JPH02502151A - 適合形プログラマブル信号処理補聴器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 連合形プログラマブル信号処理補聴器 発明の分野 本発明は、−艦的にはオージオ信号処理分野に関し、特に補聴器に関する。

発明の背景 聴覚障害者の間における障害の性質およびその程度は大きく異なる。導音性の聴 覚の喪失により生じる線形障害を有する人は、アナログ信号処理を利用した従来 の補聴器により得られる線形増幅による恩恵を受けることができる。かかる補聴 器は、広い種類のスペクトルに関連した聴覚障害を補償するため固定されたロー パスフィルタまたはバイパスフィルタを使用して、増幅信号を限定されたスペク トル成形する容量しかなかった。しかしながら、特に内耳の問題から生じるよう な多くのタイプの聴覚障害は、個人の聴覚系での非線形変化から生じることがあ る。かかる障害に悩む人は、ダイナミックレンジが限られているので、スレフシ ラルド聴覚レベルと手法レベルとの差異が比較的小さい、ラウドネルを補ってい る人は、スレンシッルドより大きい音の強さの比較的小さい変化を信号のみかけ の比較的大きい変化と認識してしまう、更にかかる人のある周波数における聴覚 障害は、他の周波数における障害よりも大きいことがあり、このタイプの聴覚障 害のスペクトル特性は、個人によって大幅に異なる。

純粋に線形増幅する従来の補聴器は、所望の信号、例えばスピーチまた。は音楽 と同じように周辺ノイズを不可避的に増幅するので、信号対ノイズ比を改善でき ない０個人の聴覚のダイナミックレンジが限られている場合、増幅はかえって信 号対ノイズ比を悪くしてし上で増幅されるが、所望のスピーチ信号は個人の最も 快適な聴覚レンジ内に信号をおさめるようクリッピングまたは圧縮しなければな らないことがあるからである。

聴覚障害者は、固有のかつ広範な障害を有していることが多いが、現在の補聴器 は、個人の聴覚障害に適合する能力が限られている。

更に、スピーチが望ましい信号となっている低ノイズ環境下のようなある条件下 では個人の聴覚障害に比較的良好に適合するが、他の条件下、例えば周辺ノイズ レベルが高かったり、また比較的高い信号強度レベルにある場合良好には作動し ない。

発明の要約 本発明によれば、ユーザーに与えられるオージオ信号の明瞭さと質を最大にする よう特定ユーザーの聴覚障害に合致するようプログラムしかつ音の環境に適合で きる補聴システムでデジタル信号処理を利用する。バンクグラウンドのノイズレ ベルは、所望の信号例えばスピーチの信号対ノイズ比を大きくするよう固定法ま たは適合法のいずれかで減少される。ユーザーのを効ダイナミックレンジは、音 信号が着用者の快適レベルを越えないよう長期自動利得圧縮と出力制限制御を行 いながら低強度の音に対する感度を大きく保つことにより拡大される０通常の音 信号、例えばスピーチの大部分は、ユーザーの耳の利用可能なダイナミックレン ジに最も合うレベルでユーザーに与えられる。ユーザーに与えられるオージオ信 号は、ユーザーの耳の特定のスペクトル上の欠陥特性に合致し、かつこれを補償 するようにスペクトル成形される。この信号処理補聴器は、ユーザーの好みで選 択可能ないくつかのモードも有し、このモードは、音の環境、例えば周辺ノイズ レベルまたはユーザーが聴きたいスビこの信号処理補聴器は、好ましくは着用者 の耳またはその近く５二位置するマイクロフォンと、これに関連するアナログフ ィルタリングおよび増幅回路と、アナログ信号をデジタルデータに変換するため のアナログ／デジタルコンバータと、処理されたデータをアナログ信号状態に変 換し直すためのデジタル／アナログコンバークと、ユーザーが付けているイヤー ピース内の受信機すなわちスピーカーを駆動するアナログフィルタおよびアンプ とから成る。マイクロフォンからの信号は、プリエンファシスのため予増幅とバ イパスフィルタリングされることが好ましく、ゆっくりと変化する音レベルに合 わせて利得レベルを調節するよう比較的ゆっくりと自動利得ｔＳＶされる。デジ タル／アナログ変換の前にアナログ信号のエイリアシング防止用フィルタリング を行う、デジタル状の信号データは、選択可能なバイパスフィルタリングおよび プリエンファシスおよびディエンファシスフィルタリングを行ない、所望の場合 スペクトル成形フィルタリングを行う、このスペクトル成形フィルタリングは、 補聴器を処方された特定ユーザーの聴覚障害に合わせた所定のスペクトル特性に 従って行う、デジタル信号データは、ユーザーの強調された好みに信号レベルが 最も合うよう非線形増幅（好ましくは、低レベル信号は伸長し、中間信号は通常 の増幅を行ない、高レベルの信号は圧縮する）される０次に処理されたデジタル データは、アナログ状に変換する。信号を増幅してスピーカーへ送る前に信号に 対しイメージング防止用ローパスフィルタリングを行う、このデジタル信号プロ セッサは、好ましくはプログラマブルリードオンリーメモリを育し、このメモリ にはユーザーに合った所望のスペクトル成形特性および可変増幅特性をプログラ ムできる。

デジタル信号プロセッサの適合形増幅関数は、いくつかの断片的な線形Ｗを含む ことができる非線形の入出力特性を有する０例えば第１部分は、低レベル信号に 対し伸長を行うよう１よりも大きい傾きを有することができる。最初の折れ曲が り点では入出力特性の傾きは１：１すなわち線形の入出力関係に変化し、この状 態は第２折れ曲がり点まで維持される。２°つの折れ曲がり点の間の出力レベル のレンジは、好ましくはユーザーの選択したレンジに対応し、通常２つの折れ曲 がり点の間の正常なスピーチ信号の大部分がユーザーの好ましいダイナミックレ ンジに適合するようユーザーの聴覚のダイナミックレンジに最良に適合される。

第２の折れ曲がり点の上では入出力特性の傾きは１より小さく、圧縮を行なつて オーバーレンジの信号の影響を小さくし、ユーザーに対するラウドネスの不快さ を最小にしている。バンクグラウンドノイズの概算値は入力信号のエンベロープ から求めることが好ましく、このノイズの概算値は第１折れ曲がり点の位置を上 下に調節したりおよび／または第１部分の伸長比を変えてユーザーに供給される 増幅信号のノイズ成分を減少するのに使用される０本発明によれば、このように すべての周波数の比較的低いレベルの信号を抑制すると、聴覚障害者が受けるよ うな周辺ノイズの影響が大幅に減少することがわかりている。折れ曲がり点の上 下における入出力曲線の傾きおよび上下折れ曲がり点の最初の位置は、認識する 音の所望特性例えば明瞭性、ラウドネス、または質に関するユーザーの好みに最 良に適合するよう、補聴器の異なる作動モードで変更できる０例えばあるモード で傾きと折れ曲がり点の値の一組を利用し、一方別のモードでは傾きと折れ曲が り点の値の第２の組を使用することができる。

利得を実質的に変えない非線形アンプの時定数はアンプの性能に影響を与える１ つの重要な特性である０時定数が長くなれば短期の波形変化の圧縮が小さくなる 。しかしながら時定数が短かくなればは時定数の値を約１〜２ミリ秒にして好ま しい性能を得ている。このレンジ内の時定数はひずみを許容できるレベルに維持 しながら、約３．３：１までの圧縮と約１：２までの伸長を可能にしている。ひ ずみの許容できるレベルはユーザ゛−によって異なり、あるユーザーには圧縮お よび伸長を大きくしても許容できる。

必要な回路電力を最小にし、かつアナログ／デジタル変換プロセスて可能なダイ ナミックレンジを最大にするためには利得可変アナログ／デジタルｆ：換システ ムを使用することが好ましい、このシステムでは、アナログ信号はデジタル信号 プロセッサーにより利得が制御可能な利得可変アンプまたは減衰器を通して供給 される。アンプの利得はアンプからの出力信号が所望の振幅レンジ内に入るよう 、デジタル信号プロセッサーによって調節される０次にこの出力信号は線形のア ナログ／デジタルコンバータ例えば８ピントのコンバータに供給される０次にこ のコンバータの出力はデータとしてデジタル信号プロセッサーに供給される。プ ロセンサーは利得可変アンプに対して行なわれている利得の調節を追尾し続け、 データをサンプリングした時の利得可変アンプの利得の逆数をコンバータからの データにかけることにより、アナログ／デジタルコンバータから受けたデータを 修正する。このように入力データのダイナミックレンジは信号内の情報を劣化す ることなく低電力で低電圧のアナログ／デジタルコンバータを用いて大幅に伸長 できる。この理由は補聴システムの必要な信号対量子化ノイズ比が必要なダイナ ミックレンジよりもかなり小さいからである。

添付図面を参照して次の詳細な説明を読めば本発明の別の目的、特徴、および利 点が明らかとなろう。

図面の簡単な説明 要部品を示す説明図である。

第２図は、本発明の適合影信号処理補聴器のハードウェア部品のブロック略図で ある。

第３図は、本発明の補聴器内のマイクロフォンからスピーカーまでの間で信号に 対して行なわれる操作を示す信号フロー図である。

第４図は、本発明の補聴器のデジタル信号プロセンサーで実行される適合形弁線 形アンプの操作を示すブロック図である。

第５図は、適合形弁線形アンプの入出力特性を示すグラフである。

第６図は、本発明の適合形弁線形アンプの利得と、入力信号中のＩａＸエネルギ ーとの関係を示すグラフである。

第７図は、適合形アンプにより受信される信号中のバンクグラウンドノイズレベ ルの変化の結果生じる下方折れ曲がり点レベルの変化の効果を示す、第５図と同 様なグラフである。

第８図は、適合形アンプによって受信される代表的信号の振幅エンベロープ変化 および信号のノイズレベルおよびピークレベルを概算するＢ様を示すグラフであ る。

第９図は、デジタル信号プロセッサによって利用されるプログラムを実行するた めのプログラムブロックを示すフローチャートである。

第１０図は第９図の処理システム中のメインプログラムを示すフローチャートで ある。

第１１図は第９図の処理システム中の割り込みルーチンを示すフローチャートで ある。

第１２図は本発明の補聴システムのイヤーピース部分のハードウェア部品を示す ブロック略図である。

好ましい実施態様の説明 型式を示し、この補聴器は、ワイヤセントに接続されたボデー補助器すなわちポ ケット処理ユニット２１から成る。当然ながら、この補聴器は、補聴条件および 電力条件などの種々の要因に対するパフケージ条件に応じて耳内ユニット、耳内 ユニットを含む種々の標準的ワンピースパッケージに内蔵できることは明らかで ある。下記のようにポケット処理ユニット２１は、電力オンオフボタン２４、お よびモード制御ユニント２７から成る。モートスインチ２７は、ユーザーの好み に合致する種々の作動上のモードをシステムに任意に与えることができる。これ らモードスイッチは、補聴器からの音の好みに最良に合うモードをユーザーが選 択できるようにする。下記のように、この補聴システムは、この補聴器が処方さ れたユーザーの補聴障害に対しモードの各々で実施される信号処理機能を適応さ せるようプログラムできる。イヤーピース２０には、ボリュームコントロールダ イヤル２８が設けられており、ユーザーが全体のポリニームレベルを制御できる ようにしている。

第２図にイヤーピースユニット２０およびポケット処理ユニット２１のハードウ ェアのブロック図を示す、イヤーピースは、マイクロフォン３０を含む、このマ イクロフォンは、好ましくは、従来の設計（例えば、ノールズ（Ｋｎｏｗｌｅｓ ）　Ｅ　Ｋ　３０２７またはレタレント（Ｌｅｃｒｅｔ）　ＳＡ　　２１１０） にできる、このイヤーピースは、オプションでオージオ装置に直接結合できるよ うテレコイル３１を含むこともできる。マイクロフォンまたはテレコイルからの 出力信号は、プリアンプ／プリエンファシス回路３２へ送られ、この回路はマイ クロフォン（またはテレコイル）の出力を増幅し、若干のバイパスフィルタリン グ（例えばオクターブあたり６ｄＢ）を行って、受信は、スピーチ信号の音声化 部分および非音声化部を振幅がより等しいものにし、かつ後の信号処理に合致し たものにするのに役立つ。

イにこのプリエンファシスは、スピーチ信号のグイナミンクレンジを小さくし、 アナログ／デジタルコンバータで必要なピント数を減少する。このプリアンプ／ プリエンファシス回路の出力は、自動ゲインコントロール回路およびローパスフ ィルタ３３へ与えられる。

自動ゲインコントロール（ＡＧＣ）回路は、長期の二乗平均平方（ＲＭＳ）入力 レベルを特定値以下に維持し、アナログ信号をデジタル信号に変換するのに使用 されるアナログ／デジタルコンバーク用のダイナミックレンジ条件を最小とする 。好ましくは、（４にＨｚでの）７０−７５ｄＢＳＰＬ以下のＲＭＳ入力は、約 ４０ｄＢの利得でリニアに増幅されるので、その結果４５ｍＶのＲＭＳ信号レベ ル（すなわち、４ＫＨｚのサイン波では、０．１２５Ｖビーク対ピーク値）が得 られ、このレベルがアナログ／デジタルコンバータへ与えられる。長期平均のた めには、７５ｄＢと９５ｄＢの間の入力が４５ｍＶレベルに維持される。９５ｄ Ｂを越える入力は、１５ｄＢ以下の利得を有することが好ましく、この利得は１ ボルトのピーク対ピークレベルでハードでクリンピングされる。しかしながら、 聴取者の受ける利得は、後のデジタル信号処理およびアナログ出力ステージに応 じてこれらの値の前記に選択できる。

スピーチ変１ｉｉ（音節）とＡＧＣ回路との間の相互作用を最小にするには、ア タンク時間は、約３００ミリ秒（ｍ秒）にし、レリース時間は、約２．５秒にす ることが好ましい、このような長期ＡＧＣ機能は、ユーザーに対する全利得を自 動調節して、例えばノイズの多い状況下でカーラジオを聴いていたり、テレビを 見ていたりしているとき、ノイズレベルでなく信号レベルをユーザーが制御でき る状況下で快適な聴取レベルを与えるのに好ましい。

自動ゲインコントロール回路の出力は信号ライン３４　（接続ライン２２の一部 を形成する）を通って本体すなわちポケット処理ユニット２１へ与えられる。イ ヤーピースはポケットプロセッサからのライン３６上の出力信号も受ける−この 信号は取付者によって調節された最大パワー出力制御回路３７に受信され、次に ローパスフィ）”’３Ｂ、バワーアンフ”およびポリニームコントロール回路３ ９、最終的に対応する音に変換するための受信機のトランスジューサすなわちス ピーカー４０　（例えばノールズＣｌ−１７６２）へ与えられる。アナログ出力 パワーアンプ（例えば、エル・ティ・アイ社からのＬＴｃ５５１）は全システム の利得および最大電力出力を決定する。この各々は、一つの部品を換えることに よりセントできる。

このアンプの出力は、誤動作しないようハードで制限することが好ましい。

イヤーピースからのライン３４上の信号は、Ａｃカプラー４２を通してポケット プロセッサにより受信され、二極ローパスフィルタアンプ４３へ送られ、次にＡ ｃカプラー４４を通して、利得可変アンプ４５　（例えば、アナログデバイセズ 社ＡＤ７１１８）へ送られる。利得可変アンプ４５の出力は、３０ｄＢ利得アン プ４６へ与えられ、このアンプ４６は線型アナログ／デジタルコンバーク４７（ 例えば、アナログデバイセズ社のＡＤ７５７５のような８ビ７トコンバータ）へ 出力を与える。アナログ／デジタルコンバータ４７は、そのデジタル出力をデジ タル信号プロセッサ５０のデータバス４８へ与えるよう接続されてあり、プロセ ンサ５０は、マイクロプロセッサと、ランダムアクセスメモリと、補聴器を特定 の愚者に適合するためのプログラムおよび特定パラメータを記憶するためのプロ グラマブルリードオンリーメモリ　（ＦＲＯＭ）から構成できる。

（１プロセンサに適すものの一例は、テキサスインスツルメント社からの７ＭＳ ３２０Ｅ１５である。デジタル信号プロセンサのデータバスは、入／出力制御お よびタイミングロジック５１にも接続されており、ロジック５１は、制御ライン ５２によりユーザーモード制御スイッチ２７に接続され、制御ライン５３により ゲイン可変アンプ４５に接続され、ＷＩＮライン５４によりアナログ／デジタル コンバータ４７に接続されている。制御ロジックは、制御ライン５５により、１ ２ビツトのリニアデジタル／アナログコンバータ５６にも接続されており、コン バータ５６は、デジタル信号プロセッサのデータバス４８にも接続されている。

デジタル／アナログコンバータ５６　（例えば、アナログデバイセズ社のＡＤ７ ５４５および１を流−電圧コンバータ）のアナログ出力は、カプリング５７を通 して二極ローパスフィルタ５８へ与えられ、このフィルタ５８はライン３６上の フィルタされた出力信号をイヤーピースへ送る。アンプおよびフィルタは、例え ばＴＬ０２７Ｍオペアンプを利用でき、ロジック回路としては、ローパワー作動 用の７４Ｈｃシリーズが好ましい。

ユーザーの聴覚障害を最良に補償するためのサウンド信号のスペクトル成形、所 望の振幅圧縮およびノイズ低減は、デジタル信号処理部品によって実施される。

第３図に、補聴器システムを通る信号フロー用の好ましい実施態様のフロー図を 示す、マイクロフォン３０からの入力信号は、まず予増幅され、オクターブあた り６ｄＢ（好ましくは）のプリエンフアシスがなされる。これは、プリエンファ シス回路３２で実施される０次に増幅され、プリエンファシスされた信号に対し 、スロー自動ゲインコントロールがなされる（ブロック６１）、これは、ＡＧＣ アンプおよびフィルタ部分３３で実施される０次に（ブロック６２）で、エイリ アシング防止用ローパスフィルタを通過され、その後このアナログ信号はデジタ ル出力ク（ブロック６３）に変換される。このローパスエアライジング防止フィ ルタリングは、信号の高周波成分を低減し、エイリアシングを最小とするようＡ ＧＣアンプおよびローパスフィルタ回路３３と二極ローパスフィルタおよびアン プ４３の双方で実施される０例えば、毎秒１４０００のサンプリングでアナログ ／デジタル変換を行う場合、エイリアシング防止用フィルタリングは、好ましく は約７．０００Ｈｚを越える信号電力を実質的に減衰することが好ましい。

アナログからデジタルへの変換後、デジタル信号プロセッサ５０でデジタル式に 信号処理を行う、デジタル信号は、まず選択可能なバイパスフィルタリングステ ップ（ブロック６４）を受ける。このステップを使用する場合、このステップは 、信号のＤｃ酸成分フィルタリングで除去し、よってデータ中に生じ得るＤｃオ フセンフを除去するよう約１００Ｍｚのバイパス周波数を有する。

次にデータは、任意で選択可能なプリエンファシスまたはデエンファシスフィル タリング（ブロック６５）を受ける。プリエンファシスを選択した場合、フィル タリングは約ＩＫＨｚまでフラットであり、ＩＫＨｚ以上ではオクターブあたり ６ｄＢ上昇する。ディエンファシスは、約ＩＫＨｚまでフラットであり、それ以 上ではオクターブあたり６ｄＢ低下する。全くフィルタリングしないような選択 も可能である。どのフィルタを選択するかは、患者のオージオグラムの全体の形 状を基にしてなされ、フィンティングプロセス中ユーザーが行う判断でなされる 。

次にフィルタ済みデータはスペクトル成形フィルタリングを受ける（ブロック６ ６）、このスペクトルフィルタは、利得スペクトルを成形し、補聴器使用者にフ ィツトさせ、システム全体に音響的等価Ｉｌ能を与えるものである。この成形フ ィルタは、例えば、３６ｄＢの全成形でオクターブあたり１２ｄＢまでの利得制 御が可能である。５００Ｈｚから６ＫＦＩｚのレンジにわたって３ｄＢ以内の所 望の成形をすることが可能である。このフィルタは、音の通路内の好ましくない 共鳴、例えばイヤーフックおよびチューブで生しる共鳴を平坦にして除くよう製 造することが好・ましい、これにより、より自然な音となり、音のフィードバッ クが生しにくくなる。従来のこの共鳴の間旺を解決する方法は、音響フィルタを 使用することであったが、これらフィルタは、湿度および汚染物による特性を変 えるという問題があった。

成形フィルタからのスペクトル成形されたデータは、次に適合形非線形増幅関数 により演算される（ブロック６７）、一般的条件では、この関数は、個人に合わ せられた入出力曲線を有し、増加利得（伸長）、定利得（リニア演算）および減 少利得（圧縮）の領域を有するものとして記述できる。信号およびノイズトラン キング関数を利用することにより、入出力曲線またはその一部は、ノイズを最良 に制御し、信号の快適ラウドネスを維持し、大きなサウンドの不法なラウドネス を防止するよう、形状および位置を変更できる。この関数の特性、従来のフィル タ部分におけるスペクトル特性との相互作用は、入力信号およびノイズレベルが 周波数レンジ内でどのように出力信号およびノイズレベルに変換されるかを決定 する。このアンプの急速なレソース時間は、ラウドなトランジェント後の静かな サウンドの明瞭性を改善するを助ける。特に、このシステムは、長期の信号およ びノイズレベルのトラッキングを可能とし、がっこれらレベルの概Ｘ（！を利用 してノイズを制御するのと同時にユーザーに快適となるレベルに出力スピーチサ ウンドを維持できるようにする。

デジタル信号処理の完了後、デジタルデータは、デジタル／アナログコンバータ ５６てアナログ信号に変換され（ブロンクロ８）、変換された信号は、フィルタ ５日および３日により実施されるイメージング防止ローパスフィルタリングを受 け（ブロック６９）、デジタル／アナログ変換により導入されるイメージングを 最小にする。

最後にフィルタ済み信号は、パワーアンプ回路３９で電力増幅（ブロック７０） され、受信機すなわちスピーカー４０へ送られる。

第４図には、適合形非線形増幅関数６７の基本的関数演算を示すブロック図が示 されており、この演算は、サンプリング時間ｒＴＪにてサンプリングされたデジ タルデータに対して実施され、適合形増幅関数に与えられる受信信号データは、 Ｘ　（Ｔ）として表示される。まず、短いサンプリング時間にわたってＲＭＳ計 算をするかまたはローパスフィルタリング前の絶対値等の振幅エンベロープの他 の基準によりＸ　（Ｔ）のうちのエネルギー振幅エンベロープＥ　（Ｔ）が検出 される。エネルギー振幅エンベロープのうちの概算値Ｅ　（Ｔ）を利用して、利 得Ｇを概算値Ｅの関数として計算する。利得は、振幅エンベロープ計算を実施し 、利得計算をするのに必要な遅延のため、数ミリ秒（すなわちクロック期間）先 の時間で取られたサンプルに対して計算され、入力信号Ｘ　（Ｔ）は遅延時間だ け遅延されるので、７８で乗算されたときの計夏済み利得と遅延されたデータは 、時間上の同一点で適正な関数となり、出力データＹ　（Ｔ−で）を生じ、この 出力データはデジタル信号プロセッサからの出力データを形成する。この非線形 の増幅システムを利用すると、下記のような所望の入出力圧縮関数を実行できる 。

非線形アンプが時間変化入力信号ｙ　（ｔ）を受け、時間変化出力信号ｙ　（ｔ ）を発生し、アンの内部演算がデジタル人力Ｘ　（Ｔ）に行なわれ、デジタル出 力Ｙ　（Ｔ）を発生すると仮定すれば、非線型アンプの演算は最も容品に説明で きる。入力信号ｘ　（ｔ）の対数振幅エンベロープ（ｄ　Ｂ）をＦｉと表示し、 出力信号ｙ　（ｔ）の対数振幅エンベロープをＦｏ　　（ｄＢ）と表示すると、 アンプで実行されるＦｉとＦｏの好ましい入出力関係は、第５図に示される。入 力信号レベルが低い場合、適合形アンプは、入力信号に対して増加する利得を与 える。すなわち、Ｆｉ−Ｆｏ曲線の偵きＲＯは、１　（伸長）より大きい、これ により、スピーチ信号に対し、低レベルのバンクグラウンドノイズを減衰できる 。入力信号の振幅が第５図中ｋｌと表示された選択レベルを越えると、次の線形 なＦｉ−Ｆｏ曲線部分の（頃きはＲ１となり、この傾きはｌであること力（好ま しい、これにより、例えば通常のスピーチレンジにある振幅を有する信号に対し 通常の定増幅ができる０通常のスピーチレンジ内にあるこれら入力信号がユーザ ーの聴覚の好ましいダイナミックレンジ内にある補聴器からの出力信号に対しマ ツプ化するよう個々のユーザーに対し利得関数が選択される。第５図中に２で表 示されるより高い選択振幅値以上の信号に対しては、利得曲線の線型部分は１よ り小さくなるので、出力信号を圧縮する。このに２のレベルは、着用者が最も快 適に感じる音レベルを越える信号が圧縮されるように選択されることが好ましい 、従って、第５図の入出力曲線の３つの線形部分は、弱い信号を伸長させ、通常 のスピーチ信号を通常のように増幅し、強信号を圧縮するよう作用する。所望の 場合、別の線形部分を使用この３つの線型部分の曲線は、信号レベルの全レンジ に対し適当に適合を行うのに一般に充分である。

第５図の入出力利得関数は、第４図の適合式アンプを使用して実行でき、エネル ギー振幅Ｅ　（Ｔ）は、信号の実振幅を比較的一定であると仮定したサンプリン グ期間にわたって計算された時間Ｔにおける入力信号Ｘ　（Ｔ）の振幅の概算値 として働く０時間Ｔにおいて、第５図の入出力曲線の３つの線型部分は、Ｌ　（ Ｔ）　＝　２０１ｏｇ　Ｅ　（Ｔ）として次の方程式により表わすことができる 。

Ｌ（Ｔ）＜　Ｋ１　に対して、ＦＯ〜Ａ＋Ｌ（丁）＋（ＲＯ−１）　（Ｌ（Ｔ） −Ｋｌ　）Ｌ　（Ｔ）−≦−Ｌ（Ｔ−４２に対して、Ｆｏ　−Ａ＋Ｌ　（Ｔ）Ｋ ２＜Ｌ（Ｔ）に対して、Ｆｏ＝Ａ＋Ｌ（Ｔ）＋（Ｒ２−１）　　（Ｌ（Ｔ）−に ２　）ここでＡは、ｄＢで表示される一定の基本利得である。

Ｈ（Ｔ）を時間Ｔにおける出力信号ｙ　（ｔ）の振幅エンベロープであるとする と、Ｆｏ＝２０１ｏｇ　　（Ｔ）となる。

第４図のアンプに対しては（各サンプリング時間Ｔの間）Ｙ　（Ｔ）　−Ｇ　（ Ｔ）　Ｘ　（Ｔ）従って、短期間での平均値は、 Ｈ（Ｔ）−Ｇ　（Ｔ）　Ｅ　（Ｔ）となる。

２０１ｏｇ　Ｈ（Ｔ）　＝２０１ｏｇ　Ｇ　（Ｔ）　＋２０１ｏｇ　Ｅ　（Ｔ） 従って、入出力部分に対する上記式は、次のように書くことができる。

２０１ｏｇ　Ｇ（Ｔ）　＝へ＋（ＲＯ−１）（２０ｌｏｇ　Ｅ（Ｔ）−Ｋｌ）２ ０１ｏｚ　Ｇ（Ｔ）　−Ａ かつ２０１ｏｇ　Ｇ（Ｔ）　＝Ａ＋（Ｒ２−１）（２０ｌｏｇ　Ｅ（↑）−に２ ）第６図に２０１ｏｇ　Ｅ　（Ｔ）に対する利得関数２０１ｏｇ　Ｇ　（Ｔ）の プロットを示す。

これら式は、非対数形式で次のようにも表示できる。

ｌ　Ｑｌｌｌ／！＠（、：ヨリ小さいＥ（Ｔ）に対しては、１０８１′１−≦− Ｅ（Ｔ）＜１０に２／１０に対してはＧ（Ｔ）−１０＾／ｌ・ Ｅ　（Ｔ）　＞　ｌ　Ｑ＊ｔ′ｘｏに対しては、これらの利得式は、下記のよう なデジタル信号プロセンサ用プログラムで実行できる。

変化するノイズおよび信号レベルに最良に適合するため、線形部分の傾きだけで なく第５図の折れ曲がり点に１およびに２部分は、エネルギーエンベロープ概算 値Ｅ　（Ｔ）から取られる信号およびノイズの各種概算値の関数とて変えること ができる。第７図を参照すると、最初の折れ曲がり点は、ノイズはスピーチレベ ルよりも低いと仮定した上でノイズを最良に抑制するためノイズレベルに応じて 点Ｐ１からＲ２，Ｐ３ヘスムーズに変えることができる。このことは妥当な仮定 であることが判っており、このように低レベルのノイズを抑制すると、ノイズの スペクトル成分とは無関係にノイズのある場合のスピーチの知覚性を大幅に増加 できる。低い伸長折れ曲がり点は、ノイズ概算値ＮＸ　（Ｔ）と共に変わる。こ のノイズ概Ｘ値は、バンクグラウンドノイズレベルの変化につれて変化する固定 折れ曲がり点として考えることができるよう極めてゆっくりと変化する０本発明 の好ましい実施態様では、折れ曲がり点に１は、ノイズ概算値より上の固定高さ く例えば、約１５ｄＢ）に位置する。ノイズ対スピーチ値が１！ＳｄＢよりも良 好であれば、スピーチビーク値は影響されず、スピーチのラウドネスも変わらな い、しかしながら、ノイズレベルが増加するにつれて折れ曲がり点の位置がＰｌ の公称レベルからＲ３へと外へ移動すると、ノイズは線形曲線の伸長部分内に入 るので、このことはノイズを最大１５ｄＢだけ減少する。ノイズが減少するにつ れ、折れ曲げ点は、公称レベルから低レベルＰ２まで低下するので、低レベルの スピーチ信号が大きくなる。伸長折れ曲がり点より低いレンジ内には少量のスピ ーチ信号しか入らないようにし、スピーチのひずみを最少とするよう伸長折れ曲 げレベルを選択する。ユーザーがより大きなノイズ抑制を必要としたり、り小さ いスピーチひずみしか許容できない場合、ノイズレベルに対する折れ曲がり点の 位置をユーザー個人ごとにセントできる。第２折れ曲がり点に２は、利得関数部 分の傾きと同じように固定される。

折れ曲がり点に１を変更とは別にまたはこの変更に加えて、ノイズを最小とする ために１より下方の伸長部分の傾きを変えることができる０例えば、この部分の 傾き（よって、伸長比）をノイズレベルの概算価に直接関連して変え、を効ノイ ズレベルを、例えばＲＯからＲＯ’またはＲＯ’へ抑制できる。

第８図は、ノイズレベルおよびピークレベルの概算値ＮＸ　（Ｔ）およびＰＸ（ Ｔ）を信号の対数振幅エンベロープＬ　（Ｔ）から得る好ましい態様を示し、こ こでは対数スペクトルはエンベロープエステイメータＥ　（Ｔ）により概算され る。第８図に示すように、第８図中に８０で表示される対数振幅エンベロープが レベルを変えると、グラフ８１で表示されるピークレベルエステイメータおよび グラフ８２で表示されるノイズレベルエステイメータは、ゆっくりと変化する。

ノイズ概Ｘ（！は、対数スペクトルエネルギエンベローブ値の分布（またはエネ ルギーエンベロープの分布）の１００分の１１のまわりを追尾し、ピーク概真値 は、１００分の８９のまわりを追尾することが好ましい、変化速度は、連続した スピーチ中のポーズによる大きな変調を生じることなくスピーチ中のポーズ内の ノイズレベルおよびスピーチビークを追尾するのに充分遅い。

第９〜１１図中のフローチャートに本発明に係るデジタル信号プロセッサにより 実行されるプログラムのオペレーションを示す、第９図を参照すると、このプロ グラムのアルゴリズムは、３つのセントに分かれる。最初のアルゴリズムは、パ ワーアップ時に実行される初期化コード（ブロック９０）であり、第２のものは ループ状に連続実行されるメインプログラム（ブロック９１）であり、第３は、 割り込みルーチン（ブロック９２）で、各入力サンプルごとに１口実行され、メ インプログラムと前後にコミュニケートする。

初期化コードは、他のルーチンで必要な定数をセントし、必要な入出力ボートの 初期化を行う、メインプログラムは、割り込みルーチンからの（上記Ｅ　（Ｔ） に対応する）エネルギー概算値ｒｘａｌＪを使用して適合形非線形アンプに対す る（上記Ｇ　（Ｔ）に対応する）利得値「ｇ＠ｕｌＪを計算する。エネルギー概 算値はノイズレベルを追尾するのに使用することが好ましく、ピークレベルの追 尾にも利用できる。ユーザーのスイッチは、メインループ中にもチェックされ、 これらが変更されると、適当なパラメータがリセットされる。メインプログラム と割り込みルーチンの間での計算のブレークアップは、効率の点から好ましい、 メインプログラムで実行される利得計算は、入力サンプルごとに再実行する必要 はない、従つて、計算時間の大部分が節約されるので、プロセッサに対する必要 なりロックレートも遅くなり、同じだけシステム内で電力を節約できる。

第１０図に本発明を実施するためのメインプログラムを示す、このプログラムは 、連続的に循環するループ状のアルゴリズムである。

ブロック９５から開始して、概算値ｒｘａ　ＩＪよりｄＢエネルギーの計算をす る。この概算値は、振幅スケール（割り込みコード中のローパスフィルタの出力 ）から対数デシベルスケールへの変換値である。いくつかのプログラム構成が可 能であるが、好ましい構成は、アルゴリズムの指数をさがすロジフクと仮数用の ロックアンプテーブルを利用することである。コンピュータプログラム中での計 算を便利にするため、ベース２に対するｘａｌの対数を計算することによりエネ ルギー概Ｘ４ｒＬｒ　ｘ　ａ　Ｉ　ＪからのｄＢエネルギーレベルｒ　Ｉｏｇｌ ｅｖ」の計算を行う、これは、等価コードにて１ｏｇｌｅｖ：　＝　１６　＊］ ｏｇ　２　　（ｘ　ａ　１）と書くことができる。

ｄＢエネルギー概算値１ｏｇｌｅνの計算の後に、入出力間数からの利得計算を 実施する（ブロック９６）、利得関数は、いくつかの可能な形態を取ることがで きる。好ましい形態は、第５図に示されているもので、折れ曲がり点レベルに１ より下では比ｒａｔ　Ｏの伸長で、折れ曲がり点に１と第２折れ曲がり点に２と の間では線形利得で、ｋ２より上では比ｒａｔ　２の圧縮がされる。この利得関 数に対して、計算された利得ｒｌｏｇｇａｉｎ　Ｊは、次のようになる。

ｋ　２　＜　１ｏｚｌｅｖであれば、 １ｏｇｇａｉｎ　　：　＝　（ｌｏｇｌｅｖ−ｋ　２）　＊　（ｒａｔ　２　１ ）ｋ　１　＜　ｌｏｇｌｅｖ＜　ｋ　２であれば、１ｏｇｇａｉｎ　　：　＝　 ０ １ｏｇｌｅｖ＜　ｋ　ｌであれば、 １ｏＢａｉｎ　　：　−（Ｉｏｇｌｅｖ−ｋ　１）　＊　（ｒａｔ　Ｏ−１）ｒ ａｔ　Ｏおよびｒａｔ　２の好ましい値はそれぞれ２゜０および０．３であり、 １：２の伸長および３．３：１の圧縮を行う、これら比に対しては、他の多くの 値を使用でき、この場合、ユーザーが受は入れできるひずみ量と適当な圧縮また は伸長の程度との間で妥協を図る。折れ曲がり点に１およびに２の値は、固定に するかその一方または両者ヲそのときの概算信号レベルおよびノイズレベルに応 して変えることもできる。折れ曲がり点を固定した場合、この点をスピーチピー ク値に対応した値にセントすることが好ましい、折れ曲がり点に１を固定にする 場合、フィンティング作業中にユーザーの好みに基づきこれを決める。他の多く の入出力関数を使用することも可能であることは明らかである０例えば折れ曲が り点を多くし、各々が異なる伸長比または圧縮比を存する４つ以上の部分に入力 レンジを分けることも可能である。このようにして、部分的な線形関数によりど んな形状の入出力曲線も近似できる。

９６で利得を計算した後、９７でルソクア、ブチ−プルを用い対数Ｒから線型Ｒ へ利得を変換し、その結果を割り込みルーチンでの使用のため変数ｒｇｍυＩＪ として記憶する。この変換のためのを効コードは、 ｇｍｕｌ　：　−２＊　＊　　（ｌｏｇｇａｉｎ　／　１６　）である。

次にピークレベルおよびノイズレベルを追尾する（ブロック９８）。

まず、ピークレベルおよびノイズレベルに任意価を割り合で、次に次の式に従っ て調節する。

ｌｏｇｌｅｖ＞ピークであれば、ｐｅａｋ　ニーピーク＋ｐｕ１ｏｇｌｅｖ＜ピ ークであれば、ｐｅａｋ　ニービーク−ｐａ１ｏｇｌｅν〉ノイズであれば、ノ イズニーノイズ＋ｎｕ１ｏｇｌｅν〈ノイズであれば、ノイズニーノイズ−ｎｕ ｌｏｇｌｅｖがちょうどピーク値に等しいか、またはノイズ価に等しいとき、ど の式を実行するから問題でない、これらの値は次の計算時間でそれ自ら変更する からである。定常状態の場合、ピークおよびノイズはＩｏｇｌｅｖ値の分布のあ るパーセントに落ち着く、どのパーセントになるか、概算値がどのように速（ｌ ｏｇｌｅνレベルの変化に対応するかは、ｐｕ、ｐｄ、ｎｕおよびｎｄの値によ って決定される。

ｐｄおよびｎｄは毎秒８０ｄＢに対応し、ｐｄおよびｎｕが毎秒１０ｄＢに対応 するのが、好ましい値である。これら値は、ノイズ概Ｘ価がｌｏｇｌｅｖ（ｆｉ の１１パーセントを追尾し、ビーク概算値が１０ｇ１ｅｖ（ｆｉの８９パーセン トを追尾するようにさせる。レートは、連続スピーチ中のポーズにより過度の変 調が生じることなくスピーチ中のポーズ内のノイズレベルおよびスピーチピーク 値を追尾するのに充分遅い。

９８でのピーク値およびノイズ値の再計算が完了した後、入出力曲線の折れ曲が り点を再計算する（ブロック９９）、折れ曲がり点ｋ】およびに２は固定にして もよいし、概算ピークレベルおよびノイズレベルによって変えてもよい、モート スインチにより選択されるようなモードでは、折り曲げ点に１およびに２の双方 を固定し、別のポジションでは最初の折れ曲がり点に１を可変とし、第２折れ曲 がり点に２を固定する。可変折れ曲がり点ｋｌに対して、式はに１ニーノイズ＋ ｎ５ｐＩｕｓとなる。

ｋｌの値は、ｋｌｓｉｎとｋｌＩｌａχとの間の範囲内になるよう制限すること が好ましい、ここで最大値および最小値はフィンティング作業中のユーザーの好 みに従ってセントする。（直ｎ５ｐｌｕｓは折り曲げ点に１があるノイズレベル より上の高さである０種々のノイズのある環境下でテストをしたところ、１５ｄ Ｂに対応するｎ５ｐｌｕｓＯ値が好ましい。

次にメインプログラムは、モードスイッチおよびリセットパラメータをチェック するよう進む（プロ７り１００）、これらスイッチは、押されたかどうかチェッ クされ、押されている場合、これらスイッチに対応するパラメータを読み出し、 アルゴリズム中の現在のパラメータと変換される。リセットされる好ましいパラ メータ例は、次のとうりである。

ｋ２・・・・・・入出力曲線の高いほうの折れ曲がり点に、１＋ｉｎ・・・・・ ・低いほうの折れ曲がり点の最小値ｋ１ｍａｘ・・・・・・低いほうの折れ曲が り点の最大値ｒａｔ　Ｏ・・・・・・折れ曲がり点に１より低いところの伸長／ 圧縮比ｒａｔ　２・・・・−・折れ曲がり点に２より高いところの伸長／圧縮比 ｗｇａｉｎ・・・・・・スペクトルフィルタ中の５つのバンドに対する利得ｎ５ ｐｌｕｓ・・・・・・折れ曲がり点に１があるノイズよりも上のレベルモードス イッチのチェックおよびバラメークのリセットが完了した後、ミリセカンドカウ ンタがゼロ以下になるまでプログラムは待期する（ブロック１０１）、このカウ ンタは、割り込みルーチンではデクリメントされる。カウンタがゼロ以下となる と、ミリセカンドカウンタは正の数にリセットされる（ブロック１０２）、この 数は、どのような頚度でメインプログラムを実行するかを決める１例えば、ミリ 秒置きに約１回メインプログラムを実行したい場合、ミリセカンドカウンタはこ の結果を完了するｇ３！（例えば、１５）にセントされる。

第１１１２１に割り込みルーチンを示す、このルーチンは割り込みルーチンで通 常行なわれているように現在のプログラムカウンタ、レジスタおよびプロセフす のステータスを記憶することにより１１０で開始する０次にアナログ／デジタル コンバークからサンプル入力Ｘ○（１）が読み出され、Ｘ６　（ｔ）と表示され る出力がデジタル／アナログコンバークへ送られる（ブロック１１１）　、この サンプル出力Ｘ６　（ｔ）は、先の時間に取られ、割り込みルーチン中に操作さ れたデータポイントに実際に対応している０次に利得レンジコードが実行される （ブロック１１２）　、入力レベルは、減衰器の現在のセツティングに応じて調 節される。このことは、元の信号レベルを再記憶し、次の式に従って完了するよ う行なわれる。

Ｘ　１　　（ｔ）　　：　−ＸＯ（ｔ）　＊ｒａｕ１回数ｒ＋ａｕｌは、減衰器 が利得可変アナログ／デジタル変換回路内で信号を減衰した量（減衰量の逆数） である、更に、所望の場合、減衰器のセツティングをＵ＠節してもよい、入道サ ンプルＸＯ（ｔ）がフルスケールの半分よりも大きい場合、後のサンプルに対す る減衰は６ｄＢだけ増加する。サンプルが最近の３２個のサンプルに対するフル スケールの４分の１よりすべて小さい場合、減衰量を６ｄＢだけ減少する。これ らの手段により、信号レベルは低い量子化ノイズフロアを与えるような充分な分 解能でＡ／Ｄコンバータのレンジ内に収まる。

利得レンジングコードが完行された後、オプションのＤｃフィルタを実行しても よい（ブロック１１３）、このフィルタの出力Ｘ２　（ｔ）は、信号中のＤｃオ フセントを除くよう人力ｘｌ　　（ｔ）のバイパスフィルりされた変換イ直であ る。このオプションのフィルりは、約１００Ｈｚの好ましいバイパス周波数をを する。プログラム中のバイパスフィルタを構成するための好ましい式は、ｘ２　 　（ｔ）　　ニーｘｉ　　（ｔ）−ｄｃｄｃニーｄｃ＋ｘ２　（ｔ）／１６であ る。

任意にフィルタを構成しない場合、 ｘ２　　（ｔ）：寓ｘｌ　　（ｔ）となる。

オプションのプリエンファシス／ディエンファシスフィルタ（ブロック１１４） を利用することもできる。入力ｘ２　（ｔ）と出力ｘ３　（ｔ）をするフィルタ には３つのオプションがある。これらオプションとは、プリエンファシス、フラ ット出力およびディエンファシスである。プリエンファシスフィルタは約Ｉ　Ｋ Ｈｚでフラットであり、それより上では６ｄＢオクターブで上昇する。ディエン ファシスフィルタは、約Ｉ　ＫＨｚでフラットで、そのより上の周波数では６ｄ Ｂオクターブで低下する。どのフィルタを選択するかは、患者のオージオグラム の全体の形状に基づく、可能なオプションは、次のように実施できる。

ディエンフアシスに対しては、 ｘａ　（ｔ）：＝ｘ３（ｔ−１）＄７／８＋ｘ２　　（ｔ）＊ｌ／２フラントに 対しては、 ｘａ　　（ｔ）：讃ｘ２　　（ｔ） プリエンファシスに対しては、 ｘａ　（ｔ）ニーｘ些（ｔ）　＊２−ｘ２　（ｔ−１）　＊１／４次にスペクト ル成形フィルタ（ブロック１１５）をプリエンファシス／ディエンファシスフィ ルタの出力に使用する。このフィルタは、利得スペクトルを成形する。一つのフ ィルタ、定インパルス応答（Ｆ　Ｉ　Ｒ）タイプのフィルタの一例について次に 述べる。補￥！！器の特定のユーザーにフィフトさせるため成形をどの程度詳細 にするかに応じてフィルタの長さは決まる。好ましい実施Ｂ様では、３１個の長 い対称フィルタを用い、次の式に従って入力ｘ３　（ｔ）から出力ｘ４　（ｔ） を得ている。

ｘ４　（ｔ）　　：ｓ＋ｉ　　（ｘａ　（ｔ−１）　＊ｃｏｅｆ（ｉ）　）の合 計、ここでｉ　ｍ　Ｑ・・・・・・・・・・・・・・・３０係数は対称的、すな わちｃｏｅｆ　（ｉ）　−ｃｏｅｆ　（３０−ｉ）とできる。

これら係数を対称的にすると、フラットなグループ遅延を有するフィルタができ る。フィルタは、５つのパラメータすなわち２５０Ｈｚ、５ＯＯＢｚ、ＩＫＨｚ 　、２ＫＨｚおよび４　ＫＨｚを中心とする５つのバンド中の利得で制御できる 。初期化コードは、フィルタ係数ｃｏｅｆ（ｉ）（ｉ−０・・・・・・１５）を 含むプログラム中の定数および変数をセントする。形成されるフィルタは、利得 −ｇａｉｎ　　（ｉ　）　　（＋　＝　１・・・・・・５）から計算され、形成 されるフィルタは、５つのフィルタの重み付けされた合計となる。

ｃｏｅｆ　（ｉ）　ｍｗｇａｉｎ　（１）　ｔｃ　１　　（ｉ）　＋　ｗｇａｉ ｎ　（２）　＊Ｃ２（ｉ）＋ｗｇａｉｎ　（３）　ｔｃ３　　（ｉ）　＋　ｗｇ ａｉｎ　（４）　　ｔｃ４　（ｉ）＋ｗｇａｉｎ　（５）　ｔｃ５　　（ｉ）ｉ 謬０・・・・・・・・・・・・１５ ｃ１〜ｃ５のフィルタは、数種の異なる方法で設計できるバンドパスフィルタで ある。好ましい方法は、２５０Ｈｚ、５００Ｈｚ、Ｉ　ＫＨｚ、２ＫＨｚ　、４ Ｋ）ｌｚの中心周波数ををするフィルタを与えるカイザー設計法である。この設 計法は、ハードウェア上の理由から数にどんなスケーリングを与えるかおよびサ ンプリングレートによって決まる。

サンプリングレートを１４ＫＨｚにし、４０９６のスケーリング係数にすると、 次のようなフィルタが得られる。係数はＣＩ（ｉ）（ｉ−０・・・・・・１５） であり、フィルタは、ｃｏｅｆ　（３０−ｉ）　＝ｃｏｅｆ　（ｉ）で３１の長 さである。

ｃ　Ｓフィｓ夕　　　　　４ｋＨｚ Ｃ４フｄタ　　　　　２ｋＨｚ Ｃ３７４＆ケ　　　　　１ｋｆｌｚ Ｃ２フイ藤夕　　　５００Ｈｚ Ｃ１フ４１＋　　　　２５０Ｈｚ ４８　　　　６３　　　　　フ９　　　　　９５　　　　１１１　　　　１２６ 　　　　１４１　　　　１５６フイルタの出力は、ブロック１１６で整流され、 この整流は、次のようにｘ４　（ｔ）の絶対値ｘａとして実施できる。

ｘａ　：ｍａｂｓ　（ｘ４　（ｔ）） これとは別に、二乗平均平方根信号レベルのより正確な概）Ｅ値を得るのに平方 を使用できる。

整流器１１６の出力は、出力ｘａｌを与えるようｘａに作用するローパスフィル タ１１７に送られる０種々のローパスフィルタが可能であるが、好ましい実８ｉ ！ｉ！Ｕ様は、Ｉ　ＫＨｚのカットオフ周波数を存する単極ローパスフィルタを 使用している。

ｘａ　１　：　ｍｘａ　１　＋　（ｘａ−ｘａ　ｌ）　／＋ｃ上記の式では、ｔ ｃはサンプル中で測定される時間定数である。

時間定数ｔｃの好ましい値は１６または３２である。シフトにより容易に実施で きることからこの級数が好ましい０次にメインプログラムによる後の利用のため エネルギー概算価ｘａｌが記憶される（ブロック１１８）。

フィルタからの出力データｘ４（ｔ）も、先入れ、先出し遅延回路（ブロック２ ０）へ加えられ、ここでは出力ｘ５　（ｔ）を出力するよう信号ｘ４（ｔ）を先 入れ先出し列で遅延される。この遅延回路は次の式に従って、圧縮または伸長が 生じる前に信号レベルが変化しないようローパスフィルタ内の遅延をバランスさ せるのに使用される。

ｘ５　（ｔ）　：＝ｘ４　（ｔ−ｔｃ）ここでｔｃは、エネルギー概算値ｘａｌ を計算するのに使用されるローパスフィルタ１１７内で用いられる同じ特定数で ある。

先入れ先出しくＦ　Ｉ　ＦＯ）遅延回路１２０からの出力信号ｘ５　（ｔ）は、 次の式に従い、メインプログラムで計算された利得ｇｍｕｌが掛けられる（ブロ ック１２１）。

ｘ６　（ｔ）　：＝ｘ５　（ｔ）　＊ｇｓｕ１割り込みプログラム中の次のステ ップでは、次の式に従って、ミリセカンドカウンタがディクリメントされる（ブ ロック１２２）。

カウンタニーカウンター１ 次にメインプログラムでの実行のためレジスタおよびブロモ、すのステータスが 再記憶され（ブロック１２３）、次の割り込みがあるまで、プログラムはメイン プログラムへリターンする（ブロック１２４）、この点で１プログラムカウンク は、劃り込み開始時の値を再記憶し、メインプログラムが再開される。

アナログ／デジタルコンバータで１４ＫＨｚのサンプリングレートが用いられて おり、サンプルごとに割り込みが実行されている場合、プログラム実行のため利 用できるサンプル間の時間は約７０マイクロ秒となる。ｖｉり込みプログラムは 、各サンプルの間で完了しなければならない０例えば、各サンプル間で割り込み プログラムを実行するのに６２マイクロ秒が必要であるとすると、数個のサンプ 、ルでメインプログラムのすべてを実行できるようにするにはメインプログラム には実行のため約８マイクロ秒しか残されていない、上記のように、大体ミリ秒 置きに１回メインプログラムを実行したい場合、メインプログラムはほぼ１５個 のサンプルごとに１口実行されることになる。

多くのタイプの信号のデジタル処理では、ダイナミックレンジの条件は、信号対 ノイズ（量子化）比の条件よりもきびしい、音響信号、すなわちスピーチ（音声 ）および音楽の双方の信号はかかる信号の例である０本発明の特定の目的は８、 約２（ｌＫＨｚより下方のバンド幅を有する信号に適用できる効率的で、低電力 で、低電圧のデータ変換システム、特に約７２ｄＢの入力ダイナミックレンジが 必要でかつ３０ｄＢの入力信号対ノイズ比しか必要でない聴覚障害者用デジタル 信号処理システムを提供することにある。

第２図に従来のデータ変換器に匹敵するダイナミックレンジを有し、従来の変換 器よりも大幅に小さな回路電力しか必要でなく、かつ構成上回路も簡単である変 換システムの好ましい実施態様を示す。

この実施態様は、利得可変アンプ４５と、３０ｄＢ利得アンプ４６と、８ピント の線形のアナログ／デジタルコンバータ４７から成る。

これらユニットは、称制御およびタイミングロジック５１によりデジタル信号プ ロセッサ５０の制御のもとで作動する。スピーチ信号が圧倒的に多いオージオ信 号を処理する際、大きな信号変化が生じるレートは比較的遅く、利得可能アンプ ４５は、アナログ／デジタルコンバータ４７　（例えば８ビツト）のダイナミッ クレンジを広げるのに使用できる。大きな信号変化が生じるレートが利得可変ア ンプの利得に対する変化よりも小さい限り、かかる方法を利用できる。

かかるスヒーチオージオ利用法では、利得低下に対する利得変化レートは１５０ ミリ秒あたり６ｄＢに制限され、利得増加に対してはミリ秒あたり６ｄＢに制限 でき、必要なダイナミックレンジと信号対ノイズ比を与えることができることが 判っている。かかる方法には一般に８ピントの線形のアナログ／デジタル変換能 力が必要である。

利得可変アンプ（またはデジタル減衰器４５）を制御するのに使用される利得制 御アルゴリズムは、８ピントのアナログ／デジタルコンバータ４７からのデジタ ルサンプルの大きさがどのサンプルに対しても２’　　（６４）を越える場合、 利得可能アンプ４５の利得がデジタル信号プロセンサ５０により２分の１に減少 するようになっている。逆に、サンプル価が１ミリ秒あたり２’　　（３２）よ り小さいと、アンプ４５の利得は２倍に増加される。このような計算は、単一バ ンドのアルゴリズム割り込みルーチン内の利得レンジニードブロック１１２内で デジタル信号プロセンサにより実行される。

第１２図に補聴器のイヤーピース回路部分の多少詳細なブロック図を示す、スイ ッチ２３０は、プリエンファシス回路２３２を通しマイクロフォン３０からまた テレコイル３１から入力を取ることができるようにするためのものである。入力 信号は、自動利得制御アンプ２３１を含む回路３３へ入り、このアンプの出力は 、ローパスエアライジング防止フィルタ２３３へ印加される。このフィルタ２３ ３の出力は、フィルタアンプ２３４へ送られ、次にライン３４を通してプロセッ サユニット内のデジタル信号処理部品へ送られる。

フィルタ２３４の出力は、整流器２３５へも与えられ、この整流器はその出力レ ベルの制御のためＡＧＣアンプ２３１ヘフィードバンクする。ＡＧＣアンプは、 イヤーピース内の低電圧パンテリー電源２４０から供給される安定化ｉｔ源２３ ７からの電力を（マイクロフォン３０と同じように）受ける。

補聴器のポケットプロセッサからのライン３６上の信号は、イヤーピース内へ受 信され、調節自在な減衰器３７へ送られる。この減衰器３７は、補聴器の取付者 により調節される０次に信号は、イメージング防止フィルタ３日を通してパワー アンプ部分３９へ送られ、アンプは受信機のスピーカー４０を駆動する。このパ ワーアンプ部分３９には１Ｂ２４０からの電力が直接供給され、アンプ２４３、 すなわちパワーアンプ２４４の利得を制御するダイアル２８により作動される電 圧調節器２４２を含んでいる。

上記のように本補聴システムの利点は、特定のユーザーの聴覚障害に補聴器に合 わせるようプログラムを組むことができる点にある。

このフィンティング作業は、補聴器のアルゴリズムのいくつかのパラメータの値 を決める。まず、標準的なオージオロジカル法により患者の聴覚をテストし、ス レ７ショルドおよびその他の標準的パラメータを決める０次にテスト中の個人に マスク補聴器を与える。この補聴器は補聴器と同じアルゴリズムで作動するコン ピュータを基にしたプロセッサである。患者は、患者にスピーチ（時にはノイズ が加わる）を与えるプロコトルを試す０次にマスター補聴器のブロモ、すは補聴 器のアルゴリズムを実施し、いくつの組のパラメータを切替える０次に患者は、 マスター補聴器上のボタンを押して信号の好み（すなわち主観的な明瞭性）を表 示する。ボタンからの情報はコンピュータへ戻され記憶される。こうして決定さ れたパラメーターの組を取り、小さな変更と比較を行って最適な組に達するのに 数種の可能な方法が可能であるが、かかるやり方が簡単な方法である。

フィッティングは、静かな状態とスピーチにノイズが加わった状態の双方で行う ことが好ましい、患者は、このような異なる条件下の異なるパラメータの組みを 必要とすることがあるからである。補聴器上の選択スイッチの３つの位置は、３ つまでの異なる組のパラメータを通常の使用のため与えることを可能にする。補 聴器内のデジタル信号プロセッサによるコード実行中スイッチが押されているの かスイッチはチェックされる。スイッチが押されていれば、押されているスイッ チに対応するパラメータが読み出され、アルゴリズム中の先のパラメータと置換 される。上記のように読み出しでき、モードスイッチの各位置に対して変更する ことが好ましいパラメータとしては、入出力曲線のより高い折れ曲がり点の高い ほうの位置であるに２、低いほうの折れ曲がり点の最小値であるｋｌｍｉｎ、低 いほうの折れ曲がり点の最大値であるｋ　ｌ　ｗａｘ　、折れ曲がり点に１より 低いところでの伸長／圧縮比であるｒａｔ　Ｏ１折り曲げ点に２より上のところ での伸長／圧縮比であるｒａｔ　２、成形フィルタを形成する５つのバンドでの 利得であるｗｇａｉｎｓ、折れ曲げ点に１があるノイズより高いレベルであるｎ ５ｐｌｕｓがある。

本発明は、ここに示した特定の実施Ｂｇのみに限定されず、次の請求の範囲内に 入るすべての変形例を含むものと解すべきである。

浄書（内容に変更なし） 浄書（内容に変更なし） ＦＩＧ、　　３ 浄書（内容に変更なし） 浄書（内容に変更なし） 汀４＃ｆ内容に−２つし） ＦＩＧ　　１０ 浄書（内容に変更なし） ＦＩＧ、Ｉ＋ 浄ｆ（内容に変更なし） 手続補正書（方式） ％式％ ２、発明の名称　　　適合形プログラマブル信号処理補聴器３、補正をする者 事件との関係　　出願人 名　称　　　ニコレット　インストルメントコーポレーション ４、代理人 ５、補正命令の日付　　平成２年４月３日６、補正の対象　　　　特許法第１８ ４条の５第１項の規定による書面の特許出願人の欄 明細書及び請求の範囲の翻訳文 国際調査報告

Claims (36)

【特許請求の範囲】
1. １．（ａ）音信号に対応する電気信号を発生するための入力手段と、（ｂ）入力 手段からの信号をデジタルデータに変換するためのアナログ／デジタル変換手段 と、 （ｃ）個々のユーザーに適合した処理変数を選択的に入力されたプログラマブル メモリを含み、アナログ／デジタル変換手段からのデジタルデータを受けるため のデジタル信号処理手段とから成り、このデジタル信号処理手段は、時間可変デ ジタル入力信号データの関数でかつデジタル入力信号データの概算エネルギーエ ンベロープの利得関数であるデジタル出力データを発生するための非線形増幅手 段を含み、利得関数は、選択された低レベルの入力信号に対して伸長を行う少な くとも一つの部分と、中間レベルの入力信号に対して一定の増幅を行う線形増幅 部分と、高レベルの入力信号に対して圧縮を行う部分とから成り、（ｄ）デジタ ル信号処理手段で処理されたデータをアナログ信号に変換するためのデジタル／ アナログ変換手段と、アナログ信号を対応する音に変換するための手段を含むデ ジタル信号処理補聴システム。
2. ２．プログラマブルメモリ内の処理変数は非線形増幅手段の伸長部分の傾き、圧 縮部分の傾き、および伸長部分が線形増幅部分と結合する折れ曲がり点および線 形増幅部分が圧縮部分と結合する折れ曲がり部分のデジタル信号データエネルギ ーエンベロープの振幅位置を含む請求の範囲第１項記載の補聴システム。
3. ３．デジタル信号処理手段はユーザーのスペクトル上の補聴障害を補償するよう 選択されたスペクトル成形された出力データを発生するようデジタル入力信号デ ータをスペクトル成形するための手段を含み■この出力データは非線形の増幅手 段に入力データとして与えられる請求の範囲第１項記載の補聴システム。
4. ４．デジタル信号処理手段は、ノイズレベルをデジタル入力信号データのエネル ギーエンベロープの関数として概算する手段を含み、非線形増幅関数の伸長部分 を線形部分から分割する折れ曲がり点は、ノイズレベル概算値の関数として上下 に移動される請求の範囲第１項記載の補聴システム。
5. ５．アナログ信号をアナログ／デジタル変換手段に供給する前に入力手段からの アナログ信号をフィルタ処理してアナログ／デジタル変換手段のサンプリングレ ートの２倍以上の信号内周波数成分を除去するためのイメージング防止用ローバ スフィルタ手段を更に含む請求の範囲第１項記載の補聴システム。
6. ６．デジタル／アナログ変換手段からの信号をフィルタ処理し、アナログ信号を 対応する音に変換するための手段へ供給する前にデジタル／アナログ変換の結果 として信号内に導入される高周波成分を除くためのイメージング防止用ローバス フィルタ手段を含む請求の範囲第１項記載の補聴システム。
7. ７．アナログ対デジタル変換手段は、信号コンディショニング回路手段からのア ナログ信号を受ける可変アンプを含み、この可変アンプはデジタル信号処理手段 により制御されるようこのデジタル信号処理手段に接続されており、デジタル信 号処理手段の制御により選択されたレンジの振幅の出力信号を発生するようにな っており、アナログ／デジタル変換手段は、可変アンプの出力を受け、デジタル 信号処理手段にデジタル出力データを与える線形のアナログ／デジタル変換器を 含み、可変アンプ手段は、アナログ信号の振幅を調節する減衰率を出力信号に与 えるようデジタル信号処理手段により制御されており、デジタル信号処理手段は アナログ／デシタル変換器からのデータを修正して可変アンプヘのアナログ入力 信号の真の振幅を表示するデジタルデータを発生し、よってアナログ／デジタル 変換器のビット出力容量を越える線形アナログ／デジタル変換器のダイナミック レンジ能力を広げる請求の範囲第１項記載の補聴システム。
8. ８．デジタル信号処理手段内のプログラマブルメモリには利得関数の伸長部分と 線形部分を分割する折れ曲がり点の最小値および最大値を定めるパラメータが与 えられており、デジタル信号処理手段は、最小値および最大値によって定められ た限界値内で、ノイズレベル概算値の関数として折れ曲がり点を上下に移動する 請求の範囲第４項記載の補聴システム。
9. ９．入力手段からアナログ／デジタル変換手段へ送られるアナログ信号の振幅を 制御するための自動利得制御手段を含み、この信号の振幅は、所望レンジの振幅 内に入るようスピーチに対して遅いレートで制御される請求の範囲第１項記載の 補聴システム。
10. １０．非線形の増幅手段は、利得の対数が第１折れ曲がり点までエネルギーエン ベロープの対数の線形に増加する関数であり、第１折れ曲がり点から第２折れ曲 がり点まで一定の関数であり、第２折れ曲がり点より上は線形に減少する関数で ある断片的な線形利得関数を有する請求の範囲第１項記載の補聴システム。
11. １１．第１および第２折り曲がり点の位置は、第１折れ曲がり点と第２折り曲が り点の間の定利得が個々のユーザーの聴覚に対して好ましいダイナミックレンジ 上に位置するよう選択された請求の範囲第１０項記載の補聴システム。
12. １２．デジタル信号処理手段、デジタル入力信号データのエネルギーエンベロー プの関数としてノイズのレベルを概算するための手段を含み、第２折れ曲がり点 の位置および利得関数の傾きを固定したまま第１折れ曲がり点をノイズレベル概 算値の関数として上下に移動する請求の範囲第１０項記載の補聴システム。
13. １３．第１折れ曲がり点の位置は、ノイズレベル概算値プラス選択された定数に 等しくなるようセットされる請求の範囲第１２項記載の補聴システム。
14. １４．選択された最大値以下で、選択された最小値以上の範囲内で第１折れ曲が り点をノイズレベル概算値に直接関連させて上下に移動させる請求の範囲第１２ 項記載の補聴システム。
15. １５．プログラマブルメモリには、第１折れ曲げ点の位置の最小値および最大値 、第２折れ曲がり点の位置および利得関数の傾きを定めるパラメータが与えられ ている請求の範囲第１４項記載の補聴システム。
16. １６．第１折れ曲がり点の位置は、ノイズレベル概算値プラス選択された定数に 等しくなるようセットされる請求の範囲第１４項記載の補聴システム。
17. １７．ノイズのレベルを概算するための手段は、エネルギー概算値の所定パーセ ントの分布を追尾することによりノイズレベルを概算する請求の範囲第１２項記 載の補聴システム。
18. １８．入力手段からアナログ／デジタル変換手段へ送られるアナログ信号の周波 数スペクトルを等化し、アナログ／デジタル変換手段の必要なダイナミックレン ジを最小にするためのプリエンファシスフィルタリング手段を含む請求の範囲第 １項記載の補聴システム。
19. １９．利得関数は、約１ミリ秒から約２ミリ秒までのレンジ内の時定数でデジタ ル信号処理手段により周期的に決定される請求の範囲第１項記載の補聴システム 。
20. ２０．第１折れ曲がり点までの利得関数部分は、１：２までの伸長比を与え、第 ２折曲がり点以上の部分は３．３：１までの圧縮比を与える請求の範囲第１０項 記載の補聴システム。
21. ２１．（ａ）音信号に対応する電気信号を発生するための入力手段と、（ｂ）入 力手段からの信号をデジタルデータに変換するためのアナログ／デジタル変換手 段と、 （ｃ）アナログ／デジタル変換手段からのデジタルデータを受け、処理された出 力データを発生するためのデジタル信号処理手段とから成り、このデジタル信号 処理手段は、時間可変デジタル入力信号データの関数およびデジタル入力信号デ ータの概算エネルギーエンベロープの利得関数であるデジタル出力データを発生 するための非線形増幅手段を含み、関数は、選択された低レベルの入力信号に対 して伸長を行う少くとも一つの部分と、中間レベルの入力信号に対して一定の増 幅を行う線形増幅部分と、高レベルの入力信号に対して圧縮を行う部分とから成 り、更にデジタル入力信号のエネルギーエンベロープの関数としてノイズレベル を概算しかつこのノイズレベル概算値の関数として第１折れ曲がり点を上下に移 動およびまたは伸長部分の伸長比を変えるための手段を更に含み、 （ｄ）デジタル信号処理手段で処理されたデータをアナログ信号に変換するため のデジタル／アナログ変換手段と、アナログ信号を対応する音に変換するための 手段を含むデジタル信号処理補聴システム。
22. ２２．アナログ信号をアナログ／デジタル変換手段に供給する前に入力手段から のアナログ信号をフィルタ処理してアナログ／デジタル変換手段のサンプリング レートの２倍以上の信号内周波数成分を除去するためのエイソマシング防止用ロ ーバスフィルタ手段を更に含む請求範囲第２１項記載の補聴システム。
23. ２３．デジタルアナログ変化手段からの信号をフィルタ処理し、アナログ信号を 対応する音に変換するための手段へ供給する前にデジタル／アナログ変換の結果 として信号内に導入される高周波成分を除くためのイメージング防止用ローバス フィルタ手段を含む請求の範囲第２１項記載の補聴システム。
24. ２４．アナログ対デジタル変換手段は、信号コンディショニング回路手段からの アナログ信号を受ける可変アンプを含み、この可変アンプはデジタル信号処理手 段により制御されるようこのデジタル信号処理手段に接続されており、デジタル 信号処理手段の制御により選択されたレンジの振幅の出力信号を発生すろように なっており、アナログ／デジタル変換手段は、可変アンプの出力を受け、デジタ ル信号処理手段にデジタル出力データを与える線形のアナログ／デジタル変換器 を含み、可変アンプ手段は、アナログ信号の振幅を調節する減衰率を出力信号に 与えるようデジタル信号処理手段により制御されており、デジタル信号処理手段 はアナログ／デジタル変換器からのデータを修正して可変アンプヘのアナログ入 力信号の真の振幅を表示するデジタルデータを発生し、よってアナログ／デジタ ル変換器のビント出力容量を越える線形アナログ／デジタル変換器のダイナミッ クレンジ能力を広げる請求の範囲第２１項記載の補聴システム。
25. ２５．デジタル信号処理手段はプログラマブルメモリを含み、このプログラマブ ルメモリには利得関数の伸長部分と線形部分を分割する折れ曲がり点の最小値お よび最大値を定めるパラメータが与えられており、デジタル信号処理手段は、最 小値および最大値によって定められた限界値内で、ノイズレベル概算値の関数と して第１折れ曲がり点を上下に移動する請求の範囲第２１項記載の補聴システム 。
26. ２６．入力手段が、アナログ／デジタル変換手段へ送られるアナログ信号の振幅 を制御するための自動利得制御手段を含み、この信号の振幅は、所望レンジの振 幅内に入るようスピーチに対して遅いレートで制御される請求の範囲第２１項記 載の補聴システム。
27. ２７．非線形の増幅手段は、利得の対数が第１折れ曲がり点までエネルギーエン ベロープの対数の線形に増加する関数であり、第１折れ曲がり点から第２折れ曲 がり点まで一定の関数であり、第２折れ曲がり点より上は線形に減少する関数で ある断片的な線形利得関数を有する請求の範囲第２１項記載の補聴システム。
28. ２８．第１および第２折り曲がり点の位置は、第１折れ曲がり点と第２折れ曲が り点の間の定利得が個々のユーザーの聴覚に対して好ましいダイナミックレンジ 上に位置するよう選択された請求の範囲第２７項記載の補聴システム。
29. ２９．デジタル信号処理手段は、第２折り曲がり点の位置および利得関数の傾き を固定したまま第１折れ曲がり点をノイズレベル概算値の関数として上下に移動 する請求の範囲第２７項記載の補聴システム。
30. ３０．第１折れ曲がり点の位置は、ノイズレベル概算値プラス選択された定数に 等しくなるようセットされる請求の範囲第２９項記載の補聴システム。
31. ３１．選択された最大値以下で、選択された最小値以上の範囲内で第１折れ曲が り点をノイズレベル概算値に直接関連させて上下に移動させる請求の範囲第２９ 項記載の補聴システム。
32. ３２．第１折れ曲がり点の位置は、ノイズレベル概算値プラス選択された定数に 等しくなるようセットされる請求の範囲第３１項記載の補聴システム。
33. ３３．ノイズレベルを概算値するための手段は、エネルギー概算値の所定パーヤ ントの分布を追尾することによりノイズレベルを概算する請求の範囲第２９項記 載の補聴システム。
34. ３４．入力手段からアナログ／デジタル変換手段へ送られるアナログ信号の周波 数スペクトルを等化し、アナログ／デジタル変換手段の必要なダイナミックレン ジを最小にするためのブリエンファシスフィルタリング手段を含む請求の範囲第 ２１項記載の補聴システム。
35. ３５．利得関数は、約１ミリ秒から約２ミリ秒までのレンジ内の時定数でデジタ ル信号処理手段により周期的に決定される請求の範囲第２１項記載の補聴システ ム。
36. ３６．第１折れ曲がり点までの利得関数部分は、１：２までの伸長比を与え、第 ２折れ曲がり点似上の部分は３．３：１までの圧縮比を与える請求の範囲第２７ 項記載の補聴システム。