DE69531828T2

DE69531828T2 - Hörhilfegerät mit signalverarbeitungstechniken

Info

Publication number: DE69531828T2
Application number: DE69531828T
Authority: DE
Inventors: G. Thomas Stockham; M. Douglas Chabries
Original assignee: Brigham Young University; Sonic Innovations Inc
Current assignee: Brigham Young University; Sonic Innovations Inc
Priority date: 1994-07-08
Filing date: 1995-07-07
Publication date: 2004-07-01
Anticipated expiration: 2015-07-08
Also published as: EP0770316A1; AU3092895A; US5848171A; DE69531828D1; WO1996002120A1; DK0770316T3; CA2194583C; EP0770316A4; AU695115B2; US5500902A; CA2194583A1; EP0770316B1

Description

1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft elektronische Hörgeräte für den Einsatz durch Gehörgeschädigte und Verfahren zum Bereitstellen von Hörausgleichssystemen. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung solche Vorrichtungen und Verfahren, die sowohl analoge wie digitale Signalverarbeitungstechniken ausnützen.
2. Stand der Technik
Eine der häufigsten Beschwerden von Hörgerätebenützern ist die Unmöglichkeit des Hörens bei vorhandenem Lärm. Als Reaktion darauf haben sich mehrere Forscher für akustische Modelle entschieden, die Lärm unterdrücken, um die Verständlichkeit von Schall zu verbessern. Beispiele dieses Ansatzes finden sich in den United States Patentschriften 4,025,721 an Graupe, 4,405,831 an Michaelson, 4,185,168 an Graupe et al., 4,188,667 an Graupe et al., 4,025,721 an Graupe et al., 4,135,590 an Gaulder und 4,759,071 an Heide et al.
Andere Lösungsansätze konzentrierten sich auf Rückkoppelungsunterdrückung und Abgleichung (United States Patentschriften 4,602,337 an Cox und 5,016,280 an Engebretson), Doppelmikrofonkonfigurationen (United States Patentschriften 4,622,440 an Slavin und 3,927,279 an Nakamura et al.) oder auf Ohrankopplung auf unübliche Weise (z. B. RF Verbindungen, elektrische Stimulation, usw.), um die Verständlichkeit zu verbessern. Beispiele dieser Lösungswege finden sich in den United States Patentschriften 4,545,082 an Engebretson, 4,052,572 an Shafer, 4,852,177 an Ambrose und 4,731,850 an Levitt.
Noch andere Lösungsansätze haben sich für die Implementierung digitaler Programmsteuerung entschieden, die eine Vielzahl von Verstärkungs- und Filterverfahren umfassen kann. Beispiel solcher Lösungswege finden sich in den United States Patentschriften 4,471,171 an Kopke et al. Und 5,027,410 an Williamson. Einige Lösungswege wie jene, die in der United States Patentschrift 5,083,312 an Newton offenbart sind, setzen Hörgerätestrukturen ein, die Flexibilität durch Zulassen von Steuersignalen erlauben, die durch das Gerät fernempfangen werden.
Die United States Patentschrift 4,187,413 an Moser offenbart einen Lösungsweg für ein digitales Hörgerät, welches einen Analog-digital-Umwandler, einen Digital-analog-Umwandler einsetzt und eine feststehende Übertragungsfunktion H(z) umsetzt. Jedoch haben eine Durchsicht von neuro-psychologischen Modellen in der Literatur und zahllose Messungen, die letztlich zu den Stevens und Fechners Gesetzen führten (siehe S. S. Stevens, Psychophysics, Wiley 1975; G. T. Fechner, Elemente der Psychophysik, Breitkopf z. Härtel, Leipzig, 1960), schlüssig offengelegt, dass die Reaktion des Ohres auf eingespeisten Schall nicht linear ist. Folglich gibt es keine feststehende Übertragungsfunktion H(z), welche vollständig für das Hören ausgleicht.
Die United States Patentschrift 4,425,481 an Mangold et al. offenbart eine programmierbare digitale Signalverarbeitungsvorrichtung (DSP) mit Merkmalen ähnlich oder identisch jenen, die im Handel erhältlich sind, aber mit zusätzlicher digitaler Steuerung in der Umsetzung eines Dreiband-Hörgeräts (Tiefpass, Bandpass und Hochpass). Jede der Ausgaben der drei Frequenzbänder wird einem digital gesteuerten veränderbaren Dämpfer, einem Begrenzer und einer Endstufe von digital gesteuerter Dämpfung unterworfen, bevor sie aufsummiert werden, um eine Ausgabe zu ergeben. Steuerung der Dämpfung wird offensichtlich durch Schalten in Abhängigkeit zu unterschiedlichen akustischen Umgebungen erzielt.
Die United States Patentschriften 4,366,349 und 4,419,544 an Adelman beschreiben und folgen dem Verarbeiten im menschlichen Gehörsystem, aber spiegeln keineswegs ein Verständnis für die Rolle der äußeren Haarzellen innerhalb des Ohrs als einen Einfluss wider, um den hereinkommenden Schall zu verstärken und verstärkten Basilarmembranversatz bereitzustellen. Diese Bezüge nehmen an, dass es die Verschlechterung des Hörens als wünschenswert erscheinen lässt, die Frequenzen und die Amplitude des Eingangsstimulus zu verschieben, wodurch der Ort der Hörreaktion von einem verschlechterten Abschnitt des Ohres auf einen anderen Bereich innerhalb des Ohres (auf der Basilarmembran) übertragen wird, welcher entsprechende Reaktion aufweist.
Mead C. Killion, The k-amp hearing aid: an attempt to present high fidelity for persons with impaired hearing, American Jounal of Audiology, 2(2): pp. 52–74, Juli 1993, stellt fest, dass auf Grundlage der Ergebnisse von subjektiven Zuhörprüfungen für akustische Daten, die sowohl mit linearer Verstärkung als auch mit Komprimierung verarbeitet wurden, beide Lösungen gleich gut arbeiten. Es wird argumentiert, dass der wichtige Faktor im Wiederherstellen des Hörens für Personen mit Hörverlusten darin besteht, die geeignete Verstärkung bereitzustellen. Mangels einer mathematisch modellierten Analyse jener Verstärkung wurden mehrere Komprimierungstechniken vorgeschlagen, z. B. United States Patentschrift 4,887,299 an Cummins; United States Patentschrift 3,920,931 an Yanick, Jr.; United States Patentschrift 4,118,604 an Yanick, Jr.; United States Patentschrift 4,052,571 an Gregory; United States Patentschrift 4,099,035 an Yanick, Jr. und United States Patentschrift 5,278,912 an Waldhauer. Einige umfassen eine lineare feststehende Höhenverstärkung bei leisen Eingangsschallniveaus und schalten auf eine geringere Verstärkung bei mittleren oder lauten Schallniveaus um. Andere schlagen eine lineare Verstärkung bei leisen Schallintensitäten vor, eine veränderliche Verstärkung oder Komprimierung bei mittleren Intensitäten und eine verringerte feststehende lineare Verstärkung bei hohen oder lauten Intensitäten. Noch andere schlagen tabellenbezogene Systeme ohne genau bestimmte Einzelheiten in Bezug auf die Ausbildung der Verweistabellen vor und andere lassen programmierbare Verstärkung ohne Darstellung in Bezug auf die Betriebsparameter zu.
Das Umschalten zwischen den Verstärkungsmechanismen in jedem dieser Schallintensitätsbereiche hat deutliche ablenkende Kunsttöne und Verzerrungen im Schall hervorgebracht. Des Weiteren wurden diese verstärkungsgeschalteten Verfahren typischerweise in Hörgeräten für Schall eingesetzt, der in zwei oder drei Frequenzbändern oder in einem einzelnen Frequenzband mit einer Vorakzentuierungsfilterung verarbeitet wird.
Einsichten in die Schwierigkeit mit verstärkungsgeschalteten Verfahren nach dem Stand der Technik können durch Überprüfung des menschlichen Gehörsystems erzielt werden. Für jedes Frequenzband, bei dem das Hören vom normalen Schwellwert abweicht, ist eine unterschiedliche Schallkomprimierung erforderlich, um als Ergebnis eine normale Hörempfindung bereitzustellen. Die Anwendung der Verstärkungsverfahren, die versuchen, mehr als ein kritisches Band im Frequenzbereich zu kombinieren (d. h. Auflösungsband beim Hören wie definiert in Jack Katz (Ed.), Handbook of Clinical Audiology, Williams & Wilkins, Baltimore, dritte Ausgabe, 1985), können nicht die geeignete Hörempfindung beim Hörenden erzeugen. Wenn zum Beispiel gewünscht wird, zwei Frequenzbänder zu kombinieren, dann müssen einige Bedingungen erfüllt werden, damit die Kombination den Hörverlust richtig kompensieren kann. Diese Bedingungen für die zu verbindenden Frequenzbänder sind, denselben normalen Hörschwellenwert und Dynamikbereich aufzuweisen und dieselbe korrigierende Hörverstärkung zu erfordern. Im Allgemeinen tritt dies nicht auf, auch wenn ein Hörverlust konstant in Bezug auf Amplitude über mehrere kritische Hörbänder verläuft. Ein Fehler bei der richtigen Aufnahme für die sich anpassende Vollbereichskomprimierung führt zu verschlechtertem Hören oder gleichwertig zu Verlust an Wiedergabetreue und Verständlichkeit durch den hörgeschädigten Zuhörer. Daher erzeugt der Stand der Technik, der nicht eine ausreichende Anzahl von Frequenzbändern bereitstellt, um Hörverluste auszugleichen, verschlechtertes Hören.
Mehrere Verfahren wurden vorgeschlagen, die vielfache Bandfilter einsetzen, auf die Komprimierungsvorrichtungen folgen (siehe United States Patentschriften 4,396,806 an Anderson, 3,784,750 an Steams et al. Und 3,989,904 an Rohrer).
Ein Beispiel des Stands der Technik in der United States Patentschrift Nr. 5,029,217 an Chabries konzentrierte sich auf eine FFT-Frequenzdomänenversion eines menschlichen Hörmodells. Die FFT setzt einen auf Wirkungsgrad berechneten Frequenzdomänenfilter ein, welcher feststehende Filterbänder anstelle der Entsprechungen zum kritischen Band nutzt, die natürlicherweise im Ohr auf Grund seiner einzigartigen Geometrie auftreten, wodurch erforderlich wird, dass die Frequenzauflösung der FFT gleich dem kleinsten kritischen Band, das kompensiert werden soll, ist. Der Wirkungsgrad der FFT wird größtenteils durch die Tatsache gemindert, dass viele zusätzliche Filterbänder im FFT-Lösungsweg erforderlich sind, um dasselbe Frequenzspektrum abzudecken wie bei einem unterschiedlichen Einsatz mit Filtern von kritischer Bandbreite. Dieser FFT-Einsatz ist komplex und wahrscheinlich nicht für Batterieanwendungen mit niedrigem Energieverbrauch geeignet.
Die FFT-Umsetzung des Stands der Technik führt eine Blockverzögerung in das Verarbeitungssystem ein, die ihren Grund in der FFT selbst hat. Blöcke von Proben werden für ihren Einsatz in der FFT gesammelt. Diese Blockverzögerung führt eine Zeitverzögerung in den Schallstrom ein, welcher störend ist und Stottern verursachen kann, wenn man zu sprechen versucht, oder eine Verzögerung einführen kann, welche wie ein Echo klingt, wenn niedrige Kompensationsniveaus für die hörgeschädigte Person erforderlich sind.
Die FFT-Umsetzung des Stands der Technik eines Frequenzdomänenabbildens zwischen wahrgenommenem Schall und Eingabeschallniveaus für Normalhörende und Hörgeschädigte ist undefiniert phänomenologisch. Anders gesagt, mangels einer Beschreibung des wahrgenommenen Schallniveaus gegenüber dem Eingabeschallniveau sowohl für die gewünschte Hörreaktion als auch die Hörreaktion des Hörgeschädigten müssten diese Werte noch gemessen werden.
Für akustische Eingabeniveaus unterhalb des Hörbereichs (d. h. leise Hintergrundtöne, die immer vorhanden sind) stellt die FFT-Umsetzung, die oben beschrieben wurde, außergewöhnliche Verstärkung bereit. Dies führt zu Kunsttönen, die Geräusche zum Ausgabesignal hinzufügen. Bei Hörkompensationsniveaus über 60 dB kann das verarbeitete Hintergrundrauschen mit dem gewünschten Signalniveau an Intensität vergleichbar werden, wodurch es zu Verzerrung kommt und die Tonunterscheidbarkeit verringert wird.
Die US-Patentschrift 3,518,578 offenbart ein Signalkompressions- und Erweiterungssystem, in welchem das komplexe Eingabesignal zuerst in den Logarithmus desselben umgewandelt wird, das Amplitudenverhältnis zwischen den unterschiedlichen Frequenzbestandteilen des umgewandelten Signals verändert wird und das veränderte umgewandelte komplexe Signal anschließend in den Antilogarithmus desselben umgewandelt wird.
Die US-Patentschrift 5,291,525 offenbart einen symmetrisch ausgeglichenen Phasen- und Amplitudenbasisbandmikroprozessor für einen Phasenschieberempfänger.
J. C. Ventura, Multiband digital gain controller, Proceedings of the European Conference on Speech Communication and Technology (Eurospeech), Paris, Vol. 1, 1989, Seiten 582–585 offenbart ein Hörausgleichssystem. Das Hörausgleichssystem umfasst einen Eingangswandler zum Umwandeln akustischer Information an einem Eingang desselben in elektrische Signale an einem Ausgang desselben und einen Ausgangswandler zum Umwandeln elektrischer Signale an einem Eingang desselben in akustische Information an einem Ausgang desselben. Eine Mehrzahl von Bandfiltern wird ebenfalls offenbart, wobei jedes Bandfilter einen Eingang mit dem Ausgang des Eingangswandlers verbunden hat. Es wird auch eine Mehrzahl von PGC-Schaltungen offenbart, wobei jede einzelne PGC-Schaltung einem anderen der Bandfilter beigefügt ist und einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang seines beigefügten Bandfilters verbunden ist, und einen Ausgang aufweist, der mit den Ausgängen aller anderen PGC-Schaltungen verbunden ist, um einen summierten Ausgang zu bilden, wobei der summierte Ausgang mit dem Eingang des Ausgangswandlers verbunden ist. Die PGC-Schaltung erfasst den Eingangsniveauwert (Hüllkurvendetektor), welcher verwendet wird, um eine Verweistabelle zu adressieren, welche die entsprechende Verstärkung ergibt. Der Ausgang ist das Produkt der Verstärkung und des Eingangssignals. Das letztere ist verzögert, um die der Niveauerfassung innewohnende Verzögerung zu kompensieren.
J. C. Ventura, Digital Audio Gain Control for Hearing Aids, Proceedings of the International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing, Scotland, 1989, Seiten 2049–2052 offenbart eine digitale Umsetzung eines Audioverstärkungsreglers. Das Hörausgleichssystem umfasst einen Eingangswandler zum Umwandeln akustischer Information an einem Eingang desselben in elektrische Signale an einem Ausgang desselben und einen Ausgangswandler, der elektrische Signale an einem Eingang desselben in akustische Information an einem Ausgang desselben umwandelt. Eine Mehrzahl von Bandfiltern wird ebenfalls offenbart, wobei jedes Bandfilter einen Eingang mit dem Ausgang des Eingangswandlers verbunden hat. Es wird auch eine Mehrzahl von Verstärkungsregelschaltungen offenbart, wobei jede einzelne Verstärkungsregelschaltung einem anderen der Bandfilter zugeordnet ist und einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang seines beigefügten Bandfilters verbunden ist, und einen Ausgang aufweist, der mit den Ausgängen aller anderen Verstärkungsregelschaltungen verbunden ist, um einen summierten Ausgang zu bilden, wobei der summierte Ausgang mit dem Eingang des Ausgangswandlers verbunden ist. Die Verstärkungsregelschaltung erfasst den Eingangsniveauwert (Hüllkurvendetektor), welcher verwendet wird, um eine Verweistabelle zu adressieren, welche die entsprechende Verstärkung ergibt. Der Ausgang ist das Produkt der Verstärkung und des Eingangssignals. Das Letztere ist verzögert, um die der Niveauerfassung innewohnende Verzögerung auszugleichen.
Wie oben angemerkt, hat die Hörgeräteliteratur zahlreiche Lösungen für das Problem der Hörkompensation Gehörgeschädigter vorgeschlagen. Während die Bauteile, die erforderlich sind, um ein anpassungsfähiges Verstärkungssystem über den gesamten Hörbereich bei gleichzeitiger hoher Wiedergabetreue zu bauen, seit 1968 bekannt sind, hat niemand bis jetzt die Anwendung der multiplikativen AGC auf die vielen Hörbänder vorgeschlagen, um Gehörverluste auszugleichen. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist dies genau der Vorgang, der erforderlich ist, um eine nahezu normale Hörwahrnehmung für den Gehörgeschädigten bereitzustellen.
KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Hörausgleichssystem bereitgestellt, umfassend:
einen Eingangswandler zur Umwandlung akustischer Information an dessen Eingang in elektrische Signale an dessen Ausgang;
einen Ausgangswandler zur Umwandlung elektrischer Signale an dessen Eingang in akustische Information an dessen Ausgang;
eine Vielzahl von Bandfiltern, wobei jedes Bandfilter einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des Eingangswandlers verbunden ist;
eine Vielzahl von AGC-Schaltungen, wobei jede einzelne AGC-Schaltung einem anderen Bandfilter zugeordnet ist, und einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des zugeordneten Bandfilters verbunden ist, und einen Ausgang mit der Summe der Ausgaben aller anderen AGC-Schaltungen, um einen summierten Ausgang zu bilden, wobei der summierte Ausgang mit dem Eingang des Ausgangswandlers verbunden ist, wobei jede der AGC-Schaltungen umfasst: ein erstes Verstärkungselement mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei das erste Verstärkungselement eine Verstärkung von 1/e_max aufweist, wo e_max der Höchstwert einer Tonhüllkurve ist, die der AGC-Schaltung zugeführt wird, für welche die AGC-Regelverstärkung erfolgen soll, ein logarithmisches Element mit einem Eingang, der mit dem ersten Verstärkungselement verbunden ist, wobei das logarithmische Element einen ersten Ausgang, der ein Signal überträgt, welches das Zeichen eines Signals am Eingang des logarithmischen Elements anzeigt, und einen zweiten Ausgang aufweist, der ein Signal proportional zum Logarithmus des absoluten Wertes des Signals am Eingang überträgt, einen Filter, der einen Eingang, der mit dem zweiten Ausgang des logarithmischen Elements verbunden ist, und einen Ausgang aufweist, wobei der Filter eine Durchsatzverzögerung aufweist, ein Verzögerungselement mit einem Eingang, der mit dem ersten Ausgang des logarithmischen Elements verbunden ist, und mit einem Ausgang, wobei das Verzögerungselement eine Verzögerung aufweist, die gleich der Durchsatzverzögerung ist, ein Exponentialelement, das einen ersten Eingang, der mit dem Ausgang des Verzögerungselements verbunden ist, einen zweiten Eingang, der mit dem Ausgang des Filterelements verbunden ist, und einen Ausgang aufweist, und ein zweites Verstärkungselement mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des zweiten Verstärkungselements mit dem Ausgang des Exponentialelements verbunden ist und der zweite Verstärker eine Verstärkung von e_max aufweist.
Gemäß eines anderen Aspekts der vorliegenden Erfindung wird ein Hörausgleichssystem bereitgestellt, umfassend:
einen Eingangswandler zur Umwandlung akustischer Information an dessen Eingang in elektrische Signale an dessen Ausgang;
einen Ausgangswandler zur Umwandlung elektrischer Signale an dessen Eingang in akustische Information an dessen Ausgang;
eine Vielzahl von Bandfiltern, wobei jedes Bandfilter einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des Eingangswandlers verbunden ist;
eine Vielzahl von multiplikativen AGC-Schaltungen, wobei jede einzelne multiplikative AGC-Schaltung einem anderen Bandfilter zugeordnet ist, und einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des zugeordneten Bandfilters verbunden ist, und einen Ausgang mit der Summe der Ausgaben aller anderen multiplikativen AGC-Schaltungen, um einen summierten Ausgang zu bilden, wobei der summierte Ausgang mit dem Eingang des Ausgangswandlers verbunden ist, wobei jede der multiplikativen AGC-Schaltungen umfasst: ein erstes Verstärkungselement mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang den Eingangsknoten seiner multiplikativen AGC-Schaltung bildet und das erste Verstärkungselement eine Verstärkung von 1/e_max aufweist, wo e_max der Höchstwert einer Tonhüllkurve ist, die der multiplikativen AGC-Schaltung zugeführt wird, für welche die AGC-Regelverstärkung erfolgen soll, ein Hüllkurvendetektorelement mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des ersten Verstärkungselements verbunden ist, ein logarithmisches Element mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Hüllkurvendetektorelements verbunden ist, wobei das logarithmische Element einen Ausgang, der ein Signal überträgt, welches proportional zum Logarithmus des Wertes des Signals am Eingang des logarithmischen Elements ist, ein zweites Verstärkungselement mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des zweiten Verstärkungselements mit dem Ausgang des logarithmischen Elements verbunden ist und der zweite Verstärker eine Verstärkung von k-1 aufweist, wobei k eine Zahl größer als Null ist, ein Exponentialelement mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des Exponentialelements mit dem Ausgang des zweiten Verstärkungselements verbunden ist, und ein Multiplikatorelement mit einem ersten Eingang, der mit dem Ausgang des Exponentialelements verbunden ist, einem zweiten Eingang, der mit dem Eingangsknoten der multiplikativen AGC-Schaltung verbunden ist, und einem Ausgang, welcher den Ausgangsknoten seiner multiplikativen AGC-Schaltung bildet.
Gemäß eines anderen Aspekts der vorliegenden Erfindung wird ein Hörausgleichssystem bereitgestellt, umfassend:
einen Eingangswandler zur Umwandlung akustischer Information an dessen Eingang in elektrische Signale an dessen Ausgang;
einen Ausgangswandler zur Umwandlung elektrischer Signale an dessen Eingang in akustische Information an dessen Ausgang;
eine Vielzahl von Bandfiltern, wobei jedes Bandfilter einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des Eingangswandlers verbunden ist;
eine Vielzahl von multiplikativen AGC-Schaltungen, wobei jede einzelne multiplikative AGC-Schaltung einem anderen Bandfilter zugeordnet ist, und
einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des zugeordneten Bandfilters verbunden ist, und einen Ausgang mit der Summe der Ausgaben aller anderen multiplikativen AGC-Schaltungen, um einen summierten Ausgang zu bilden, wobei der summierte Ausgang mit dem Eingang des Ausgangswandlers verbunden ist, wobei jede der multiplikativen AGC-Schaltungen umfasst: ein Hüllkurvendetektorelement mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des ersten Verstärkungselements verbunden ist, wobei das erste Verstärkungselement einen Eingang aufweist, wobei der Eingang des ersten Verstärkungselements mit dem Ausgang des Hüllkurvendetektorelements verbunden ist, wobei das erste Verstärkungselement eine Verstärkung von 1/e_max aufweist, wo e_max der Höchstwert einer Tonhüllkurve ist, die der multiplikativen AGC-Schaltung zugeführt wird, für welche die AGC-Regelverstärkung erfolgen soll, ein logarithmisches Element mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des ersten Verstärkungselements verbunden ist, wobei das logarithmische Element einen Ausgang, der ein Signal überträgt, welches proportional zum Logarithmus des Wertes des Signals am Eingang des logarithmischen Elements ist, ein zweites Verstärkungselement mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des zweiten Verstärkungselements mit dem Ausgang des logarithmischen Elements verbunden ist und der zweite Verstärker eine Verstärkung von k-1 aufweist, wobei k größer als Null ist, ein Exponentialelement mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des Exponentialelements mit dem Ausgang des zweiten Verstärkungselements verbunden ist, ein weiches Begrenzungselement mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des zweiten Verstärkungselements verbunden ist, und einem Ausgang, wobei das weiche Begrenzungselement eine Begrenzungskennlinie besitzt, die so ausgewählt ist, dass seine Verstärkung auf einen Maximalwert begrenzt ist, der dem vorgewählten Komfortniveau in einem Frequenzband entspricht, das durch einen der Bandfilter hindurchkommt, mit dem seine multiplikative AGC-Schaltung in Verbindung steht, und ein Multiplikatorelement mit einem ersten Eingang, der mit dem Ausgang des weichen Begrenzungselements verbunden ist, einem zweiten Eingang, der mit dem Eingangsknoten der multiplikativen AGC-Schaltung verbunden ist, und einem Ausgang, welcher den Ausgangsknoten seiner multiplikativen AGC-Schaltung bildet.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm des zur Zeit bevorzugten Hörausgleichssystems gemäß der vorliegenden Erfindung.
2 ist ein genaueres Blockdiagramm einer typischen multiplikativen AGC-Schaltung gemäß der zur Zeit bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
3 ist ein Ausdruck der Reaktionscharakteristik des Filters, der in der multiplikativen AGC-Schaltung aus 2 eingesetzt wird.
4 ist ein Blockdiagramm einer alternativen Ausführungsform der multiplikativen AGC-Schaltung der vorliegenden Erfindung, wobei die logarithmische Funktion auf die Tiefpassfiltertunktion folgt.
5 ist ein Blockdiagramm einer alternativen Ausführungsform der multiplikativen AGC-Schaltung der vorliegenden Erfindung, welche des Weiteren einen modifizierten Weichbegrenzer umfasst.
GENAUE BESCHREIBUNG EINER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet werden erkennen, dass die folgende Beschreibung der vorliegenden Erfindung bloß veranschaulichend, jedoch keinesfalls einschränkend gedacht ist. Andere Ausführungsformen der Erfindung drängen sich für solche Fachleute wie von selbst auf.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wurde entdeckt, dass der richtige Zustieg zu Hörausgleich mit hoher Wiedergabetreue darin besteht, den akustischen Stimulus am Eingang in Frequenzbänder mit einer Auflösung zu trennen, die wenigstens gleich der kritischen Bandbreite ist, die ihrerseits für einen großen Bereich des Schallfrequenzspektrums weniger als eine 1/3 Oktave beträgt, und eine multiplikative AGC-Schaltung mit einem feststehenden exponentialen Verstärkungskoeffizienten für jedes Band einzusetzen. Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet werden erkennen, dass die Lehren der vorliegenden Erfindung auch auf andere Audioanwendungen als Hörausgleich für die Hörgeschädigten umlegbar sind. Sich nicht erschöpfende Beispiele anderer Anwendungen der vorliegenden Erfindung umfassen Musikwiedergabe für Umgebungen mit hohen Lärmpegeln wie in Automobilen, Sprachverständigungs systeme in Fabriksumgebungen und graphische Tonausgleichsvorrichtungen wie jene in Stereofonietonsystemen.
Wie von Durchschnittsfachleuten auf diesem Gebiet der Technik geschätzt werden wird, können die Schaltungselemente der Hörausgleichsvorrichtung der vorliegenden Erfindung entweder als eine Analogschaltung oder als eine Digitalschaltung umgesetzt werden, wobei vorzugsweise ein Mikroprozessor oder ein anderer Rechenkernbauteil die digitalen Signalverarbeitungsfunktionen (DSP-Funktionen) ausführt, um die analogen Schaltungsfunktionen der verschiedenen Bauteile wie Filter, Verstärker usw. zu emulieren. Es wird zur Zeit überlegt, dass die DSP-Version der Schaltung die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung darstellt, aber Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet der Technik werden erkennen, dass eine analoge Umsetzung, wie sie auf einem einzelnen Halbleitersubstrat integriert sein könnte, auch in den Umfang der Erfindung fällt. Solche Fachleute werden auch erkennen, dass in einer DSP-Umsetzung das hereinkommende Audiosignal über die Zeit abgetastet und digitalisiert wird, wobei herkömmliche Techniken zur Umwandlung analog in digital eingesetzt werden.
Mit Bezugnahme auf 1 wird ein Blockdiagramm eines zur Zeit bevorzugten Hörausgleichssystems 8 gemäß der vorliegenden Erfindung vorgestellt. Das Hörausgleichssystem 8 gemäß einer zur Zeit bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst einen Eingangswandler 10 zur Umwandlung akustischer Energie (schematisch gezeigt bei Bezugszahl 12) in ein elektrisches Signal, das der akustischen Energie 12 entspricht. Verschiedene bekannte Hörhilfemikrofonwandler wie ein Modell EK 3024, verfügbar über Knowles Electronics aus Ithaca, Illinois, stehen für den Einsatz als Eingangswandler 10 zur Verfügung, oder es können andere Mikrofonvorrichtungen eingesetzt werden.
Das Herz des Hörausgleichssystems 8 der vorliegenden Erfindung umfasst eine Mehrzahl von Audiobandfiltern. In 1 sind drei Audiobandfilter mit den Bezugszahlen 14-1, 14-2 ... 14-n dargestellt, um ein Überladen der Zeichnung zu vermeiden. Gemäß einer zur Zeit bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist n eine ganze Zahl von 12 bis 15, obwohl Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet der Technik verstehen werden, dass die vorliegende Erfindung funktioniert, wenn n eine andere ganze Zahl ist.
Audiobandfilter 14-1 bis 14-n weisen vorzugsweise eine Bandauflösung von 1/3 Oktave oder weniger auf, aber keinesfalls weniger als ungefähr 125 Hz, und haben ihre Zentralfrequenzen logarithmisch über ein Gesamtaudiospektrum von ungefähr 200 Hz bis ungefähr 10.000 Hz gestreut. Die Audiobandfilter 14-1 bis 14-n können Bandbreiten weiter als 1/3 Oktave aufweisen, d. h. bis zu einer Oktave oder so ähnlich, jedoch mit sich verschlechternder Leistung. Die Gestaltung der 1/3 Oktave-Audiobandfilter liegt klar im Fertigkeitenumfang von Durchschnittsfachleuten auf diesem Gebiet der Technik. Daher sind die Einzelheiten der Schaltungsgestaltung eines beliebigen besonderen Audiobandfilters, ob als ein Analogfilter oder als eine DSP-Darstellung eines Analogfilters umgesetzt, einfach eine Angelegenheit der Gestaltungswahlmöglichkeiten für solche Fachleute.
Gemäß einer zur Zeit bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden Audiobandfilter 14-1 bis 14-n als elliptische Filter der achten Ordnung mit ungefähr 0,5 dB Brumm im Passband und ungefähr 70 dB Unterdrückung im Stoppband verwirklicht. Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet der Technik werden erkennen, dass mehrere Bandfilterbauarten eingesetzt werden können, die andere Ellipsen-, Butterworth-, Tschebyscheff- oder Bessel-Filter umfassen, aber nicht darauf beschränkt sind. Des Weiteren können Filterreihen, die unter Verwendung von Wavelets aufgebaut sind, wie zum Beispiel in R. A. Gopinath, Wavelets and Filter Banks-New Results and Applications, PhD Dissertation, Rice University, Houston, Texas, Mai 1993 offenbart, einige Vorteile bringen. Jede dieser Bandfilterbauarten kann eingesetzt werden, ohne von den Konzepten der Erfindung abzuweichen, die hierin offenbart sind.
Jedes einzelne Audiobandfilter 14-1 bis 14-n ist mit einer entsprechenden multiplikativen automatischen Verstärkungsregelungsschaltung (AGC-Schaltung) kaskadiert. Drei solche Vorrichtungen 16-1, 16-2 und 16-n werden in 1 gezeigt. Multiplikative AGC-Schaltungen sind in der Technik bekannt und eine beispielhafte Konfiguration wird hierin in weiterer Folge offenbart.
Die Ausgänge der multiplikativen AGC-Schaltungen 16-1 bis 16-n werden gemeinsam summiert und einem Ausgangswandler 18 zugeführt, welcher die elektrischen Signale in akustische Energie umwandelt. Wie von Durchschnittsfachleuten auf diesem Gebiet der Technik erkannt werden wird, kann der Ausgangswandler 18 einer aus einer Vielzahl von bekannten und verfügbaren Hörgeräteohrstückwandlern wie ein Modell ED 1932, das über Knowles Electronics aus Ithaca, Illinois verfügbar ist, in Verbindung mit einem kalibrierenden Verstärker sein, um die Umwandlung eines besonderen elektrischen Signalniveaus in ein entsprechendes besonderes akustisches Signalniveau sicherzustellen. Alternativ kann der Ausgangswandler 18 eine andere ohrstückartige Vorrichtung oder ein Audioleistungsverstärker- und Lautsprechersystem sein.
Nun mit Bezugnahme auf 2 wird ein genaueres Blockdiagramm der Grundidee einer typischen multiplikativen AGC-Schaltung 16-n gemäß einer zur Zeit bevorzugten Ausführungsform der Erfindung gezeigt. Wie vorher angemerkt, sind multiplikative AGC-Schaltungen auf diesem Gebiet der Technik bekannt. Eine veranschaulichende multiplikative AGC-Schaltung, die in der vorliegenden Erfindung funktioniert, ist in dem Artikel T. Stockham, Jr., The Application of Generalized Linearity to Automatic Gain Control, IEEE Transacrions on Audio and Electroacoustics, AU-16(2): pp. 267–270, Juni 1968 offenbart. Ein ähnliches Beispiel einer solchen multiplikativen AGC-Schaltung kann in der United States Patentschrift Nr. 3,518,578 an Oppenheim et al. gefunden werden.
Von der Idee her akzeptiert die multiplikative AGC-Schaltung 16-n, die in der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann, ein Eingangssignal am Verstärker 20 vom Ausgang eines der Audiobandfilter 14-n. Der Verstärker 20 ist so eingestellt, um eine Verstärkung von 1/e_max aufzuweisen, wo e_max der Höchstwert der Tonhüllkurve ist, für welche die AGC-Verstärkung erfolgen soll (d. h. für Eingangsniveaus über e_max ergibt sich eine AGC-Dämpfung). Innerhalb jedes Bandsegments in der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung ist die Menge e_max die größtmögliche akustische Intensität, für die Verstärkung erfolgt. Dieses Verstärkungsniveau für e_max (festgelegt durch eine audiologische Untersuchung eines Patienten) entspricht oft dem oberen Komfortniveau für Schall. In einer analogen Umsetzung der vorliegenden Erfindung kann der Verstärker 20 eine bekannte Operationsverstärkerschaltung sein und in einer DSP-Umsetzung kann der Verstärker 20 eine Multiplikatorfunktion sein, die ein Eingangssignal als einen Eingangsterm und die Konstante 1/e_max als den anderen Eingangsterm aufweist.
Der Ausgang des Verstärkers 20 wird im "LOG"-Block 22 verarbeitet, um den Logarithmus des Signals abzuleiten. Der LOG-Block 22 leitet einen komplexen Logarithmus des Eingangssignals ab, wobei ein Ausgangswert das Vorzeichen des Eingangssignals und der andere Ausgangswert den Logarithmus des Absolutwerts des Eingangs bezeichnet. In einer analogen Umsetzung der vorliegenden Erfindung kann der LOG-Block 22 zum Beispiel ein Verstärker, der eine logarithmische Übertragungskennlinie aufweist, oder eine Schaltung wie jene sein, die in 8 und 9 der United States Patentschrift Nr. 3,518,578 gezeigt ist. In der DSP-Umsetzung kann der LOG-Block 22 als ein Unterprogramm ausgeführt sein, das auf einem Mikroprozessor oder einem ähnlichen Rechenbauteil abläuft, wie sie auf diesem Gebiet der Technik gut bekannt sind, oder durch andere gleichwertige Mittel wie eine Verweistabelle erledigt werden. Beispiele für solche Umsetzungen können in Knuth, Donald E., The Art of Computer Programming, Vol. 1, Fundamental Algorithms, Addison-Wesely Publishing 1968, pp. 21–26, und Abramowitz, M. und Stegun, I. A., Handbook of Mathematical Funktions, US Department of Commerce, National Bureau of Standards, Appl. Math Series 55, 1968, gefunden werden. Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet der Technik werden erkennen, dass durch Einstellen der Verstärkung des Verstärkers 20 auf 1/e_max der Ausgangswert des Verstärkers 20 (wenn der Eingang kleiner als e_max ist) niemals größer als Eins ist und der logarithmische Wert aus dem LOG-Block 22 heraus immer 0 oder kleiner sein wird.
Der erste Ausgangswert des LOG-Blocks 22, der die Vorzeicheninformation seines Eingangssignals enthält, wird einem Verzögerungsblock 24 zugeführt und ein zweiter Ausgangswert des LOG-Blocks 22, der den Logarithmus des Absolutwerts des Eingangssignals darstellt, wird einem Filter 26 zugeführt, das eine Kennlinie in vorzugsweise der Gestalt wie jene, die in 3 gezeigt wird, aufweist. Von der Idee her kann das Filter 26 sowohl ein Hochpassfilter 28 und ein Tiefpassfilter 30 umfassen, gefolgt von einem Verstärker 32, der eine Verstärkung gleich K aufweist. Wie von den Durchschnittsfachleuten auf diesem Gebiet der Technik erkannt werden wird, kann das Hochpassfilter 28 synthetisiert werden, indem der Ausgang des Tiefpassfilters 30 vom Eingang des Tiefpassfilters 30 abgezogen wird.
Sowohl das Hochpassfilter 28 als auch das Tiefpassfilter 30 weisen eine Grenzfrequenz auf, die durch die besondere Anwendung bestimmt ist. In einer Hörausgleichssystemanwendung beträgt eine nominale Grenzfrequenz ungefähr 16 Hz, jedoch können andere Grenzfrequenzen für das Tiefpassfilter 30 bis ungefähr 1/8 der kritischen Bandbreite gewählt werden, die mit dem Frequenzband in Bezug steht, das verarbeitet wird, ohne von den Ideen dieser Erfindung abzuweichen. Die Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet der Technik werden erkennen, dass Filter, die andere Reaktionskurven als jene aufweisen, die in 3 gezeigt ist, in der vorliegenden Erfindung eingesetzt werden können. Zum Beispiel können andere Nichtsprachanwendungen der vorliegenden Erfindung eine Grenzfrequenz erfordern, die höher oder tiefer als 16 Hz ist. Als ein weiteres Beispiel stellt die Umsetzung einer Grenzfrequenz für Tiefpassfilter 30 gleich 1/8 der kritischen Bandbreite, die mit dem Frequenzkanal, der verarbeitet wird (d. h. 14-1 bis 14-n in 1) in Bezug steht, eine schnellere Anpassung an momentan auftretende akustische Eingänge wie Schüsse, Hammerschläge oder Motorfehlzündungen bereit.
Die Vorzeichenausgabe des LOG-Block 22, welche die Verzögerung 24 speist, weist einen Wert von entweder 1 oder 0 auf und wird dafür eingesetzt, den Wert des Vorzeichens des Eingangssignals zum LOG-Block 22 beizubehalten. Die Verzögerung 24 ist der Gestalt, dass das Vorzeichen des Eingabesignals dem EXP-Block 34 zum gleichen Zeitpunkt zugeführt wird wie die Daten, die den Absolutwert der Größe des Eingangssignals darstellen, was zu dem richtigen Vorzeichen beim Ausgang führt. Im Falle einer digitalen Umsetzung der vorliegenden Erfindung ist die Verzögerung null. Im Falle einer analogen Ausführungsform wird die Verzögerung gleich der Verzögerung des Hochpassfilters 28 ausgelegt.
Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet der Technik werden erkennen, dass es viele Ausführungsformen für Verstärker und für sowohl passive und aktive Analogfilter als auch für DSP-Filterausführungen gibt und dass die Ausführungsformen der Filter, hierin beschrieben, aus diesen verfügbaren Bauformen ausgewählt werden können. Zum Beispiel können in einer analogen Umsetzung der vorliegenden Erfindung der Hochpassfilter 28 und der Tiefpassfilter 30 herkömmliche Hochpass- und Tiefpassfilter sein wie die Beispiele, die in Van Valkenburg, M. E., Analog Filter Design, Holt, Rinehart and Winston, 1982, pp. 58–59 gefunden werden können. Der Verstärker 32 kann ein herkömmlicher Operationsverstärker sein. In einer digitalen Umsetzung der vorliegenden Erfindung kann der Verstärker 32 eine Multiplikatorfunktion sein, die das Eingangssignal als einen Eingangswert und die Konstante K als den anderen Eingangswert aufweist. DSP-Filtertechniken sind allen Durchschnittsfachleuten auf diesem Gebiet der Technik gut bekannt.
Die Ausgänge des Hochpassfilters 28 und des Verstärkers 32 werden kombiniert und dem Eingang des EXP-Blocks 34 gemeinsam mit dem unmodifizierten Ausgang des LOG-Blocks 22 zugeführt. EXP-Block 34 verarbeitet das Signal, um eine Exponentialfunktion bereitzustellen. In einer analogen Umsetzung der vorliegenden Erfindung kann der EXP-Block 34 ein Verstärker mit einer Exponentialübertragungskennlinie sein. Beispiele solcher Schaltungen finden sich in 8 und 9 der United States Patentschrift Nr. 3,518,578. In einer DSP-Umsetzung kann der EXP-Block 34 als ein Unterprogramm, wie auf diesem Gebiet der Technik gut bekannt, oder von anderen gleichwertigen Mitteln wie einer Verweistabelle weg umgesetzt werden. Beispiele bekannter Umsetzungen dieser Funktion sind in den Bezügen auf Knuth und Abramowitz et al. und der vorangehend zitierten United States Patentschrift Nr. 3,518,578 zu finden.
Schall kann von der Idee her als das Produkt von zwei Komponenten betrachtet werden. Die erste ist die immer positive, sich langsam verändernde Hüllkurve und kann als e(t) angeschrieben werden und die zweite ist der sich schnell verändernde Träger, welcher als v(t) angeschrieben werden kann. Der Gesamtschall kann ausgedrückt werden als: s(t) = e(t)·v(t)
Da eine Audiowellenform nicht immer positive ist (d. h., v(t) ist ungefähr die Hälfte der Zeit negativ), weist ihr Logarithmus am Ausgang des LOG-Blocks 22 einen realen Teil und einen imaginären Teil auf. Wenn der LOG-Block 22 konfiguriert ist, um den absoluten Wert von s(t) zu verarbeiten, wird sein Ausgang die Summe von log (e(t)/e_max) und log |v(t)| sein. Da log |v(t)| hohe Frequenzen enthält, wird er durch das Hochpassfilter 28 im Wesentlichen unberührt hindurchgehen. Die Komponente log (e(t)/e_max) enthält niedrige Frequenzkomponenten und wird durch das Tiefpassfilter 30 hindurchbewegt und tritt aus dem Verstärker 32 als K log (e(t)/e_max) aus. Der Ausgang des EXP-Blocks 34 wird daher sein: (e(t)/emax)k·v(t)
Wenn K < 1, kann man erkennen, dass die Verarbeitung in der multiplikativen AGC-Schaltung 16-n aus 2 eine Komprimierungsfunktion ausführt. Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet der Technik werden erkennen, dass Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, welche diese Werte von K einsetzen, für Anwendungen abseits von Hörausgleich günstig sind.
Gemäß einer zur Zeit bevorzugten Ausführungsform der Erfindung , die als ein Hörausgleichssystem eingesetzt wird, kann K ungefähr zwischen Null und 1 liegen. Die Zahl K wird für jedes Frequenzband für jede hörgeschädigte Person anders sein und kann wie folgt definiert werden: K = [1 – (HL/(UCL – NHT)],wobei HL der Hörverlust an der Schwelle (in dB) ist, UCL das obere Komfortniveau (in dB) und NHT die normale Hörschwelle (in dB) ist. Daher kann die Vorrichtung der vorliegenden Erfindung an den Kunden angepasst werden, um der individuellen Hörschädigung des Benützers, wie durch die Untersuchung bestimmt, angepasst zu sein. Die multiplikative AGC-Schaltung 18-n in der vorliegenden Erfindung stellt keine Verstärkung für Signalintensitäten am oberen Schallkomfortniveau und stellt eine Verstärkung, die dem Hörverlust entspricht, für Signalintensitäten, die mit der normalen Hörschwelle in Verbindung stehen, bereit.
Der Ausgang des EXP-Blocks 34 wird in den Verstärker 36 mit einer Verstärkung von e_max eingespeist, um das Signal wiederum so zu skalieren, um den Eingangsniveaus zu entsprechen, die zuvor durch 1/e_max im Verstärker 20 skaliert wurden. Die Verstärker 20 und 36 sind ähnlich konfiguriert, außer dass sich ihre Verstärkungen, wie gerade erklärt, unterscheiden.
Wenn K > 1, wird die AGC-Schaltung ein Dynamikdehner. Nützliche Anwendungen solch einer Schaltung 16-n umfassen die Geräuschverminderung durch Dehnen eines gewünschten Signals.
Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet der Technik werden erkennen, dass, wenn K negativ ist (in einem typischen, brauchbaren Bereich von ungefähr Null bis –1), weiche Klänge laut werden und laute Klänge weich werden. Nützliche Anwendungen der vorliegenden Erfindung in dieser Betriebsart umfassen Systeme zum Verbessern der Verständlichkeit eines Audiosignals geringer Lautstärke auf derselben Signalleitung mit einem lauteren Signal.
Trotz der Tatsache, dass multiplikatives AGC in der Literatur seit 1969 zur Verfügung stehen und als ein Kandidat für Hörhilfeschaltungen gehandelt wurden, wurde dies weistest gehend durch die Hörhilfeliteratur ignoriert. Forscher waren sich jedoch einig, dass eine Art Frequenz abhängige Verstärkung notwendig ist. Jedoch auch diese Übereinstimmung ist überschattet durch die Vorstellungen, dass eine Bank von Filtern mit AGC die Sprachverständlichkeit zerstören, wenn mehr als ein paar Bänder verwendet werden, siehe z. B. R. Plomp, The Negative Effect of Amplitude Compression in Hearing Aids in the Light of the Modulation-Transfer Function, Journal of the Acoustical Society of America, 83, 6, Juni 1983, pp. 2322–2327. Das Verständnis, dass eine getrennt konfigurierte multiplikative AGC für eine Mehrzahl von Unterbändern über das Audiospektrum gemäß der vorliegenden Erfindung eingesetzt werden kann, stellt einen wesentlichen Fortschritt auf diesem Gebiet der Technik dar.
Mit nunmehriger Bezugnahme auf 4 wird ein Blockdiagramm einer alternativen Ausführungsform der multiplikativen AGC-Schaltung 16-n der vorliegenden Erfindung dargestellt, worin die Log-Funktion der Tiefpassfilterfunktion nachfolgt. Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet der Technik werden anerkennen, dass die einzelnen Blöcke der Schaltung aus 4, welche dieselben Funktionen wie die entsprechenden Blöcke der Schaltung aus 2 aufweisen, aus denselben Elementen wie die entsprechenden der Blöcke aus 2 konfiguriert werden können.
Wie die multiplikative AGC-Schaltung 16-n aus 2 nimmt die multiplikative AGC-Schaltung 16-n aus 4 ein Eingangssignal am Verstärker 20 vom Ausgang eines der Audiobandfilter 16-n an. Der Verstärker 20 ist so eingestellt, um eine Verstärkung von 1/e_max aufzuweisen, wo e_max der größtmögliche zulässige Wert der Audiohüllkurve ist, für welche die AGC-Verstärkung angelegt werden soll.
Der Ausgang des Verstärkers 20 wird an die Absolutwertschaltung 40 weitergeleitet. In einer analogen Umsetzung gibt es unzählige bekannte Wege, um eine Absolutwertschaltung umzusetzen, wie zum Beispiel in A. S. Sedra und K. C. Smith, Microelectronic Circuits, Holt, Rinehart and Winston Publishing Co., 2. Ed. 1987 zu finden. In einer digitalen Umsetzung wird dies durch erzielt, indem die Größe der digitalen Zahl genommen wird.
Der Ausgang der Absolutwertschaltung 40 wird an das Tiefpassfilter 30 weitergegeben. Das Tiefpassfilter 30 kann auf dieselbe Weise, wie mit Bezug auf 2 offenbart, konfiguriert sein. Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet der Technik werden anerkennen, dass die Kombination der Absolutwertschaltung 40 und des Tiefpassfilters 30 eine Abschätzung der Hüllkurve e(t) bereitstellt und folglich als ein Hüllkurvendetektor bekannt ist. Mehrere Umsetzungen der Hüllkurvendetektoren sind gut für dieses Gebiet der Technik bekannt und können ohne Abweichen von den Lehren der Erfindung eingesetzt werden. In der zur Zeit bevorzugten Ausführungsform wird der Ausgang des Tiefpassfilters 30 im "LOG"-Block 22 verarbeitet, um den Logarithmus des Signals abzuleiten. Der Eingang des LOG-Blocks 22 ist auf Grund der Wirkung des Absolutwertblocks 40 immer positiv, folglich wird kein Phasen- oder Vorzeichenterm vom LOG-Block 22 eingesetzt. Wiederum wird, da die Verstärkung des Verstärkers 20 auf 1/e_max eingestellt ist, der Ausgang des Verstärkers 20 für Eingänge kleiner als e_max niemals größer als Eins und der logarithmische Term, der aus dem LOG-Block 22 heraus kommt, ist immer 0 oder kleiner.
Das logarithmische Ausgangssignal des LOG-Blocks 22 wird einem Verstärker 42 weitergegeben, der eine Verstärkung gleich K-1 aufweist. Abgesehen davon, dass ihre Verstärkung unterschiedlich zum Verstärker 32 der 2 ist, können die Verstärker 32 und 42 ähnlich konfiguriert sein. Der Ausgang des Verstärkers 42 wird dem Eingang des EXP-Blocks 34 zugeführt, welcher das Signal verarbeitet, um eine Exponentialfunktion (anti-log) bereitzustellen.
Der Ausgang des EXP-Blocks 34 wird mit dem Eingang zum Verstärker 20 im Multiplikator 44 kombiniert. Es gibt eine Anzahl von bekannten Wegen, um den Multiplikator 44 umzusetzen. In einer digitalen Umsetzung ist dieser einfach eine Multiplikation. In einer analogen Umsetzung ist ein analoger Multiplikator erforderlich, wie in A. S. Sedra und K. C. Smith, Microelectronic Circuits, Holt, Rinehart and Winston Publishing Co., 3. Ed. 1991 (siehe insbesondere Seite 900) gezeigt.
Während die zwei multiplikativen AGC-Schaltungen 16-n, gezeigt in 2 und 4, unterschiedlich umgesetzt sind, wurde festgestellt, dass die Ausgabe, die sich von der Tiefpass-log-Umsetzung aus 2 ergibt, und die Ausgabe, die sich aus der log-Tiefpass-Umsetzung aus 4 ergibt, im Wesentlichen gleichwertig sind und die Ausgabe eines der beiden der anderen nicht vorgezogen werden kann. Tatsächlich folgt man der Überlegung, dass die Ausgaben so ausreichend ähnlich sind, um die Ausgabe einer Umsetzung als eine gute Darstellung für beide Umsetzungen zu betrachten. Hörergebnisse von Tests, die für Sprachdaten durchgeführt wurden, um zu bestimmen, ob die Gleichwertigkeit von log-Tiefpass und Tiefpass-log für die menschlichen multiplikativen AGC-Gehörkonfigurationen geeignet ist, zeigen, dass die Verständlichkeit und Wiedergabetreue in beiden Konfigurationen nahezu ununterscheidbar waren.
Obwohl Verständlichkeit und Wiedergabetreue in beiden Konfigurationen gleichwertig waren, legte die Analyse der Ausgabeniveaus während der Kalibrierung des Systems für bestimmte Sinustöne offen, dass der Tiefpass-log die Kalibrierung beibehielt, während das log-Tiefpass-System etwas von der Kalibrierung abwich. Während jede der beiden Konfigurationen gleichwertige Hörergebnisse zu liefern scheint, begünstigen die Fragen der Kalibrierung die Tiefpass-log-Umsetzung aus 4.
Der Lösungsweg über eine vielbändrige multiplikative anpassungsfähige AGC-Kompression der vorliegenden Erfindung weist keine ausdrückliche Rückwärtsregelung oder Aufwärtsregelung auf. Mit dem Hinzufügen eines modifizierten Weichbegrenzers zu der multiplikativen AGC-Schaltung 16-n ist eine stabile Übergangsfunktion und ein niedriger Geräuschpegel sichergestellt. Solch eine Ausführungsform einer multiplikativen AGC-Schaltung 16-n für den Einsatz in der vorliegenden Erfindung wird in 5 gezeigt.
Die Ausführungsform aus 5 ist ähnlich der Ausführungsform, die in 4 gezeigt wird, außer dass an Stelle der Zuführung zur Absolutwertschaltung 40 der Verstärker 20 dem Tiefpassfilter 30 folgt. Zusätzlich ist ein modifizierter Weichbegrenzer 46 zwischen dem EXP-Block 34 und dem Multiplikator 44 angeordnet. In einer analogen Umsetzung kann der Weichbegrenzer 46 zum Beispiel wie in A. S. Sedra und K. C. Smith, Microelectronic Circuits, Holt, Rinehart and Winston Publishing Co., 2. Ed. 1987 (siehe insbesondere die Seiten 230–239) mit sich asymptotisch gegen Null annähernder Steigung der Kurve in den Sättigungsbereichen ausgelegt sein. Der Ausgang des EXP-Blocks 34 ist die Verstärkung des Systems. Das Einfügen des Weichbegrenzerblocks 46 in die Schaltung aus 5 begrenzt die Verstärkung auf den Maximalwert, welcher als erforderliche Verstärkung eingestellt ist, um den Hörverlust an der Hörschwelle auszugleichen.
In einer digitalen Umsetzung kann der Weichbegrenzer 46 als ein Unterprogramm verwirklicht werden, welches eine Ausgabe zum Multiplikator 44 gleich der Eingabe zum Weichbegrenzer 46 für alle Eingabewerte bereitstellt, die kleiner als der Verstärkungswert sind, der durch den Multiplikator 44 verwirklicht wird, um den Hörverlust an der Hörschwelle auszugleichen, und eine Ausgabe an den Multiplikator 44 bereitstellt, die gleich dem erforderlichen Verstärkungswert ist, um den Hörverlust an der Hörschwelle für alle Eingaben größer als dieser Wert auszugleichen. Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet der Technik werden erkennen, dass der Multiplikator 44 als ein veränderbarer Zuwachsverstärker funktioniert, dessen Verstärkung durch die Ausgabe des Weichbegrenzers 46 festgelegt ist. Es ist des Weiteren angenehm, aber nicht notwendig, den Weichbegrenzer 46 zu modifizieren, um die Verstärkung für weiche Klänge unter der Hörschwelle zu begrenzen, so dass sie gleich oder geringer als jene ausfällt, die erforderlich für den Hörausgleich an der Hörschwelle ist. Wenn ein Weichbegrenzer 46 so modifiziert ist, dann muss man vorsichtig sein, um sicherzustellen, dass die Verstärkung unterhalb der Hörschwelle in Bezug auf eine kleine Veränderung beim Eingangspegel nicht unterbrochen ausfällt.
Die Ausführungsformen aus 2 und 4 bilden die akustischen Intensitätsanreize innerhalb des normalen Hörbereichs richtig in ein gleichwertiges Wahrnehmungsniveau für den Hörgeschädigten ab, aber sie stellen auch zunehmende Verstärkung bereit, wenn die Eingangsreizintensität unter der Hörschwelle liegt. Die zunehmende Verstärkung für Töne unterhalb der Hörschwelle hat die Wirkung, dass störende Kunstgeräusche in das System eingespielt werden, wodurch der Rauschpegel der Ausgabe angehoben wird. Der Einsatz der Ausführungsform aus 5 mit dem modifizierten Weichbegrenzer 46 im Verarbeitungsstrom löscht diesen zusätzlichen Lärm aus. Der Einsatz des modifizierten Weichbegrenzers 46 hat eine andere günstige Wirkung, indem eine Einschwingüberreaktion in der Systemreaktion auf einen akustischen Reiz ausgelöscht wird, welche schnell den Übergang von Stille zu einer unangenehm lauten Intensität ausführt.
Die Stabilisierungswirkung des Weichbegrenzers 46 kann auch durch Einführen geeigneter Verzögerung in das System erzielt werden, aber dies kann auch schädigende Nebenwirkungen haben. Verzögerte Sprachübertragung der eigenen Stimme zum Ohr verursacht eine Rückkopplungsverzögerung, welche Stottern auslösen kann. Der Einsatz des modifizierten Weichbegrenzers 46 löscht die akustische Verzögerung aus, die durch andere Techniken eingesetzt wird, und stellt gleichzeitig Stabilität und ein verbessertes Signal-zu-Rausch-Verhältnis bereit.
Ein alternatives Verfahren, um Stabilität zu erzielen, besteht darin, ein geringes Niveau (d. h. eine Intensität unterhalb des Hörschwellenniveaus) an Rauschen den Eingaben an die Audiobandfilter 14-1 bis 14-n hinzu zu fügen. Dieses Rauschen sollte so gewichtet sein, dass seine spektrale Gestalt der Hörschwellenkurve einer normal hörenden Person als eine Funktion der Frequenz folgt. Dies wird schematisch durch den Rauschgenerator 48 in 1 gezeigt. Der Rauschgenerator 48 wird so gezeigt, dass er einen niedrigen Rauschpegel in jedes der Audiobandfilter 14-1 bis 14-n einspeist. Zahlreiche Schaltungen und Verfahren zur Rauscherzeugung sind auf diesem Gebiet der Technik bekannt.
In den Ausführungsformen aus 4 und 5 fungiert die Unterschaltung, welche die Absolutwertschaltung 40, gefolgt vom Tiefpassfilter 30, umfasst, als ein Hüllkurvendetektor. Die Absolutwertschaltung 40 kann als ein Halbwellengleichrichter, ein Ganzwellengleichrichter oder eine Schaltung, deren Ausgabe der RMS-Wert der Eingabe mit einer geeigneten Skalierungsanpassung ist, fungieren. Da die Ausgabe dieser Hüllkurvendetektorunterschaltung eine relativ niedrige Bandbreite aufweist, müssen die Hüllkurvenaktualisierungen in digitalen Verwirklichungen dieser Schaltung nur mit der Nyquist-Rate für die Hüllkurvenbandbreite ausgeführt werden, eine Rate die weniger als 500 Hz beträgt. Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet der Technik werden anerkennen, dass dies digitale Umsetzungen mit geringem Energieverbrauch ermöglicht.
Die multiplikative, über den vollen Bereich anpassungsfähige AGC-Kompression zum Hörausgleich unterscheidet sich von der früheren FFT-Arbeitsweise in mehreren bedeutsamen Bereichen. Die vielbändrige multiplikative anpassungsfähige AGC-Kompressionstechnik der vorliegenden Erfindung setzt keine Frequenzdomänenverarbeitung ein, sondern verwendet statt dessen Zeitdomänenfilter mit ähnlichem oder gleichwertigem Q, basierend auf der erforderlichen kritischen Bandbreite. Zusätzlich kann im Gegensatz zum FFT-Lösungsweg das System der vorliegenden Erfindung, das multiplikative anpassungsfähige AGC-Kompression verwendet, mit einem Minimum an Verzögerung und keiner ausdrücklichen Aufwärtsregelung oder Rückkopplungsregelung umgesetzt werden.
In der Stand der Technik FFT-Umsetzung wurde der Parameter, der unter Einsatz dieser Technik des Stands der Technik gemessen werden soll, im Phon-Bereich erkannt. Das zur Zeit bevorzugte System der vorliegenden Erfindung, das vielbändrige multiplikative anpassungsfähige AGC-Kompression umfasst, umfasst schon an sich die Wiederherstellung phänomenologisch und erfordert nur das Maß des Hörschwellenhörverlusts und das obere Komfortniveau als eine Funktion der Frequenz.
Schließlich nützt die vielbändrige multiplikative anpassungsfähige AGC-Kompressionstechnik der vorliegenden Erfindung einen modifizierten Weichbegrenzer 46 oder alternativ einen Rauschgenerator mit niedrigem Niveau 48, welcher die zusätzlichen Kunstgeräusche, die durch Verarbeitung nach dem Stand der Technik eingespeist werden, auslöscht und die Tonwiedergabetreue beibehält. Jedoch, wichtiger noch, der FFT-Lösungsweg des Stands der Technik wird instabil während des Übergangs von Stille zu lauten Tönen, wenn keine geeignete Zeitverzögerung eingesetzt wird. Die zur Zeit bevorzugte multiplikative AGC-Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ohne den Einsatz dieser Verzögerung stabil.
Der Lösungsweg mit vielbändriger, multiplikativer, anpassungsfähiger AGC-Kompression der vorliegenden Erfindung weist mehrere Vorteile auf. Erstens brauchen nur die Hörschwelle und die oberen Komfortniveaus für die Person, die angepasst werden soll, gemessen werden. Dieselbe Tiefpassfilterbauweise wird verwendet, um die Hüllkurve, e(t), des Tonreizes s(t), oder gleichwertig den log(e(t)), für jedes der zu verarbeitenden Frequenzbänder zu extrahieren. Des Weiteren können durch den Einsatz dieser gleichen Filterbauweise und durch einfaches Verändern der Grenzfrequenzen der Tiefpassfilter, wie vorhin erklärt, andere Anwendungen aufgenommen werden, wobei jene mitumfasst sind, wo schneller Übergang von Stille zu lauten Tönen vorhersehbar ist.
Der Lösungsweg mit vielbändriger, multiplikativer, anpassungsfähiger AGC-Kompression der vorliegenden Erfindung weist eine minimale Zeitverzögerung auf. Dies löscht die Hörverwirrung aus, welche dann entsteht, wenn ein Einzelner spricht und seine eigene Stimme als eine direkt wahrgenommene Reaktion im Hirn hört und ein verarbeitetes verzögertes Echo durch das Hörgerätesystem empfängt.
Normalisation mit dem Faktor e_max macht es mathematisch für ein Hörgerät unmöglich, eine Verstärkung bereitzustellen, welche das Ausgabeniveau über ein vorbestimmtes oberes Komfortniveau erhöht, wodurch das Ohr gegen Schädigung geschützt wird. Für Toneingangsniveaus größer als emax schwächt die Vorrichtung den Ton eher ab als ihn zu verstärken. Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet der Technik werden erkennen, dass weiterer Ohrschutz durch Begrenzen der Ausgabe auf ein Höchstsicherheitsniveau erreicht werden kann, ohne von den Lehren hierin abzuweichen.
Eine eigene Exponentialkonstante K wird für jedes Frequenzband verwendet, welche genau die richtige Verstärkung für alle Eingangsintensitätsniveaus bereitstellt, folglich tritt kein Umschalten zwischen Linearbereichen und Kompressionsbereichen auf. Umschaltkunstgeräusche werden ausgeschaltet.
Der Lösungsweg mit vielbändriger, multiplikativer, anpassungsfähiger AGC-Kompression der vorliegenden Erfindung weist keine ausdrückliche Aufwärtsregelung oder Rückkopplungsregelung auf. Mit dem Zusatz eines modifizierten Weichbegrenzers werden stabile Übergangsreaktion und ein niedriger Lärmpegel sichergestellt. Ein bedeutsamer zusätzlicher Nutzen gegenüber dem Stand der Technik, welcher der vorliegenden Erfindung als ein Ergebnis der minimalen Verzögerung und dem Fehlen von ausdrücklicher Aufwärtsregelung oder Rückkopplungsregelung in der multiplikativen AGC zukommt, ist die Verbesserung störender Audiorückkopplung oder -wiederherstellung, wie es typisch für Hörgeräte ist, die sowohl das Hörgerätemikrofon als auch den Lautsprecher in nächster Nähe zum Ohr haben.
Die multiplikative AGC kann auf Grund ihrer Einfachheit sowohl mit digitaler als auch mit analoger Schalttechnik umgesetzt werden. Eine Umsetzung mit geringem Energieverbrauch ist möglich. Wie bereits früher bemerkt, müssen in digitalen Verwirklichungen die Hüllkurvenaktualisierungen (d. h., die Betriebsabläufe, die durch den LOG-Block 22, den Verstärker 42 und den EXP-Block 34 in der Ausführungsform aus 4 und durch den Verstärker 20, den LOG-Block 22 den Verstärker 42 und den EXP-Block 34 in der Ausführungsform aus 5 dargestellt sind) nur mit der Nyquist-Rate für die Hüllkurvenbandbreite ausgeführt werden, eine Rate, die geringer als 500 Hz ist, wodurch die Stromerfordernisse deutlich gesenkt werden.
Das vielbändrige, multiplikative, anpassungsfähige AGC-Kompressionssystem der vorliegenden Erfindung ist ebenfalls auf andere Audioprobleme anwendbar. Zum Beispiel können sich Tonequaliser, die typischerweise in Stereosystemen und Audioblöcken für Automobile eingesetzt werden, den Lösungsweg der vielbändrigen, multiplikativen AGC zunutze machen, da die einzige Benützeranpassung die gewünschte Hörschwellenverstärkung in jedem Frequenzband ist. Dies ist in Bezug auf den Anpassungsvorgang den zur Zeit üblichen graphischen Equalisern gleichwertig, jedoch stellt die AGC eine gewünschte Frequenzverstärkung bereit, ohne abnormalen Lautstärkenzuwachs in Kauf nehmen zu müssen, wie dies bei derzeit üblichen Systemen auftritt.

Claims

Hörausgleichssystem (8), umfassend: einen Eingangswandler (10) zur Umwandlung akustischer Information an dessen Eingang in elektrische Signale an dessen Ausgang; einen Ausgangswandler (18) zur Umwandlung elektrischer Signale an dessen Eingang in akustische Information an dessen Ausgang; eine Vielzahl an Bandfiltern (14-1, ..., 14-n), wobei jeder Bandfilter (14-1, ..., 14-n) einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des Eingangswandlers (10) verbunden ist; eine Vielzahl an AGC-Schaltungen für die automatische Regelverstärkung (16-1, ..., 16-n), wobei jede einzelne AGC-Schaltung für die automatische Regelverstärkung einem anderen Bandfilter (14-1, ..., 14- n) zugeordnet ist, und einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des zugeordneten Bandfilters (14-1, ..., 14-n) verbunden ist; und einen Ausgang mit der Summe der Ausgaben aller anderen Schaltungen für die automatische Regelverstärkung (16-1, ..., 16-n), welcher einen summierten Ausgang bildet, der mit dem Eingang des Ausgangswandlers (18) verbunden ist, wobei jede der AGC-Schaltungen (16-1, ..., 16-n) ein erstes Verstärkungselement (20) mit einem Eingang und einem Ausgang umfaßt, welches eine Verstärkung von 1/e_max aufweist, wobei e_m _ax der Höchstwert einer Tonhüllkurve ist, die der AGC-Schaltung zugeführt wird (16-1, ..., 16-n), für die die automatische AGC-Regelverstärkung erfolgen soll, ein logarithmisches Element (22) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des ersten Verstärkungselements (20) verbunden ist, wobei das logarithmische Element (22) einen ersten Ausgang aufweist, der ein Signal überträgt, welches das Zeichen eines Signals am Eingang des logarithmischen Elements (22) anzeigt und einen zweiten Ausgang, der ein Signal proportional zum Logarithmus des absoluten Wertes des Signals am Eingang überträgt, ein Filter (26) mit einem Eingang, der mit dem zweiten Ausgang des logarithmischen Elements (22) verbunden ist, und mit einem Ausgang, wobei der Filter (26) eine Durchsatzverzögerung aufweist, ein Verzögerungselement (24) mit einem Eingang, der mit dem ersten Ausgang des logarithmischen Elements (22) verbunden ist, und einem Ausgang, wobei das Verzögerungselement (24) eine Verzögerung aufweist, die der Verzögerung der Durchsatzverzögerung gleich ist, ein Exponentialelement (34) mit einem ersten Eingang, der mit dem Ausgang des Verzögerungselements (24) verbunden ist, einem zweiten Eingang, der mit dem Ausgang des Filterelements (26) verbunden ist, und einem Ausgang, und einem zweiten Verstärkungselement (36) mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des zweiten Verstärkungselements (36) mit dem Ausgang des Exponentialelements (34) verbunden ist, und wobei der zweite Verstärker (36) eine Verstärkung von e_max aufweist.
Hörausgleichssystem nach Anspruch 1, wobei das Filterelement (26) umfaßt: einen Hochpaß (28) mit einem Eingang, der mit dem Eingang des Filterelements (26) verbunden ist, und einem Ausgang; einen Tiefpaß (30) mit einem Eingang, der mit dem Eingang des Filterelements verbunden ist, und einem Ausgang; einen Verstärker (32) mit einer Verstärkung < als Eins-Verstärkung, wobei der Verstärker (32) einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des Niedrigpasses (30) verbunden ist, sowie einen Ausgang; und eine Vorrichtung zum Summieren der Ausgabe des Hochpasses (28) und der Ausgabe des Verstärkers (32), um den Ausgang des Filterelements (26) zu bilden.
Hörausgleichssystem (8), umfassend: einen Eingangswandler (10) zur Umwandlung akustischer Information an dessen Eingang in elektrische Signale an dessen Ausgang; einen Ausgangswandler (18) zur Umwandlung elektrischer Signale an dessen Eingang in akustische Information an dessen Ausgang; eine Vielzahl an Bandfiltern (14-1, ..., 14-n), wobei jeder Bandfilter (14-1, ..., 14-n) einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des Eingangswandlers (10) verbunden ist; eine Vielzahl an multiplikativen AGC-Schaltungen für die automatische Regelverstärkung (16-1, ..., 16-n), wobei jede einzelne multiplikative AGC-Schaltung einem anderen Bandfilter (14-1, ..., 14-n) zugeordnet ist, und einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des zugeordneten Bandfilters (14-1, ..., 14-n) verbunden ist; und einen Ausgang mit der Summe der Ausgaben aller anderen multiplikativen AGC-Schaltungen (16-1, ..., 16-n), welcher einen summierten Ausgang bildet, der mit dem Eingang des Ausgangswandlers (18) verbunden ist, wobei jede der multiplikativen AGC-Schaltungen (16-1, ..., 16-n) ein erstes Verstärkungselement (20) mit einem Eingang und einem Ausgang umfaßt, welches eine Verstärkung von 1/e_max aufweist, wobei e_max der Höchstwert einer Tonhüllkurve ist, die der multiplikativen AGC-Schaltung zugeführt wird (16-1, ..., 16-n), für die die automatische AGC-Regelverstärkung erfolgen soll, ein Hüllkurvendetektorelement mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des ersten Verstärkungselement (20) verbunden ist, und einem Ausgang, ein logarithmisches Element (22) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Hüllkurvendetektorelements (20) verbunden ist, wobei das logarithmische Element (22) einen Ausgang aufweist, der ein Signal proportional zum Logarithmus des Wertes des Signals am Eingang des logarithmischen Elements (22) überträgt, ein zweites Verstärkungselement (42) mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des zweiten Verstärkungselements (42) mit dem Ausgang des logarithmischen Elements (22) verbunden ist, der zweite Verstärker eine Verstärkung von k – 1 aufweist, wobei k eine Nummer zwischen Null und Eins oder größer als Eins ist, ein Exponentialelement (34) mit einem ersten Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des Exponentialelements (34) mit dem Ausgang des zweiten Verstärkungselement (42) verbunden ist, und ein Multiplikatorelement (44) mit einem ersten Eingang, der mit dem Ausgang des Exponentialelements (34) verbunden ist, einem zweiten Eingang, der mit dem Eingangsknoten der multipli kativen AGC-Schaltung (16-1, ..., 16-n) verbunden ist, und einem Ausgang, der den Ausgangsknoten seiner multiplikativen AGC-Schaltung (16-1, ..., 16-n) bildet.
Hörausgleichssystem nach Anspruch 3, wobei k kleiner als Eins ist.
Hörausgleichssystem nach Anspruch 4, wobei das Hüllkurvendetektorelement umfaßt: ein Absolutwertelement (40) mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang den Eingang des Hüllkurvendetektorelements bildet; und ein Niedrigpasselement (30) mit einem Eingang und einen Ausgang, der den Ausgang des Hüllkurvenelements bildet, wobei der Eingang des Niedrigpasselements (30) mit dem Ausgang des Absolutwertelements (40) verbunden ist.
Hörausgleichssystem (8), umfassend: einen Eingangswandler (10) zur Umwandlung akustischer Information an dessen Eingang in elektrische Signale an dessen Ausgang; einen Ausgangswandler (18) zur Umwandlung elektrischer Signale an dessen Eingang in akustische Information an dessen Ausgang; eine Vielzahl an Bandfiltern (14-1, ..., 14-n), wobei jeder Bandfilter (14-1, ..., 14-n) einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des Eingangswandlers (10) verbunden ist; eine Vielzahl an multiplikativen AGC-Schaltungen für die automatische Regelverstärkung (16-1, ..., 16-n), wobei jede einzelne multiplikative AGC-Schaltung einem anderen Bandfilter (14-1, ..., 14-n) zugeordnet ist, und einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des zugeordneten Bandfilters (14-1, ..., 14-n) verbunden ist; und einen Ausgang mit der Summe der Ausgaben aller anderen multiplikativen AGC-Schaltungen (16-1, ..., 16-n), welcher einen summierten Ausgang bildet, der mit dem Eingang des Ausgangswandlers (18) verbunden ist, wobei jede der multiplikativen AGC-Schaltungen (16-1, ..., 16-n) ein Hüllkurvendetektorelement umfaßt, sowie ein erstes Verstärkungselement (20) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Hüllkurvendetektorelements verbunden ist, wobei das erste Verstärkungselement (20) eine Verstärkung von 1/e_max aufweist, wobei e_max der Höchstwert einer Tonhüllkurve ist, die der multiplikativen AGC-Schaltung zugeführt wird (16-1, ..., 16-n), für die die automatische AGC-Regelverstärkung erfolgen soll, ein logarithmisches Element (22) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des ersten Verstärkungselements (20) verbunden ist, wobei das logarithmische Element (22) einen Ausgang aufweist, der ein Signal proportional zum Logarithmus des Wertes des Signals am Eingang des logarithmischen Elements (22) überträgt, ein zweites Verstärkungselement (42) mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des zweiten Verstärkungselements (42) mit dem Ausgang des logarithmischen Elements (22) verbunden ist, der zweite Verstärker eine Verstärkung von k – 1 aufweist, wobei k zwischen Null und Eins oder größer als Eins ist, ein Exponentialelement (34) mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des Exponentialelements (34) mit dem Ausgang des zweiten Verstärkungselement (42) verbunden ist, ein weiches Begrenzungselement (46) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des zweiten Verstärkungselements (42) verbunden ist, und einem Ausgang, wobei die Begrenzungskennlinie des weichen Begrenzungselements (46) so gewählt ist, daß seine Verstärkung auf den Maximalwert begrenzt ist, der dem vorgewählten Komfortniveau in dem Frequenzbereich des Bandfilters (14-1, ..., 14-n) gleich ist, dem seine multiplikative AGC-Schaltung (16-1, ..., 16-n) zugeordnet ist, und ein Multiplikatorelement (44) mit einem ersten Eingang, der mit dem Ausgang des weichen Begrenzungselements (46) verbunden ist, einem zweiten Eingang, der mit dem Eingangsknoten der multiplikativen AGC-Schaltung (16-1, ..., 16-n) verbunden ist, und einem Ausgang, der den Ausgangsknoten seiner multiplikativen AGC-Schaltung (16-1, ..., 16-n) bildet.
Hörausgleichssystem nach Anspruch 6, wobei k kleiner als Eins ist, und das vorgewählte Komfortniveau gleich jener Verstärkung ist, die zur Kompensation des Gehörverlusts eines Menschen an der Hörschwelle erforderlich ist.
Hörausgleichssystem nach Anspruch 7, wobei k im zweiten Verstärker (42) gleich 1 minus dem Verhältnis des Gehörverlusts in dB an der Hörschwelle in einem Frequenzbereich ist, der von einem der Bandfilter (14-1, ..., 14-n) übertragen wird, dem die einzelne AGC-Schaltung (16-1, ..., 16-n), welche den ersten und den zweiten Verstärker (20, 42) enthält, zugeordnet ist, bis auf eine Quantität gleich dem oberen Komfortniveau in dB innerhalb des Frequenzbereichs minus der normalen Hörschwelle in dB innerhalb des Frequenzbereichs.
Schalldiskriminatorsystem mit dem Hörausgleichssystem nach Anspruch 3, wobei jeder Bandfilter (14-1, ..., 14-n) einen Ausgang aufweist und k größer als Eins ist.
Schalldiskriminatorsystem mit dem Hörausgleichssystem nach Anspruch 9, wobei k größer als Eins ist.
Hörausgleichssystem nach Anspruch 8 oder Schalldiskriminatorsystem nach Anspruch 9 oder 10, wobei das Hüllkurvendetektorelement umfaßt: ein Absolutwertelement (40) mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang den Eingang des Hüllkurvendetektorelements darstellt; und einen Niedrigpass (30) mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des Niedrigpasses (30) mit dem Ausgang des Absolutwertelements verbunden ist.