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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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1. Gebiet der Erfindung
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Die
Erfindung betrifft elektronische Hörhilfegeräte für Hörbehinderte und Methoden für die Hörkorrektur.
Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf die Verwendung der Abtastung
differenzieller Signale für
die Verarbeitung digitaler Signale in solchen Geräten und
mit solchen Methoden.
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2. Stand der Technik
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In
herkömmlichen
Hörhilfesystemen
umfasst ein Hörhilfegerät typischerweise
einen Eingangswandler, eine Signalverarbeitungsschaltung und einen
Ausgangswandler. Die vom Eingangswandler erkannte akustische Energie
wird in ein elektrisches Signal konvertiert, das die akustische
Energie repräsentiert.
Um die Hörbehinderungen
des Gerätenutzers
zu korrigieren, verändert
die Signalverarbeitungsschaltung das elektrische Signal. Dabei kann die
Signalverarbeitung in einem einzigen oder in mehreren Frequenzbändern erfolgen
und entweder linear oder nichtlinear sein. Der Ausgangswandler konvertiert
das verarbeitete Signal zur Erkennung durch das Ohr des Gerätenutzers
zurück
in akustische Energie.
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Eine
bekannte Art der Signalverarbeitung in Hörhilfegeräten ist die Verarbeitung digitaler
Signale (DSP). Da es sich bei dem vom Eingangswandler gelieferten
Signal typischerweise um ein elektrisches Analogsignal handelt,
wird dieses elektrische Analogsignal durch einen Analogl/Digitalwandler
in ein digitales Signal konvertiert. Die Genauigkeit der DSP hängt im Allgemeinen
von zwei Umständen
ab. Erstens von der Genauigkeit der eigentlichen Verarbeitung und
zweitens von der Anzahl der vom A/D-Wandler gelieferten digitalen
Bits zur Darstellung jeder digitalen Abtastung des in die DSP eingegebenen
Signals. Daher wird eine größere Anzahl
Bits verwendet, um die Genauigkeit der Abtastung und der Signalverarbeitung
zu erhöhen.
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In
herkömmlichen
Hörhilfesystemen,
die DSP-Techniken anwenden, kann die A/D-Konvertierung unter Nutzung
eines beliebigen von mehreren allgemeinen A/D-Wandlern implementiert
werden. Dazu können
auch Flash- oder Parallelwandler, iterative, Rampen- oder Stufenwandler,
Trackingwandler sowie integrierende und Sigma-Delta-Wandler gehören, denen
ein Integrieren nachgeschaltet ist.
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Die
DSP-Operationen werden nach dem digitalen Ausgang des A/D-Wandlers ausgeführt, der den
gesamten Wert des analogen Eingangssignals wiedergibt. Obwohl eine
angemessene Anzahl Bits für
eine genaue DSP verwendet werden sollte, bietet die Nutzung einer
möglichst
geringen Anzahl Bits erhebliche Vorteile. Erstens ist bei der Verarbeitung
einer geringeren Bitzahl die von den Ein/Ausgangskreisen und den
Schaltungen zur Änderung
des Signals verbrauchte Energie geringer. Zweitens vermindert sich
dadurch die Komplexität
der Ein/Ausgangskreise und der Schaltungen zur Änderung des Signals. Bei einem
Hörhilfesystem
sind sowohl die Miniaturisierung des Geräts als auch die Senkung des
Stromverbrauchs wichtige Ziele.
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Es
ist auch bekannt, dass bei Personen mit Gehörverlust der Grad dieses Verlusts über das
gesamte Gehörspektrum
möglicherweise
nicht einheitlich ist. Aus diesem Grund wird das Audiosignal in verschiedenen
Frequenzbändern
in jedem einzelnen Frequenzband als digitales Signal auf Grundlage
von Parametern verarbeitet, die so gewählt wurden, dass sie den Gehörverlust
in diesem speziellen Frequenzband korrigieren.
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Die
DSP in jedem Frequenzband kann linear oder nichtlinear sein. Bei
einer nichtlinearen DSP tritt jedoch ein Problem auf, das in linearen
Systemen nicht festzustellen ist. In linearen Systemen wird ein Signal,
das in mehrere verschiedene Frequenzbänder aufgeteilt und dann in
jedem Frequenzband linear digital verarbeitet wurde, nach der DSP
gemäß dem Gesetz
der linearen Überlagerung
wieder summiert.
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Nichtlineare
Systeme sind dafür
bekannt, dass es für
sie kein allgemeines Gesetz der Überlagerung
gibt. Eine Methode für
die Erarbeitung einer Überlagerungsregel
in nichtlinearen Systemen wurde von Oppenheim und anderen in Nonlinear
Filtering of Mulfiplied and Convoluted Signals, Proc. IEE, Band 56,
S. 1264-1291, August 1968, entwickelt, die ein allgemeines Überlagerungsgesetz
für eine
Klasse nichtlinearer Systeme vorschlägt, die nach einer Transformation
als lineare Systeme behandelt werden können. Diese Klasse nichtlinearer
Systeme wird als homomorphe Systeme bezeichnet. Ein Beispiel eines
homomorphen Systems ist dem US-Patent Nr. 5.500.902 zu entnehmen,
bei dem vor der weiteren Verarbeitung des Eingangssignals zunächst ein
Logarithmus dieses Signals in jedem Frequenzband gebildet wird.
Anschließend
wird der Antilogarithmus des verarbeiteten Signals gebildet und
die Signale von jedem Frequenzband werden summiert.
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In
US-Patent 5.276.739 wird ein Hybrid-Hörhilfegerät mit DSP offengelegt, zu dem
ein Eingangswandler, ein differenzieller Analog/Digital-Wandler, eine digitale
Signalverarbeitungsschaltung, ein Impulsmodulator, ein Treiberverstärker und
ein Ausgangswandler gehören.
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Es
ist ein Ziel der Erfindung, die Bitzahl in der abgetasteten Digitaldarstellung
des im Hörhilfesystem
verarbeiteten Signals möglichst
gering zu halten.
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Ein
weiteres Ziel der Erfindung ist die Verringerung der Bitzahl in
der abgetasteten Digitaldarstellung des Signals durch die Darstellung
der Differenz zwischen aufeinanderfolgenden analogen Eingangssignalen
als das abgetastete digitale Signal.
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Ein
anderes Ziel der Erfindung ist die Nutzung differenzieller digitaler
Abtastsignale als das digitale Signal in einem Mehrfachband-Hörhilfesystem.
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Weiter
verfolgt die Erfindung das Ziel, ein differenzielles digitales Abtastsignal
als das digitale Signal in einem Mehrfachband-Tonverarbeitungssystem zu nutzen.
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Ein
Ziel der Erfindung ist die Implementierung eines Mehrfachband-Hörhilfegeräts unter Nutzung einer homomorphen
Transformation in den DSPs mit einer Darstellung der differenziellen
Abtastsignale.
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Ein
weiteres Ziel der Erfindung ist die Implementierung eines Mehrfachband-Hörhilfegeräts unter Nutzung
nichtlinearer DSPs mit einer Darstellung der differenziellen Abtastsignale.
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Noch
ein Ziel der Erfindung ist die Implementierung eines Mehrfachband-Tonverarbeitungssystems
unter Nutzung nichtlinearer DSPs mit einer Darstellung der differenziellen
Abtastsignale.
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Ein
weiteres Ziel der Erfindung ist die Implementierung eines Mehrfachband-Hörhilfegeräts unter Nutzung
einer Nachschlagetabelle für
die DSPs mit einer Darstellung der differenziellen Abtastsignale.
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Weiter
verfolgt die Erfindung das Ziel, ein Mehrfachband-Tonverarbeitungssystem
unter Nutzung einer Nachschlagetabelle für die DSPs mit einer Darstellung
der differenziellen Abtastsignale zu implementieren.
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Ein
anderes Ziel der Erfindung ist es, ein Tonverarbeitungssystem zu
implementieren, bei dem der Ausgangswandler von Impulsen angesteuert wird,
deren Breiten einem differenziellen digitalen Signal proportional
sind.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ERFINDUNG
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Die
Erfindungsziele werden erreicht durch ein Hörkorrektursystem gemäß Anspruch
1 oder Anspruch 2.
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Gemäß einer
ersten Ausführungsform
nutzt ein Hörkorrektursystem
für Hörbehinderte
eine Abtastung differenzieller Signale und umfasst einen Eingangswandler
zur Konvertierung an einem seiner Eingänge empfangener akustischer
Informationen in elektrische Signale an einem seiner Ausgänge, einen differenziellen
A/D-Wandler, bei dem ein Eingang mit der Ausgangsseite des Eingangswandlers
verbunden ist und der die elektrischen Signale abtastet, um an einem
seiner Ausgänge
ein differenzielles Abtastsignal zu erzeugen. Ferner gehört zu diesem
System ein digitaler multiplikativer automatischer Verstärkungsregler
zur Änderung
des differenziellen Abtastsignals je nach den Bedürfnissen
des Gerätenutzers, wobei
der digitale multiplikative automatische Verstärkungsregler eine lineare,
eine nichtlineare Funktion mit einer homomorphen Transformation,
eine nichtlineare Funktion oder eine Nachschlagetabelle implementieren
kann. An der Ausgangseite des digitalen multiplikativen automatischen
Verstärkungsreglers
ist ein Integrierer nachgeschaltet, um aufeinanderfolgende, verarbeitete,
digitale Abtastsignale zu summieren. Ein D/A-Wandler mit einem Eingang
ist mit dem Ausgang des Integrierers verbunden. Der Ausgang des
D/A-Wandlers ist mit dem Eingang des Ausgangswandlers verbunden.
In einer alternativen Ausführungsform
entfallen der Integrierer und der D/A-Wandler und ein Impulsmodulator
mit einem Eingang ist mit dem Ausgang des digitalen multiplikativen
automatischen Verstärkungsreglers
verbunden.
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Der
Ausgang des Impulsmodulators ist mit einem zur Ansteuerung des Ausgangswandlers
dienenden Treiberverstärker
verbunden.
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In
einer zweiten Ausführungsform
nutzt ein Hörkorrektursystem
für Hörbehinderte
eine Abtastung differenzieller Signale. Im Hörkorrektursystem ist ein Eingangswandler
für die
Konvertierung akustischer Informationen an einem Eingang in elektrische Signale
an einem seiner Ausgänge
bereitgestellt. Ein differenzieller A/D-Wandler ist vorhanden, der
einen mit dem Ausgang des Eingangswandlers verbundenen Eingang und
einen Ausgang besitzt. Es ist eine Mehrzahl digitaler Bandfilter
vorhanden, wobei jedes digitale Bandfilter einen Eingang besitzt,
der mit dem Ausgang des differenziellen A/D-Wandlers verbunden ist.
Eine gegenwärtig
bevorzugte Ausführungsform
der Erfindung nutzt 9 bis 15 Halboktavbandfilter und deckt eine
Bandbreite zwischen etwa 200 und 10.000 Hz ab. Die Filter sind in
Halboktav-Vielfachen in Bandbreiten über ein Band zwischen 500 Hz
und 10.000 Hz ausgelegt, mit einem einzigen Bandfilter von 0-500
Hz. Es ist eine Mehrzahl digitaler automatischer Verstärkungsregler
(AGC) vorhanden, wobei jeder einzelne digitale AGC jeweils einem
anderen der ersten digitalen Bandfilter zugeordnet ist. Jeder einzelne
digitale AGC verfügt über einen
Eingang, der mit dem Ausgang des ihm zugeordneten digitalen Bandfilters
verbunden ist, sowie über
einen Ausgang, der den Ausgängen
jedes der anderen multiplikativen automatischen Verstärkungsregler
zugeführt
wird, um den Ausgang der Filterbank zu bilden, wobei jeder der digitalen
multiplikativen automatischen Verstärkungsregler eine lineare Funktion,
eine nichtlineare Funktion mit einer homomorphen Transformation,
eine nichtlineare Funktion oder eine Nachschlagetabelle implementieren
kann. Die Ausgangseite der Filterbank ist mit einem Integrierer
verbunden, um aufeinanderfolgende, verarbeitete digitale Abtastsignale
zu summieren. Ein D/A-Wandler ist bereitgestellt, bei dem ein Eingang
mit dem Ausgang des Integrierers und ein Ausgang mit dem Eingang
des Ausgangswandlers verbunden ist. In einer alternativen Ausführungsform
entfallen der Integrierer und der D/A-Wandler, und ein Impulsmodulator mit
einem Eingang ist mit dem Ausgang der Filterbank verbunden. Der
Ausgang des Impulsmodulators ist mit einem für die Ansteuerung des Ausgangswandlers
verwendeten Treiberverstärker
verbunden.
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In
einer dritten Ausführungsform
nutzt ein Hörkorrektursystem
für Hörbehinderte
eine differenzielle Signalabtastung. Im Hörkorrektursystem ist ein Eingangswandler
für die
Konvertierung akustischer Informationen an einem Eingang in elektrische
Signale an einem Ausgang bereitgestellt. Ein differenzieller A/D-Wandler
ist eingangsseitig mit dem Ausgang des Eingangswandlers verbunden
und stellt einen Ausgang bereit. Von einer ersten Mehrzahl digitaler
Bandfilter besitzt jedes digitale Bandfilter einen Eingang, der
mit dem Ausgang des differenziellen A/D-Wandlers verbunden ist.
Von einer ersten Mehrzahl digitaler automatischer Verstärkungsregler
(AGCs) ist jeder einzelne digitale AGC jeweils einem anderen der
ersten digitalen Bandfilter zugeordnet. Jeder einzelne digitale
AGC verfügt über einen
Eingang, der mit dem Ausgang des ihm zugeordneten digitalen Bandfilters
verbunden ist, sowie einen Ausgang, der mit einer ersten Summierfunktion
verbunden ist, wobei jeder der digitalen multiplikativen automatischen
Verstärkungsregler
eine lineare Funktion, eine nichtlineare Funktion mit einer homomorphen Transformation,
eine nichtlineare Funktion oder eine Nachschlagetabelle implementieren
kann. Ein erster Integrierer hat einen Eingang, der mit dem Ausgang der
ersten Summierfunktion verbunden ist, sowie einen mit einem ersten
D/A-Wandler verbundenen Ausgang. Der Ausgang des ersten D/A-Wandlers
ist mit dem Eingang eines ersten Ausgangswandlers verbunden. In
einer alternativen Ausführungsform entfallen
der erste Integrierer und der erste D/A-Wandler, und ein Impulsmodulator
mit einem Eingang ist mit dem Ausgang der ersten Summierfunktion
verbunden. Der Ausgang des Impulsmodulators ist mit einem für die Ansteuerung
des Ausgangswandlers verwendeten Treiberverstärker verbunden. Von einer zweiten
Mehrzahl digitaler Bandfilter hat jedes digitale Bandfilter einen
Eingang, der mit dem Ausgang des differenziellen A/D-Wandlers verbunden
ist. Von einer zweiten Mehrzahl digitaler AGCs ist jeder einzelne
AGC einem anderen der zweiten digitalen Bandfilter zugeordnet und
hat einen Eingang, der mit dem Ausgang des ihm zugeordneten digitalen
Bandfilters verbunden ist, sowie einen mit einer zweiten Summierfunktion
verbundenen Ausgang. Dabei kann jeder der digitalen multiplikativen
automatischen Verstärkungsregler
eine lineare Funktion, eine nichtlineare Funktion mit einer homomorphen
Transformation, eine nichtlineare Funktion oder eine Nachschlagetabelle
implementieren. Ein zweiter Integrierer besitzt einen mit dem Ausgang
der zweiten Summierfunktion verbundenen Eingang und einen mit einem
zweiten D/A-Wandler verbundenen Ausgang. Der Ausgang des zweiten
D/A-Wandlers ist mit dem Eingang eines zweiten Ausgangswandlers verbunden.
In einer anderen Ausführungsform
entfallen der zweite Integrierer und der zweite D/A-Wandler, und
ein Impulsmodulator mit einem Eingang ist mit dem Ausgang der zweiten
Summierfunktion verbunden. Der Ausgang des Impulsmodulators ist
mit einem für
die Ansteuerung des Ausgangswandlers verwendeten Treiberverstärker verbunden.
Der erste Ausgangswandler ist so konfiguriert, dass er elektrische
Energie effizient in niederfrequente akustische Energie wandelt,
und der zweite Ausgangswandler ist so konfiguriert, dass er elektrische
Energie effizient in akustische Energie höherer Frequenzen wandelt. Die
Durchlassbereiche der ersten und zweiten Mehrzahl digitaler Bandfilter
sind so gewählt,
dass sie mit den Frequenzgängen
des ersten bzw. des zweiten Ausgangswandlers kompatibel sind.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1A ist
ein Blockschaltbild eines Hörkorrektursystems,
das mit der Abtastung differenzieller Signale arbeitet.
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1B ist
ein Blockschaltbild eines Hörkorrektursystems,
das mit der Abtastung differenzieller Signale und der Modulation
der Ausgangsimpulsbreite arbeitet.
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2A ist
ein Zustandsschaubild der Schaltung eines verlustbehafteten Integrierers
zum Abbau von Vorspannungen.
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2B ist
ein schematisches Diagramm eines Treiberverstärkers.
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3 ist
ein Blockschaltbild eines Mehrfachband-Hörkorrektursystems, das mit
der Abtastung differenzieller Signale arbeitet.
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4A ist
ein detaillierteres Blockschaltbild eines typischen multiplikativen
automatischen Verstärkungsreglers
gemäß einer
gegenwärtig
bevorzugten Ausführungsform.
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4B ist
ein detaillierteres Blockschaltbild eines typischen multiplikativen
automatischen Verstärkungsreglers
gemäß einer äquivalenten
Ausführungsform.
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5 ist
ein Diagramm des Frequenzgangs des im multiplikativen AGC aus 4A eingesetzten Filters.
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6A ist
ein Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform des multiplikativen
AGC, wobei der Logarithmierer dem Tiefpassfilter nachgeschaltet ist.
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6B ist
ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform des multiplikativen
AGC aus 6A.
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7A ist
ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform des multiplikativen
AGC, die außerdem
einen modifizierten weichen Begrenzer umfasst.
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7B ist
ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform des multiplikativen
AGC aus 7A.
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8 ist
ein Blockschaltbild eines mit der erfindungsgemäßen differenziellen Signalabtastung
arbeitenden Hörkorrektursystems,
das zwei Wandler besitzt, die elektrische Signale in akustische
Energie wandeln.
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9 ist
ein Blockschaltbild eines Hörkorrektursystems,
das zwei Wandler besitzt, die elektrische Signale in akustische
Energie wandeln, wobei das System mit der erfindungsgemäßen differenziellen
Signalabtastung und Modulation der Ausgangsimpulsbreite arbeitet.
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AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG EINER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
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Dem
Fachmann ist klar, dass die folgende Beschreibung der Erfindung
nur als Beispiel dient und in keiner Weise einschränkend zu
verstehen ist. Fachleuten sind auch andere Ausführungsformen der Erfindung
leicht vorstellbar.
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Bei
dieser Erfindung wird der Größenunterschied
zwischen aufeinanderfolgenden digitalen Abtastsignalen genutzt,
um das abgetastete Signal darzustellen. Dazu wird ein differenzieller
A/D-Wandler eingesetzt, im Gegensatz zu einem Vollbereichs-A/D-Wandler,
wie er in Hörhilfegeräten nach dem
bisherigen Stand der Technik vorhanden ist. In den erfindungsgemäßen, hier
offengelegten Ausführungsformen
reduziert sich durch die Nutzung differenzieller Abtastsignale die
Bitzahl, die benötigt
wird, um das digitale Abtastsignal mit der erforderlichen Genauigkeit
darzustellen. Das verringert den Stromverbrauch und vereinfacht
die Schaltungen.
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In 1A wird
ein Blockschaltbild eines Hörhilfesystems 10 gezeigt.
In 1A konvertiert ein Eingangswandler 12 akustische
Energie in ein elektrisches Analogsignal s(t), das der akustischen
Energie entspricht. Das elektrische Analogsignal wird vom differenziellen
A/D-Wandler 14 in differenzielle Abtastsignale Δs(n) gewandelt.
Bei dem differenziellen A/D-Wandler 14 kann es sich um
einen beliebigen aus einer Anzahl bekannter differenzieller A/D-Wandler
handeln, wozu beispielsweise auch Komponenten gehören, die
mit Delta-Modulation, Delta-Sigma-Modulation, adaptiver Delta-Modulation
und adaptiver differenzieller Pulscode-Modulation arbeiten.
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Es
wird darauf hingewiesen, dass in Systemen nach dem bisherigen Stand
der Technik diesen A/D-Wandlern ein integrierendes Filter nachgeschaltet
ist, um eine Darstellung des Signals über seine gesamte Amplitude
zu liefern. Differenzielle A/D-Konvertierungsmethoden sind dem Fachmann
bekannt und werden hier nicht näher
beschrieben, um die Konturen der Erfindung nicht zu verwischen.
Eine gegenwärtig
bevorzugte Ausführungsform
der differenziellen A/D-Konvertierung, die mit Delta-Sigma-Modulation
arbeitet, ist der am 23. Oktober 1996 eingereichten US-Patentanmeldung
Nr. 08/731.963 zu entnehmen, die dem gleichen Zessionär übertragen wurde
wie diese Erfindung.
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Der
Ausgang Δs(n)
des differenziellen A/D-Wandlers 14 wird in eine DSP-Schaltung 16 eingespeist,
die das Signal anhand von Parametern ändert, die nach den Bedürfnissen
des Gerätenutzers gewählt wurden.
Erfindungsgemäß kann die DSP-Schaltung 16 eine
lineare Funktion, eine nichtlineare Funktion mit homomorpher Transformation, eine
nichtlineare Funktion oder eine Nachschlagetabelle implementieren.
Die Implementierung der DSP-Schaltung 16 für die nichtlineare
homomorphe Funktion und die nichtlineare Funktion wird hier offengelegt.
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Im
Gegensatz zu Schaltungen auf DSP-Basis in Hörhilfegeräten nach dem Stand der Technik benötigt die
DSP-Schaltung 16 keine Implementierung der Schaltung, die
den dynamischen Bereich verarbeiten kann, der für die Darstellung der vollen Signalamplitude
erforderlich ist. Sie benötigt
lediglich eine Implementierung der Schaltung, die fähig ist,
die Amplitude des differenziellen Digitalsignals Δs(n) zu verarbeiten.
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Daraus
ergibt sich eine ganz wesentliche Verringerung des Stromverbrauchs
und Vereinfachung der DSP-Schaltung 16.
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Von
der DSP-Schaltung 16 werden verarbeitete differenzielle
Abtastsignale Δy(n)
ausgegeben. Aufeinanderfolgende verarbeitete differenzielle Abtastsignale Δy(n) werden
vom Integrierer 18 summiert. Bei Integrierer 18 kann
es sich um einen beliebigen aus einer Anzahl dem Fachmann bekannten verlustbehafteten
Integrierertypen handeln. 2 zeigt
ein Signalflussdiagramm des Integrierers 18. Die Verzögerungen
der Abtastsignale werden im Signalflussdiagramm mit z–1 bezeichnet.
Die Funktionsweise verlustbehafteter Integrierer ist im Stand der Technik
wohlbekannt und wird hier nicht beschrieben, um die Offenlegung
nicht unnötig
zu komplizieren.
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Das
Signalflussdiagramm des Integrierers 18 enthält ein Hochpassfilter 20 mit
einer weit unter 1 Hz liegenden Eckfrequenz. Die Eckfrequenz des Hochpassfilters
beträgt
2μf, wobei
f die Abtastfrequenz ist. Ein Nennwert von μ = 2–15 ist
für den
hier beschriebenen Integrierer 18 daher angemessen. Durch
das in den Integrierer 18 einbezogene Hochpassfilter 20 wird
im Wesentlichen der DC-Offset eliminiert. Ein Beispiel für die Auslegung
eines Hochpassfilters wird in B. Widrow et al. "Adaptive Noise Canceling: Principles
and Applications",
Proceedings of the IEEE, Band 63, Nr. 12, Dezember 1975, S. 1692-1716
offengelegt.
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In 1A wird
weiter gezeigt, dass der Ausgang vom Integrierer 18 durch
einen D/A-Wandler 22 in einen Ausgangswandler 24 eingespeist
wird, der die elektrischen Signale in akustische Energie konvertiert.
Der D/A-Wandler 22 kann durch einen der vielen, dem Fachmann
bekannten D/A-Wandler implementiert werden. Wie der Fachmann weiß, kann
es sich bei dem Ausgangswandler 24 um einen aus einer Vielzahl
verfügbarer
Wandler für
Ohrhörer
von Hörhilfegeräten handeln,
wie beispielsweise Modell ED 1932, das von Knowles Electronics in
Ithaca, Illinois, bezogen werden kann und zusammen mit einem Abgleichverstärker verwendet
wird, um die Konvertierung eines vorgegebenen elektrischen Signalpegels
in den entsprechend spezifizierten akustischen Signalpegel sicherzustellen.
Wahlweise kann als Wandler 24 auch ein anderes ohrhörerähnliches Bauteil
oder ein Tonverstärker
mit Sprechsystem verwendet werden.
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In 1B wird
eine alternative Ausführungsform
des Hörhilfesystems 10 aus 1A gezeigt.
In dem Hörhilfesystem 30 aus 1B entfallen
Integrierer 18 und D/A-Wandler 22 des Hörhilfesystems 10,
und die Digitalwerte der ausgegebenen verarbeiteten differenziellen
Signale Δy(n)
werden von einem Impulsmodulator 32 in Digitalimpulse konvertiert,
deren Dauer dem Wert der ausgegebenen verarbeiteten differenziellen
Signale Δy(n)
proportional ist. Die Ausgangsimpulse von Impulsmodulator 32 steuern einen
Treiberverstärker 34,
der für
die Ansteuerung des Ausgangswandlers 24 genutzt wird. Durch
den Wegfall von Integrierer 18 und D/A-Wandler 22 werden
weniger Bits für
die Darstellung der Differenzialsignale benötigt und es können gröber gewählte Zeitscheiben
auf die Differenzialsignale angewandt werden.
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Die
ausgegebenen verarbeiteten Differenzialsignale Δy(n) werden zur Erzeugung von
Impulsbreiten für
die direkte Ansteuerung des Ausgangswandlers 24 genutzt,
wobei man sich die inhärente Integrierungsfunktion
des Ausgangswandlers 24 zunutze macht. Die Nutzung der
Breite von Digitalimpulsen zur Ansteuerung von Ausgangswandler 24 ergibt
sich aus der Tatsache, dass in dieser Erfindung die dargestellten
Differenzialsignale des akustischen Eingangs die Ableitung der akustischen
Eingangsgröße nach
der Zeit darstellen und nicht die akustische Eingangsgröße selbstdie
akustische Amplitude eines Lauts. Beim Stand der Technik wird angenommen,
dass prechers unabhängig
von der Frequenz proportional der Steuerspannung für den Lautsprecher
ist, solange die Frequenz unter der Resonanz des Lautsprechers liegt.
Im Gegensatz dazu wird für die
Erfindung davon ausgegangen, dass in einem abgeschlossenen Gehörgang unter
der Wandlerresonanz die Zeitablei tung der akustischen Amplitude und
nicht die akustische Amplitude selbst der Steuerspannung des Ausgangswandlers 24 proportional
ist.
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In
einem gewöhnlichen
Lautsprecher wird ein leichter Konus von einer Schwingspule in einem Magnetfeld
angesteuert. Der Konus wirkt als Kolben und regelt die Geschwindigkeit
der Luft, mit der er in Berührung
steht. Bei einer gewöhnlichen
akustischen Welle im freien Raum ist das Geschwindigkeitsfeld der
Schallsignale unabhängig
von der Frequenz proportional dem Schalldruck (Amplitude). Der Fluss
j in der Schwingspule ist der Stellung x des Konus proportional,
so dass die zeitliche Ableitung des Flusses j und damit auch die
an der Spule anliegende Spannung der Ableitung des Ortes x nach
der Zeit oder der Geschwindigkeit proportional ist. Die akustische
Amplitude eines Lautsprechers ist damit proportional der Steuerspannung
des Lautsprechers.
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Bei
einer vollständig
im Gehörgang
angeordneten Hörhilfe,
bei der der verbleibende Raum bewusst klein gehalten und nicht nach
außen
geöffnet ist,
ist, das Verhältnis
zwischen der Steuerspannung des Ausgangswandlers und der akustischen
Amplitude jedoch ganz anders. In dieser Konfiguration und bei Frequenzen
unterhalb der Wandlerresonanz wirkt die eingeschlossene Luft als
Feder gegen das bewegliche Wandlerelement. Der Schalldruck (Amplitude)
ist daher der Stellung des beweglichen Wandlerelements proportional,
so dass die Ableitung des Schalldrucks nach der Zeit und nicht der
Schalldruck selbst der Geschwindigkeit proportional ist.
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Der
Ausgangswandler 24 integriert die Impulsbreiten, die die
Ableitung des Schalldrucks nach der Zeit (die verarbeiteten differenziellen
Abtastsignale) darstellen, zu einer geglätteten Funktion in Form des
Schalldrucks im Gehörgang.
Um dem Nyquist-Kriterium zu entsprechen, muss die Wiederholrate
der Impulse des Impulsmodulators 32 über dem Zweifachen der höchsten von
der DSP 16 durchgelassenen Frequenz liegen. Die Wiederholrate
kann zweckmäßigerweise
der Abtastrate der DSP 16 entsprechen.
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Ein
für die
Nutzung in der Erfindung geeigneter Treiberverstärker 34 ist in 2B gezeigt.
Der Treiberverstärker 34 der 2B ist
eine effiziente Ausführung
nach dem Stand der Technik. Dem Fachmann ist klar, dass auch andere
Ausführungen
des Treiberverstärkers 34 möglich sind.
Im Treiberverstärker
sind die Sources der ersten und zweiten P-Kanal MOS-Transistoren 34-1 und 34-2 mit
einer positiven Spannungsversorgungsschiene und die Sources der
ersten und zweiten N-Kanal MOS-Transistoren 34-3 und 34-4 mit
einer negativen Spannungsversorgungsschiene verbunden. Ein gemeinsamer
Punkt an der Verbindung zwischen dem Drain des ersten P-Kanal-MOS-Transistors 34-1 und
dem Drain des ersten N-Kanal-MOS-Transistors 34-3 ist mit
einem ersten Eingang des Ausgangswandlers 24 verbunden,
und ein gemeinsamer Punkt an der Verbindung zwischen dem Drain des
zweiten P-Kanal-MOS-Transistors 34-2 und
dem Drain des zweiten N-Kanal-MOS-Transistors 34-4 ist mit einem zweiten
Eingang des Ausgangswandlers 24 verbunden.
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Da
jeweils für
eine bestimmte Zeit eine Folge van Signalimpulsen an eine der beiden
Stromversorgungsschienen des Treiberverstärkers 34 angelegt wird,
bildet nicht die Spannung, sondern die Impulsbreite am Ausgang von
Treiberverstärker 34 die
analoge Variable, die den Ausgangswandler 24 ansteuert.
Beim Treiberverstärker 34 handelt
es sich um einen Verstärker "Class D". Wegen seiner induktiven Eigenschaften
ist bei Ansteuerung des Ausgangswandlers 24 über die
Impulsbreiten Vorsicht geboten. Haben die ausgegebenen verarbeiteten
differenziellen Signale Δy(n)
ein positives Vorzeichen, so werden für die Impulsperiode eines Signalimpulses
vom Impulsmodulator 32 die Gates des ersten P-Kanal-MOS-Transistors 34-1 und
des ersten N-Kanal-MOS-Transistors 34-3 zur negativen Stromversorgungsschiene
und die Gates des zweiten P-Kanal-MOS-Transistors 34-2 und
des zweiten N-Kanal-MOS- Transistors 34-4 zur
positiven Stromversorgungsschiene gezogen, wobei die Impulsperiode
jeweils dem Wert des ausgegebenen verarbeiteten differenziellen
Signals Δy(n)
proportional ist. Am Ende der Impulsperiode wird die an den Ausgangswandler 24 angelegte
Spannung auf Null gebracht, indem die Gates sowohl des ersten und
zweiten N-Kanal-MOS-Transistors 34-3 und 34-4 als
auch die des ersten und zweiten P-Kanal-MOS-Transistors 34-1 und 34-2 an
die positive Stromversorgungsschiene gelegt werden.
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Bei
mit negativen Vorzeichen ausgegebenen verarbeiteten Differenzialsignalen Δy(n) werden
die Gates des ersten P-Kanal-MOS-Transistors 34-1 und des
ersten N-Kanal-MOS-Transistors 34-3 zur positiven Stromversorgungsschiene
und die Gates des zweiten P-Kanal-MOS-Transistors 34-2 und des zweiten
N-Kanal-MOS-Transistors 34-4 zur negativen Stromversorgungsschiene
gezogen. Dies geschieht durch eine Folge von Signalimpulsen vom
Impulsmodulator 32 für
eine dem Wert der ausgegebenen verarbeiteten Differenzialsignale Δy(n) proportionale
Impulsperiode. Der Ausgangswandler 24 wird für sowohl
mit positiven als auch mit negativen Vorzeichen ausgegebene verarbeitete
Differenzialsignale Δy(n)
angesteuert, so dass er immer durch eine Spannungsquelle angesteuert
wird und somit keine induktiven Hochspannungsspitzen erzeugt werden. Ferner
werden Informationen sowohl hinsichtlich der Vorzeichen als auch
der Größen der
ausgegebenen verarbeiteten Differenzialsignale für die Ansteuerung von Ausgangswandler 24 genutzt.
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In 3 wird
ein Blockschaltbild eines Mehrfachband-Hörhilfesystems 40 gezeigt,
das mit differenziellen Abtastsignalen arbeitet. Das Blockschaltbild
in 3 ähnelt
in zahlreichen Punkten dem Blockschaltbild in 1.
Bei Implementierung gleicher Blöcke
werden daher auch die gleichen Bezugszeichen verwendet. In 3 konvertiert
ein Eingangswandler 12 akustische Energie in ein elektrisches
Analogsignal s(t), das die akustische Energie darstellt. Das elektrische
Analog signal wird durch einen differenziellen A/D-Wandler 14 in
ein differenzielles Abtastsignal Δs(n)
konvertiert.
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Das
differenzielle Abtastsignal Δs(n)
wird in eine Mehrzahl von Audio-Bandfiltern mit den Bezugszeichen 42-1, 42-2 und 42-m eingespeist,
um das Abtastsignal in m Kanäle
zu filtern. Gemäß der bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung ist m eine Ganzzahl von 9 bis 15, vorzugsweise 9 Kanäle, wobei
dem Fachmann klar ist, dass die Erfindung auch funktioniert, wenn
m eine andere Ganzzahl ist. Anders als Bandfilter in einem Mehrfachbandsystem nach
dem Stand der Technik benötigen
die Bandfilter 42-1 bis 42-m keine Schaltungen,
die die für
die Darstellung der vollständigen
Signalamplitude notwendige Bandbreite verarbeiten können, sondern
lediglich Schaltungen zur Verarbeitung der Bandbreite des digitalen
Differenzsignals. Daraus ergibt sich eine wesentliche Senkung des
Stromverbrauchs und eine Vereinfachung der Schaltungen in den Bandfiltern 42-1 bis 42-m.
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Die
Audio-Bandfilter 42-1 bis 42-m haben vorzugsweise
eine Bandfilter-Auflösung
von maximal einer Halboktave, keinesfalls jedoch weniger als etwa
125 Hz, wobei die Mittenfrequenzen in logarithmischen Abständen über ein
gesamtes Hörspektrum von
etwa 200 Hz bis etwa 10.000 Hz verteilt liegen. Es hat sich gezeigt,
dass die geeignete Methode für eine
hochwertige Hörkorrektur
darin besteht, den ankommenden akustischen Stimulus in Frequenzbänder mit
einer Auflösung
zu trennen, die mindestens der kritischen Bandbreite entspricht,
die für
einen weiten Bereich des Schallfrequenzspektrums unter einer Halboktave
liegt. Die Audio-Bandfilter können Bandbreiten
von mehr als einer Halboktave haben, d.h. bis zu etwa einer Oktave,
wobei jedoch die Leistung immer mehr abfällt. Die Auslegung von Bandfiltern
für Halboktaven
liegt durchaus im Bereich der Fähigkeiten
eines normal ausgebildeten Fachmanns. Die Einzelheiten der Schaltungsauslegung
für ein
bestimmtes Bandfilter sind daher für den Fachmann lediglich eine
Sache der Wahl.
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Die
für eine
Nutzung in der Erfindung geeigneten Bandfilter 42-1 bis 42-m werden
als Tschebyscheff-Bandsplitfilter fünfter Ordnung ausgeführt, die einen
geglätteten
Frequenzgang in den Durchlassbereichen und eine Dämpfung von
etwa 65 dB im Sperrbereich aufweisen. Wie der Fachmann weiß, können mehrere
Bandfilterauslegungen verwendet werden, die u.a. auch andere Tschebyscheff-,
Elliptik-, Butterworth- oder Bessel-Filter umfassen können. Auch
Filterbanken, die für
die Nutzung von Wavelets ausgelegt sind und beispielsweise in R.A.
Gopinath, "Wavelets
and Filterbanks – New
Results and Applications",
PhD-Dissertation,
Rice University, Houston, Texas, Mai 1993, offengelegt werden, können einige Vorteile
bieten. Alle diese Bandfilterausführungen können verwendet werden, ohne
von den Konzepten der Erfindung abzuweichen. Dem Fachmann ist klar, dass,
obwohl die Bandfilter 42-1 bis 42-m in 3 diskret
dargestellt sind, diese Bandfilter 42-1 bis 42-m als
eine einzige Schaltung in einem Mikroprozessor ausgeführt werden
können,
um das differenzielle Abtastsignal in iterativer Weise zu filtern.
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Jedes
einzelne Bandfilter 42-1 bis 42-m ist mit einem
digitalen multiplikativen automatischen Verstärkungsregler (AGC) 44-1 bis 44-m kaskadiert. Die
multiplikativen AGCs 44-1 bis 44-m führen an
der Ausgangsseite der Bandfilter 42-1 bis 42-m digitale Signalverarbeitungsschaltungen
(DSPs) aus. Die DSPs der multiplikativen AGCs 44-1 bis 44-m können lineare,
nichtlineare homomorphe oder nichtlineare Funktionen sein oder auch
durch eine Nachschlagetabelle ersetzt werden. Wie die Bandfilter 42-1 bis 42-m benötigen auch
die digitalen multiplikativen AGCs 44-1 bis 44-m keine
Schaltungen, die fähig sind,
die für
die Darstellung der gesamten Amplitude des Abtastsignals erforderliche
Bandbreite zu verarbeiten, sondern lediglich Schaltungen, die die
Bandbreite des differenziellen Abtastsignals verarbeiten können. Daraus
ergeben sich eine erhebliche Senkung des Stromverbrauchs und eine
wesentliche Vereinfachung der Schaltungen in den digitalen multiplikativen
AGCs 44-1 bis 44-m.
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In
jedem Kanal werden die von den nichtlinearen, multiplikativen AGCs
ausgegebenen verarbeiteten differenziellen Abtastsignale Δym(n) summiert, um das verarbeitete, differenzielle
Abtastsignal Δy(n) zu
bilden. Die aufeinanderfolgenden verarbeiteten differenziellen Abtastsignale Δy(n) werden
vom Integrierer 18 summiert. Der Ausgang von Integrierer 18 wird über einen
D/A-Wandler 22 an einen Ausgangswandler 24 weitergegeben,
der die elektrischen Signale in akustische Energie Konvertiert.
In Übereinstimmung
mit der obigen Beschreibung von 1B wird
der Fachmann den Vorteil erkennen, dass Integrierer 18 und
D/A-Wandler 22 entfallen
können
und der Ausgangswandler 24 durch Impulse eines Treiberverstärkers angesteuert
wird, der als Eingang eine Folge digitaler Impulse nutzt, die sich
proportional zum Wert der verarbeiteten differenziellen Abtastsignale Δy(n) verhalten.
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Dem
Fachmann ist klar, dass die Grundsätze der Erfindung auch für andere
Höranwendungen
als die Hörkorrektur
Gehörbehinderter
angewandt werden können.
Nicht erschöpfende
Beispiele anderer Anwendungen der Erfindung umfassen Musikwiedergabe
in Umgebungen mit hohem Lärmpegel
wie Kraftfahrzeugverkehr, Rufsysteme in Fabrikhallen und graphische
Equalizer, wie sie in Stereoanlagen verwendet werden.
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Einige
Ausführungsformen
der nichtlinearen DSPs multiplikativer AGCs mit homomorpher Transformation,
die für
eine erfindungsgemäße Nutzung geeignet
sind, werden in den 4a, 4b, 6a, 6b, 7a und 7b beschrieben. Eine
detaillierte Beschreibung multiplikativer AGCs kann US-Patent Nr. 5.500.902
entnommen werden. Im Anschluss wird die Funktionsweise eines nichtlinearen
multiplikativen AGC beschrieben, der eine durch eine Nachschlagetabelle
definierte Funktion umfasst.
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In
den 4a, 4b, 6a, 6b, 7a und 7b werden
die Schaltelemente, die zur Verwendung in einem erfindungsgemäßen Hörkorrekturgerät vorgesehen
sind, als eine digitale Schaltung implementiert, vorzugsweise in Form
eines Mikroprozessors oder eines sonstigen Verarbeitungsgeräts, das
DSP-Funktionen ausführt,
um die Analogschaltfunktionen der verschiedenen Komponenten wie
Filter, Verstärker
usw. zu emulieren. Wie oben beschrieben, werden in der Erfindung
die einkommenden Audiosignale über
die Zeit abgetastet und mit einer differenziellen A/D-Konvertierungstechnik
digitalisiert. Die differenziellen Abtastungen geben die Amplitudendifferenz
zwischen den aufeinanderfolgenden Abtastsignalen wieder. Die für die DSP genutzten
Schaltungen benötigen
lediglich eine ausreichende Bandbreite für die Verarbeitung der Bitzahl,
die erforderlich ist, um den Unterschied zwischen den Amplituden
der aufeinanderfolgenden Abtastsignale wiederzugeben. Durch die
Verwendung eines A/D-Wandlers für
Differenzabtastungen werden der Stromverbrauch erheblich gesenkt
und die Schaltungen wesentlich vereinfacht.
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4a zeigt
die detailliertere Darstellung eines konzeptuellen Blockschaltbilds
eines typischen multiplikativen AGC 44-m, der in einer
bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung verwendet wird. Wie bereits erwähnt, sind dem Fachmann multiplikative AGCs
bekannt. Ein Beispiel eines multiplikativen AGC, der in der Erfindung
genutzt wird, wird im Beitrag von T. Stockham jr. "The Application of
Generalized Linearity to Automatic Gain Control", IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics,
AU-16(2): S. 267-270, Juni 1968, offengelegt. Ein ähnliches
Beispiel eines solchen multiplikativen AGC ist dem Oppenheim et
al. erteilten US-Patent Nr. 3.518.578 zu entnehmen.
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Konzeptuell übernimmt
der multiplikative AGC 44-m, der in der Erfindung genutzt
werden kann, am Verstärker 50 ein
Eingangssignal vom Ausgang eines der Audiobandfilter 42-m.
Der Verstärker 50 ist
entsprechend einer Verstärkung
von 1/emax beschaltet, wobei emax den
Höchstwert
der Audiohülle darstellt,
auf die der AGC angewandt wird (d.h. für Eingangspegel über emax erfolgt eine Dämpfung durch den AGC). Innerhalb
jedes Bandsegments im erfindungsgemäßen Gerät stellt der Wert emax die maximale Schallintensität dar, für die eine
Verstärkung angewandt
wird. Dieser Verstärkungswert
für emax (bestimmt durch die audiologische Untersuchung
eines Patienten) entspricht häufig
dem oberen Komfortpegel. In der DSP kann der Verstärker 50 durch eine
Multipliziererfunktion mit dem Eingangssignal als einem Eingang
und der Konstanten 1/emax als dem anderen
Eingang realisiert sein.
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Der
Ausgang von Verstärker 50 wird
im Logarithmierer bzw. "LOG"-Block 52 verarbeitet, um den Signallogarithmus
abzuleiten. Der LOG-Block 52 leitet
einen komplexen Logarithmus vom Eingangssignal ab, wobei ein Ausgang
das Vorzeichen des Eingangssignals und der andere Ausgang den Logarithmus
des Absolutwerts des Eingangs wiedergibt. Wie dem Fachmann bekannt
ist, kann in der DSP der LOG-Block 52 als ein Software-Unterprogramm
implementiert werden, das auf einem Mikroprozessor oder einem ähnlichen
bekannten Verarbeitungsgerät abläuft, oder
als ein anderes äquivalentes
Mittel wie beispielsweise eine Nachschlagetabelle. Beispiele solcher
Implementierungen sind in Knuth, Donald E., "The Art of Computer Programming", Band 1, Fundamental
Algorithms, Addison-Wesley Publishing 1968, S. 21-26, und Abramowitz
M. und Stegun I.A., "Handbook
of Mathematical Functions",
US Department of Commerce, National Bureau of Standards, Appl. Math.
Series 55, 1968, zu finden. Der Fachmann weiß, dass
bei einer Regelung von Verstärker 50 auf 1/emax der Ausgang von Verstärker 50 (bei einem
unter emax liegenden Eingang) nie höher als
eins und der Logarithmus aus LOG-Block 52 stets maximal
0 sein wird.
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Der
erste Ausgang von LOG-Block 52, der die Information zum
Vorzeichen des Eingangssignals enthält, wird einer Verzögerungsstrecke 54 zugeführt, und
ein zweiter Ausgang von LOG-Block 52, der den Logarithmus
des Absolutwerts des Eingangssignals wiedergibt, wird an ein Filter 56 mit
einer Charakteristik übertragen,
die vorzugsweise derjenigen in 5 entspricht.
Konzeptuell kann Filter 56 ein Hochpassfilter 58 und
ein Tiefpassfilter 60 umfassen, denen ein Verstärker 62 mit
einer Verstärkung
K nachgeschaltet ist. Dem Fachmann ist dabei klar, dass das Hochpassfilter 58 gebildet
werden kann, indem der Ausgang des Tiefpassfilters 60 von seinem
Eingang abgezogen wird.
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Sowohl
das Hochpassfilter 58 als auch das Tiefpassfilter 60 haben
eine durch ihre spezifische Anwendung bestimmte Grenzfrequenz. Bei
einer Anwendung in einem Hörkorrektursystem
liegt eine Nenngrenzfrequenz bei etwa 16 Hz. Für das Tiefpassfilter 60 können jedoch
andere Grenzfrequenzen bis zu etwa 1/8 der kritischen, dem verarbeiteten
Frequenzband zugeordneten Bandbreite gewählt werden. Dem Fachmann ist
bekannt, dass Filter mit anderen als der in 5 gezeigten
Frequenzgangkurve für
die Erfindung eingesetzt werden können. So können beispielsweise andere
erfindungsgemäße und nicht
stimmhafte Anwendungen eine über
oder unter 16 Hz liegende Grenzfrequenz erfordern. Ein weiteres
Beispiel zeigt, dass die Implementierung einer Grenzfrequenz für das Tiefpassfilter 60,
die 1/8 der kritischen, dem verarbeiteten Frequenzkanal (d.h. 42-1 bis 42-m in 3)
zugeordneten Bandbreite entspricht, eine schnellere Anpassung an
kurze akustische Extremwerte wie Gewehrschüsse, Hammerschläge oder
Motorfehlzündungen
möglich macht.
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Das
von LOG-Block 52 gelieferte Vorzeichen, das an die Verzögerungsstrecke 54 weitergegeben
wird, hat einen Wert von 1 oder 0 und dient dem Mitziehen des Vorzeichens
des Eingangssignals zu LOG-Block 22.
Die Verzögerung 54 ist
so ausgelegt, dass das Vorzeichen des Eingangssignals zur gleichen
Zeit in den exponentiellen Funktionsgenerator bzw. EXP-Block 64 eingespeist
wird wie die Daten, die den Absolutwert der Größe des Eingangssignals repräsentieren,
so dass das richtige Vorzeichen am Ausgang erscheint. In der Erfindung
wird die Verzögerung
gleich der Verzögerung
des Hochpassfilters 58 gewählt.
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Dem
Fachmann ist bekannt, dass es für
die Verstärker
und die DSP-Implementierungen
von Filtern zahlreiche Auslegungsmöglichkeiten gibt und dass die
Auslegung der hier beschriebenen Filter aus diesen Möglichkeiten
beliebig getroffen werden kann. Bei der digitalen Implementierung
der Erfindung kann der Verstärker 62 ein
Multiplizierer sein, wobei das Eingangssignal einen Eingang und
die Konstante K den anderen Eingang bildet. Dem Fachmann sind die DSP-Filtertechniken
wohlbekannt.
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Die
Ausgänge
von Hochpassfilter 58 und Verstärker 62 werden kombiniert
und zusammen mit dem nicht modifizierten Ausgang von LOG-Block 52 an
den Eingang von EXP-Block 64 übertragen. EXP-Block 64 verarbeitet
das Signal, um eine exponentielle Funktion bereitzustellen. Wie
der Fachmann weiß,
kann bei der erfindungsgemäßen DSP-Implementierung
der EXP-Block 64, als ein Software-Unterprogramm ablaufen oder als ein
anderes äquivalentes
Mittel wie z.B. eine Nachschlagetabelle implementiert werden. Beispiele
für bekannte
Implementierungen dieser Funktion sind in den bereits genannten
Dokumenten von Knuth und Abramowitz et al. und dem ebenfalls erwähnten US-Patent
Nr. 3.518.578 zu finden.
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Es
ist bekannt, dass akustische Energie als das Produkt zweier Komponenten
angesehen werden kann. Die erste ist die stets positive, sich langsam
verändernde
Schallhüllkurve,
die als e(t) ausgedrückt
werden kann, und die zweite der sich schnell ändernde Träger, der mit v(t) ausgedrückt werden kann.
Der Gesamtton erhält
damit die folgende Form: s(t) = e(t)·v(t)
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Digitale
Schallabtastungen werden mit s(n) bezeichnet, wobei n der Abtastindex
ist und der Gesamtton die folgende Form erhält: s(n)
= e(n)·v(n)
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Da
eine Schallwellenform nicht immer positiv ist (d.h. v(n) ist für die Hälfte der
Zeit negativ), hat ihr Logarithmus am Ausgang von LOG-Block 52 einen Real-
und einen Imaginärteil.
Ist LOG-Block 52 für
die Verar beitung des Absolutwerts von s(n) konfiguriert, so ist
sein Ausgangswert die Summe aus log (e(n)/emax)
und log |v(n)|. Da log |v(n)| hohe Frequenzen enthält, wird
er das Hochpassfilter 58 im Wesentlichen ohne Änderungen
passieren. Die Komponente log (e(n)/emax)
enthält
Niederfrequenzkomponenten. Sie wird somit das Tiefpassfilter 60 passieren
und von Verstärker 62 als
der Wert K log(e(n)/emax) ausgegeben. Die
Ausgang von EXP-Block 64 wird daher folgendes Aussehen
haben: (e(n)/emax)K·v(n)
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Für K < 1 wird deutlich,
dass die Verarbeitung im multiplikativen AGC 44-m aus 4a eine
Kompressionsfunktion bewirkt. Dem Fachmann ist klar, dass erfindungsgemäße Ausführungsformen,
die diese Werte von K nutzen, für
andere Anwendungen als für
Hörkorrekturen
geeignet sind.
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Gemäß einer
gegenwärtig
bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung, die als Hörkorrektursystem
genutzt wird, kann K einen Wert zwischen etwa 0 und 1 annehmen.
Der Wert K wird für
jedes Frequenzband für
jeden Hörbehinderten
unterschiedlich sein und kann wie folgt definiert werden: K = [1 – (HL/(UCL – NHT)],wobei
HL den Gehörverlust
bei der Hörschwelle
(in dB), UCL den oberen Komfortpegel (in dB) und NHT die normale
Hörschwelle
(in dB) bezeichnet. Das erfindungsgemäße Gerät kann somit für die Hörbehinderung
jedes einzelnen Nutzers nach den jeweiligen Untersuchungsergebnissen
maßgeschneidert
werden. Der erfindungsgemäße multiplikative
AGC 44-m bietet keine Verstärkung von Signallautstärken beim oberen
Komfortpegel, jedoch eine dem Gehörverlust äquivalente Verstärkung von
Signallautstärken,
die bei der normalen Hörschwelle
liegen.
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Der
Ausgang von EXP-Block 64 wird dem Verstärker 66 mit einer
Verstärkung
von emax zugeführt, um das Signal neu zu skalieren,
so dass es genau den Eingangspegeln entspricht, die zuvor in Verstärker 50 mit
1/emax skaliert wurden. Die Verstärker 50 und 66 sind ähnlich kon figuriert,
abgesehen davon, dass ihre Verstärkungsgrade
sich in der gerade erläuterten
Weise unterscheiden.
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4b ist
ein Blockschaltbild einer Schaltung, die eine Variante der in 4a gezeigten Schaltung
darstellt. Dem Fachmann ist klar, dass der Verstärker 50 entfallen
und seine Verstärkung (1/emax) äquivalent
implementiert werden kann, indem der Wert log emax im
Subtrahierer 68 vom Ausgang des Tiefpassfilters 60 abgezogen
wird. Ebenso entfällt
in 4b der Verstärker 66.
Seine Verstärkung (emax) wird durch die Addition des Wertes log
emax zum Ausgang von Verstärker 62 im
Addierer 70 äquivalent implementiert.
In der digitalen Ausführungsform
in 4b können
die Subtraktion und die Addition durch einfaches Abziehen/Addieren
des Werts log emax realisiert werden.
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Für K > 1 bewirkt der AGC 44-m eine
Dynamikanhebung. Zweckdienliche Anwendungen einer solchen Schaltung
umfassen die Rauschminderung durch Spreizung eines gewünschten
Signals.
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Dem
Fachmann ist bekannt, dass bei negativem K (in einem typischen Nutzbereich
von etwa null bis –1)
leise Töne
laut und laute Töne
leise werden. Zu zweckdienlichen Anwendungen der Erfindung in diesem
Modus gehören
Systeme, die die Verständlichkeit
eines leisen Audiosignals auf der gleichen Signalleitung wie ein
lauteres Signal verbessern.
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Trotz
der Tatsache, dass multiplikative AGCs in der Literatur seit 1968
bekannt sind und als Möglichkeiten
für Hörhilfeschaltkreise
erwähnt
wurden, blieben sie auf dem Gebiet der Hörhilfen weitgehend unbeachtet.
Obwohl Forscher darin übereinstimmen, dass
eine Art frequenzabhängiger
Verstärkung
erforderlich ist, wird diese Meinung durch die Auffassung geschwächt, dass
eine Filterbank mit AGC die Sprachverständlichkeit zunichte macht,
wenn mehr als nur einige wenige Bänder genutzt werden (siehe u.a.
R. Plomp, "The Negative
Effect of Ampli tude Compression in Hearing Aids in the Light of
the Modulation-Transfer
Function", Journal
of the Acoustical Society of America, 83, 6. Juni 1983, S. 2322-2327. Die
Erkenntnis, dass gemäß der Erfindung
ein getrennt konfigurierter multiplikativer AGC für eine Mehrzahl
unterteilter Bänder über das
ganze Schallspektrum genutzt werden kann, ist ein wesentlicher Fortschritt
auf diesem Gebiet.
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In 6a wird
ein Blockschaltbild einer alternativen, in der Erfindung genutzten
Ausführungsform des
multiplikativen AGC 44-m gezeigt, wobei die Logarithmierungsfunktion
dem Tiefpassfilter nachgeschaltet ist. Dem Fachmann ist klar, dass
die einzelnen Blöcke
des Schaltkreises in 6a, die die gleichen Funktionen
wie die entsprechenden Blöcke
in 4a haben, mit den gleichen Elementen wie die ihnen
entsprechenden Blöcke
der 4a konfiguriert werden können.
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Wie
der multiplikative AGC 44-m in 4a übernimmt
der multiplikative AGC 44-m in 6a ein Eingangssignal
von der Ausgangsseite eines der Audiobandfilter 42-m. Der
Verstärker 80 wird
auf eine Verstärkung
von 1/emax geregelt, wobei emax der höchstzulässige Wert
der Schallhüllkurve
ist, die durch den AGC verstärkt
werden soll.
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Der
Ausgang von Verstärker 80 wird
der Absolutwertbildung 82 zugeführt. In einer digitalen Schaltung
wird die Absolutwertbildung 82 durch die Darstellung der
reinen Größe der Digitalzahl
implementiert.
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Der
Ausgang der Absolutwertbildung 82 wird dem Tiefpassfilter 84 zugeführt. Das
Tiefpassfilter 84 kann in der gleichen Weise wie für 4a beschrieben
konfiguriert werden. Die Absolutwert-bildung 82 kann als
Halbwellengleichrichter, Vollwellengleichrichter oder als eine Schaltung
funktionieren, deren Ausgang dem geeignet skalierten quadratischen
Mittelwert des Eingangs entspricht. Dem Fachmann ist klar, dass
die Absolutwertbildung 82 in Kombination mit dem Tiefpassfilter 84 eine
Näherung
der Schallhüllkurve
e(n) liefert und somit als Schallhüllkurvende tektor bekannt ist.
Im Stand der Technik sind mehrere Implementierungen von Schallhüllkurvendetektoren
bekannt, die hierfür
genutzt werden können.
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In
einer gegenwärtig
bevorzugten Ausführungsform
wird der Ausgang von Tiefpassfilter 84 im LOG-Block 86 verarbeitet,
um den Logarithmus des Signals zu bilden. Der Eingang von LOG-Block 86 ist aufgrund
der Aktion der Absolutwertbildung 82 immer positiv, so
dass kein Phasen- oder Vorzeichenwert von LOG-Block 86 genutzt
wird. Da die Verstärkung von
Verstärker 80 auf
1/emax eingestellt ist, ist der Ausgang
von Verstärker 80 für Eingangswerte
kleiner emax nie größer als eins und der von LOG-Block 86 gelieferte
Logarithmus beträgt
stets höchstens
0.
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Das
logarithmische Ausgangssignal von LOG-Block 86 wird einem
Verstärker 88 mit
einer Verstärkung
von K-1 zugeführt.
Abgesehen von der unterschiedlichen Verstärkung des Verstärkers 50 aus 4a können die
Verstärker 50 und 88 ähnlich konfiguriert
werden. Der Ausgang von Verstärker 88 wird
dem Eingang von EXP-Block 90 zugeführt, der das Signal verarbeitet,
um eine exponentielle (Antilogarithmus-)Funktion bereitzustellen.
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Der
Ausgang von EXP-Block 90 wird im Multiplizierer 92 mit
dem Eingang an Verstärker 80 verknüpft. Es
gibt eine Anzahl bekannter Lösungen
für die
Implementierung von Multiplizierer 92. Bei der digitalen
Implementierung handelt es sich einfach um eine Multiplikation.
Wie in der in 4a gezeigten Ausführungsform
wird der Eingang an Verstärker 80 gemäß der Ausführungsform
in 6a vor dem Anlegen an den Multiplizierer 92 verzögert. Die
Verzögerung
in der Verzögerungsstrecke 94 ist
gleich der Gruppenverzögerung
von Tiefpassfilter 84.
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6b ist
ein Blockschaltbild eines Schaltkreises, der eine Variante des in 6a gezeigten Schaltkreises
darstellt. Dem Fachmann ist klar, dass, ohne von den erfindungsgemäßen Konzepten
abzuweichen, Ver stärker 80 entfallen
und seine Verstärkung
1/emax äquivalent
implementiert werden kann, indem gemäß 6b der
Wert log emax im Subtrahieren 96 vom
Ausgangswert von LOG-Block 86 abgezogen wird.
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Obwohl
die beiden in 4a und 4b sowie
in 6a und 6b dargestellten
multiplikativen AGCs unterschiedlich implementiert werden, hat sich
gezeigt, dass sowohl der aus der Implementierung Logarithmierer-Tiefpass aus 4a und 4b als
auch der aus der Implementierung Tiefpass-Logarithmierer aus 6a und 6b resultierende Ausgang
im Wesentlichen äquivalent
sind. Es kann nicht gesagt werden, der Ausgang der einen Implementierung
sei wünschenswerter
als der der anderen. Die Ausgänge
sind tatsächlich
so ähnlich,
dass der Ausgang beider Lösungen
als eine korrekte Wiedergabe gelten kann. Hörversuche mit Sprachdaten, die
durchgeführt
wurden, um festzustellen, ob die Äquivalenz Logarithmierer-Tiefpass
und Tiefpass-Logarithmierer den für das menschliche Gehör bestimmten
multiplikativen AGC-Konfigurationen angemessen war, haben ergeben,
dass Verständlichkeit und
Wiedergabetreue beider Konfigurationen praktisch nicht zu unterscheiden
sind.
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Obwohl
Verständlichkeit
und Wiedergabetreue beider Konfigurationen äquivalent sind, ergab sich
bei der Analyse der Ausgangspegel während der Kalibrierung des
Systems für
spezifische reine Töne, dass
die Anordnung Tiefpass-Logarithmierer die Kalibrierung beibehielt,
während
das Logarithmierer-Tiefpasssystem leicht davon abwich. Beide Konfigurationen
scheinen gleichwertige Hörergebnisse
zu erbringen, jedoch sprechen die Kalibrierungsergebnisse für die Implementierung
mit Tiefpass-Logarithmierer gemäß 6a und 6b.
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Die
erfindungsgemäße Methode
mit adaptiver Mehrfachband-Kompression
und multiplikativem AGC hat kein explizites Feedback oder Feedforward. Mit
der Einbeziehung eines modifizierten weichen Begrenzers zum multiplikativen
AGC 44-m werden ein stabiles Einschwingverhalten und ein
niedriges Grundrauschen sichergestellt. Eine solche Aus führungsform
eines multiplikativen AGC zur Verwendung in der Erfindung ist in 7a gezeigt.
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Die
in 7a gezeigte Ausführungsform ähnelt der Ausführungsform
in 6a, mit der Ausnahme, dass der Verstärker 80 nicht
vor Absolutwertbildung 82 liegt, sondern dem Tiefpassfilter 84 nachgeschaltet
ist. Außerdem
ist zwischen EXP-Block 96 und Multiplizierer 92 ein
modifizierter weicher Begrenzer 98 eingeschaltet. Der Ausgang
von EXP-Block 96 stellt
die Verstärkung
des Systems dar. Die Zwischenschaltung des weichen Begrenzers 98 im
Schaltkreis gemäß 7a begrenzt
die Verstärkung
auf den Höchstwert,
der auf die für
die Korrektur des Gehörverlusts
an der Hörschwelle
notwendige Verstärkung
eingestellt ist.
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In
einer digitalen Implementierung kann der weiche Begrenzer 98 als
ein Unterprogramm realisiert werden, das einen Ausgang für den Multiplizierer 92 bereitstellt,
der dem Eingang in den weichen Begrenzer 98 für alle Eingangswerte
entspricht, die unter dem Wert der von Multiplizierer 92 zu
erzielenden Verstärkung
liegen, die für
die Korrektur des Gehörverlusts
an der Hörschwelle
erforderlich ist. Das Unterprogramm stellt ferner einen Ausgang
für den Multiplizierer 92 bereit,
der dem Wert der Verstärkung entspricht,
der notwendig ist, um den Gehörverlust
an der Hörschwelle
für alle über diesem
Wert liegenden Eingangspegel zu korrigieren.
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Der
Fachmann weiß,
dass der Multiplizierer 92 als ein variabler Verstärker arbeitet,
dessen Verstärkung
durch den Ausgang des weichen Begrenzers 98 geregelt wird.
Es ist zweckmäßig, wenn
auch nicht zwingend, den weichen Begrenzer 98 so zu modifizieren,
dass die Verstärkung
leiser Töne
unterhalb der Hörschwelle
so begrenzt wird, dass sie höchstens
dem Wert entspricht, der für
die Gehörkorrektur an
der Hörschwelle
erforderlich ist. Wird der weiche Begrenzer 98 so modifiziert,
muss darauf geachtet werden, dass die Verstärkung unterhalb der Hör schwelle
bei einer geringfügigen Änderung
des Eingangspegels nicht unterbrochen wird.
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7b ist
ein Blockschaltbild einer Variante des in 7a gezeigten
Schaltkreises. Dem Fachmann ist klar, dass, ohne dadurch von den
erfindungsgemäßen Konzepten
abzuweichen, der Verstärker 80 entfallen
und seine Verstärkungsfunktion äquivalent
ersetzt werden kann, indem der Wert log 1/emax gemäß 7b im
Subtrahieren 96 vom Ausgang von LOG-Block 86 abgezogen
wird.
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Die
Ausführungsformen
in 4a, 4b, 6a und 6b liefern
ein korrektes Abbild der Stärke
akustischer Stimuli innerhalb des normalen Hörbereichs in einem äquivalenten
Wahrnehmungsbereich von Hörbehinderten,
aber sie sorgen auch für eine
zunehmende Verstärkung,
wenn die Lautstärke des
einkommenden Stimulus unter der Hörschwelle liegt. Die zunehmende
Verstärkung
von Tönen
unterhalb der Hörschwelle
bewirkt den Eintrag störender Geräusche in
das System und erhöht
damit das Grundrauschen des Ausgangs. Die Verwendung der Ausführungsformen
aus 7a und 7b mit
dem modifizierten weichen Begrenzer 98 in der Verarbeitungskette
beseitigt dieses Nebengeräusch.
Der Einsatz des modifizierten weichen Begrenzers 98 bietet einen
weiteren Vorteil, da er das vorübergehende Überschwingen
der Systemreaktion auf einen akustischen Stimulus ausschaltet, das
schnell von Stille in eine unangenehme Lautstärke übergeht.
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Die
stabilisierende Wirkung des weichen Begrenzers 98 kann
auch durch die Realisierung einer geeigneten Verzögerung innerhalb
des Systems erzielt werden, wobei jedoch nachteilige Effekte auftreten
können.
Die verzögerte Übermittlung
der eigenen Stimme zum Ohr verursacht eine verzögerte Rückmeldung, wodurch es zu Stottern
kommen kann. Die Verwendung des modifizierten weichen Begrenzers 98 beseitigt
die in anderen Techniken vorhandene akustische Verzögerung und
bietet gleichzeitig Stabilität
und einen verbesserten Rauschabstand.
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Eine
alternative Methode, um Stabilität
zu erzielen, ist das Einspeisen eines niedrigen Geräuschpegels
(d.h. eine Lautstärke
unterhalb der Hörschwelle)
in die Eingänge
der Audiobandfilter 42-1 bis 42-m. Das Geräusch ist
so zu wählen,
dass seine Spektralform frequenzabhängig der Hörschwellenkurve einer Person
mit normalem Gehör
folgt. Das wird schematisch am Rauschgenerator 100 in 3 gezeigt.
Man erkennt, wie der Rauschgenerator 100 einen niedrigen
Geräuschpegel
in jeden der Audiobandfilter 42-1 bis 42-m einspeist.
Dem Fachmann sind zahlreiche Schaltungen und Methoden für Rauschsignalerzeugung
bekannt.
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Die
adaptive Vollbereichskompression des multiplikativen AGC für die Hörkorrektur
unterscheidet sich von früheren
Methoden mit schneller Fouriertransformation (FFT) in mehreren wesentlichen
Merkmalen. Bei der für
die Erfindung genutzten Technik der adaptiven Kompression von multiplikativen
Mehrfachband-AGCs wird nicht der Frequenzbereich verarbeitet, sondern
es werden Zeitbereichsfilter mit ähnlicher oder äquivalenter
Güte (Q)
auf Grundlage der erforderlichen kritischen Bandbreite verwendet. Außerdem kann
im Gegensatz zur FFT-Methode das erfindungsgemäße System, das die adaptive
Kompression multiplikativer AGCs anwendet, mit einem Minimum an
Verzögerung
und ohne explizites Feedforward oder Feedback implementiert werden.
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Bei
der FFT-Implementierung nach dem Stand der Technik wurde der zu
messende Parameter bei Anwendung dieser dem Stand der Technik entsprechenden
Methode im Phonbereich identifiziert. Das gegenwärtig bevorzugte, erfindungsgemäße System,
das mit der adaptiven Kompression multiplikativer Mehrfachband-AGCs
arbeitet, integriert inhärent
eine phänomenologisch
bedingte Wiederherstellung der Hörfähigkeit,
so dass nur der Gehörverlust
an der Hörschwelle
und der obere Komfortpegel als Funktion der Frequenz gemessen werden müssen.
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Schließlich nutzt
die in der Erfindung angewandte Technik der adaptiven Kompression
multiplikativer Mehrfachband-AGCs einen modifizierten weichen Begrenzer 98 oder
alternativ einen Rauschgenerator 100 mit niedrigem Pegel,
um zusätzliche
Geräusche
zu unterdrücken,
die durch eine dem Stand der Technik entsprechende Verarbeitung
verursacht werden, und um die Wiedergabetreue aufrechtzuerhalten.
Von größerer Bedeutung
ist jedoch, dass das dem Stand der Technik entsprechende FFT-System während des
Wechsels von Stille zu lauten Tönen ohne
angemessene Zeitverzögerung
instabil wird, während
die gegenwärtig
bevorzugte erfindungsgemäße Ausführungsform
des multiplikativen Verstärkungsreglers
auch ohne diese Verzögerung
stabil bleibt.
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Das
erfindungsgemäße System
der adaptiven Kompression des multiplikativen Mehrfachband-Verstärkungsreglers
hat mehrere Vorteile. Erstens müssen
nur die Hörschwelle
und der obere Komfortpegel des künftigen
Nutzers gemessen werden. Für
jedes der verarbeiteten Frequenzbänder wird die gleiche Ausführung des
Tiefpassfilters für
die Extrahierung der Schallhüllkurve
e(n) aus dem Schallstimulus s(n) oder äquivalent aus dem Wert log (e(n))
genutzt. Ferner können
bei Nutzung der gleichen Filterausführung und lediglich durch die
bereits erläuterte Änderung
der Grenzfrequenzen der Tiefpassfilter andere Anwendungen in Betracht
kommen, auch solche, bei denen ein schneller Wechsel von Stille
zu lauten Tönen
zu erwarten ist.
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Das
erfindungsgemäße System
der adaptiven Kompression des multiplikativen Mehrfachband-Verstärkungsreglers
arbeitet mit einer minimalen Zeitverzögerung. Das beseitigt die Irritation
beim Hören,
die entsteht, wenn eine Person spricht und ihre eigene Stimme als
eine direkte Reaktion des Gehirns und als verzögertes Echo nach Verarbeitung durch
das Hörhilfesystem
wahrnimmt.
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Eine
Normalisierung mit dem Faktor emax verhindert
auf mathematischem Weg eine Verstärkung, die den Ausgangspegel
der Hörhilfe über einen
vorbestimmten oberen Komfortpegel hinaus steigert, und schützt so das
Ohr gegen Schädigungen.
Bei einkommenden Schallpegeln mit einem über emax liegenden
Wert dämpft
das Gerät
den Ton, anstatt ihn zu verstärken.
Dem Fachmann ist klar, dass das Ohr ohne Abweichung von den erfindungsgemäßen Konzepten
ferner durch die Begrenzung des Ausgangs auf einen maximalen Sicherheitspegel
geschützt werden
kann.
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Für jedes
Frequenzband wird eine getrennte, exponentielle Konstante K genutzt,
die exakt die richtige Verstärkung
für alle
ankommenden Lautstärken bereitstellt,
so dass kein Umschalten zwischen linearen und Kompressionsbereichen
erfolgt und die entsprechenden Schaltungen entfallen.
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Die
erfindungsgemäße Methode
der adaptiven Kompression des multiplikativen Mehrfachband-AGC hat
kein explizites Feedback oder Feedforward. Mit der Einbeziehung
eines modifizierten weichen Begrenzers 98 werden ein stabiles
Einschwingverhalten und ein niedriges Grundrauschen sichergestellt.
Ein wesentlicher zusätzlicher
Vorteil der Erfindung gegenüber
dem Stand der Technik, der sich aus der minimalen Verzögerung und
dem Fehlen eines expliziten Feedforward und Feedback im multiplikativen
AGC ergibt, ist die Verbesserung bei störenden Audio-Feedbacks oder
Rückkopplungen,
die für
Hörhilfen
typisch sind, bei denen sowohl das Mikrofon als auch der Lautsprecher
sehr nahe am Ohr liegen.
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Wie
bereits erwähnt,
gibt es kein allgemein gültiges
Gesetz der Überlagerung
für nichtlineare Systeme.
Nach einem anderen erfindungsgemäßen Gesichtspunkt
ist für
eine spezifische Signalklasse, zu der auch Töne gehören, bekannt, dass die DSP nichtlinear
sein kann und eine differenzielle Darstellung des Abtastsignals
genutzt werden kann, wobei die Additiveigenschaft der linearen Überlagerung
auf die Systemausgänge
anwendbar ist. Die Signalklasse, auf die sich die Erfindung bezieht,
sind Signale mit langsamer Veränderung
der Schallhüllkurven,
bei denen das Signal der sich langsam verändernden Schallhüllkurve
mit überdichter
Belegung abgetastet wird.
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Wie
weiter oben ausgeführt,
kann akustische Energie als das Produkt aus zwei Komponenten betrachtet
werden. Die erste ist die immer positive, sich langsam verändernde
Schallhüllkurve,
die als e(n) beschrieben werden kann, und die zweite der sich schnell ändernde
Träger,
der mit v(n) bezeichnet wird. Die digitalen Tonabtastungen werden
als s(n) bezeichnet, wobei n der Abtastindex ist und der Gesamtton
folgende Form annimmt: s(n) = e(n)·v(n)
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Für die Erfindung
wird das sich langsam verändernde
und dabei überdicht
abgetastete Analogsignal als das Signal e(t) bezeichnet, das die
Schallhüllkurve
wiedergibt, wobei t die Zeit darstellt. Der zeitliche Abstand zwischen
aufeinanderfolgenden Abtastungen e(n) des Analogsignals e(t) wird
als T bezeichnet.
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Die
Funktionsweise des Mehrfachbandsystems aus 3, das mit
nichtlinearer DSP arbeitet, ist wie folgt. In 3 lautet
der Ausgang des differenziellen A/D-Wandlers 14: Δs(n) = s(n) – s(n – 1) (1)
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Da
die akustische Energie als s(n) = e(n)·v(n) ausgedrückt werden
kann, kann der Ausgang des differenziellen A/D-Wandlers 14 wie
folgt geschrieben werden. Δs(n)
= e(n)·v(n) – e(n – 1)·v(n – 1) (2)
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Erfindungsgemäß erhält man die
Schallhüllkurve
e(n) durch die Tiefpassfilterung des Signals Δs(n), wobei die Hüllkurve
e(n) in hohem Maß überdicht
abgetastet ist. Typischerweise liegt die Abtastrate für ein 16 Hz-Tiefpassfilter über 10 kHz.
Solange der durch die Annäherung
der Hüllkurvenabtastung
e(n) durch e(n-1) verursachte Fehler wesentlich kleiner ist als
e(n) und sich bei Nachbarabtastungen ein Unterschied von durchschnittlich
etwa 0 ergibt, kann von folgender Annahme ausgegangen werden: e(n) = e(n – 1) (3)
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Durch
Einsetzen von Gleichung (3) in Gleichung (2) folgt: Δs(n) = e(n)[v(n) – v(n – 1)] (4)
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Gleichung
(4) setzt nunmehr voraus, dass der Ausgang des digitalen multiplikativen
AGC in jedem Kanal m wie folgt lautet: Δym(n) ≈ em am [vm(n) – vm(n – 1)] (5)
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Es
sei darauf hingewiesen, dass der Exponent am des
Abschnitts em der Schallhüllkurve
als nichtlineare Funktion dargestellt werden kann. Alternativ kann
die ganze Funktion durch eine Nachschlagetabelle ersetzt werden.
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Mit
der vorstehenden Ableitung, die auf der sich langsam verändernden
Schallhüllkurve
e(n) aufbaut, lautet die Summe jedes Kanals zusammen mit der Summierung
(Integration) aller Abtastungen wie folgt:
n M y(n) = Σ ΣΔym(nd) (6)nd = 1 m = 1
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Dies
zeigt, dass die Abtastungen des Mehrfachbandsystems der Erfindung
so rekonstruiert werden, als ob das System linear wäre. Die
Variablen nd, m und M stehen für das differenzielle
Abtastsignal, die Kanalnummer und die Gesamtzahl der Kanäle.
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Wenn
wie weiter oben vorgeschlagen und in 1B gezeigt,
der Integrierer 18 und der D/A-Wandler 22 entfallen,
lautet die Summierung der Kanäle
wie folgt:
M Δy(n) = Σ Δym (n) (7)m
= 1
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In
einer weiteren Ausführungsform
der Erfindung verwendet ein im Ohr getragenes Hörkorrektursystem zwei Wandler
für die
Umsetzung elektrischer Signale in akustische Energie. Zwei Neuentwicklungen
machen eine Hörhilfe
mit Doppelempfänger möglich. Bei
der ersten handelt es sich um die Entwicklung miniaturisierter Wandler
mit Tauchspule, die zweite ist die hier und in der am B. Juli 1994
unter dem Aktenzeichen 08/272.927 (jetzt US-Patent Nr. 5.500.902)
eingereichten Hauptanmeldung ebenfalls offengelegte und beanspruchte
Technologie der Kompression des kritischen Bandes.
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In 8 ist
ein Blockschaltbild eines im Ohr getragenen Hörkorrektursystems 110 abgebildet,
das zwei Wandler zur Konvertierung elektrischer Signale in akustische
Energie nutzt. Ein erster Signal-/Energie-Wandler 112, beispielsweise
ein herkömmlicher Hörhilfeempfänger mit
Eisenanker der Firma Knowles (oder eine ähnliche Ausführung) wird
als Tieftöner für Niederfrequenzen
(z.B. unter 1 kHz) eingesetzt, während
ein zweiter Signal-/Energie-Wandler 114 wie beispielsweise
ein wie nachstehend beschrieben skalierter Wandler mit Tauchspule
als Hochtöner
für Hochfrequenzen
(z.B. über
1 kHz) verwendet wird. Diese beiden Vorrichtungen können zusammen leicht
im Gehörgang
untergebracht werden.
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Die
Nachfrage nach wiedergabegetreuen Kopfhörern für tragbare elektronische Vorrichtungen hat
die Entwicklung von Tauchspul-Wandlern mit einem Durchmesser von
weniger als 12 mm beschleunigt, die einen geglätteten Frequenzgang über den gesamten
Hörbereich
(20-20.000 Hz) bieten. Für eine
Einpassung in den Gehörgang
muss ein Wandler einen Durchmesser von weniger als 6 mm haben, so
dass die im Handel erhältlichen
Wandler nicht geeignet sind. Aus der maßstabsgerechten Skalierung der
im Handel erhältlichen
Kopfhörer
mit Tauchspule und Seltenerdmagnet auf einen Durchmesser von höchstens
4,5 mm resultiert ein überaus
effizienter Wandler für
einen Bereich von 1 kHz bis weit über die obere Frequenzgrenze
des menschlichen Gehörs
hinaus.
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Das
in 8 gezeigte Hörkorrektursystem 110 ist
vom Konzept her identisch mit der in 3 gezeigten
Ausführungsform,
mit der Ausnahme, dass die Verarbeitungskanäle, die jeweils ein Bandfilter und
einen multiplikativen Verstärkungsregler
enthalten, in zwei Gruppen geteilt sind. Im Hörkorrektursystem 110 konvertiert
ein Ferrodielektrikum-Mikrofon akustische
Energie in ein elektrisches Signal s(t), das über den Vorverstärker 130 dem
differenziellen A/D-Wandler 132 zugeführt wird. Der Ausgang des differenziellen
A/D-Wandlers 132 ist ein differenzielles Abtastsignal Δs(n). Die
erste Gruppe aus Bandfiltern 116-1, 116-2 und 116-3 und
multiplikativen Verstärkungsreglern 118-1, 118-2 und 118-3 verarbeitet Signale
mit Frequenzen, die unter der Resonanz des Eisenanker-Wandlers 112 liegen.
Die zweite Gruppe aus Bandfiltern 116-(m-2), 116-(m-1) und 116-m und multiplikativen
AGCs 118-(m-2), 118-(m-1) und 118-m verarbeitet
Signale oberhalb der Resonanz des Eisenanker-Wandlers 112.
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Die
Ausgänge
der ersten Gruppe der Verarbeitungskanäle werden im Summieren 120-1 summiert.
Aufeinanderfolgende verarbeitete differenzielle Abtastsignale werden
vom Integrierer 122-1 summiert, dessen Ausgang über den
D/A-Wandler 124-1 dem Leistungsverstärker 126-1 zugeführt wird,
der den Eisenanker-Wandler 112 ansteuert. Die Ausgänge der
zweiten Gruppe der Verarbeitungskanäle werden in Summierer 120-2 summiert.
Aufeinanderfolgende verarbeitete differenzielle Abtastsignale werden
vom Integrierer 122-2 summiert, dessen Ausgang über den
D/A-Wandler 124-2 dem Leistungsverstärker 126-2 zugeführt wird,
der den wie beschrieben skalierten Tauchspulenwandler 114 ansteuert.
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Bei
Anwendung der in 8 gezeigten Anordnung, bei der
die Teilung in Hoch- und Niederfrequenzen durch die Bandfilter erfolgt,
wird keine Frequenzweiche benötigt,
wodurch sich das gesamte System vereinfacht. Dem Fachmann ist bekannt, dass
Verarbeitungs- und Verstärkungselemente
der ersten Gruppe speziell für
das Frequenzband ausgelegt werden können, in dem sie arbeiten sollen.
Gleiches trifft auch auf die zweite Gruppe zu. In der Praxis kann
durch diese Spezialisierung eine erhebliche Verlustleistung vermieden
werden. Zu Beispielen für eine
solche Spezialisierung gehört
die Nutzung von Leistungsverstärkern,
deren Auslegung für
den jeweiligen Wandler optimiert wird, der Bandbreite jeder Gruppe
angepasste Abtastraten und andere bekannte Optimierungsmaßnahmen
bei der Auslegung.
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Die
Verfasser haben mit Erfolg auch eine Alternative zu einem Miniaturwandler
mit Tauchspule für
Hochfrequenzwandler 114 aufgezeigt. Die statische Polarisation
moderner Ferrodielektrikum-Mikrofone ist so hoch, dass ihre Effizienz
bei der elektromechanischen Umsetzung so weit gesteigert werden kann,
dass sie als Hochfrequenz-Ausgangswandler dienen können. Solche
Wandler werden seit langem in Ultraschall-Anwendungen genutzt, wurden jedoch noch
nicht in Hörkorrektursystemen
verwendet. Dem Fachmann ist klar, dass ein solches Ferrodielektrikum-Mikrofon,
das als Hochfrequenzwandler 64 eingesetzt wird, die vorbeschriebenen
speziellen Auslegungskonzepte erfordert, und zwar insbesondere beim
Leistungsverstärker,
der speziell ausgelegt werden muss, um eine viel höhere als
die für
einen Tauchspulen-Wandler
benötigte
Spannung zu liefern.
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Wie
vorstehend unter Bezugnahme auf 1B beschrieben,
kann eine positive oder negative, dem differenziellen Ausgang der
Signalverarbeitungsschaltungen 118 proportionale Pulsbreite
für die
Ansteuerung der Ausgangswandler 112 und 114 genutzt
werden. In 9 ist ein Hörkorrektursystem 140 dargestellt,
bei dem die in 8 gezeigten Integrierer 122-1 und 122-2,
die D/A-Wandler 124-1 und 124-2 sowie die Verstärker 126-1 und 126-2 entfallen.
Im Hörkorrektursystem 140 sind
die Impulsmodulatoren 142-1 und 142-2 der Ausgangsseite
der Summierer 120-1 bzw. 120-2 nachgeschaltet.
Die Ausgänge
der Impulsmodulatoren 142-1 und 142-2 werden den
Treiberverstärkern 144-1 und 144-2 zugeführt, und
die Ausgänge
der Treiberverstärker 144-1 und 144-2 sind
mit den Ausgangswandlern 112 und 114 verbunden.
Die Impulsmodulatoren 142-1 und 142-2 und die
Treiberverstärker 144-1 und 144-2 entsprechen
der Beschreibung von 1B. Ein als gestrichelter Block
angedeutetes Anti-Aliasing-Filter 146 kann zwischen Impulsmodulator 142-1 und
Treiberverstärker 144-1 angeordnet
werden, wenn der Frequenzbereich des Ausgangswandlers 112 oberhalb
der Nyquistfrequenz liegt. Implementierungen des Anti-Aliasing-Filters 146 sind
dem Fachmann wohlbekannt und werden hier nicht näher beschrieben.