CN108024178A - 电子装置及其分频滤波增益优化方法 - Google Patents

电子装置及其分频滤波增益优化方法 Download PDF

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CN108024178A CN201610961398.4A CN201610961398A CN108024178A CN 108024178 A CN108024178 A CN 108024178A CN 201610961398 A CN201610961398 A CN 201610961398A CN 108024178 A CN108024178 A CN 108024178A
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Abstract

本发明提供一种分频滤波增益优化方法，用于一电子装置。该方法包括：接收一输入音频信号并转换为一输入数字信号；取一使用者的听力衰减曲线，并计算其相应的适配频率增益；对输入数字信号套用分段带通滤波器；计算分段带通滤波器的适配频率关系矩阵；将高频带通滤波器的一增益设定为一预设值；依据适配频率增益及适配频率关系矩阵，计算各带通滤波器的增益；依据各带通滤波器的增益的相位来计算各带通滤波器的滤波器特性及补偿增益，以此计算相应的输出信号；将各带通滤波器及该高频带通滤波器所相应的输出信号合成为一输出音频信号；以及在扬声器播放该输出音频信号。

Description

电子装置及其分频滤波增益优化方法
技术领域
本发明涉及一种电子装置，尤其涉及一种电子装置及其分频滤波增益优化方法。
背景技术
宽动态范围压缩(WDRC)技术广泛在助听器的范围被使用。经过长时间研究发现，启动时间大约5ms能符合使用者需求，但是恢复时间随着环境不同而有所改变。图1为进行宽动态范围压缩以转换输入音频信号的听力补偿曲线的示意图。曲线110(虚线部分)是指未经处理的输入音频信号的转换曲线，即输入音频信号等于输出音频信号。曲线120(实线部分)是指输入音频信号经过宽动态范围压缩处理的转换曲线，且可依据输入音频信号的强弱而分为四个区域131～134。音频信号的强度通常可用dB SPL(sound pressure level，声压程度)来表示。区域131是指高线性(high linear)区(例如大于90dB SPL)，也即听障人士的饱和声压与正常人一样，不需放大。区域132是指压缩(compression)区(例如介于55～90dB SPL)，用于调节使用者听域的动态范围。区域133是指低线性(lowlinear)区(例如介于40～55db SPL)，用于帮助听障人士将微弱的语音声音放大。区域134是指扩充(expansion)区(例如小于40dB SPL)，在此区域中的音频信号的强度相当弱，输入音频信号可能为比语音声音信号还小的噪音，不需放大太多。此外，在助听器的输出端也会有一个音量限制器，用于限制输出音频信号的最大音量，例如限制在110dB SPL以内。
一般而言，听障人士在配戴助听器时，均会针对听障人士的听力衰减曲线对各自不同频率进行增益补偿。因为输入声音信号的各频率有不同的增益，若将输入音频信号划分为不同频带(band)的数量过多，则每个频带的范围均相对较小，例如可经过傅立叶转换将输入音频信号从时域(time domain)转换至频域(frequency domain)，此时可针对个别的频率调整相应的增益，但相对地，傅立叶转换的计算量非常大，也会造成助听器中的音频处理电路相当大的负担。
此外，除了助听器之外，听障人士也有使用便携式电子装置(例如是智能手机及平板电脑)的需求，且在使用便携式电子装置时并未配戴助听器。因为便携式电子装置的扬声器的输出特性并非针对听障人士所设计，若在便携式电子装置上使用在助听器上所使用的WDRC方法，则往往会在高频部分(例如大于4KHz)的声音在扬声器输出时会产生噪音，进而影响听障人士在便携式电子装置上的使用者体验。
因此，需要一种电子装置及其分频滤波增益优化方法以解决上述问题。
发明内容
本发明提供一种电子装置，包括：一音频输入端，用于接收一输入音频信号，并将该输入音频信号转换为一输入数字信号；一音频处理电路，用于对该输入电性信号执行一分频滤波增益优化方法以产生一输出数字信号；以及一音频输出端，用于将该输出数字信号转换为一输出音频信号并在该电子装置的一扬声器播放该输出音频信号，其中该分频滤波增益优化方法包括：取一使用者的一听力衰减曲线；计算该听力衰减曲线相应的多个适配频率增益；对该输入数字信号套用一分段带通滤波器，其中该分段带通滤波器包括用于不同频带的多个带通滤波器；计算该分段带通滤波器所相应的一适配频率关系矩阵；依据该多个适配频率增益及该适配频率关系矩阵，计算各带通滤波器的一增益；依据各带通滤波器的该增益的相位来计算各带通滤波器的一滤波器特性及一补偿增益；依据各带通滤波器的该滤波器特性及该补偿增益计算相应的一输出信号；以及将各带通滤波器所相应的该输出信号合成为该输出音频信号。
本发明还提供一种分频滤波增益优化方法，用于一电子装置，其中该电子装置包括一音频输入端、一音频处理电路、一音频输出端，该方法包括：利用该音频输入端接收一输入音频信号，并将该输入音频信号转换为一输入数字信号；取一使用者的一听力衰减曲线；计算该听力衰减曲线相应的多个适配频率增益；对该输入数字信号套用一分段带通滤波器，其中该分段带通滤波器包括用于不同频带的多个带通滤波器；计算该分段带通滤波器所相应的一适配频率关系矩阵；依据该多个适配频率增益及该适配频率关系矩阵，计算各带通滤波器的一增益；依据各带通滤波器的该增益的相位来计算各带通滤波器的一滤波器特性及一补偿增益；依据各带通滤波器的该滤波器特性及该补偿增益计算相应的一输出信号；将各带通滤波器所相应的该输出信号合成为一输出音频信号；以及利用该音频输出端播放该输出音频信号。
本发明还提供一种分频滤波增益优化方法，用于一电子装置，其中该电子装置包括一音频输入端、一音频处理电路、一音频输出端，该方法包括：利用该音频输入端接收一输入音频信号，并将该输入音频信号转换为一输入数字信号；取一使用者的一听力衰减曲线；计算该听力衰减曲线相应的多个适配频率增益；对一输入数字信号套用一分段带通滤波器，其中该分段带通滤波器包括一高频带通滤波器及多个带通滤波器；计算该多个带通滤波器所相应的一适配频率关系矩阵；将该高频带通滤波器的一增益设定为一预设值；依据该多个适配频率增益及该适配频率关系矩阵，计算各带通滤波器的一增益；依据各带通滤波器的该增益的相位来计算各带通滤波器的一滤波器特性及一补偿增益；依据各带通滤波器的该滤波器特性及该补偿增益计算相应的一输出信号；将各带通滤波器及该高频带通滤波器所相应的该输出信号合成为一输出音频信号；以及利用该音频输出端播放该输出音频信号。
附图说明
图1为进行宽动态范围压缩以转换输入音频信号的听力补偿曲线的示意图。
图2为依据本发明一实施例中的电子装置的方块图。
图3A及图3B为不同带通滤波器的分布的示意图。
图4A及图4B为依据本发明一实施例中的不同带通滤波器的分布的示意图。
图5为依据本发明一实施例中的分频滤波增益优化方法的流程图。
图6为依据本发明一实施例中输入音频信号经过各个带通滤波器分别处理以合成输出音频信号的流程示意图。
图7为依据本发明另一实施例中的分频滤波增益优化方法的流程图。
附图标记说明：
110、120～曲线 131－134～区域
200～电子装置 210～音频输入端
211～麦克风 212～模数转换器
220～音频处理电路 230～音频输出端
231～接收器 232～数模转换器
10～输入音频信号 11～输入电性信号
12～输入数字信号 14～输出数字信号
15～输出电性信号 16～输出音频信号
310－313、410－413～曲线 510－570、710－770、611－614～方块
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下。
图2为依据本发明一实施例中的电子装置200的方块图。在一实施例中，电子装置200可为一智能手机、一平板电脑或一便携式电子装置，但本发明并不以此为限。电子装置200包括一音频输入端210、一音频处理电路220、一音频输出端230。音频输入端210包括一麦克风211及一模数转换器(analog-to-digital converter，ADC)212。麦克风211用于接收一输入音频信号10(例如是一模拟音频信号)，并该将该输入音频信号10转换为一输入电性信号11，模数转换器212将该输入电性信号11转换为一输入数字信号12作为音频处理电路220的输入。
音频处理电路220对该输入数字信号12进行一分频滤波增益优化方法及/或宽动态范围压缩处理以产生一输出数字信号14。其中分频滤波增益优化方法的细节将详述于后。需了解的是上述宽动态范围压缩处理中包括了一预定宽动态范围压缩转换曲线，其是针对各使用者的听力特性的不同，预先进行各种听量及频率的听力测量，进而获得个别的宽动态范围压缩转换曲线。此外，在输入音频信号的声音强度产生变化时，音频处理电路220也会对电子装置200的恢复时间进行相应的调整，进而让听障人士有更佳的使用者体验。在一些实施例中，音频处理电路220可以是一微控制器(microcontroller)、一处理器、一数字信号处理器(DSP)、或是应用导向的集成电路(ASIC)，但本发明并不限于此。
更进一步而言，音频处理电路220在进行宽动态范围压缩时，会参考该输入音频信号10相关的恢复时间因子以调整输出音频信号16的延迟(即恢复时间)。音频输出端230例如包括一扬声器231及一数模转换器232。数模转换器232用于将音频处理电路220所产生的输出数字信号14转换为输出电性信号15。扬声器231则可将输出电性信号15转换为输出音频信号16(例如是一模拟音频信号)并进行播放以供使用者听取输出音频信号16。为了便于说明，在下面实施例中，均省略将音频信号与电性信号之间的转换，而仅使用输入音频信号及输出音频信号进行说明。
需注意的是，本发明的分频滤波增益优化方法可让听障人士利用其电子装置(例如智能手机或平板电脑)听取音频信号时可达到使用助听器的效果。然而，电子装置中所配备的扬声器往往都是全频的，也即会将各种频率的音频信号都放大。相对地，助听器中的接收器，其设计通常不会放大高频(例如4KHz以上)的音频信号。因此，若使用在助听器中所使用的宽动态范围压缩处理在电子装置上，则在电子装置上的扬声器很容易产生噪音，会降低听障人士的使用者体验。
图3A及图3B是不同带通滤波器的分布的示意图。举例来说，在使用时域带通滤波器时，会针对不同的频带范围设置相应的带通滤波器，如图3A中的用于低频带的带通滤波器310及用于高频带的带通滤波器311，以及图3B中用于低频带的带通滤波器312及用于高频带的带通滤波器313所示。然而，每个频带的中间频率都必须维持相同的增益。然而，在高频有增益时，其在不同频带之间的交界地带的不连续性较为严重。
图4A及图4B是依据本发明一实施例中的不同带通滤波器的分布的示意图。在一实施例中，本发明将过滤频带较大的带通滤波器组合起来，可在不同的频率有不同的增益，且在不同频带的交界区域的变化比较连续，如图4A中的用于低频带的带通滤波器410及用于高频带的带通滤波器411，以及图4B中用于低频带的带通滤波器412及用于高频带的带通滤波器413所示。需注意的是，为了便于说明，在图4A及图4B中是以两个频带为例，在后述的实施例中，是以四个频带为例进行说明。相较于图3A及图3B中的带通滤波器，在图4A及图4B中的带通滤波器在频带两侧的斜率较为平缓。
图5是依据本发明一实施例中的分频滤波增益优化方法的流程图。在方块510，取一使用者的一听力衰减曲线。举例来说，本发明是针对使用者(即听障人士)的听力检测使用适配的五组频率f1～f5进行测量，例如f1＝250Hz、f2＝500Hz、f3＝1000Hz、f4＝2000Hz、f5＝4000Hz，以此确认听障人士在个别适配频率的衰减量H250、H500、H1000、H2000、及H4000。接着，本发明是利用内插法计算在其他适配频率的衰减量，例如在750Hz、1500Hz、及3000Hz的衰减量H750、H1500、及H3000。举例来说：
H750＝0.5(H500+H1000)
H1500＝0.5(H1000+H2000)
H3000＝0.5(H2000+H4000)
因此，可取得8个不同适配频率的衰减量，并确认听障人士的听力衰减曲线。
在方块520，进行一适配频率增益处理。举例来说，可针对不同的听力衰退曲线搭配各种不同的适配增益法(半数增益法、1/3增益法、POGOII法、Berger法、NAL-R法…等等)，以此取得相对于测试频率的增益值G250、G500、G750、G1000、G1500、G2000、G3000、及G4000。在一实施例中，本发明中是采用NAL-R法以计算听力衰退曲线在不同测试频率的增益值，但本发明并不以此为限。
在方块530，套用一分段带通滤波器。举例来说，本发明是可使用传统的有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)带通滤波器bc(k)。此有限脉冲响应带通滤波器bc(k)的第k个系数搭配适合的视窗w(k)。分段带通滤波器即包括了不同频带的带通滤波器，例如各频带的带通滤波器Bc(k)＝bc(k).w(k)，其中第一频带B1为0～1000Hz，第二频带B2为1000～2000Hz，第三频带B3为2000～4000Hz，第四频带B4为4000～8000Hz。
在方块540，计算带通滤波器Bc(k)所相应的适配频率关系矩阵。举例来说，本发明是利用一取样频率fs设计适配频率的一弦波信号弦波信号可表示如下：
弦波信号是通过各频带的带通滤波器，并计算其适配频率关系矩阵，例如在上述步骤采用了4个频带的带通滤波器及8个适配频率增益，故适配频率关系矩阵在此实施例中为一8x4矩阵。更进一步而言，若适配频率增益的数量为M(例如为第一数量)，频带的数量为N(例如为第二数量)，则适配频率关系矩阵的大小为M·N。在此实施例中M≠N，即第一数量不等于第二数量。
举例来说，适配频率关系矩阵可表示如下：
即为一个振幅为1，振动频率为fj的信号经过滤波器Bi所呈现的状态。简单来说，虽然各频带的带通滤波器Bc(k)是经过视窗w(k)计算而得，但实际上各个带通滤波器两侧均会与其他的带通滤波器有交界区，故需计算其相互影响，即上述的适配频率关系矩阵。
在方块550，计算各带通滤波器Bc(k)的增益。举例来说，转换适配频率增益可由下列矩阵表示：
简单来说，分段带通滤波器是以Bc(k)表示，适配频率关系矩阵是以表示，适配频率增益是以表示，各带通滤波器所需的增益为且上述参数的关系式为：
此时，各个带通滤波器Bc(k)所需的增益可用下式表示：
在方块520及540中已分别计算出适配频率增益及适配频率关系矩阵故各个带通滤波器Bc(k)所需的增益可依据已知的适配频率增益及适配频率关系矩阵计算而得。
在方块560，更新分段带通滤波器的滤波器特性及增益。举例来说，需先确认各带通滤波器的增益Ri的相位为相消或相长，例如：
接着，再更新分段滤波器特性B′i＝αi×Bi及增益R′i＝αi×Ri，并将每一个频带新的补偿增益转换为dB值，例如ri＝20×log(R′i)。
在方块570，依据每一个频段新的带通滤波器特性，音频处理电路220可调控输入声音信号，将其分成N个频带，然后通过补偿增益ri调控WDRC的增益特性，最后将每一个频带的结果整合，成为电子装置200的扬声器231的输出音频信号。举例来说，输入音频信号经过各个带通滤波器分别处理以合成输出音频信号的流程图如图6所示。
更进一步而言，各带通滤波器具有相应的补偿增益(例如r1～r4)，且经过各带通滤波器的音频信号经过补偿增益后，会进入相应的WDRC处理进行计算，例如方块611－614中的WDRC1～WDRC4。最后，将WDRC1～WDRC4所产生的个别音频信号合成为输出音频信号。
图7是依据本发明另一实施例中的分频滤波增益优化方法的流程图。在方块710，取多个适配频率增益。举例来说，取该多个适配频率增益可用两种方法实现。第一种方法是预先将该多个适配频率增益存储于电子装置200的一非挥发性存储器(未绘示)。这些预先存储的适配频率增益可符合大多数听障人士所需求的各频率增益。第二种方法是取使用者的一听力衰减曲线。举例来说，可针对使用者(即听障人士)的听力检测使用适配的五组频率f1～f5进行测量，例如f1＝250Hz、f2＝500Hz、f3＝1000Hz、f4＝2000Hz、f5＝4000Hz，以此确认听障人士在个别适配频率的衰减量H250、H500、H1000、H2000、及H4000。接着，本发明系利用内插法计算在其他适配频率的衰减量，例如在750Hz、1500Hz、及3000Hz的衰减量H750、H1500、及H3000。举例来说：
H750＝0.5(H500+H1000)
H1500＝0.5(H1000+H2000)
H3000＝0.5(H2000+H4000)
因此，可取得8个不同适配频率的衰减量，并确认听障人士的听力衰减曲线。
接着，可对所取得的听力衰减曲线进行一适配频率增益处理。举例来说，可针对不同的听力衰退曲线搭配各种不同的适配增益法(半数增益法、1/3增益法、POGOII法、Berger法、NAL-R法…等等)，以此取得相对于测试频率的增益值G250、G500、G750、G1000、G1500、G2000、G3000、及G4000。在一实施例中，本发明中是采用NAL-R法以计算听力衰退曲线在不同测试频率的增益值，但本发明并不以此为限。
在方块730，套用一分段带通滤波器。举例来说，本发明是可使用传统的有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)带通滤波器bc(k)。此有限脉冲响应带通滤波器bc(k)的第k个系数搭配适合的视窗w(k)。分段带通滤波器即包括了不同频带的带通滤波器，例如各频带的带通滤波器Bc(k)＝bc(k).w(k)，其中第一频带B1为0～1000Hz，第二频带B2为1000～2000Hz，第三频带B3为2000～4000Hz，第四频带B4为4000～8000Hz。
在方块740，计算带通滤波器Bc(k)所相应的Mx(N-1)适配频率关系矩阵。举例来说，本发明是利用一取样频率fs设计适配频率的一弦波信号弦波信号可表示如下：
因为4KHz以上的高频信号对于电子装置的扬声器231来说，易产生噪音，故需对输出音频信号在高频部分的增益有所限制。更进一步而言，输出音频信号在高频部分与输入音频信号相同，即高频部分的增益不变，故高频部分的增益可用一8x1矩阵表示(即8个适配频率增益搭配4KHz的频带)：
此外，并计算4KHz以下的音频信号所相应的适配频率关系矩阵，例如可用一8x3矩阵表示，也即8个适配频率增益搭配4KHz以下的3个频带，若适配频率增益的数量为M、带通滤波器的数量为N，则相应于各带通滤波器(未包含高频带通滤波器)的适配频率关系矩阵例如可表示为Mx(N-1)矩阵：
弦波信号是通过各频带的带通滤波器，并计算其适配频率关系矩阵，例如在上述步骤采用了4KHz以下3个频带的带通滤波器及8个适配频率增益，故适配频率关系矩阵在此实施例中为一8x3矩阵。
即为一个振幅为1，振动频率为fj的信号经过滤波器Bi所呈现的状态。简单来说，虽然各频带的带通滤波器Bc(k)是经过视窗w(k)计算而得，但实际上各个带通滤波器两侧均会与其他的带通滤波器有交界区，故需计算其相互影响，即上述的适配频率关系矩阵。
在方块750，计算各带通滤波器Bc(k)的增益。举例来说，转换适配频率增益可由下列矩阵表示：
简单来说，分段带通滤波器系是以Bc(k)表示，适配频率关系矩阵是以表示，适配频率增益是以表示，各带通滤波器所需的增益为且上述参数的关系式为：
此时，各个带通滤波器Bc(k)所需的增益可用下式表示：
第四频带(4KHz以上)的增益则固定为1。
在方块720及740中已分别计算出适配频率增益及适配频率关系矩阵故各个带通滤波器Bc(k)所需的增益可依据已知的适配频率增益及适配频率关系矩阵计算而得。
在方块760，更新分段带通滤波器的滤波器特性及补偿增益。举例来说，需先确认各带通滤波器的增益Ri的相位为相消或相长，例如：
接着，再更新分段滤波器特性B′i＝αi×Bi及增益R′i＝αi×Ri，并将每一个频带新的补偿增益转换为dB值，例如ri＝20×log(R′i)。
在方块770，合成输出音频信号。更进一步而言，依据每一个频段新的带通滤波器特性B′i，音频处理电路220可调控输入声音信号，将其分成N个频带，然后通过补偿增益ri调控WDRC的增益特性，最后将每一个频带的带通滤波器的输出信号合成为电子装置200的扬声器231的输出音频信号。举例来说，输入音频信号经过各个带通滤波器分别处理以合成输出音频信号的流程图如图6所示。
更进一步而言，各带通滤波器具有相应的补偿增益(例如r1～r4)，且经过各带通滤波器的音频信号经过补偿增益后，会进入相应的WDRC处理进行计算，例如方块611－614中的WDRC1～WDRC4。最后，将WDRC1～WDRC4所产生的个别音频信号合成为输出音频信号。
相对于本发明图5，本发明图7中的分频滤波增益优化方法的流程图更能针对电子装置上的扬声器的特性对高频音频信号另外进行特别处理，使得高频音频信号不会在扬声器播放时产生噪音，而且还可针对除了高频信号之外的部分进行补偿增益的优化。
本发明虽以较佳实施例揭露如上，然其并非用于限定本发明的范围，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视后附的权利要求书所界定者为准。

Claims (10)

1.一种电子装置，包括：
一音频输入端，用于接收一输入音频信号，并将该输入音频信号转换为一输入数字信号；
一音频处理电路，用于对该输入电性信号执行一分频滤波增益优化方法以产生一输出数字信号；
一音频输出端，用于将该输出数字信号转换为一输出音频信号并在该电子装置的一扬声器播放该输出音频信号，其中该分频滤波增益优化方法包括：
取多个适配频率增益；
对该输入数字信号套用一分段带通滤波器，其中该分段带通滤波器包括用于不同频带的多个带通滤波器；
计算该分段带通滤波器所相应的一适配频率关系矩阵；
依据该多个适配频率增益及该适配频率关系矩阵，计算各带通滤波器的一增益；
依据各带通滤波器的该增益的相位来计算各带通滤波器的一滤波器特性及一补偿增益；
依据各带通滤波器的该滤波器特性及该补偿增益计算相应的一输出信号；
将各带通滤波器所相应的该输出信号合成为该输出音频信号。
2.如权利要求1所述的电子装置，其特征在于，该多个适配频率增益分别相应于250Hz、500Hz、750Hz、1000Hz、1500Hz、2000Hz、3000Hz及4000Hz。
3.如权利要求1所述的电子装置，其特征在于，该多个适配频率增益具有一第一数量，且该多个带通滤波器具有一第二数量，且该第一数量不等于该第二数量。
4.如权利要求1所述的电子装置，其特征在于，该音频处理电路计算各带通滤波器的该增益的一相位值，并依据该相位值更新各带通滤波器的该滤波器特性及该补偿增益。
5.一种分频滤波增益优化方法，用于一电子装置，其中该电子装置包括一音频输入端、一音频处理电路、一音频输出端，其特征在于，该方法包括：
利用该音频输入端接收一输入音频信号，并将该输入音频信号转换为一输入数字信号；
取多个适配频率增益；
对该输入数字信号套用一分段带通滤波器，其中该分段带通滤波器包括用于不同频带的多个带通滤波器；
计算该分段带通滤波器所相应的一适配频率关系矩阵；
依据该多个适配频率增益及该适配频率关系矩阵，计算各带通滤波器的一增益；
依据各带通滤波器的该增益的相位来计算各带通滤波器的一滤波器特性及一补偿增益；
依据各带通滤波器的该滤波器特性及该补偿增益计算相应的一输出信号；
将各带通滤波器所相应的该输出信号合成为一输出音频信号；
利用该音频输出端播放该输出音频信号。
6.如权利要求5所述的分频滤波增益优化方法，其特征在于，该多个适配频率增益分别相应于250Hz、500Hz、750Hz、1000Hz、1500Hz、2000Hz、3000Hz及4000Hz。
7.如权利要求5所述的分频滤波增益优化方法，其特征在于，该多个适配频率增益具有一第一数量，且该多个带通滤波器具有一第二数量，且该第一数量不等于该第二数量。
8.如权利要求5所述的分频滤波增益优化方法，其特征在于，还包括：
计算各带通滤波器的该增益的一相位值；
依据该相位值更新各带通滤波器的该滤波器特性及该补偿增益。
9.一种分频滤波增益优化方法，用于一电子装置，其中该电子装置包括一音频输入端、一音频处理电路、一音频输出端，其特征在于，该方法包括：
利用该音频输入端接收一输入音频信号，并将该输入音频信号转换为一输入数字信号；
取多个适配频率增益；
对一输入数字信号套用一分段带通滤波器，其中该分段带通滤波器包括一高频带通滤波器及多个带通滤波器；
计算该多个带通滤波器所相应的一适配频率关系矩阵；
将该高频带通滤波器的一增益设定为一预设值；
依据该多个适配频率增益及该适配频率关系矩阵，计算各带通滤波器的一增益；
依据各带通滤波器的该增益的相位来计算各带通滤波器的一滤波器特性及一补偿增益；
依据各带通滤波器的该滤波器特性及该补偿增益计算相应的一输出信号；
将各带通滤波器及该高频带通滤波器所相应的该输出信号合成为一输出音频信号；
利用该音频输出端播放该输出音频信号。
10.如权利要求9所述的分频滤波增益优化方法，其特征在于，该预设值为1。
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