１、９０−２に接続される。これらのコンパレータ回路は、図１１における３つのゲイン領域のうちどれが適用されるかについて決定するために、ＬＯＧブロック２２の出力を所定の入力レベルと比較する。第１、第２のコンパレータ回路の出力は、ゲイン・マルチプレクサ９２および正規化マルチプレクサ９４の第１、第２の選択入力に接続される。ゲイン・マルチプレクサ９２に対する第１、第２、第３の入力Ｋ0’、Ｋ1’およびＫ2’は、増幅器４２における（Ｋ−１）の値を与える。正規化マルチプレクサ９４に対する第１、第２、第３の入力Ａ0’、Ａ1’、Ａ2’は、合算ノード９６によって増幅器４２の出力に値（Ｋ−１）ｌｏｇ[ｅmax]を加算することによって図２Ａ、５Ａおよび９Ａの増幅器２０によって実行される正規化を与える。正規化が増幅器４２の演算の後に生じるので、Ｋの値が正規化マルチプレクサ９４へ３つの入力の各々に含まれることは了解されたい。さらに、３つの入力の各々に含まれるＫの値は、ゲイン・マルチプレクサ９２からの出力に応答して増幅器４２によって使用されるＫの値と一致する。
【０１０２】
本発明のこの実施例によれば、コンパレータ回路９０−１および９０−２は、ＬＯＧブロック２２からの出力の振幅を展開、圧縮、飽和領域に分ける。３つの領域において入力部に与えられるゲインの典型的なグラフが図１１に示してある。展開領域の上限は、ユーザに補聴器の装着したときに決まる閾値聴覚損失によって設定される。ＬＯＧブロック２２からの出力の振幅が閾値聴覚損失より下にあるとき、入力Ｋ0’およびＡ0’が選ばれ、増幅器４２のゲインが入力部に対して展開性ゲインを与えると好ましい。望ましくないノイズの原因となる低レベルでの入力信号エネルギについては、展開は、これらの低レベル信号までゲインを減らすことによって有用である。
【０１０３】
圧縮領域の下限は閾値聴覚損失により設定される。そして、上限は圧縮領域において信号に与えられる圧縮および飽和領域における圧縮によって設定される。ＬＯＧブロック２２からの出力の振幅が閾値聴覚損失より上で、圧縮領域の上限の下にあるとき、入力Ｋ1’およびＡ1’が選ばれ、増幅器４２のゲインは、好ましくは、入力への圧縮ゲインを与えることになる。各チャネルにおいて行われる圧縮は、補聴器の着用時に決定されることになる。
【０１０４】
ＬＯＧブロック２２からの出力の振幅が圧縮領域の上限より上にあるときには、入力Ｋ2’およびＡ2’が選ばれる。そして、増幅器４２のゲインは、好ましくは、入力に圧縮ゲインを与えることになる。飽和領域における圧縮は、代表的には、圧縮領域における圧縮より大きい。飽和領域において、出力は出力トランスデューサの最大出力能力より低いレベルに限定される。これは、他のタイプの出力制限、たとえば、ピーク・クリッピングより好ましい。
【０１０５】
安定性を達成する代替方法としては、オーディオ帯域フィルタ１４−１〜１４−ｎへの入力に低レベルのノイズ（すなわち、聴覚閾値レベルより低い強度を有するノイズ）を加算する方法がある。このノイズは、そのスペクトル形状が通常の聴覚個人についての聴覚閾値曲線に周波数の関数として追従するように重み付けされなければならない。これは、図１においてノイズ発生器１００によって概略的に示してある。ノイズ発生器１００は、オーディオ帯域フィルタ１４−１〜１４−ｎの各々へ低レベルのノイズを注入するものとして示してある。数多くのノイズ生成用の回路および方法が、この技術分野では良く知られている。
【０１０６】
図５Ａ−５Ｄ、図９Ａ、９Ｂおよび図１０の実施例においては、低域フィルタ３０の前にある絶対値回路６０からなるサブ回路がエンベロプ検出器として機能する。絶対値回路６０は、適切なスケーリング調節を行いながら、半波整流器、全波整流器または出力が入力のＲＭＳ値である回路として機能し得る。このエンベロプ検出器サブ回路の出力は比較的低い帯域幅を有するので、この回路のデジタル実現におけるエンベロプ更新は、エンベロプ帯域幅についてのナイキスト・レート（５００Ｈｚ未満のレート）でのみ行われる必要がある。当業者であれば、これが低パワー・デジタル具体例を可能にすることは理解できよう。
【０１０７】
聴覚補償のための乗算ＡＧＣ全範囲適応圧縮は、いくつかの重要な方法で以前のＦＦＴ作業と異なる。本発明のマルチバンド乗算適応圧縮技術は、周波数領域処理を使用しないが、その代わりに、必要な臨界帯域幅に基づく類似した、あるいは、等価のＱを持つ時間領域フィルタを使用する。それに加えて、ＦＦＴ方法とは対照的に、乗算ＡＧＣ適応圧縮を使用する本発明のシステムは、最小限の遅延で実施することができ、明確なフィードフォアワードやフィードバックはない。
【０１０８】
従来技術のＦＦＴ具体例においては、この従来技術を使用して測定されるパラメータは、フォン空間において識別された。マルチバンド乗算ＡＧＣ適応圧縮を組み入れている本発明の現在のところ好しいシステムは、本来的に漸増を含んでおり、図２Ａ−２Ｃ、図５Ａ−５Ｅおよび図９Ａ、９Ｂに示した実施例において周波数の関数として、閾値聴覚損失および上方快適レベルの測度だけを必要とする。
【０１０９】
最後に、本発明のマルチバンド乗算ＡＧＣ適応圧縮技術は、修正ソフト・リミッタ８６、あるいは、従来技術の処理によって導入される付加的なノイズ人為構造を排除し、音響忠実度を維持する低レベル・ノイズ発生器１００を利用する。しかしながら、より重要なことであるが、適切な時間遅延が使用されない場合、従来技術のＦＦＴ方法は、無音から大きい音への移行中に不安定になる。本発明の現在のところ好ましい乗算ＡＧＣ実施例は、最小限の遅延で安定する。
【０１１０】
本発明のマルチバンド乗算ＡＧＣ適応圧縮方法は、いくつかの利点を有する。図２Ａ―２Ｃ、図５Ａ-５Ｅおよび図９Ａ、９Ｂに関して説明した実施例の場合、着用した人間についての閾値および上方快適レベルのみを測定するだけでよい。同じ低域フィルタ設計を使用して、処理されつつある周波数帯域の各々について、音響刺激ｓ(ｔ)のエンベロプｅ(ｔ)または同等にｌｏｇ[ｅ(ｔ)]を抽出する。さらに、この同じフィルタ設計を使用し、単に上記のように低域フィルタの遮断周波数を変えることによって、無音から大きい音までの急速な移行が予期される場合を含む他の用途を達成できる。
【０１１１】
本発明のマルチバンド乗算ＡＧＣ適応圧縮方法は時間遅延が最小である。これは、個人が発言し、脳への直接経路応答として自身の声を聴き、補聴器システムを通して処理された遅延エコーを受け取るときに生じる聴覚混乱を排除する。
【０１１２】
係数ｅmaxでの正規化は、補聴器について、所定の上方快適レベルより上の出力レベルで増大し、過度の音響強度から耳が損傷を受けることを防ぐゲインを提供することを数学的に不可能にする。ｅmaxより大きい音響入力レベルの場合、装置は、それを増幅するよりはむしろ音響を減衰させる。当業者であれば、本発明の概念から逸脱することなく最大安全レベルに出力を制限することによってさらに耳を保護することができることは理解できよう。
【０１１３】
個別の指数定数Ｋが各周波数帯域に使用され、すべての入力強度レベルについて正しいゲインを正確に与える。それ故、線形範囲、圧縮範囲間の切り替えが生じることはない。したがって、切り替え人為構造が排除される。
【０１１４】
本発明のマルチバンド乗算ＡＧＣ適応圧縮方法は、明確なフィードバックまたはフィードフォワードを持たない。修正ソフト・リミッタの追加の場合、安定した過渡期応答および低ノイズ・フロアーが保証される。遅延が最小であり、乗算ＡＧＣにおける明確なフィードフォワードまたはフィードバックの欠如の結果として本発明による、従来技術を超えた重要な付加的な利点は、耳に密着する補聴器マイクロホンおよびスピーカの両方を有する補聴器で代表的なうっとうしいオーディオ・フィードバックまたは再生の改善である。
【０１１５】
乗算ＡＧＣは、その単純さにより、デジタル、アナログいずれの回路でも実施可能である。低パワー実施が可能である。先に述べたように、デジタル実現においては、エンベロプ更新（すなわち、増幅器２０、ＬＯＧブロック２２、増幅器４２によって示される動作）は、エンベロプ帯域幅についてナイキスト・レート（５００Ｈｚ未満のレート）でのみ実施する必要があり、それによって、パワー需要をかなり減らすことができる。
【０１１６】
本発明のマルチバンド乗算ＡＧＣ適応圧縮システムは、また、他のオーディオ問題にも適用できる。たとえば、ステレオ・システムおよび自動車オーディオ装置において代表的に使用される音響イコライザは、唯一のユーザ調節が各周波数帯域における所望の閾値ゲインであるから、マルチバンド乗算ＡＧＣ方法の利点を獲得することができる。これは、現在のグラフィック・イコライザに対する調節手順と同じであるが、ＡＧＣは、現在のシステムで生じるような異常音量増大を招くことなく所望の周波数ブーストを行える。
【０１１７】
本発明の別の態様によれば、耳内聴覚補償システムは、電気信号を音響エネルギに変換する２つのトランスデューサを使用する。２つの最近の開発が、二重受信器補聴器を可能にした。最初の開発は、小型化した可動コイル・トランスデューサの開発であり、次の開発は、本願で開示した臨界帯域圧縮技術であって、これは、１９９４年７月８日出願の親出願通し番号０８／２７２９２７（現在は、米国特許第５，５００，９０２号）にも開示され、クレームに記載されている。
【０１１８】
次に図１２を参照して、ここには、電気信号を音響エネルギに変換する２つのトランスデューサを使用する耳内聴覚補償システム１１０のブロック図が示してある。第１のトランスデューサ１１２（たとえば、普通の鉄製アーマチャ式補聴器レシーバ）は低周波数（たとえば、１ｋＨｚより低い周波数）に対して使用され、第２のトランスデューサ１１４は高周波数（たとえば、１ｋＨｚより高い周波数）に対して使用される。
【０１１９】
携帯式電子装置のためのハイファイ・ヘッドフォンの需要は、全オーディオ範囲（２０〜２０，０００Ｈｚ）にわたって平坦な応答を行う１／２インチ直径未満の可動コイル・トランスデューサの開発を刺激した。耳管に装着するために、トランスデューサは、直径１／４インチ未満でなければならない。したがって、市販のトランスデューサは適用できない。３／１６直径までの市販の可動コイル・ヘッドフォンのスケーリングで得たトランスデューサは、１ｋＨｚから優れた効率を有し、人間の聴覚の上方周波数限度を充分に超えている。本発明のシステムは、このようなスケールド可動コイル・トランスデューサ１１４をツィータとして使用し、標準のKnowles（または類似した）鉄製アーマチャ式補聴器トランスデューサ１１２をウーハとして使用する。これらの装置は、共に、耳管に容易に装着することができる。
【０１２０】
図１２に示す聴覚補償システムは、概念的には親発明と同じであるが、それぞれ、帯域フィルタおよび乗算ＡＧＣゲイン制御器を含む処理チャネルを２つのグループに分けている点で異なる。第１のグループは、帯域フィルタ１４−１０、１４−１１、１４−１２および乗算ＡＧＣ回路１６−１０、１６−１１、１６−１２からなり、鉄製アーマチャ式トランスデューサ１１２の共鳴より下の周波数を持つ信号を処理する。第２のグループは、帯域フィルタ１４−２０、１４−２１、１４−２２および乗算ＡＧＣ回路１６−２０、１６−２１、１６−２２からなり、鉄製アーマチャ式トランスデューサ１１４の共鳴より上の信号を処理する。第１グループの処理チャネルの出力は、合算要素１１６−１で合算され、パワー増幅器１１８−１に送られる。このパワー増幅器が鉄製アーマチャ式トランスデューサ１１２を駆動する。第２グループの処理チャネルの出力は、合算要素１１６−２で合算され、パワー増幅器１１８−２に送られる。このパワー増幅器は、高周波可動コイル・トランスデューサ１１４を駆動する。両方の処理チャネルへの入力は、エレクトレット・マイクロホン１２０およびプリアンプ１２２によって供給される。
【０１２１】
高低成分への周波数分離が帯域フィルタを使用して達成される図１２に示す配置を用いると、クロスオーバー・ネットワークが不要となり、それによって、システム全体を簡略化できる。当業者であれば、第１グループにおける処理要素、増幅要素をそれらが作動する周波数帯域よりも高い周波数帯域に対して特殊化することができる。これは第２グループでも可能である。この特殊化は、実際問題としてかなりのパワー消散を減じることができる。このような特殊化の例としては、特別なトランスデューサについて設計を最適化するパワー増幅器を使用すること、各グループの帯域幅に対して適切にサンプリング・レートを使用することおよび他の周知の設計最適化がある。
【０１２２】
高周波トランスデューサ１１４のための小型可動コイル・トランスデューサの別の実施例も本出願人によって成功裏に実行された。現代のエレクトレットは、高周波出力トランスデューサとして役立つのに充分に高い電子機械変換効率を得るのに充分な安定した高い分極を有する。このようなトランスデューサは、超音波用途において長く使われてきたが、聴覚補償用途には適用されたことはなかった。これらのエレクトレット装置を高周波トランスデューサ１１４として使用するとき、当業者であれば、上記の設計特殊化を採用しなければならず、パワー増幅器について特別な改善を行い、これを特殊化して、可動コイル・トランスデューサによって要求されるよりもかなり高い電圧を供給しなければならないことは理解できるであろう。
【０１２３】
本発明の実施例および応用を図示し、説明してきたが、上記よりも多くの修正が、本発明の概念から逸脱することなく可能であることは当業者には明らかであろう。したがって、本発明は、添付の特許請求の範囲を除いて限定されることはない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、本発明に従った聴力補償システムのブロック図を示す。
【図２Ａ】 図２Ａは、本発明に従った使用に適した相乗的ＡＧＣ回路の第一の実施例のブロック図を示す。
【図２Ｂ】 図２Ｂは、本発明に従った使用に適した図２Ａに記載の相乗的ＡＧＣ回路の代替的実施例のブロック図を示す。
【図２Ｃ】 図２Ｃは、本発明に従ったノイズ抑制を伴う、相乗的ＡＧＣ回路の第一の実施例のブロック図を示す。
【図３】 図３は、図２Ａに記載の相乗的ＡＧＣ回路に採用されたフィルタの応答特性のプロットである。
【図４Ａ】 図４Ａは、本発明に従った図２Ｃの相乗的ＡＧＣ回路に採用されたフィルタの応答特性のプロットを示す。
【図４Ｂ】 図４Ｂは、本発明に従った図２Ｃの相乗的ＡＧＣ回路に採用されたフィルタの応答特性のプロットを示す。
【図４Ｃ】 図４Ｃは、本発明に従った図２Ｃの相乗的ＡＧＣ回路に採用されたフィルタの応答特性のプロットを示す。
【図５Ａ】 図５Ａは、本発明に従った使用に適した相乗的ＡＧＣ回路の第二の実施例のブロック図を示す。
【図５Ｂ】 図５Ｂは、本発明に従った使用に適した図５Ａに記載の相乗的ＡＧＣ回路の代替的実施例のブロック図を示す。
【図５Ｃ】 図５Ｃは、本発明に従ったノイズ抑制を伴う、相乗的ＡＧＣ回路の第二の実施例のブロック図を示す。
【図５Ｄ】 図５Ｄは、本発明に従ったノイズ抑制を伴う、相乗的ＡＧＣ回路の第三の実施例のブロック図を示す。
【図５Ｅ】 図５Ｅは、本発明に従ったノイズ抑制を伴う、相乗的ＡＧＣ回路の第四の実施例のブロック図を示す。
【図６】 図６は、本発明に従った使用に適したハイパス・フィルタの実装を示す。
【図７Ａ】 図７Ａは、本発明に従った、図５Ｃ、５Ｄ、および５Ｅの相乗的ＡＧＣ回路で採用されたフィルタの応答特性のプロットを示す。
【図７Ｂ】 図７Ｂは、本発明に従った、図５Ｃ、５Ｄ、および５Ｅの相乗的ＡＧＣ回路で採用されたフィルタの応答特性のプロットを示す。
【図８】 図８は、本発明に従って図５Ｃおよび５Ｄに記載されたフィルタと置き換えるのに適したノイズ評価装置を示す。
【図９Ａ】 図９Ａは、本発明に従った使用に適した相乗的ＡＧＣ回路の第三の実施例のブロック図を示す。
【図９Ｂ】 図９Ｂは、本発明に従った使用に適した、図９Ａに記載の相乗的ＡＧＣ回路の代替的実施例のブロック図を示す。
【図１０】 図１０は、本発明に従った相乗的ＡＧＣ回路の、現在好ましい実施例のブロック図を示す。
【図１１】 図１１は、本発明に従った図１０に記載の相乗的ＡＧＣ回路の３の傾斜利得領域のプロットを示す。
【図１２】 図１２は、電気信号を音響信号に変換する二つのトランスデューサを採用している、本発明に従った耳内の聴力補償システムのブロック図である。
【関連出願】
本出願は、アメリカ合衆国特許出願第０９／１６９，５４７号、１９９８年９月９日提出の一部継続出願であり、それはアメリカ合衆国特許出願第０８／６９７，４１２号、１９９６年８月２２日提出の一部継続出願であり、それはアメリカ合衆国特許出願第０８／５８５，４８１号、１９９６年１月１２日提出の一部継続出願であり、それはアメリカ合衆国特許出願第０８／２７２，９２７号、１９９４年７月８日提出、現在アメリカ合衆国特許第５，５００，９０２号の継続出願である。
【０００２】
【発明の属する技術分野】
本発明は、音声再生のための電子補聴装置および電子システムに関する。より特定的には、本発明は、電子補聴器および電子音声システムにおける信号のフィデリティ（fidelity）を保持するためのノイズ抑制に関する。本発明に従って、ノイズ抑制装置および方法は、アナログおよびデジタル信号処理技術の両方を利用する。
【０００３】
【従来の技術】
補聴器の使用者による最も一般的な不満の一つは、雑音がある中では聞くことができないということである。従って、雑音の抑制は長い間、研究者たちの焦点となっており、ノイズ抑制問題を解決するための多くのアプローチが提案されてきた。一つのアプローチでは、ノイズの独立した計測が実施され、処理される信号から減算される。この技術は通常、以下のように表される信号に適用される：
ｓ（ｔ）＝ｄ（ｔ）＋ｎ（ｔ）
ｓ（ｔ）は処理される信号であり、ｄ（ｔ）は信号ｓ（ｔ）の所望の部分であり、およびｎ（ｔ）は信号ｓ（ｔ）のノイズである。
【０００４】
例えば、一つ以上のセンサが、干渉から独立したノイズの評価の計測ｎe（ｔ）を形成するための適応した技術とともに採用されてもよい。ノイズ評価ｎe（ｔ）を信号ｓ（ｔ）から減算することによって、向上したバージョンの所望の信号ｄ（ｔ）が得られる。ノイズ評価ｎe（ｔ）の減算を強調するため、この技術は一般的に、“ノイズ・キャンセリング（noise canceling）”と称される。このノイズ・キャンセリング技術は、ソナー・システムと、医療用胎児用心電図の両方に応用されており、およびさらに、言語音声および干渉の両方を含む音響信号を処理するのにも有効であることがわかっている。例えば、Ｄｏｕｇｌａｓ Ｍ．Ｃｈａｂｒｉｅｓら、“適応デジタル信号処理の、聴力障害者のための言語音声強調への応用（Application of Adaptive Digital Signal Processing to Speech Enhancement）”、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｒｅｈａｂｉｌｉｔａ‐ｔｉｏｎ Ｒｅｓｅａｒｃｈ ａｎｄ Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ、Ｖｏｌ．２４、Ｎｏ．４，ｐｐ．６５−７５およびＲｏｂｅｒｔ Ｈ．Ｂｒｅｙら、“健常および聴力障害の対象者に適応フィルタを採用することによる、雑音中での言語音声明瞭性の向上（Improvement in Speech Intelligibility in Noise Employing an Adaptive Filter with Normal and Hearing-Impaired Subjects）”、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｒｅｈａｂｉｌｉｔａｔｉｏｎ Ｒｅｓｅａｒｃｈ ａｎｄ Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ，Ｖｏｌ．，２４，Ｎｏ．４，ｐｐ．７５−８６を参照。
【０００５】
ノイズの独立したサンプルまたは評価が入手できない時は、ノイズ抑制を供給するための他の技術が採用されてきた。いくつかの例において、研究者は、音の明瞭性を強調するために、言語音声とノイズの時間的属性における差を利用した。これらの技術は、通常、ノイズ抑制または言語音声強調と称される。例えば、Ｇｒａｕｐｅのアメリカ合衆国特許第４，０２５，７２１号、Ｇｒａｕｐｅのアメリカ合衆国特許第４，１８５，１６８号、およびＳ．Ｂｏｌｌ、“スペクトル減算を用いた言語音声における音響ノイズの抑制（Suppression of Acoustic Noise in Speech Using Spectral Subtraction）”、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ ＡＳＳＰ，Ｖｏｌ．ＡＳＳＰ−２７，ｐｐ．１１３−１２０，１９７９年４月、Ｈ．Ｓｈｅｉｋｈｚａｄｅｈら、“補聴器設計への応用を伴う、スペクトル減算およびＨＭＭに基づく言語音声強調戦略の比較性能（Comparative Performance of Spectral Subtraction and HMM-Based Speech Enhancement Strategies with Application to Hearing Aid Design）”、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ ＩＣＡＳＳＰ，ｐｐ．Ｉ−１３乃至Ｉ−１７、１９９４年、およびＰ．Ｍ Ｃｒｏｚｉｅｒ，ＢＭＧ Ｃｈｅｅｔｈａｎ，Ｃ．Ｈｏｌｔ，ならびにＥ．Ｍｕｎｄａｙ，“スペクトル減算および線形予測解析を用いた言語音声強調（Speech enhancement employing spectral subtraction and linear predictive analysis）”、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｌｅｔｔｅｒｓ，２９（１２）：１０９４−１０９５、１９９３年を参照。
【０００６】
これらのアプローチは、ノイズとして定義された他の信号と比較して、特定の信号を強調するとして示されてきた。一人の研究者、Ｍｅａｄ Ｋｉｌｌｉｏｎは、これらのアプローチはどれも、言語音声明瞭性を強調しなかったことを指摘した。Ｍｅａｄ Ｋｉｌｌｉｏｎ、Ｅｔｙｍｏｔｉｃ Ｕｐｄａｔｅ，Ｎｕｍｂｅｒ １５，春、１９９７年を参照。しかしながら、低ノイズ環境では、抑制技術は、聴力不足を軽減するものとして示されてきた。
【０００７】
Ｍｅａｄ Ｋｉｌｌｉｏｎ，“ＳＩＮリポート：回路は、雑音下での聴取問題を解決しなかった（The SIN report : Circuits haven't solved the hearing-in-noise problem）”、“Ｔｈｅ Ｈｅａｒｉｎｇ Ｊｏｕｒｎａｌ，Ｖｏｌ．５０，Ｎｏ．２０，１９９７年１０月、ｐｐ．２８−３４を参照。
【０００８】
これらの技術で、研究者らは、一般的に、質または好みの計測が向上するという事実にもかかわらず、ノイズが混ざった言語音声が処理される時の言語音声明瞭性テストの低下を指摘した。通常は、ノイズ特性の明細または言語音声パラメータの定義は、ノイズ抑制の第二のカテゴリにおける様々な技術を、互いに区別する。ホワイト・ノイズまたは衝撃騒音（impulsive noise）が存在する場合に、有声音または母音を強調するためのこれらの技術に従って、音響信号はうまく処理されることができるが、しかしながら、これらの技術は、摩擦音や破裂音等の無声音を保持することについては、あまりうまくいかない。
【０００９】
他のノイズ抑制技術は、言語音声が検出される場合において発展してきており、および様々に提案された方法が、言語音声が存在しない時に補聴器における増幅器のスイッチを切るため、または言語音声をカットし、それから検出可能な言語音声がない場合に、出力増幅器のスイッチを切るために採用される。例えば、Ｈａｒｒｙ Ｔｅｄｅｒ，“雑音中での補聴器具および音節音声対ノイズ比（Hearing Instruments in Noise and the Syllabic Speech-to-Noise Ratio）”、Ｈｅａｒｉｎｇ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ，Ｖｏｌ．４２，Ｎｏ．２，１９９１年を参照。音声の明瞭性を強調するための、ノイズを抑制することによるノイズ抑制へのアプローチのさらなる例が、Ｇｒａｕｐｅのアメリカ合衆国特許第４，０２５，７２１号、Ｍｉｃｈａｅｌｓｏｎの第４，４０５，８３１号、Ｇｒａｕｐｅらの第４，１８５，１６８号、Ｇｒａｕｐｅらの第４，１８８，６６７号、Ｇｒａｕｐｅらの第４，０２５，７２１号、Ｇａｕｌｄｅｒの第４，１３５，５９０号、およびＨｅｉｄｅらの第４，７５９，０７１号に見ることができる。
【００１０】
他のアプローチは、明瞭性を向上させるために、帰還抑制および等化（Ｃｏｘのアメリカ合衆国特許第４，６０２，３３７号、およびＥｎｇｅｂｒｅｔｓｏｎの第５，０１６，２８０号、およびＬｅｌａｎｄ Ｃ．Ｂｅｓｔ，“補聴器における音響帰還のデジタル抑制（Digital Suppression of Acoustic Feedback in Hearing Aids）”Ｔｈｅｓｉｓ，Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ｗｙｏｍｉｎｇ，１９９５年５月、およびＲｕｐｅｒｔ Ｌ．Ｇｏｏｄｉｎｇｓ，Ｇｉｄｅｏｎ Ａ．Ｓｅｎｅｎｓｉｅｂ，Ｐｈｉｌｌｉｐ Ｈ．Ｗｉｌｓｏｎ，Ｒｏｙ Ｓ．Ｈａｎｓｅｎ、“音響帰還に対する補償を有する補聴器（Hearing Aid Having Compensation for Acoustic Feedback）”、１９９３年１１月２日発行アメリカ合衆国特許第５，２５９，０３３号）に、二重マイク構成（dual microphone configurations）（Ｓｌａｖｉｎのアメリカ合衆国特許第４，６２２，４４０号およびＮａｋａｍｕｒａらの第３，９２７，２７９号）に、または通常の方法（例えば、ＲＦリンク、電気刺激等）での耳への結合に焦点を置いていた。これらのアプローチの例は、Ｅｎｇｅｂｒｅｔｓｏｎのアメリカ合衆国特許第４，５４５，０８２号、Ｓｈａｆｅｒの第４，０５２，５７２号、Ａｍｂｒｏｓｅの第４，８５２，１７７号、およびＬｅｖｉｔｔの第４，７３１，８５０号に見られる。
【００１１】
さらに他のアプローチは、多数の圧縮およびフィルタリング体系を収容するデジタル・プログラミング制御実装を選択した。そのようなアプローチの例は、Ｋｏｐｋｅらのアメリカ合衆国特許第４，４７１，１７１号、およびＷｉｌｌｉａｍｓｏｎの第５，０２７，４１０号に見られる。Ｎｅｗｔｏｎのアメリカ合衆国特許第５，０８３，３１２号に開示されているようなアプローチは、補聴器によって遠隔的に受信される制御信号を受け入れることによって柔軟性を可能にする補聴器構造を利用する。
【００１２】
Ｍｏｓｅｒのアメリカ合衆国特許第４，１８７，４１３号は、アナログ−デジタル変換器およびデジタル−アナログ変換器を使用し、および固定伝達関数Ｈ（ｚ）を実行するデジタル補聴器のアプローチを開示する。しかしながら、文献での神経心理学的モデルや、結果的にＳｔｅｖｅｎおよびＦｅｃｈｎｅｒ法（Ｓ．Ｓ．Ｓｔｅｖｅｎｓ，Ｐｓｙｃｈｏｐｈｙｓｉｃｓ，Ｗｉｌｅｙ １９７５年；Ｇ．Ｔ．Ｆｅｃｈｎｅｒ，Ｅｌｅｍｅｎｔｅ ｄｅｒ Ｐｓｙｃｈｏｐｈｙｓｉｋ，Ｂｒｅｉｔｋｏｐｆ ｕ．Ｈａｒｔｅｌ，Ｌｅｉｐｚｉｇ，１９６０年参照）を生む多くの計測を概観することによって、最終的に、入力された音声に対する耳の反応は非線形であることが明らかになる。よって、完全に聴力を補償する固定された線形伝達関数Ｈ（ｚ）は存在しない。
【００１３】
Ｍａｎｓｇｏｌｄらのアメリカ合衆国特許第４，４２５，４８１号は、市販されているものと類似の、または同一の特徴を有するが、３帯域（ローパス（lowpass）、バンドパス（bandpass）、およびハイパス（highpass））補聴器の実装における付加されたデジタル制御を有する、プログラム可能デジタル信号処理（ＤＳＰ）装置を開示する。３つの周波数帯域の出力はそれぞれ、デジタル制御された可変減衰器、リミッタ（limiter）、および出力を供給するために合計される前に、デジタル制御された減衰の最終段階に委ねられる。減衰の制御は、外見上、異なる音響環境に応答して転換することによって達成される。
【００１４】
Ａｄｅｌｍａｎのアメリカ合衆国特許第４，３６６，３４９号および第４，４１９，５４４号は、人間の聴覚体系の過程を説明し、および追跡するが、入ってくる音を増幅し、および向上した基底膜変位を供給するための、耳の中の外有毛細胞の、筋肉としての役割の知識を反映していない。これらの参照は、聴力の悪化が、入ってくる刺激の周波数および増幅を変換することを望ましいものにし、それによって、聴覚反応の場所を、耳の悪化した部分から、十分な反応を有する（基底膜の）耳の中の他の領域に移す。
【００１５】
Ｍｅａｄ Ｃ．Ｋｉｌｌｉｏｎ，ｋ−ａｍｐ補聴器：聴覚障害者に高いフィデリティを与えるための試み（The k-amp hearing aid : an attempt to present high fidelity for persons with impaired hearing）、Ａｍｅｒｉｃａｎ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ａｕｄｉｏｌｏｇｙ，２（２）：ｐｐ．５２−７４，１９９３年７月、は、線形利得および圧縮の両方で処理された音響データのための、主観的聴覚テストの結果に基づいて、どちらのアプローチも等しくうまくいく、と述べている。聴覚損失のある個人のために聴力を回復させることの重要な要素は、適切な利得を供給することである、ということが議論されている。前記利得の、数学的にモデル化された解析がない場合において、いくつかの圧縮技術が提案されており、それらは例えば、Ｃｕｍｍｉｎｓのアメリカ合衆国特許第４，８８７，２９９号；Ｙａｎｉｃｋ，Ｊｒ．のアメリカ合衆国特許第３，９２０，９３１号；Ｙａｎｉｃｋ，Ｊｒ．のアメリカ合衆国特許第４，１１８，６０４号；Ｇｒｅｇｏｒｙのアメリカ合衆国特許第４，０５２，５７１号；Ｙａｎｉｃｋ，Ｊｒ．のアメリカ合衆国特許第４，０９９，０３５号；およびＷａｌｄｈａｕｅｒのアメリカ合衆国特許第５，２７８，９１２号である。あるものは、弱い（soft）入力音声レベルでの線形固定高利得に関与し、および中程度の、または大きな音声レベルでのより低い利得に転換する。他に、弱い音声強度での一次利得、中程度の強度での変化する利得または圧縮、および高いまたは大きな強度での低減された固定線形利得を提案するものもある。さらに、ルックアップ・テーブル（look-up table）の形成に関して特定された詳細がまったくない、テーブル・ルックアップ・システムを提案するものもあれば、オペレーティング・パラメータに関する仕様のないプログラム可能利得を可能にするものもある。
【００１６】
これらの音声強度領域の各々における利得メカニズムの間で転換することは、音声における、顕著な、悩ましいアーティファクト（artifacts）やひずみを取り込んできた。さらに、これらの利得転換体系は、通常、補聴器において、２または３周波数帯域で、またはプリエンファシス・フィルタリング（pre-emphasis filtering）を伴う単一の周波数帯域で処理される音声に応用されてきた。
【００１７】
従来技術である利得転換体系に関する難点への見識は、人間の聴覚体系を調べることによって得られるかもしれない。聴力が通常の閾値から逸脱した各周波数帯域に関して、異なる音声圧縮は、通常の聴覚を与えるように求められる。そのため、単一の臨界帯域（すなわち、“Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ ｏｆ Ｈｅａｒｉｎｇ， Ａｎ Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ，”第三版、Ｗｉｌｌｉａｍ Ａ．Ｙｏｓｔ著、Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｒｅｓｓ，１９９４年、３０７ページで定義された臨界帯域）より広い周波数帯域を使用することを試みる利得体系の応用では、聴いている人の最適な聴覚を生むことができない。例えば、対応する臨界帯域幅の帯域幅よりも広い周波数帯域幅を使用することが望ましい場合、より広い帯域幅が、最適に聴力損失を補償するために、いくつかの条件に適合しなければならない。これらの条件は、より広い帯域幅が、より広い帯域幅の中に含まれる臨界帯域と同じ、通常の聴力閾値ならびに動的範囲を示さなければならず、および同じ矯正聴力利得を必要としなければならないことである。一般的に、これは、聴覚のいくつかの臨界帯域に対して、聴力損失が増幅において一定であっても、生じない。適応した、全範囲の圧縮を適切に占めること（account for）ができない結果、低下した聴力または同等に、聴力障害者によって知覚されるフィデリティおよび明瞭性の損失を生じるであろう。そのため、聴力損失を補償するのに十分な数の周波数帯域を供給しない、開示されたメカニズムは、質（ユーザの好み）および明瞭性に関して、聞いている人にあまり有益ではない音を生成するであろう。
【００１８】
圧縮装置が後に続く、複数のバンドパス・フィルタを使用するいくつかの体系が提案されている（Ａｎｄｅｒｓｏｎのアメリカ合衆国特許第４，３９６，８０６号、Ｓｔｅａｒｎｓらの第３，７８４，７５０号、およびＲｏｈｒｅｒの第３，９８９，９０４号を参照）。
【００１９】
Ｃｈａｂｒｉｅｓのアメリカ合衆国特許第５，０２９，２１７号における従来技術の一例は、人間の聴覚モデルの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）周波数領域バージョンに焦点が絞られていた。当業者には公知のとおり、固定フィルタ帯域を供給する、効率的に計算された周波数領域フィルタ・バンク（efficiently-calculated frequency domain filter bank）を実装するために、ＦＦＴを使用することができる。ここに説明されているとおり、その独自の形状および構成により、耳で自然に生じる臨界帯域相当に近い帯域を使用することが好ましい。フィルタ・バンク設計のための臨界帯域の使用は、より高い周波数でより広い帯域幅を採用する一方で、完全な聴覚的利益を供給する補聴器の構築を可能にする。ＦＦＴフィルタ・バンクの分解能（resolution）は、補償されるべき臨界帯域の中からの、最小帯域幅の値に設定されなければならないので、ＦＦＴの有効性は、大部分において、多くの追加的フィルタ帯域が、同じ周波数スペクトルをカバーするためにＦＦＴアプローチにおいて必要とされるという事実によって、減少する。このＦＦＴ実装は、複雑であり、低電力バッテリ応用にはおそらく適さないであろう。
【００２０】
当業者には公知のとおり、従来技術のＦＦＴ実装は、ＦＦＴアルゴリズムへの挿入のために、サンプルのブロックを集め、および分類することによって、ブロック遅延を取り込む。このブロック遅延は、いらいらさせ、および人が話そうとする時に、どもりを招くほど長いかもしれない時間遅延を音声ストリーム（sound stream）に取り込む。難聴者に、低いレベルの補償が求められる時には、エコー（echo）のように聞こえる、さらに長い遅延が生じうる。
【００２１】
聴覚閾値を下回る音響入力レベル（すなわち、いつも存在する弱い背景音）に関して、上述されたＦＦＴ実装は、過剰な利得を供給する。この結果、出力信号にノイズを付加するアーティファクトを生じる。６０ｄＢより大きい聴力補償レベルにおいて、処理された背景ノイズ・レベルは、強度に関して、所望の信号レベルに匹敵する可能性があり、それによってひずみを取り込み、および音声明瞭性を低減する。
【００２２】
上述の通り、補聴器の文献は、聴力障害者の聴力補償の問題に対する数多くの解決を提案してきた。高フィデリティ、全範囲、適応圧縮システムを組み立てるために必要なコンポーネント・パーツは、１９６８年から知られている一方で、誰も今日まで、聴力損失を補償するために、聴覚のいくつかの帯域に相乗的ＡＧＣを適用することを提案してこなかった。
【００２３】
通常の当業者には理解される通り、聴力障害者に対する高い有効性補助器具の実現に関する三つの特徴がある。第一は、音響エネルギの、電気信号への変換である。第二は、補聴器使用者に入力される音響信号からのノイズの抑制を含む一方で、音響信号の明瞭性を保持する、特定の個人の障害を補償するような、電気信号の処理である。最後に、処理された電気信号は、外耳において、音響エネルギに変換されなければならない。
【００２４】
現代のエレクトレット技術は、大変高いフィデリティを有する大変小さいマイクの構築を可能にし、前記問題の第一の特徴に対する整備された解決法を供給する。音響エネルギの、電気信号への変換は、市販されている製品で実行することができる。特定の個人の障害を補償するための、電気信号の処理の問題に対する独自の解決法は、ここに、および親出願第０８／２７２，９２７号、１９９４年７月８日提出、現在はアメリカ合衆国特許第５，５００，９０２号で説明されている。しかしながら、第三の特徴は、問題があることがわかり、本発明によって取り組まれる。
【００２５】
耳内補聴器は、大変低い電力で動作しなければならず、および外耳において利用できる空間のみを占めなければならない。聴力障害者は、健常者よりも、音響エネルギに対する感度が低いので、補聴器は、聞こえ、および理解されるのに十分大きい増幅を有する音響エネルギを、外耳へと運ばなければならない。これらの要件の組み合わせは、補聴器の出力トランスデューサ（output transducer）が、高い有効性を有しなければならないことを命じる。
【００２６】
この要件に適合するために、Ｋｎｏｗｌｅｓ等のトランスデューサ製造者は、高い有効性で、電気エネルギを音響エネルギに変換する、特殊な鉄電気子トランスデューサ（iron armature transducer）を設計した。今日まで、この高い有効性は、大変劣った周波数応答の犠牲によって達成されてきた。
【００２７】
従来技術のトランスデューサの周波数応答は、聴力の周波数上限のずっと前に低下するだけでなく、人間の言語音声を理解するのに最も有用な情報を混乱させる周波数範囲において、約１乃至２ｋＨｚで始まる共鳴も示す。これらの共鳴は大いに、補聴器に共通して関連する帰還振動に寄与し、および共鳴周波数に近い信号を、より低い周波数信号と混ぜることによって、深刻な相互変調ひずみに委ねる。これらの共鳴は、鉄電気子の質量の直接的結果であり、低い周波数で十分な有効性を達成するのに必要とされる。実際に、トランスデューサ設計の業界における通常の当業者には、低周波数で高い有効性を有するトランスデューサは、中周波数域で共鳴を呈することがよく知られている。
【００２８】
この問題と同等のものが、高フィデリティのラウドスピーカ（loudspeaker）設計において生じ、および一つは低周波で高い有効性のトランスダクション（transduction）を供給し（ウーファー（woofer））、もう一つは高周波数の高質のトランスダクションを供給する（ツイータ（tweeter））、二つのトランスデューサを導入することによって、普遍的な方法で解決される。可聴信号は、高周波エネルギをツイータに向け、低周波エネルギをウーファーに向けるクロスオーバー・ネットワーク（crossover network）に送られる。通常の当業者によって理解される通り、そのようなクロスオーバー・ネットワークは、電力増幅の前か後に挿入されることができる。
【００２９】
上記の詳述から、聴力補償装置の使用者に入力される音響信号の明瞭性を向上させるため、聴力補償業界において多くのアプローチがなされてきたことが理解されるであろう。これらの技術は、様々な方法によって、聴力障害者の聴力不足を補償することと、および音響信号の明瞭性に望ましくない影響を生む、ノイズ等の音響信号の前記特徴を除去または抑制することの両方を含む。上述の通り、聴力障害者に向上した聴力補償を供給するために採用された多くのアプローチにもかかわらず、改良の余地は十分に残っている。
【００３０】
【発明の開示】
本発明に従って、聴覚障害者のための聴力補償システムは、入力トランスデューサに接続された入力を有する複数のバンドパス・フィルタを具備し、各バンドパス・フィルタは、合計され、出力トランスデューサの入力に接続される出力を有する複数の相乗的ＡＧＣ回路の一つの入力に接続された出力を有する。
【００３１】
相乗的ＡＧＣ回路は、明瞭性に寄与する言語音声信号の部分を除去することなく、一定の背景レベルを有する音響信号を減衰する。音響信号の、背景ノイズの部分の識別は、いくつかの周波数帯域の各々における、入力信号の包囲の定常性（constancy）によってなされる。本発明に従って抑制される背景ノイズの例は、複数話者の、言語音声のざわめき（babble）、ファン・ノイズ（fan noise）、帰還ホイッスル（feedback whistle）、蛍光灯ハム（florescent light hum）、およびホワイト・ノイズを含むと考えられている。
【００３２】
【好ましい実施の形態の詳細な説明】
当業者であれば、本発明についての以下の説明がほんの例示であり、いかなる形であれ限定する意味がないことは了解できよう。本発明の他の実施例は、当業者であれば容易に思いつけよう。
【００３３】
適切な高忠実度聴覚補償方法が、音響周波数スペクトルが大きい範囲の場合、１／３オクターブ未満である少なくとも臨界帯域幅に等しい分解能を有する周波数帯域に入力音声刺激を分離し、各帯域について固定あるいは可変、いずれかの指数ゲイン係数を持つ乗算ＡＧＣを適用することであるということが発見されている。
【００３４】
本発明によれば、乗算ＡＧＣ回路は、了解度に関与する音声信号部分を取り出すことのない一定の背景レベルを有する音響信号を減衰させる。音響信号の背景ノイズ部分を含む入力信号部分は、ひずみなしに振幅を減衰され、音響入力信号の了解度を保存する。音響信号の背景ノイズ部分の識別は、後述するように、いくつかの周波数帯域の各々における入力信号のエンベロプの定常性によって行われる。
【００３５】
音量レベルにおけるかなり動的な変動中、そのノイズ抑制特徴による聴覚補償回路の出力信号は、このようなノイズ抑制特徴のない聴覚補償システムの出力とほとんど同じとなり、単語間の零入力期間中、出力信号は、本発明のノイズ抑制によりかなり静かな背景レベルを有することになる。本発明に従って抑制される背景ノイズの例としては、複数の話し手の音声バブル、送風機ノイズ、フィードバック・ホイッスル、蛍光灯ハム、他のカラード・ノイズ、ホワイト・ノイズがあると、現在のところ考えられる。
【００３６】
当業者であれば、本発明の原理を、障害のある聴力を補償すること以外にもオーディオ用途に応用できることは了解できよう。本発明の他の用途の非限定的な例としては、高ノイズ・レベルの環境、たとえば、自動車環境、工場環境における音声システムでの音楽再生や、ステレオ音響システムにおいて使用されるようなグラフィック音響イコライザがある。
【００３７】
当業者であれば理解できるように、本発明の聴覚補償装置の回路要素は、アナログ回路またはデジタル回路のいずれとしても導入可能であり、好ましくは、フィルタ、増幅器などの種々の構成要素のアナログ回路機能を模倣するようにデジタル信号処理（ＤＳＰ）機能を実施するマイクロプロセッサその他コンピューティング・エンジンとして導入され得る。現在のところ、回路のＤＳＰバージョンが本発明の好ましい実施例であると考えられるが、当業者であれば、単一の半導体基板に組み込めるようなアナログ具体例も本発明の範囲内に入るということは了解できよう。当業者であれば、また、ＤＳＰ具体例において、入力オーディオ信号が普通のアナログ／デジタル変換技術を使用してタイム・サンプル採取され、デジタル化されなければならないであろうことは理解できよう。
【００３８】
まず図１を参照して、ここには、本発明による現在のところ好ましい聴覚補償システム８のブロック図が示してある。本発明の現在のところ好ましい実施例による聴覚補償システム８は、音響エネルギ（参照符号１２で概略的に示す）をそれに対応する電気信号に変換する入力トランスデューサ１０を包含する。Knowles Electronics of Ithaca, Illinoisから入手可能な種々の公知の補聴器マイクロホン・トランスデューサ（たとえば、モデルＥＫ３０２４）が、入力トランスデューサ１０として使用するために利用できるし、または他のマイクロホン装置を使用してもよい。
【００３９】
図１において、３つのオーディオ帯域フィルタが、参照符号１４−１、１４−２・・・１４−ｎで示してあり、図面が複雑になり過ぎることを避けている。本発明の現在のところ好ましい実施例によれば、ｎは９〜１５の整数であるが、当業者であれば、本発明はｎが異なった整数であっても機能するであろうことは理解できよう。
【００４０】
好ましくは、ほぼ１／２オクターブの帯域通過分解能を有するオーディオ帯域フィルタ１４−１〜１４−ｎが９個ある。帯域フィルタ１４−１〜１４−ｎは、好ましくは、通過帯域において滑らかな周波数応答性を、阻止帯域において約６５ｄＢの減衰を与える５次Ｃｈｅｂｙｃｈｅｖ帯域分割フィルタとして実現される。１／２オクターブ帯域フィルタの設計は、当業者の技術レベルに充分に入るものである。したがって、アナログ・フィルタとして、または、アナログ・フィルタのＤＳＰ表現として実施されるかどうかにかかわらず、任意特定の帯域フィルタの回路設計の詳細は、当業者にとって設計選択事項に過ぎないであろう。
【００４１】
別の実施例において、オーディオ帯域フィルタ１４−１〜１４−ｎは、好ましくは、１／３オクターブ以下の帯域通過分解能を有するが、約１２５Ｈｚ未満の場合には、約２００Ｈｚから約１０，０００Ｈｚまでの全オーディオ・スペクトルを通じて対数的に隔たった中心周波数を持つことはない。これらのオーディオ帯域フィルタは、１／３オクターブより広い帯域幅、すなわち、１オクターブそこらまでの帯域幅を有し得るが、性能の低下は免れない。この別の実施例において、帯域フィルタ１４−１〜１４−ｎは、通過帯域において約０．５ｄＢリップルを有し、阻止帯域において約７０ｄＢ阻止を有する８次楕円フィルタとして実現される。
【００４２】
当業者であれば、いくつかの帯域フィルタ設計を認識できるであろう。限定するつもりはないが、他の楕円、バターワース、Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖまたはベッセルなどのフィルタを使用し得る。さらに、たとえば、R. A. Gopinath, "Wavelets and Filter Banks- New Results and Applications", Ph. D Dissertation, Rice University, Houston, Texas, May 1993に開示されるようなウェーブレットを使用して設計されたフィルタ・バンクも或る程度の利点を与えることができる。これらの帯域フィルタ設計のいずれも、ここに開示した本発明の概念から逸脱することなく使用し得る。
【００４３】
各個々の帯域フィルタ１４−１〜１４−ｎは、対応する乗法自動ゲイン制御（ＡＧＣ）回路とカスケード接続される。このような装置の３つ１６−１、１６−２および１６−ｎが図１に示してある。乗算ＡＧＣ回路は本技術分野においては公知であり、典型的な構成を以下に詳しく開示する。
【００４４】
乗算ＡＧＣ回路の出力は合算され、出力トランスデューサ１８に送られる。この出力トランスデューサは、電気信号を音響エネルギに変換する。当業者であれば理解できるように、出力トランスデューサ１８は、指定した電気信号レベルを対応して指定した音響信号レベルに確実に変換する較正用増幅器と一緒に使用できる、Knowles Electronics of Ithaca, Illinoisから入手可能なモデルＥＤ１９３２のような様々な公知の市販補聴器イヤホン・トランスデューサのうちの１つであってもよい。あるいは、出力トランスデューサ１８は、別のイアフォン状装置またはオーディオ・パワー増幅器・スピーカ・システムであってもよい。
【００４５】
次ぎに図２Ａを参照して、本発明に従って使用するのに適している代表的な乗算ＡＧＣ回路１６−ｎのより詳細な概念上のブロック図がここに示してある。上記したように、乗算ＡＧＣ回路は、この技術分野において公知である。本発明において機能する乗算ＡＧＣ回路の例としては、論文T. Stockham, Jr., The Application of Generalized Linearity to Automatic Gain Control, IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics, AU-16(2): pp、 267-270, June 1968に開示されているものがある。このような乗法ＡＣＣ回路の同様の例は、Oppenheimほかの米国特許第３，５１８，５７８号に見いだすことができる。
【００４６】
概念的には、本発明において使用し得る乗算ＡＧＣ回路１６−ｎは、オーディオ帯域フィルタ１４−ｎのうちの１つからの出力を増幅器２０で入力信号として受け取る。増幅器２０は、1／ｅmaxのゲインを有するように設定される。ここで、ｅmaxは、ＡＧＣゲインが適用されるオーディオ・エンベロプの最大許容値である（すなわち、ｅmaxより上の入力レベルの場合、ＡＧＣ減衰が生じる）。本発明装置における各帯域セグメント内においては、ｅmax量はゲインが適用されるべき最大音響強度である。ｅmaxについてのこのゲイン・レベル（患者の言語病理学検査によって決定される）は、しばしば、音響の上方快適音響レベルに一致する。本発明のアナログ具体例においては、増幅器２０は、公知の演算増幅器回路であってもよく、そして、ＤＳＰ具体例では、増幅器２０は、１つの入力項として入力信号を、他の入力項として一定の１／ｅmaxを有する乗算機能を持つものであってもよい。
【００４７】
増幅器２０の出力は、信号の対数を導くように「ＬＯＧ」ブロック２２で処理される。ＬＯＧブロック２２は入力信号の複合対数を導く。１つの出力が、入力信号の符号を表し、他の出力が入力の絶対値の対数を表す。当業者であれば理解できるように、増幅器２０のゲインを１／ｅmaxに設定することによって、増幅器２０の出力（入力がｅmax未満のとき）が１より大きくなることが決してなくなり、ＬＯＧブロック２２からの対数項が常に０以下となる。
【００４８】
ＤＳＰ具体例において、ＬＯＧブロック２２は、好ましくは、「AＤＳＰ-2100 Family Applications Handbook", Volume 1, published by Analog Devices, pp. 46-48に記載されている方法と一致する要領で二進数を浮動小数点フォーマットに変換する回路を使用することによって実現される。この具体例においては、対数についていくつかの異なったベースを使用してもよい。ＬＯＧブロック２２は、この技術分野で周知のようなマイクロプロセッサまたは類似したコンピューティング・エンジン上で稼働するソフトウェア・サブルーチンとして実施してもよいし、あるいは、ルックアップ表のような他の等価手段から実施してもよい。このような具体例の例は、Knuth, Donald E., The Art of Computer Programming, Vol. 1, Fundamental Algorithms, Addison-Wesley Publishing 1968, pp. 21-26およびAbramowitz, M. and Stegun, LA., Handbook of Mathematical Functions, US Department of Commerce, National Bureau of Standards, Appl. Math Series 55, 1968に見いだされる。
【００４９】
本発明のアナログ具体例において、ＬＯＧブロック２２は、たとえば、対数変換曲線を有する増幅器または米国特許第３，５１８，５７８号の図８、９に示されるような回路であってもよい。
【００５０】
その入力信号の符号情報を含むＬＯＧブロック２２の第１出力は、遅延ブロック２４に与えられ、入力信号の絶対値の対数を表すＬＯＧブロック２２の第２出力は、好ましくは図３に示すような特性を有するフィルタ２６に与えられる。概念的には、フィルタ２６は、高域フィルタ２８および低域フィルタ３０ならびにその後にＫに等しいゲインを有する増幅器３２を包含し得る。ここで、図３に示すように、ゲイン係数Ｋは、ｆｃより低い周波数で１より小さい値を有する。ここで、図３に示すゲイン係数Ｋは、乗算ＡＧＣ回路１６−１〜１６−ｎの各々について異なった値を有するように選ぶことができるが、ひとたびそのチャネルについて選ばれたならば、Ｋの値は一定に留まることになることに注目されたい。当業者には明らかなように、高域フィルタ２８は、その入力から低域フィルタ３０の出力を減算することによって合成され得る。
【００５１】
高域フィルタ２８および低域フィルタ３０は、共に、特定用途で決まる遮断周波数を有する。図２Ａ−２Ｃに示す実施例による聴覚補償システム用途（ＬＯＧ演算を低域演算の前に実施する）においては、約１６Ｈｚの公称遮断周波数を使用すると好ましい。しかしながら、他の遮断周波数を、本発明の概念から逸脱することなく処理されつつある周波数帯域と関連した臨界帯域幅の約１／８まで低域フィルタ３０について選択することができることは了解されたい。当業者であれば、図３に示す以外の応答曲線を有するフィルタを本発明で使用し得ることは理解できよう。たとえば、本発明の他の非音声用途では、図３におけるｆｃ＝１６Ｈｚより高いかあるいは低い遮断周波数を必要とするかも知れない。
【００５２】
遅延２４を送るＬＯＧブロック２２が符号出力は、１または０のいずれかの値を有し、ＬＯＧブロック２２に入力信号の符号を追従させ続けるのに使用される。遅延２４は、入力信号の符号が、入力信号の大きさの絶対値を表しているデータと同時にＥＸＰブロック３４に送られ、出力に適正な符号を生じさせるようになっている。本発明において、遅延は、高域フィルタ２８の遅延に等しいようにされる。
【００５３】
当業者であれば、増幅器、能動的、受動的アナログ・フィルタならびにＤＳＰフィルタ具体例に関して多くの設計が存在しており、ここに説明しているフィルタについての設計をこれらの利用可能な設計のうちから選ぶことができることは了解できよう。たとえば、本発明のアナログ具体例において、高域フィルタ２８および低域フィルタ３０は、公知設計の普通の高域フィルタおよび低域フィルタであってもよく、たとえば、いくつかの例がVan Valkenburg, M. E, Analog Filter Design, Holt, Rinehart and Winston, 1982, pp. 58-59に見いだされる。増幅器３２は、普通の演算増幅器であってもよい。本発明のデジタル具体例においては、増幅器３２は、１つの入力項として入力信号を、他の入力項として定数Ｋを有する乗算機能を持つものであってもよい。ＤＳＰフィルタ技術は、当業者によって充分に理解される。
【００５４】
高域フィルタ２８および増幅器３２の出力は、結合され（すなわち、一緒に加算され）、ＬＯＧブロック２２の無修正であるが遅延している出力と共にＥＸＰブロック３４の入力部に与えられる。ＥＸＰブロック３４は、指数関数を与えるように信号を処理する。ＥＸＰブロック３４からの出力の符号は、遅延Ｄブロック２４からの出力で決まる。ＤＳＰ具体例において、ＥＸＰブロック３４は、「AＤＳＰ-2100 Family Applications Handbook", Volume 1, 1995, published by Analog Devices, pp. 52-67に記載されているように実現されると好ましい。ＥＸＰブロック３４は、好ましくは、ＬＯＧブロック２２で使用されるベースに対応するベースを有する。あるいは、ＥＸＰブロック３４は、この技術分野で周知のようなソフトウェア・サブルーチンとして実施されてもよいし、ルックアップ表のような他の等価手段から実施されてもよい。この機能の公知の実行例の例は、KnuthおよびAbramowitz等の参考文献および先に引用した米国特許第３，５１８，５７８号に見いだされる。
【００５５】
本発明のアナログ具体例において、ＥＸＰブロック３４は、指数変換曲線を有する増幅器であってもよい。このような回路の例は、米国特許第３，５１８，５７８号の図８、９に見いだされる。
【００５６】
音響は、２つの成分の積として概念化され得る。第１成分は、ｅ(ｔ)として書くことができる常時正のゆっくり変化するエンベロプであり、第２成分は、ｖ(ｔ)として書くことができる急速に変化するキャリアである。音響全体は、次のように表現され得る。すなわち、
ｓ(ｔ)＝ｅ(ｔ)・ｖ(ｔ)
これは、図２Ａのブロック２０への入力である。
【００５７】
オーディオ波形が常に正ではない（すなわち、ｖ(ｔ)が半分の時間について負である）ので、ＬＯＧブロック２２の出力部での対数は実数部分と虚数部分を有することになる。ＬＯＧブロック２２がｓ(ｔ)掛けるｅmaxの絶対値を処理するように構成してある場合、その出力は、ｌｏｇ[ｅ(ｔ)／ｅmax]とlog|ｖ(ｔ)|の合計となる。ｌｏｇ｜ｖ(ｔ)｜は、高周波を含むので、本質的に影響を受けない高域フィルタ２８を通過することになる。成分ｌｏｇ[ｅ(ｔ)／ｅmax]は、低周波構成要素を含み、低域フィルタ３０を通過し、Ｋｌｏｇ[ｅ(ｔ)／ｅmax]として増幅器３２から出る。したがって、ＥＸＰブロック３４の出力は、次のようになる。すなわち、
（ｅ(ｔ)／ｅmax)Ｋ・ｖ(ｔ)
ＥＸＰブロック３４の出力は、ｅmaxのゲインと共に増幅器３６に送られ、信号と再び掛け合わされて、増幅器２０において1／ｅmaxと先に掛け合わされた入力レベルに適正に対応させる。増幅器２０、３６は、たったいま説明したようにゲインが異なっていることを除いては同じように構成される。
【００５８】
Ｋ＜1のとき、図２Ａの乗算ＡＧＣ回路１６−ｎにおける処理は圧縮機能を実施することがわかる。当業者であれば、Ｋのこれらの値を使用している本発明の具体例が、また、聴覚補償以外の用途にも役立つことは理解できよう。
【００５９】
聴覚補償システムとして使用される本発明のこのような具体例によれば、Ｋは０と１の間の値の変数であってもよい。Ｋの値は、各聴覚障害者に対して各周波数帯域について異なることになり、以下のように定義できる。
【００６０】
Ｋ＝[1−（ＨＬ／（ＵＣＬ−ＮＨＴ）]
ここで、ＨＬは閾値（ｄＢ）での聴覚損失であり、ＵＣＬは上方快適レベル（ｄＢ）であり、ＮＨＴは正常聴覚閾値（ｄＢ）である。したがって、本発明の装置は、普通の言語病理学検査で決まるような着用者の個々の聴覚障害に合わせるようにカスタム化することができる。本発明における乗算ＡＧＣ回路１６−ｎは、上方音響快適レベルでの信号強度についてのゲインを与えないか、あるいは、その周波数帯域における正常聴覚閾値と関連した信号強度についての聴覚損失に等しいゲインを与えるかである。
【００６１】
図２Ａ−２Ｃに示すブロック図の実施例において、Ｋ＞1のとき、ＡＧＣ回路１６−ｎはエキスパンダとなる。このような回路の有用な用途は、所望の信号を拡張させることによるノイズ低減を含む。
【００６２】
対照的に、当業者であれば、Ｋの値が負である（代表的には、約０から−１までの有用範囲内にある）場合の図２Ａ−２Ｃに示すブロック図の実施例において、弱い音が大きくなり、大きなサウンドが弱くなるということは理解できよう。このモードにおける本発明の有用な用途は、低ボリューム・オーディオ信号の了解度をより大きい音を持つ同じ信号ラインで向上させるシステムを含む。
【００６３】
乗算ＡＧＣが１９６８年以降文献において利用でき、補聴器回路への潜在的な応用を有すると述べられてきたにもかかわらず、主として補聴器文献によって無視されてきた。しかしながら、研究者等は、或る種の周波数依存ゲインが適切な聴覚補償およびノイズ抑制を行うのに必要であることには同意していた。これは、聴覚損失も周波数依存であるからである。それでも、この同意は、かなり多くの周波数帯域が使用される場合に、ＡＧＣを有するフィルタのバンクが音声了解度を破壊することになるという認識によって後退している。たとえば、R. Plomp, The Negative Effect of Amplitude Compression in Hearing Aids in the Light of the Modulation-Transfer Function, Journal of the Acoustical Society of America, 83,6, June 1983, pp. 2322-2327を参照されたい。オーディオ・スペクトルを横切る複数のサブ帯域について個別に構成された乗算ＡＧＣを本発明に従って使用し得る方法は、この技術分野ではかなりの進歩である。
【００６４】
図２Ｂは、図２Ａに示す回路の変形例のブロック図である。当業者であれば、増幅器２０を排除することができ、また、そのゲイン（1／ｅmax）が減算器回路３８において低域フィルタ３０の出力からｌｏｇ[ｅmax]値を減算することによって同等に実施可能であることは了解できよう。同様に、図２Ｂにおいては、増幅器３６が排除してしまってあり、そして、そのゲイン（ｅmax）が、本発明の概念から逸脱することなく、加算器回路４０において増幅器３２からの出力に値ｌｏｇ[ｅmax]を加算することによって同等に実施されている。図２Ｂのデジタル実施例において、減算または加算は、単に量ｌｏｇ[ｅmax]を減算／加算することによって行われ得る。その反面、アナログ具体例においては、「Microelectronic Circuits」, by A.S. Sedra and K.C. Smith, Holt Rinehart and Winston, 1990, pp. 62-65に例示されたような加算増幅器を使用し得る。
【００６５】
ノイズがあるとき、乗算システムに対する入力信号は、次のように特徴づけることができる。すなわち、
ｓ(ｔ) = [ｅd(ｔ)xen（ｔ）]ｖ（ｔ）
ここで、ｅd(ｔ)は、エンベロプの動的部分であり、ｅn(ｔ)はエンベロプのほぼ静止している部分である。
【００６６】
本発明の乗算ＡＧＣ回路１６の好ましい実施例によれば、図２Ｃは、エンベロプのほぼ静止している部分ｅn(ｔ)で実行されるノイズ抑制を例示している。図２Ｃにおいて、ＬＯＧブロック２２の第２出力は、高域フィルタ２８、帯域フィルタ４２および低域フィルタ４４に接続されている。高域フィルタ２８は、好ましくは、上記したように１６Ｈｚに設定され、ｌｏｇ｜ｖ(ｔ)｜と、ｌｏｇ[ｅd(ｔ)]＋ｌｏｇ[ｅn(ｔ)]に均等であるｌｏｇ[ｅd(ｔ)ｘｅn(ｔ)]とを分離する。ここで、ｅｄ(ｔ)およびｅｎ(ｔ)は正の量である。
【００６７】
好ましい実施例において、帯域通過フィルタ４２は、エンベロプ振幅のｌｏｇ[ｅd(ｔ)]信号およびｌｏｇ[ｅn(ｔ)]信号を分離する所望演算と一致する１６ＨｚおよびＤ.Ｃ.（この応答性を与える帯域通過フィルタ伝達関数の好ましい具体例の１例が図４Ｂに示してある）でのゼロ（すなわちゼロ応答）でシングル・オーダー・ポールを備える。本発明によれば、６秒より長い間エンベロプ振幅においてほぼ一定に留まる音は静止状態と特徴づけられる。したがって、帯域フィルタ４２についてより低い遮断周波数が１／６Ｈｚであるという仕様は、６秒持続時間を有する信号に対応する。ここで、当業者であれば、他の遮断周波数およびフィルタ次数が、本発明によるエンベロプのｌｏｇ[ｅd（ｔ)]、ｌｏｇ[ｅn(ｔ)]信号部分を分離する所望仕様を実施するように選ぶことができることは了解できよう。
【００６８】
図４Ａ〜４Ｃは、それぞれ、高域フィルタ２８、帯域通過フィルタ４２および低域フィルタ４４の伝達関数を示している。図４Ａにおいて、高域フィルタ２８の出力は、log|ｖ(ｔ)|である。図４Ｂにおいて、帯域通過フィルタ４２の出力は、ｌｏｇ[ｅd(ｔ)]のような音声としばしば関連する動的あるいは急速変化時間エンベロプの対数である。図４Ｃにおいて、低域フィルタ４４の出力は、ほぼ静止している、あるいは、ゆっくり変化する時間エンベロプｌｏｇ[ｅn(ｔ)]の対数である。ほぼ静止しているエンベロプは、一定のディン（din）、一定の出力ハム・レベルを有するファン、あるいは、一定のパワー・レベルを有するホワイト・ノイズまたはカラード・ノイズを与える多数話し手音声のようなノイズと最も頻繁に関連する。
【００６９】
本発明によれば、ノイズｅn(ｔ)は、線形減衰係数ａｔｔｅｎによって低減され得る。ここで、振幅は、オリジナル振幅掛けるａｔｔｅｎ係数に等しくなるように変化させられる。一定の音響成分（すなわち、ほぼ静止しているエンベロプ）のレベルの低減は、減衰の対数をｌｏｇ[ｅn(ｔ)]に加えることによって得られる。次に図２Ｃを参照して、ｌｏｇ[ａｔｔｅｎ]（この値は１より小さいａｔｔｅｎ値について負である）が増幅器３２の出力に加算される。ここで、図２Ｂに示すノード３８に関して教示されるように増幅器２０の代わりに−ｌｏｇ[ｅmax]のIF-THEN演算が行われることを了解されたい。
【００７０】
なお図２Ｃを参照して、増幅器３２、３３の出力は、高域フィルタ２８の出力と共に、べき算ブロック３４に接続された出力部を有する合算ノード４８でｌｏｇ[ａｔｔｅｎ]係数と加算される。
【００７１】
増幅器ブロック３３について選ばれたゲインＧの値は、動的音声部分に適用されるべき所望の強化量で決まる。本発明において、Ｇの値は、以下の範囲内にあるように選ばれる。
【数１】
ここで、ｅdmaxは、あたかもノイズ減衰がないかのように、デザイナーが信号レベルに戻すのを好む動的または音声部分のレベルである。好ましい実施例において、ｅdmaxは、快適な傾聴レベルの値であるように設定され、そして、減衰値は０．１に設定される。それ故、この変数選択の場合、出力信号は０．１倍だけ減衰するが、エンベロプの動的部分はＧ倍に増幅され、強化される。当業者であれば、Ｇの他の値を選んで、本発明の教示から逸脱することなく、ＢＰＦ４２の出力の短期平均（または同等にｌｏｇ[ｅd（ｔ)]）に基づいてＧの値について時間変化計算を含む、信号エンベロプの動的部分について特定の所望出力レベルを得ることができることは理解できよう。
【００７３】
合算ジャンクション４８の出力部は、指数ブロック３４の第２入力部に接続される。指数ブロック３４の第１入力部は、ｖ(ｔ)の符号情報を含み、指数ブロック３４の第２入力部で入力と結合されたとき、次のような指数ブロック３４の出力を形成する。
【数２】
したがって、図２Ｃに示す乗算ＡＧＣ回路１６は、ほぼ６秒より長い相対的に一定の振幅を有する音響信号を減衰させることになるが、動的、音声信号へのゲインを増大させる（Ｇ一定による）ことになる。好ましくは、ａｔｔｅｎの値（その対数が合算ジャンクション・ブロック４８に加えられる）は、補聴器のユーザの管理の下にあってもよい。こうして、補聴器のユーザは、ボリューム制御によるボリュームの選択に類似する要領で背景ノイズ減衰を設定することができる。ここで、当業者であれば、補聴器またはステレオ・サウンド・システムにおいて代表的に使用される種々の公知ボリューム制御装置を使用してデジタル・システムあるいはアナログ・システムにおいて背景ノイズ減衰レベルを調整することができる理解できよう。
【００７５】
次に図５Ａを参照して、ここには、本発明の乗算ＡＧＣ回路１６−ｎの別の実施例のブロック図が示してある。ここでは、対数機能が低域フィルタ機能に続く。当業者であれば、図２Ａの回路の対応するブロックと同じ機能を有する図５Ａの回路の個々のブロックが図２Ａのブロックの対応するものと同じ要素から構成され得ることは理解できよう。
【００７６】
図２Ａの乗算ＡＧＣ回路１６−ｎと同様に、図５Ａの乗算ＡＧＣ回路１６−ｎは、図１に示すオーディオ帯域フィルタ１４−ｎのうちの１つからの出力を増幅器２０での入力信号として受け入れる。なお図５Ａを参照して、増幅器２０は、1／ｅmaxのゲインを有するように設定される。ここで、ｅmaxは、ＡＧＣゲインを適用しようとしているオーディオ・エンベロプの最大許容値である。
【００７７】
増幅器２０の出力は、絶対値回路６０に通される。アナログ具体例において、絶対値回路６０を実装する公知方法は無数にある。たとえば、A. S. Sedra and K. C. Smith, Microelectronic Circuits, Holt, Rinehart and Winston Publishing Co., 2nd ed. 1987を参照されたい。デジタル具体例において、当業者であれば、絶対値回路が単に回路の入力部でデジタル数の大きさを獲得するだけで実施し得ることは理解できよう。
【００７８】
絶対値回路６０の出力は、低域フィルタ３Ｄに通される。低域フィルタ３０は図２Ａに関して開示したと同じ要領で構成され得る。当業者であれば、絶対値回路６０と低域フィルタ３０の組み合わせがエンベロプｅ(ｔ)の評価を与え、それ故、エンベロプ検出器として知られていることは理解できよう。エンベロプ検出器のいくつかの具体例がこの技術分野で周知であり、本発明の教示から逸脱することなく使用し得る。図５Ａの実施例では、低域フィルタ３０がＬＯＧブロック２２に先行しているので、遮断周波数がその臨界帯域幅の１／８までであることが好ましい。しかしながら、１６Ｈｚの公称遮断周波数も使用し得ることは了解されたい。
【００７９】
現在のところ好ましい実施例において、低域フィルタ３０の出力は、ＬＯＧブロック２２において処理され、信号の対数を導く。ＬＯＧブロック２２への入力は、絶対値ブロック６０の作用により常に正である。それ故、ＬＯＧブロック２２からの位相項または符号項は使用されない。ここで再び、増幅器２０のゲインが1／ｅmaxに設定されるため、ｅmax未満の入力についての増幅器２０の出力は決して１より大きくなることはなく、ＬＯＧブロック２２からの対数項は常に０以下となる。
【００８０】
図５Ａにおいて、図２Ａに関して行われた説明からＬＯＧブロック２２の別の具体例を得ることができる。これは、図５ＡのＬＯＧブロック２２では精度が低くてもよいからである。ここで、許容できないほど高いノイズ・レベルが不正確さから生じるので、この別具体例は図２ＡのＬＯＧブロック２２の具体例で使用するには適するとは考えられないことは了解されたい。ＬＯＧブロック２２のこの別実施例においては、ＬＯＧブロック２２への入力を表す浮動小数点表現の仮数部の指数、分数部分を互いに加算してＬＯＧブロックの出力を形成する。たとえば、ＩＥＥＥ標準754―1985フォーマットに準拠する数１２の浮動小数点表現は、１．５×２3である。ＬＯＧブロック２２の別の具体例によれば、ｌｏｇ212の値は３．５とみなされる。これは、２3の指数と１．５の分数部分の合計が３＋０．５＝３．５として算出されるからである。ｌｏｇ212の真の値は３．５８４９６である。ほぼ２％のエラーは許容できると考えられる。
【００８１】
ＬＯＧブロック２２の対数出力信号は、（Ｋ―１）に等しいゲインを有する増幅器６２に与えられる。図２Ａの増幅器３２と異なるそのゲイン以外には、増幅器３２、６２は同様に構成されていてもよい。増幅器６２の出力は、ＥＸＰブロック３４の入力部に与えられ、このＥＸＰブロック３４は、信号を処理して指数（真数）関数を提供する。
【００８２】
ＥＸＰブロック３４の出力は、乗算器６４における増幅器２０への入力の遅延バージョンと組み合わせられる。ここで、遅延要素６６は適切な遅延量を与えるように機能する。乗算器６４を実現する公知方法は多数存在する。デジタル具体例においては、これは、単に、２つのデジタル値の乗算である。アナログ具体例においては、A. S. Sedra and K. C. Smith, Microelectronic Circuits, Holt, Rinehart and Winston Publishing Co., 3rd ed. 1991（特に９００ページ参照）に示されるようなアナログ乗算器が必要である。
【００８３】
図２Ａに示す実施例と同様に、図５Ａの実施例の増幅器２０への入力は、乗算器６４の入力部への付与に先立って遅延される。遅延ブロック６６は、低域フィルタ３０のグループ遅延に等しい遅延を有する。
【００８４】
図５Ｂは、図５Ａに示す回路の変形例である回路のブロック図である。当業者であれば、増幅器２０を排除でき、そのゲイン、1／ｅmaxが、本発明の概念から逸脱することなく、図５Ｂに示すように、合算回路６８においてＬＯＧブロック２２の出力から値ｌｏｇ[ｅmax]を減算することによって同等に実施され得ることは理解できよう。
【００８５】
図５Ｃは、本発明によるノイズ抑制を含む乗算ＡＧＣ回路１６の好ましい実施例を示している。この乗算ＡＧＣ回路１６は、図５Ａ、５Ｂに示す乗算ＡＧＣ回路１６−ｎと類似している。但し、本発明のノイズ抑制構成要素が含まれている。したがって、図５Ｃに示す付加的な回路要素のみをここに説明する。
【００８６】
本発明によれば、ＬＯＧブロック２２の出力でのｌｏｇ[ｅ(ｔ)]は、高域フィルタ７０および低域フィルタ７２に接続されている。低域フィルタ７２の具体例は、１／６Ｈｚでコーナを有する単純な１次低域フィルタ特性で作られ得る。この実施例は、当業者には周知のものである。高域フィルタは、１次高域フィルタ伝達関数が、１から減算される低域フィルタ関数であるという理解から実現され得る。このように実現された高域フィルタ７０が図６に示してあり、これは当業者には周知のものである。高域フィルタ７０および低域フィルタ７２についての伝達関数は、それぞれ、図７Ａ、７Ｂに示してある。ここで、説明したもの以外のフィルタ次数および遮断周波数を本発明に従って設計選択事項として選ぶことができることは了解されたい。
【００８７】
あるいは、図５Ｃの高域フィルタ７０および低域フィルタ７２は、図８に示す要領でノイズ除去器と取り替えることもできる。ノイズ除去器の種々の具体例は、当業者にとっては周知である。ノイズ除去器の適当な具体例が、先に引用したHarry Tederの論文、「Hearing Instruments in Noise and the Syllabic Speech-to-Noise Ratio」、Hearing Instruments, Vol. 42, No.2, 1991に示唆されている。この実施例においては、音声が存在するときのノイズ評価と音声なしのときのノイズ評価との間でノイズ除去器が切り替わるときに切り替え人為構造が生成される。
【００８８】
図５Ｃに再び目を転じて、高域フィルタ７０の出力は、音響信号エンベロプの動的部分を表すｌｏｇ[ｅd(ｔ)]である。低域フィルタ７２の出力は、信号エンベロプのほぼ静止している部分を表すｌｏｇ[ｅn(ｔ)]である。合算ジャンクション３８で、値ｌｏｇ[ｅmax]は、図５Ｂにおける合算ジャンクション６８で値ｌｏｇ[ｅmax]が減算されたと同様に低域フィルタ７２の出力から減算される。ＨＰＦ２ブロック７０からの出力である信号の対数の動的部分は、ゲイン（Ｇ−１）によって増幅される。本発明によれば、次に、値ｌｏｇ[ａｔｔｅｎ]も、合算ジャンクション７４で増幅器ブロック６１、６２の出力に加算される。
【００８９】
合算ジャンクション７４からの出力は、べき算ブロック３４への入力である。べき算ブロック３４の出力は、乗算器６４によって遅延ブロック６６を介して入力信号の値を掛けられる。上記したようなＫの選択は、減衰値ａｔｔｅｎの選択と共に、乗算ＡＧＣ回路１６のうちの２以上において行われ、チャネルのいくつかを横切って背景ノイズの同様の減衰を行い得る。減衰値ａｔｔｅｎは、上記の要領でボリューム制御回路によって制御され得る。
【００９０】
図５Ｄは、本発明によるノイズ抑制の別の実施例を示している。図５Ｄにおいて、ＬＯＧブロック２２の出力は、２つの経路に分割される。ＬＯＧブロック２２からの１つの出力は、合算ジャンクション７５に送られ、「a」で示す量が加算される。「a」の値は、それぞれのＡＧＣ帯域１６−ｎについての音響閾値の対数（ブロック２２のｌｏｇと同じベースに対する）である。先に述べたように、ノイズ除去器ブロック４５は、エンベロプの対数の静止部分ｌｏｇ[ｅn(ｔ)]の評価を行うのに用いる。エンベロプの対数の動的部分ｌｏｇ[ｅd（ｔ)]の評価は、ノイズ除去器ブロック４５の出力に合算ジャンクション７５の出力を加算することによって合算ジャンクション７６の出力部のところで得られる。合算ジャンクション７６からのこの出力は、次に、ゲインＧ'を掛けられる。すなわち、
【数３】
【数４】
【数５】
適応ゲインＧ'の選択は、３つの仕様から得られる。すなわち、（１）最大所望音声レベルを快適な傾聴レベルに復元するようにゲインに対応する最大ゲインＫｍａｘ；（２）所望の減衰量ａｔｔｅｎ；そして、（３）統一ゲインが望まれるｋ＝ｌｏｇ[ｅd（ｔ)]の値である。
【００９２】
なお図５Ｄを参照して、ノイズ除去器ブロック４５の出力は、また、合算ジャンクション７９のところでｌｏｇ[ａｔｔｅｎ]と組み合わせられる。この合算ジャンクション７９および増幅器Ｇ'の出力はジャンクション７７で合算され、そして、それ以降の出力はブロック３２においてＫに掛け合わされる。次に、ＬＯＧブロック２２からの出力が、乗算器Ｋ（Ｋの選択は先に記載した）の出力から減算され、次いで、ユーザ「ｂ」についての閾値の対数と、ジャンクション７４で合算される。
【００９３】
図５Ｅは、本発明のノイズ低減の別の実施例を示している。
【００９４】
図２Ａ−２Ｃおよび図５Ａ-５Ｃに示す乗算ＡＧＣ回路１６−ｎは異なって実行されるが、図２Ａ−２Ｃのログ・ローパス具体例から生じる出力および図５Ａ-５Ｃのローパス・ログ具体例から生じる出力はほぼ等しく、一方の出力が他方よりも望ましいとは言えないことがわかった。実際、これらの出力は、両方についてのいずれか良好な表現の出力と看做すに充分に類似していると思われる。ログ・ローパスおよびローパス・ログが等価であることが人間の聴覚乗算ＡＧＣ構成にとって適切であるかどうかを決定するのに音声データについて実施したテストの傾聴結果は了解度を示し、そして、両方の構成における忠実度はほとんど見分けがつかなかった。
【００９５】
了解度および忠実度は両方の構成において等価であるが、特定の正弦波トーンについてのシステムのキャリブレーション中の出力レベルの分析では、ログ・ローパス・システムがキャリブレーションから僅かにそれると共に、ローパス・ログがキャリブレーションを維持したことが分かった。いずれの構成も均等な傾聴結果を与えるように見えるが、キャリブレーション問題は図５Ａ-５Ｃのローパス・ログ具体例を支持する。
【００９６】
本発明のマルチ帯域乗算ＡＧＣ適応圧縮法は、明確なフィードバックまたはフィードフォアワードを持たない。修正ソフト・リミッタの乗算ＡＧＣ回路１６−ｎへの追加によって、安定した過渡期応答および低いノイズ・フロアが保証される。本発明で用いるための乗算ＡＧＣ回路のこのような実施例が図９Ａに示してある。
【００９７】
図９Ａの実施例は、図５Ａに示す実施例と類似しているが、絶対値回路６０を送る代わりに、増幅器２０が低域フィルタ３０に続く。それに加えて、修正ソフト・リミッタ８６が、ＥＸＰブロック３４と乗算器６４との間に挿入される。アナログ具体例においては、ソフト・リミッタ８６は、たとえば、A. S. Sedra and K. C. Smith, Microelectronic Circuits, Holt, Rinehart and Winston Publishing Co., 2nd ed. 1987（特に230―239ページ参照）と同様に設計することができ、ゼロに漸近する飽和領域の勾配を有する。ブロック８６の出力は、システムのゲインである。図９Ａの回路におけるソフト・リミッタ・ブロック８６の挿入は、ゲインを最大値に制限する。この最大値は、閾値での聴覚損失を補正するのに必要なゲインとなるように設定される。
【００９８】
デジタル具体例において、ソフト・リミッタ８６は、サブルーチンとして実現できる。このサブルーチンは、閾値での聴覚損失を補正するのに必要な、乗算器６４によって実現されるべきゲインの値よりも小さい全入力値についてソフト・リミッタ８６への入力に等しい出力を乗算器６４へ与え、この値より大きい全ての入力についての閾値での聴覚損失を補正するのに必要なゲインの値に等しい出力を乗算器６４へ与える。当業者であれば、乗算器６４が、そのゲインがソフト・リミッタ８６の出力によって制限される可変ゲイン増幅器として機能することは理解できよう。それは、閾値より下のソフト音についてのゲインを、閾値での聴覚補正のために必要なゲインに等しいか、あるいは、それより小さい値に制限するためにソフト・リミッタを修正するのにさらに便利であるが、必ず必要というわけではない。ソフト・リミッタ８６がこのように修正された場合、聴覚の閾値より下のゲインが入力レベルにおける小変化に関して確実に不連続とならないように注意しなければならない。
【００９９】
修正ソフト・リミッタ８６の使用は、無音から不快なほど大きな強ささまでの移行を急速になす音声刺激に対するシステム応答における移行性オーバーシュートを排除することによって別の有益な効果を与える。ソフト・リミッタ８６の安定化効果は、また、システムに適切な遅延を導入することによって達成され得るが、これは損傷性の副作用を有する可能性がある。自分自身の声が過剰に遅れて耳に伝送されることで、吃音を誘発する可能性のあるフィードバック遅延が生じる。修正ソフト・リミッタ８６の使用は、他の技術によって使用される音響遅延を排除し、同時に、安定性を与えると共に信号対雑音比を強化する。
【０１００】
図９Ｂは、図９Ａに示す回路の変形例のブロック図である。当業者であれば、増幅器２０を排除することができ、そして、そのゲイン機能が、本発明の概念から逸脱することなく、図９Ｂに示すように合算回路８８において値ｌｏｇ[ｅmax]をＬＯＧブロック２２の出力から減算することによって、同等に実現され得ることは理解できよう。
【０１０１】
次に図１０に目を転じて、本発明に従って３つの勾配ゲイン曲線を備える乗算ＡＧＣ回路１６の好ましい実施例が、ここには示してある。図１０において、ＬＯＧブロック２２の出力は、第１、第２のコンパレータ回路９０−１、９０−２に接続される。これらのコンパレータ回路は、図１１における３つのゲイン領域のうちどれが適用されるかについて決定するために、ＬＯＧブロック２２の出力を所定の入力レベルと比較する。第１、第２のコンパレータ回路の出力は、ゲイン・マルチプレクサ９２および正規化マルチプレクサ９４の第１、第２の選択入力に接続される。ゲイン・マルチプレクサ９２に対する第１、第２、第３の入力Ｋ0’、Ｋ1’およびＫ2’は、増幅器４２における（Ｋ−１）の値を与える。正規化マルチプレクサ９４に対する第１、第２、第３の入力Ａ0’、Ａ1’、Ａ2’は、合算ノード９６によって増幅器４２の出力に値（Ｋ−１）ｌｏｇ[ｅmax]を加算することによって図２Ａ、５Ａおよび９Ａの増幅器２０によって実行される正規化を与える。正規化が増幅器４２の演算の後に生じるので、Ｋの値が正規化マルチプレクサ９４へ３つの入力の各々に含まれることは了解されたい。さらに、３つの入力の各々に含まれるＫの値は、ゲイン・マルチプレクサ９２からの出力に応答して増幅器４２によって使用されるＫの値と一致する。
【０１０２】
本発明のこの実施例によれば、コンパレータ回路９０−１および９０−２は、ＬＯＧブロック２２からの出力の振幅を展開、圧縮、飽和領域に分ける。３つの領域において入力部に与えられるゲインの典型的なグラフが図１１に示してある。展開領域の上限は、ユーザに補聴器の装着したときに決まる閾値聴覚損失によって設定される。ＬＯＧブロック２２からの出力の振幅が閾値聴覚損失より下にあるとき、入力Ｋ0’およびＡ0’が選ばれ、増幅器４２のゲインが入力部に対して展開性ゲインを与えると好ましい。望ましくないノイズの原因となる低レベルでの入力信号エネルギについては、展開は、これらの低レベル信号までゲインを減らすことによって有用である。
【０１０３】
圧縮領域の下限は閾値聴覚損失により設定される。そして、上限は圧縮領域において信号に与えられる圧縮および飽和領域における圧縮によって設定される。ＬＯＧブロック２２からの出力の振幅が閾値聴覚損失より上で、圧縮領域の上限の下にあるとき、入力Ｋ1’およびＡ1’が選ばれ、増幅器４２のゲインは、好ましくは、入力への圧縮ゲインを与えることになる。各チャネルにおいて行われる圧縮は、補聴器の着用時に決定されることになる。
【０１０４】
ＬＯＧブロック２２からの出力の振幅が圧縮領域の上限より上にあるときには、入力Ｋ2’およびＡ2’が選ばれる。そして、増幅器４２のゲインは、好ましくは、入力に圧縮ゲインを与えることになる。飽和領域における圧縮は、代表的には、圧縮領域における圧縮より大きい。飽和領域において、出力は出力トランスデューサの最大出力能力より低いレベルに限定される。これは、他のタイプの出力制限、たとえば、ピーク・クリッピングより好ましい。
【０１０５】
安定性を達成する代替方法としては、オーディオ帯域フィルタ１４−１〜１４−ｎへの入力に低レベルのノイズ（すなわち、聴覚閾値レベルより低い強度を有するノイズ）を加算する方法がある。このノイズは、そのスペクトル形状が通常の聴覚個人についての聴覚閾値曲線に周波数の関数として追従するように重み付けされなければならない。これは、図１においてノイズ発生器１００によって概略的に示してある。ノイズ発生器１００は、オーディオ帯域フィルタ１４−１〜１４−ｎの各々へ低レベルのノイズを注入するものとして示してある。数多くのノイズ生成用の回路および方法が、この技術分野では良く知られている。
【０１０６】
図５Ａ−５Ｄ、図９Ａ、９Ｂおよび図１０の実施例においては、低域フィルタ３０の前にある絶対値回路６０からなるサブ回路がエンベロプ検出器として機能する。絶対値回路６０は、適切なスケーリング調節を行いながら、半波整流器、全波整流器または出力が入力のＲＭＳ値である回路として機能し得る。このエンベロプ検出器サブ回路の出力は比較的低い帯域幅を有するので、この回路のデジタル実現におけるエンベロプ更新は、エンベロプ帯域幅についてのナイキスト・レート（５００Ｈｚ未満のレート）でのみ行われる必要がある。当業者であれば、これが低パワー・デジタル具体例を可能にすることは理解できよう。
【０１０７】
聴覚補償のための乗算ＡＧＣ全範囲適応圧縮は、いくつかの重要な方法で以前のＦＦＴ作業と異なる。本発明のマルチバンド乗算適応圧縮技術は、周波数領域処理を使用しないが、その代わりに、必要な臨界帯域幅に基づく類似した、あるいは、等価のＱを持つ時間領域フィルタを使用する。それに加えて、ＦＦＴ方法とは対照的に、乗算ＡＧＣ適応圧縮を使用する本発明のシステムは、最小限の遅延で実施することができ、明確なフィードフォアワードやフィードバックはない。
【０１０８】
従来技術のＦＦＴ具体例においては、この従来技術を使用して測定されるパラメータは、フォン空間において識別された。マルチバンド乗算ＡＧＣ適応圧縮を組み入れている本発明の現在のところ好しいシステムは、本来的に漸増を含んでおり、図２Ａ−２Ｃ、図５Ａ−５Ｅおよび図９Ａ、９Ｂに示した実施例において周波数の関数として、閾値聴覚損失および上方快適レベルの測度だけを必要とする。
【０１０９】
最後に、本発明のマルチバンド乗算ＡＧＣ適応圧縮技術は、修正ソフト・リミッタ８６、あるいは、従来技術の処理によって導入される付加的なノイズ人為構造を排除し、音響忠実度を維持する低レベル・ノイズ発生器１００を利用する。しかしながら、より重要なことであるが、適切な時間遅延が使用されない場合、従来技術のＦＦＴ方法は、無音から大きい音への移行中に不安定になる。本発明の現在のところ好ましい乗算ＡＧＣ実施例は、最小限の遅延で安定する。
【０１１０】
本発明のマルチバンド乗算ＡＧＣ適応圧縮方法は、いくつかの利点を有する。図２Ａ―２Ｃ、図５Ａ-５Ｅおよび図９Ａ、９Ｂに関して説明した実施例の場合、着用した人間についての閾値および上方快適レベルのみを測定するだけでよい。同じ低域フィルタ設計を使用して、処理されつつある周波数帯域の各々について、音響刺激ｓ(ｔ)のエンベロプｅ(ｔ)または同等にｌｏｇ[ｅ(ｔ)]を抽出する。さらに、この同じフィルタ設計を使用し、単に上記のように低域フィルタの遮断周波数を変えることによって、無音から大きい音までの急速な移行が予期される場合を含む他の用途を達成できる。
【０１１１】
本発明のマルチバンド乗算ＡＧＣ適応圧縮方法は時間遅延が最小である。これは、個人が発言し、脳への直接経路応答として自身の声を聴き、補聴器システムを通して処理された遅延エコーを受け取るときに生じる聴覚混乱を排除する。
【０１１２】
係数ｅmaxでの正規化は、補聴器について、所定の上方快適レベルより上の出力レベルで増大し、過度の音響強度から耳が損傷を受けることを防ぐゲインを提供することを数学的に不可能にする。ｅmaxより大きい音響入力レベルの場合、装置は、それを増幅するよりはむしろ音響を減衰させる。当業者であれば、本発明の概念から逸脱することなく最大安全レベルに出力を制限することによってさらに耳を保護することができることは理解できよう。
【０１１３】
個別の指数定数Ｋが各周波数帯域に使用され、すべての入力強度レベルについて正しいゲインを正確に与える。それ故、線形範囲、圧縮範囲間の切り替えが生じることはない。したがって、切り替え人為構造が排除される。
【０１１４】
本発明のマルチバンド乗算ＡＧＣ適応圧縮方法は、明確なフィードバックまたはフィードフォワードを持たない。修正ソフト・リミッタの追加の場合、安定した過渡期応答および低ノイズ・フロアーが保証される。遅延が最小であり、乗算ＡＧＣにおける明確なフィードフォワードまたはフィードバックの欠如の結果として本発明による、従来技術を超えた重要な付加的な利点は、耳に密着する補聴器マイクロホンおよびスピーカの両方を有する補聴器で代表的なうっとうしいオーディオ・フィードバックまたは再生の改善である。
【０１１５】
乗算ＡＧＣは、その単純さにより、デジタル、アナログいずれの回路でも実施可能である。低パワー実施が可能である。先に述べたように、デジタル実現においては、エンベロプ更新（すなわち、増幅器２０、ＬＯＧブロック２２、増幅器４２によって示される動作）は、エンベロプ帯域幅についてナイキスト・レート（５００Ｈｚ未満のレート）でのみ実施する必要があり、それによって、パワー需要をかなり減らすことができる。
【０１１６】
本発明のマルチバンド乗算ＡＧＣ適応圧縮システムは、また、他のオーディオ問題にも適用できる。たとえば、ステレオ・システムおよび自動車オーディオ装置において代表的に使用される音響イコライザは、唯一のユーザ調節が各周波数帯域における所望の閾値ゲインであるから、マルチバンド乗算ＡＧＣ方法の利点を獲得することができる。これは、現在のグラフィック・イコライザに対する調節手順と同じであるが、ＡＧＣは、現在のシステムで生じるような異常音量増大を招くことなく所望の周波数ブーストを行える。
【０１１７】
本発明の別の態様によれば、耳内聴覚補償システムは、電気信号を音響エネルギに変換する２つのトランスデューサを使用する。２つの最近の開発が、二重受信器補聴器を可能にした。最初の開発は、小型化した可動コイル・トランスデューサの開発であり、次の開発は、本願で開示した臨界帯域圧縮技術であって、これは、１９９４年７月８日出願の親出願通し番号０８／２７２９２７（現在は、米国特許第５，５００，９０２号）にも開示され、クレームに記載されている。
【０１１８】
次に図１２を参照して、ここには、電気信号を音響エネルギに変換する２つのトランスデューサを使用する耳内聴覚補償システム１１０のブロック図が示してある。第１のトランスデューサ１１２（たとえば、普通の鉄製アーマチャ式補聴器レシーバ）は低周波数（たとえば、１ｋＨｚより低い周波数）に対して使用され、第２のトランスデューサ１１４は高周波数（たとえば、１ｋＨｚより高い周波数）に対して使用される。
【０１１９】
携帯式電子装置のためのハイファイ・ヘッドフォンの需要は、全オーディオ範囲（２０〜２０，０００Ｈｚ）にわたって平坦な応答を行う１／２インチ直径未満の可動コイル・トランスデューサの開発を刺激した。耳管に装着するために、トランスデューサは、直径１／４インチ未満でなければならない。したがって、市販のトランスデューサは適用できない。３／１６直径までの市販の可動コイル・ヘッドフォンのスケーリングで得たトランスデューサは、１ｋＨｚから優れた効率を有し、人間の聴覚の上方周波数限度を充分に超えている。本発明のシステムは、このようなスケールド可動コイル・トランスデューサ１１４をツィータとして使用し、標準のKnowles（または類似した）鉄製アーマチャ式補聴器トランスデューサ１１２をウーハとして使用する。これらの装置は、共に、耳管に容易に装着することができる。
【０１２０】
図１２に示す聴覚補償システムは、概念的には親発明と同じであるが、それぞれ、帯域フィルタおよび乗算ＡＧＣゲイン制御器を含む処理チャネルを２つのグループに分けている点で異なる。第１のグループは、帯域フィルタ１４−１０、１４−１１、１４−１２および乗算ＡＧＣ回路１６−１０、１６−１１、１６−１２からなり、鉄製アーマチャ式トランスデューサ１１２の共鳴より下の周波数を持つ信号を処理する。第２のグループは、帯域フィルタ１４−２０、１４−２１、１４−２２および乗算ＡＧＣ回路１６−２０、１６−２１、１６−２２からなり、鉄製アーマチャ式トランスデューサ１１４の共鳴より上の信号を処理する。第１グループの処理チャネルの出力は、合算要素１１６−１で合算され、パワー増幅器１１８−１に送られる。このパワー増幅器が鉄製アーマチャ式トランスデューサ１１２を駆動する。第２グループの処理チャネルの出力は、合算要素１１６−２で合算され、パワー増幅器１１８−２に送られる。このパワー増幅器は、高周波可動コイル・トランスデューサ１１４を駆動する。両方の処理チャネルへの入力は、エレクトレット・マイクロホン１２０およびプリアンプ１２２によって供給される。
【０１２１】
高低成分への周波数分離が帯域フィルタを使用して達成される図１２に示す配置を用いると、クロスオーバー・ネットワークが不要となり、それによって、システム全体を簡略化できる。当業者であれば、第１グループにおける処理要素、増幅要素をそれらが作動する周波数帯域よりも高い周波数帯域に対して特殊化することができる。これは第２グループでも可能である。この特殊化は、実際問題としてかなりのパワー消散を減じることができる。このような特殊化の例としては、特別なトランスデューサについて設計を最適化するパワー増幅器を使用すること、各グループの帯域幅に対して適切にサンプリング・レートを使用することおよび他の周知の設計最適化がある。
【０１２２】
高周波トランスデューサ１１４のための小型可動コイル・トランスデューサの別の実施例も本出願人によって成功裏に実行された。現代のエレクトレットは、高周波出力トランスデューサとして役立つのに充分に高い電子機械変換効率を得るのに充分な安定した高い分極を有する。このようなトランスデューサは、超音波用途において長く使われてきたが、聴覚補償用途には適用されたことはなかった。これらのエレクトレット装置を高周波トランスデューサ１１４として使用するとき、当業者であれば、上記の設計特殊化を採用しなければならず、パワー増幅器について特別な改善を行い、これを特殊化して、可動コイル・トランスデューサによって要求されるよりもかなり高い電圧を供給しなければならないことは理解できるであろう。
【０１２３】
本発明の実施例および応用を図示し、説明してきたが、上記よりも多くの修正が、本発明の概念から逸脱することなく可能であることは当業者には明らかであろう。したがって、本発明は、添付の特許請求の範囲を除いて限定されることはない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、本発明に従った聴力補償システムのブロック図を示す。
【図２Ａ】 図２Ａは、本発明に従った使用に適した相乗的ＡＧＣ回路の第一の実施例のブロック図を示す。
【図２Ｂ】 図２Ｂは、本発明に従った使用に適した図２Ａに記載の相乗的ＡＧＣ回路の代替的実施例のブロック図を示す。
【図２Ｃ】 図２Ｃは、本発明に従ったノイズ抑制を伴う、相乗的ＡＧＣ回路の第一の実施例のブロック図を示す。
【図３】 図３は、図２Ａに記載の相乗的ＡＧＣ回路に採用されたフィルタの応答特性のプロットである。
【図４Ａ】 図４Ａは、本発明に従った図２Ｃの相乗的ＡＧＣ回路に採用されたフィルタの応答特性のプロットを示す。
【図４Ｂ】 図４Ｂは、本発明に従った図２Ｃの相乗的ＡＧＣ回路に採用されたフィルタの応答特性のプロットを示す。
【図４Ｃ】 図４Ｃは、本発明に従った図２Ｃの相乗的ＡＧＣ回路に採用されたフィルタの応答特性のプロットを示す。
【図５Ａ】 図５Ａは、本発明に従った使用に適した相乗的ＡＧＣ回路の第二の実施例のブロック図を示す。
【図５Ｂ】 図５Ｂは、本発明に従った使用に適した図５Ａに記載の相乗的ＡＧＣ回路の代替的実施例のブロック図を示す。
【図５Ｃ】 図５Ｃは、本発明に従ったノイズ抑制を伴う、相乗的ＡＧＣ回路の第二の実施例のブロック図を示す。
【図５Ｄ】 図５Ｄは、本発明に従ったノイズ抑制を伴う、相乗的ＡＧＣ回路の第三の実施例のブロック図を示す。
【図５Ｅ】 図５Ｅは、本発明に従ったノイズ抑制を伴う、相乗的ＡＧＣ回路の第四の実施例のブロック図を示す。
【図６】 図６は、本発明に従った使用に適したハイパス・フィルタの実装を示す。
【図７Ａ】 図７Ａは、本発明に従った、図５Ｃ、５Ｄ、および５Ｅの相乗的ＡＧＣ回路で採用されたフィルタの応答特性のプロットを示す。
【図７Ｂ】 図７Ｂは、本発明に従った、図５Ｃ、５Ｄ、および５Ｅの相乗的ＡＧＣ回路で採用されたフィルタの応答特性のプロットを示す。
【図８】 図８は、本発明に従って図５Ｃおよび５Ｄに記載されたフィルタと置き換えるのに適したノイズ評価装置を示す。
【図９Ａ】 図９Ａは、本発明に従った使用に適した相乗的ＡＧＣ回路の第三の実施例のブロック図を示す。
【図９Ｂ】 図９Ｂは、本発明に従った使用に適した、図９Ａに記載の相乗的ＡＧＣ回路の代替的実施例のブロック図を示す。
【図１０】 図１０は、本発明に従った相乗的ＡＧＣ回路の、現在好ましい実施例のブロック図を示す。
【図１１】 図１１は、本発明に従った図１０に記載の相乗的ＡＧＣ回路の３の傾斜利得領域のプロットを示す。
【図１２】 図１２は、電気信号を音響信号に変換する二つのトランスデューサを採用している、本発明に従った耳内の聴力補償システムのブロック図である。
Claims (5)
- オーディオ信号処理装置のための相乗的自動利得制御（ＡＧＣ）回路であって、前記装置が音響エネルギー（１２）を該音響エネルギーに対応した電気エネルギーに変換する入力変換器（１０）と、前記入力変換器の出力に結合された複数のオーディオ帯域パスフィルター（１４）と、雑音抑圧回路を含み各々が前記オーディオ帯域パスフィルターの一つの出力に結合された複数の前記相乗的ＡＧＣ回路（１６）と、前記相乗的ＡＧＣ回路の出力に結合された第１加算ジャンクションと、該第１加算ジャンクションの出力に結合された第１増幅器と、電気エネルギーを音響エネルギーに変換するための出力変換器（１８）とを含むものにおいて、前記ＡＧＣ回路が、
前記オーディオ帯域パスフィルターの一つの出力に結合された入力を有する対数素子であって、該対数素子の前記入力における信号の符号を示す信号を伝える第１出力と、前記対数素子の前記入力における前記信号の絶対値の対数に比例する信号を伝える第２出力とを有する前記対数素子（２２）と、
前記対数素子の前記第２出力に結合された入力を有するフィルター素子であって、該フィルター素子が
前記対数素子の前記第２出力へ結合された入力を有する低パスフィルター（４４）、
前記対数素子の前記第２出力へまた結合された入力を有する帯域パスフィルター（４２）、
前記対数素子の前記第２出力へまた結合された入力を有する高パスフィルター（２８）、
前記低パスフィルターの出力へ結合された第１入力と、−ｌｏｇ［ｅmax］に等しい第２入力とを有する第２加算ジャンクションであって、ここで、ｅmaxはＡＧＣ利得が適用されるオーディオ・エンベロープの最大許容値である、前記第２加算ジャンクション（３８）、
前記第２加算ジャンクションの出力に結合された入力を有する第２増幅器（３２）、
前記帯域パスフィルターの出力に結合された入力を有する第３増幅器（３３）、及び
前記高パスフィルターの出力へ結合された第１入力と、前記第２増幅器の出力に結合された第２入力と、前記第３増幅器の出力へ結合された第３入力と、ｌｏｇ［ａｔｔｅｎ］に等しい第４入力とを有する第３加算ジャンクションであって、該第３加算ジャンクションはその４つの入力に等しい出力を与えるものであり、ここで、ａｔｔｅｎは線形減衰ファクターであり、前記線形減衰ファクターは信号のノイズ・エンベロープのオリジナル振幅と乗算される値である前記第３加算ジャンクション（４８）、を有する前記フィルター素子と、
前記対数素子の第１出力に結合された入力を有する遅延素子であって、前記フィルター素子による遅延を補償するものである前記遅延素子（２４）と、
前記遅延素子の出力に結合された第１入力と前記フィルター素子の出力に結合された第２入力とを有する指数素子（３４）と、
該指数素子の出力に結合された第４増幅器素子であって、（ｅmax）に等しい利得を有し、ここで、ｅmaxはＡＧＣ利得が適用されるオーディオ・エンベロープの最大許容値である、第４増幅器素子（３６）と、
を含む相乗的ＡＧＣ回路。 - オーディオ信号処理装置のための相乗的自動利得制御（ＡＧＣ）回路であって、前記装置が音響エネルギー（１２）を該音響エネルギーに対応した電気エネルギーに変換する入力変換器（１０）と、前記入力変換器の出力に結合された複数のオーディオ帯域パスフィルター（１４）と、雑音抑圧回路を含み各々が前記オーディオ帯域パスフィルターの一つの出力に結合された複数の前記相乗的ＡＧＣ回路（１６）と、前記相乗的ＡＧＣ回路の出力に結合された第１加算ジャンクションと、該第１加算ジャンクションの出力に結合された第１増幅器と、電気エネルギーを音響エネルギーに変換するための出力変換器（１８）とを含むものにおいて、前記ＡＧＣ回路が、
前記オーディオ帯域パスフィルタの一つの出力に結合された入力を有する絶対値回路（６０）と、
該絶対値回路の出力に結合された入力を有する低パスフィルター（３０）と、
該低パスフィルターの出力に結合された入力を有する対数素子（２２）と、
該対数素子の出力に結合された入力を有するフィルター素子と、
該フィルター素子の出力に結合された入力を有する指数素子（３４）と、
前記絶対値回路の入力に結合された入力を有し、前記フィルター素子による遅延を補償する遅延素子（６６）と、
前記指数素子の出力に結合された第１入力と前記遅延素子の出力に結合された第２入力とを有する乗算器（６４）と、を含み、
前記フィルター素子がさらに、
前記対数素子の出力に結合された入力を有する高パスフィルター（７０）と、
該高パスフィルターの出力に結合された入力を有し、（Ｇ−１）に等しい利得を有する第２増幅器であって、（Ｇ）は前記第２増幅器の利得を表す値である第２増幅器と、
前記対数素子の出力にまた結合された入力を有する第２低パスフィルター（７２）と、
前記第２低パス・フィルターの出力に結合された第１出力と−ｌｏｇ［ｅ max ］に等しい第２入力とを有し、ここで、ｅ max はＡＧＣ利得が適用されるオーディオ・エンベロープの最大許容可能値である第２加算ジャンクション（３８）と、
前記第１加算ジャンクションの出力に結合された入力を有し、（Ｋ−１）に等しい利得を有する第３増幅器（６２）であって、(Ｋ)は前記第３増幅器の利得を表す値である第３増幅器と、
前記第２増幅器の出力に結合された第１入力と、前記第３増幅器の出力に結合された第２入力と、ｌｏｇ［ａｔｔｅｎ］に等しい第３入力とを有し、ここでａｔｔｅｎは線形減衰ファクターであり、該線形減衰ファクターは信号のノイズ・エンベロープのオリジナル振幅と乗算される値である第３加算ジャンクションと、
を有する相乗的ＡＧＣ回路。 - オーディオ信号処理装置のための相乗的自動利得制御（ＡＧＣ）回路であって、前記装置が音響エネルギー（１２）を該音響エネルギーに対応した電気エネルギーに変換する入力変換器（１０）と、前記入力変換器の出力に結合された複数のオーディオ帯域パスフィルター（１４）と、雑音抑圧回路を含み各々が前記オーディオ帯域パスフィルターの一つの出力に結合された複数の前記相乗的ＡＧＣ回路（１６）と、前記相乗的ＡＧＣ回路の出力に結合された第１加算ジャンクションと、該第１加算ジャンクションの出力に結合された第１増幅器と、電気エネルギーを音響エネルギーに変換するための出力変換器（１８）とを含むものにおいて、前記ＡＧＣ回路が、
前記オーディオ帯域パスフィルタの一つの出力に結合された入力を有する絶対値回路（６０）と、
該絶対値回路の出力に結合された入力を有する低パスフィルター（３０）と、
該低パスフィルターの出力に結合された入力を有する対数素子（２２）と、
該対数素子の出力に結合された第１入力と前記相乗的ＡＧＣ回路に対する音の閾値の対数に等しい第２入力とを有する第２加算ジャンクション（７５）と、
前記第２加算ジャンクションの出力に結合された入力を有する雑音評価器（４５）と、
前記第２加算ジャンクションの出力に結合された第１入力と前記雑音評価器の反転出力に結合された第２入力とを有する第３加算ジャンクション（７６）と、
前記第３加算ジャンクションに結合された入力を有し、Ｇの利得を有する第２増幅器（４３）と、
前記第２増幅器の出力に結合された第１入力を有する第４加算ジャンクション（７７）と、
前記雑音評価器の出力に結合された入力とｌｏｇ［ａｔｔｅｎ］に等しい第２入力とを有し、ここでａｔｔｅｎは線形減衰ファクターであり、該線形減衰ファクターは信号のノイズ・エンベロープのオリジナル振幅と乗算される値である第５加算ジャンクション（７９）と、
前記第４加算ジャンクションの出力に結合された入力を有する第３増幅器（３２）と、
該第３増幅器の出力と結合する第１入力と、前記対数素子の出力と結合する第２入力と、前記相乗的ＡＧＣ回路に対する音の閾値の対数と等しい第３入力とを有する第６加算ジャンクション（７４）と、
該第６加算ジャンクションの出力に結合された入力を有する指数素子（３４）と、
該指数素子の出力に結合された第１入力と前記オーディオ帯域パスフィルターの一つの出力に結合された第２入力とを有する乗算器（６４）と、
を含む相乗的ＡＧＣ回路。 - オーディオ信号処理装置のための相乗的自動利得制御（ＡＧＣ）回路であって、前記装置が音響エネルギー（１２）を該音響エネルギーに対応した電気エネルギーに変換する入力変換器（１０）と、前記入力変換器の出力に結合された複数のオーディオ帯域パスフィルター（１４）と、雑音抑圧回路を含み各々が前記オーディオ帯域パスフィルターの一つの出力に結合された複数の前記相乗的ＡＧＣ回路（１６）と、前記相乗的ＡＧＣ回路の出力に結合された第１加算ジャンクションと、該第１加算ジャンクションの出力に結合された第１増幅器と、電気エネルギーを音響エネルギーに変換するための出力変換器（１８）とを含むものにおいて、前記ＡＧＣ回路が、
前記オーディオ帯域パスフィルタの一つの出力に結合された入力を有する絶対値回路（６０）と、
前記オーディオ帯域パスフィルターの一つの出力に結合された入力を有する対数素子であって、該対数素子は前記入力における信号の符号を示す信号を伝える第１出力と前記入力における前記信号の絶対値の対数に比例した信号を伝える第２出力とを有する前記対数素子（２２）と、
該対数素子の第２出力に結合された入力を有するフィルター素子であって、該フィルター素子が、
前記対数素子の出力へ結合された入力を有する高パスフィルター（２８）、
前記対数素子の出力へ結合された入力を有する低パスフィルター（３０）、
前記低パスフィルターの出力へ結合された第１入力と、前記相乗的ＡＧＣ回路に対する音の閾値の対数に等しい値に結合された第２入力とを有する第２加算ジャンクション（７５）、
該第２加算ジャンクションの出力に結合された入力を有する雑音評価器（４５）、
前記第２加算ジャンクションの出力に結合された第１入力と前記雑音評価器の反転された出力に結合された第２入力とを有する第３加算ジャンクション（７６）、
該第３加算ジャンクションの出力に結合された入力を有する第２増幅器（４５）、
前記雑音評価器の出力に結合された入力と、ｌｏｇ［ａｔｔｅｎ］に等しい第２入力とを有し、ここでａｔｔｅｎは線形減衰ファクターであり、該線形減衰ファクターは信号のノイズ・エンベロープのオリジナル振幅と乗算される値である、第４加算ジャンクション（７７）、
前記第２増幅器の出力に結合された第１入力と前記第４加算ジャンクションの出力に結合された第２入力とを有する第５加算ジャンクション（７９）と、
前記第５加算ジャンクションの出力に結合された入力を有する第３増幅器（３２）、及び
該第３増幅器の出力へ結合された第１入力と、前記高パスフィルターの出力に結合された第２入力と、前記相乗的ＡＧＣ回路に対する音の閾値の対数に等しい第３入力とを有し、これら３入力の和に等しい出力を与える第６加算ジャンクション（７４）、を有する前記フィルター素子と、
前記対数素子の第１出力に結合された入力を有し、前記フィルター素子による遅延を補償する遅延素子（２４）と、
該遅延素子の出力に結合された第１入力と前記フィルター素子の出力に結合された第２入力とを有する指数素子（３４）と、
を含む相乗的ＡＧＣ回路。 - 前記相乗的ＡＧＣ回路の各々がさらに、
前記オーディオ帯域パスフィルタの一つの出力に結合された入力を有し、（１／ｅmax）の利得を有し、ここでｅmaxはＡＧＣ利得が適用されるオーディオ・エンベロープに対する最大許容値である、第２増幅器と、
前記第１増幅器の出力に結合された入力を有する絶対値回路と、
該絶対値回路の出力に結合された入力を有する低パスフィルタと、
前記絶対値回路の出力に結合された入力を有する対数素子と、
前記低パスフィルタの出力に結合された入力を有する対数素子と、
前記対数素子の出力に結合された入力を有する第３増幅器であって、前記第２増幅器が（Ｋ−１）の利得を有する、前記第２増幅器と、
該第３増幅器の出力に結合された入力を有する指数素子と、
を有する請求項１に記載の装置。
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