JP2001516523A

JP2001516523A - 差動信号表現を用いたディジタル補聴器

Info

Publication number: JP2001516523A
Application number: JP52874398A
Authority: JP
Inventors: ミード，カーバー・エイ; チャブリーズ，ダグラス・エム; デイビス，キース・エル
Original assignee: ソニック・イノベイションズ・インコーポレイテッド
Priority date: 1996-12-20
Filing date: 1997-11-20
Publication date: 2001-09-25
Also published as: DE69737235T2; DK0951802T3; DE69737235D1; WO1998028943A1; EP0951802A1; EP0951802B1; US6044162A

Abstract

(57)【要約】補聴システムが、その入力における音響情報をその出力において電気信号に変換するための入力トランスデューサと、その入力における入力トランスデューサから出力された電気信号をサンプリングし、その出力において差動信号サンプルを出力する差動アナログ−デジタル変換器と、差動アナログ−デジタル変換器の出力に接続された入力を有し、差動信号サンプル上で作用してその出力において処理済み差動信号サンプルを形成するデジタル信号処理回路と、その入力における電気信号をその出力において音響信号に変換するための出力トランスデューサと、を備えており、処理済み差動信号サンプルは出力トランスデューサの入力に結合されている。

Description

【発明の詳細な説明】差動信号表現を用いたディジタル補聴器発明の背景１．発明の範囲本発明は、聴覚障害者が使用するための電子的補聴器装置に関し、また聴覚を補助する方法に関する。さらに詳細には、本発明は、かかる装置及び方法におけるディジタル信号処理のための差動信号サンプリングの使用に関する。２．先行技術従来の補聴器システムでは、補聴器は典型的には、入力トランスデューサと、信号処理回路と、出力トランスデューサとを含んでいる。入力トランスデューサによって検出された音響エネルギーは、音響エネルギーを表現する電気信号に変換される。補聴器使用者の聴覚不足を補うため、信号処理回路はその電気信号を修正する。信号処理は、単一の周波数帯でも複数の周波数帯でも行われ、また線形、非線形の何れでもあり得る。出力トランスデューサは、処理された信号を、補聴器使用者の耳によって検出されるもとの音響エネルギーに変換する。補聴器において信号処理を実行するための技術上周知である方法の一つに、ディジタル信号処理（ＤＳＰ）がある。入力トランスデューサからの出力は典型的にはアナログ電気信号であるため、アナログ電気信号は、アナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器によってディジタル信号に変換される。ＤＳＰオペレーションの実行精度は、概して２つの事項に依存している。その１つはオペレーション自体の精度であり、２つ目は、ＤＳＰオペレーションへと供給される信号の各ディジタルサンプルを表現するためにＡ／Ｄ変換器から出力されるディジタルビット数である。従って、サンプルの精度及び信号を処理しうる正確さを増大させるためには、より多くのビットが使用される。ＤＳＰ技術を使用した従来型の補聴器システムでは、Ａ／Ｄ変換は、フラッシュ又は並列変換器、反復式変換器、傾斜式又は階段式変換器、トラッキング変換器、積分変換器及び積分器を伴ったシグマ−デルタ変換器を含む数多くの一般的なＡ／Ｄ変換器のうちの何れか１つを使用して行うことができる。ＤＳＰオペレーションは、Ａ／Ｄ変換器のディジタル出力上で実行され、アナログ入力信号の全振幅を表示する。正確なＤＳＰオペレーションのために十分なビット数を有することを目指しながらも、最少のビット数を使用することには重要な優位点がある。第１の優位点は、処理するビット数が少ないほど、信号の入力、出力及び修正を実行するための回路のエネルギー消費量が低減することにある。第２の優位点は、信号の入力、出力及び修正を実行する回路の複雑さもやはり低減することにある。補聴器システムにおいては、装置のサイズと装置の電力消費量の双方を最小にすることが重要な目的である。また、聴力障害を有する個々人においては、全ての音声スペクトルを通じて聴力障害の度合いが同じではないことが認識されている。従って、異なる周波数帯の音声信号が別々の各周波数帯において、その特定の周波数帯における聴力障害を補償するために選択されたパラメータに従ってディジタル信号処理される。各周波数帯におけるＤＳＰは線形又は非線形の何れでもあり得るが、ＤＳＰが非線形である場合には、線形システムでは遭遇することのない問題に対処しなければならない。線形システムでは、幾つかの周波数帯に分割された後に各周波数帯において線形且つディジタル処理された信号が、「線形重畳の法則」に従ってＤＳＰの後に合計し直される。非線形システムでは、一般化された重畳の法則が存在しないことが知られている。オッペンハイム（Ｏｐｐｅｎｈｅｉｍ）外著「多重化され重畳された信号の非線形濾波」ＩＥＥ会報第５６巻、１２６４−１２９１頁、１９６８年８月、には、非線形システムにおける重畳のための規則を提供する一方法について述べられており、変換後に線形として処理することのできるクラスの非線形システムのための一般化された重畳法則が提案されている。このクラスの非線形システムは、準同形システムと呼ばれる。準同形システムの一例は米国特許第５，５００，９０２号に見い出すことができるが、同特許では、各周波数帯における入力信号の対数がまず、入力信号に対してさらなる信号処理が実行される前に求められる。次いで、処理された信号の真数が求められ、各周波数帯からの信号が合計される。従って、本発明の１つの目的は、補聴器システムによって処理される信号のサンプル値ディジタル表現におけるビット数を最小にすることにある。本発明の他の目的は、連続するアナログ入力信号サンプル間の差分をサンプル値ディジタル信号として表示することにより、信号のサンプル値ディジタル表現におけるビット数を最小にすることにある。本発明のさらに他の目的は、差動ディジタル信号サンプルを多帯域補聴器システムにおいてディジタル信号として使用することにある。本発明のさらなる目的は、差動ディジタル信号サンプルを多帯域音声処理システムにおいてディジタル信号として使用することにある。従って、差動信号サンプル表示によるＤＳＰオペレーションにおいて準同形変換を使用することにより、多帯域補聴器を実施することが本発明の１つの目的である。本発明の他の目的は、差動信号サンプル表示による非線形ＤＳＰオペレーションを使用して多帯域補聴器を実現することにある。本発明のさらなる目的は、差動信号サンプル表示による非線形ＤＳＰオペレーションを使用して多帯域音声処理システムを実現することにある。本発明のさらなる目的は、差動信号サンプル表示による非線形ＤＳＰオペレーションのためのテーブル索引を使用して多帯域補聴器を実現することにある。本発明のさらに他の目的は、差動信号サンプル表示によるＤＳＰオペレーションのためのテーブル索引を使用して多帯域音声処理システムを実現することにある。本発明のさらなる目的は、出力トランスデューサが差動ディジタル信号に比例する幅を有するパルスによって駆動されるような音声処理システムを実現することにある。発明の簡単な説明本発明の第１態様においては、聴覚障害者のための補聴システムは差動信号サンプリングを使用しており、入力部分における音声情報を出力部分における電気信号に変換するための入力トランスデューサと、入力トランスデューサの出力に接続された入力を有し、電気信号をサンプリングして出力において差動信号サンプルを生成する差動Ａ／Ｄ変換器と、補聴器使用者のニーズに従って差動サンプル値信号を修正するためのディジタル乗算自動利得制御回路とを備え、ディジタル乗算自動利得制御回路は、一次関数、準同形変換を伴う非線形関数、非線形関数又はテーブル索引を実施することができる。積分器はディジタル乗算自動利得制御回路の出力に接続されていて連続する処理済みのディジタル信号サンプルを合計し、入力を有するＤ／Ａ変換器が積分器の出力に接続されている。Ｄ／Ａ変換器の出力は、出力トランスデューサの入力に接続されている。本発明の本態様の代替実施形態では、積分器及びＤ／Ａ変換器が省略されており、入力を有するパルスコーダはディジタル乗算自動利得制御回路の出力に接続されている。パルスコーダの出力は、出力トランスデューサの駆動用として使用されるドライバ増幅器に接続されている。本発明の第２の態様によれば、聴覚障害者のための補聴システムは差動信号サンプリングを採用している。この補聴システムでは、入力における音響情報を出力における電気信号に変換するための入力トランスデューサが供給されている。差動Ａ／Ｄ変換器は、入力トランスデューサの出力に接続された入力と出力とを有する形で供給されている。複数のディジタル帯域通過フィルタは、各々が差動Ａ／Ｄ変換器の出力に接続された入力を有する形で供給されている。本発明のある好適な実施形態は、９−１５・１／２オクターブの帯域通過フィルタを使用し、約２００−１０，０００Ｈｚの帯域幅に渡って作動する。フィルタは、５００Ｈｚから１０，０００Ｈｚまでの帯域に渡って、１／２オクターブの倍数の帯域幅で設計されている。単一の帯域フィルタは０−５００Ｈｚである。複数のディジタルＡＧＣ回路が提供されており、個々のディジタルＡＧＣ回路は各々異なる１つの第１帯域通過フィルタに関係づけられ、その関係づけられたディジタル帯域通過フィルタの出力に接続された入力と、他方の各乗算自動利得制御回路の出力に付加されてフィルタバンクの出力を形成する出力とを有しており、各ディジタル乗算自動利得制御回路は、一次関数、準同形変換を伴う非線形関数、非線形関数又はテーブル索引を実施することができる。積分器はフィルタバンクの出力に接続され、連続する処理済みのディジタル信号サンプルを合計する。Ｄ／Ａ変換器は、入力を積分器の出力に接続され出力を出力トランスデューサの入力に接続されて供給されている。本発明の本態様の代替実施形態では、積分器及びＤ／Ａ変換器が省略され、入力を有するパルスコーダはフィルタバンクの出力に接続されている。パルスコーダの出力は、出力トランスデューサの駆動用として使用されるドライバ増幅器に接続されている。本発明の第３の態様では、聴覚障害者のための補聴システムは差動信号サンプリングを採用している。この補聴システムでは、入力における音響情報を出力における電気信号に変換するための入力トランスデューサが供給されている。差動Ａ／Ｄ変換器は、入力トランスデューサの出力に接続された入力と出力とを有する形で供給されている。第１の複数のディジタル帯域通過フィルタは、各々が差動Ａ／Ｄ変換器の出力に接続された入力を有する形で供給されている。第１の複数のディジタルＡＧＣ回路が提供されており、個々のディジタルＡＧＣ回路は各々異なる１つの第１帯域通過フィルタに関係づけられ、その関係づけられたディジタル帯域通過フィルタの出力に接続された入力と第１総和関数に接続された出力とを有しており、各ディジタル乗算自動利得制御回路は、一次関数、準同形変換を伴う非線形関数、非線形関数又はテーブル索引を実施することができる。入力を有する第１積分器は第１総和関数の出力に接続され、出力は第１Ｄ／Ａ変換器に接続されている。第１Ｄ／Ａ変換器の出力は、第１出力トランスデューサの入力に接続されている。本発明の本態様の代替実施形態では、第１積分器及び第１Ｄ／Ａ変換器が省略され、入力を有するパルスコーダは第１総和関数の出力に接続されている。パルスコーダの出力は、出力トランスデューサの駆動用として使用されるドライバ増幅器に接続されている。第２の複数のディジタル帯域通過フィルタは、各々が差動Ａ／Ｄ変換器の出力に接続された入力を有する形で供給されている。第２の複数のディジタルＡＧＣ回路が提供されており、個々のディジタルＡＧＣ回路は各々、異なる１つの第２ディジタル帯域通過フィルタに関係づけられ、その関係づけられたディジタル帯域通過フィルタの出力に接続された入力と第２総和関数に接続された出力とを有しており、各ディジタル乗算自動利得制御回路は、一次関数、準同形変換を伴う非線形関数、非線形関数又はテーブル索引を実施することができる。入力を有する第２積分器は第２総和関数の出力に接続され、出力は第２Ｄ／Ａ変換器に接続されている。第２Ｄ／Ａ変換器の出力は、第２出力トランスデューサの入力に接続されている。本発明の本態様の代替実施形態では、第２積分器及び第２Ｄ／Ａ変換器が省略され、入力を有するパルスコーダは第２総和関数の出力に接続されている。パルスコーダの出力は、出力トランスデューサの駆動用として使用されるドライバ増幅器に接続されている。第１出力トランスデューサは、電気エネルギーを効果的により少ない周波数の音響エネルギーに変換するように構成され、第２出力トランスデューサは、電気エネルギーを効果的により高い周波数の音響エネルギーに変換するように構成されている。第１及び第２の複数のディジタル帯域通過フィルタの帯域周波数領域は各々、第１及び第２出力トランスデューサの周波数応答に適合するように選択される。図面の簡単な説明図１Ａは、本発明による差動信号サンプリングを使用した補聴システムのブロック図である。図１Ｂは、本発明による差動信号サンプリング及び出力パルス幅変調を使用した補聴システムのブロック図である。図２Ａは、バイアスを除去するためのロスを有する本発明における使用に適した積分器回路の状態図である。図２Ｂは、本発明における使用に適したドライバ増幅器の図式的ダイアグラムである。図３は、本発明による差動信号サンプリングを使用した多帯域補聴システムのブロック図である。図４Ａは、本発明の好適な実施形態による典型的な乗算ＡＧＣ回路のさらに詳細なブロック図である。図４Ｂは、本発明の同等実施形態による典型的な乗算ＡＧＣ回路のさらに詳細なブロック図である。図５は、図４Ａの乗算ＡＧＣ回路に使用されるフィルタの応答特性を示す図である。図６Ａは、対数関数が低域通過フィルタ関数に続いて行われる本発明による乗算ＡＧＣ回路の代替実施形態を示すブロック図である。図６Ｂは、図６Ａの乗算ＡＧＣ回路の代替実施形態を示すブロック図である。図７Ａは、修正されたソフトリミタをさらに含む本発明による乗算ＡＧＣ回路の代替実施形態を示すブロック図である。図７Ｂは、図７Ａの乗算ＡＧＣ回路の代替実施形態を示すブロック図である。図８は、２つの電気信号−音響エネルギートランスデューサを有し、差動信号サンプリングを使用する本発明に一致する補聴システムのブロック図である。図９は、２つの電気信号−音響エネルギートランスデューサを有し、差動信号サンプリング及び出力パルス幅修正を使用する本発明に一致する補聴システムのブロック図である。好適な実施形態の詳細な説明一般的な当業者には、本発明に関する以下の説明が単に例示的なものであって、如何なる場合も限定的なものではないことが理解されるであろう。こうした当業者には、本発明の他の実施形態も容易に示唆されるであろう。本発明では、連続するディジタル信号サンプル間の振幅の差を使用して、試料採取された信号が表現される。これを行うために、先行技術による補聴器において見い出されるような全振幅Ａ／Ｄ変換器ではなく、差動Ａ／Ｄ変換器が使用されている。本明細書に開示されている本発明の実施形態では、差動信号サンプルの使用が、ディジタル信号サンプルを希望の精度で表現するために必要なビット数を低減している。これにより、電力消費量及び回路の複雑さが低減される。図１Ａを参照すると、本発明による補聴器システム１０のブロック図が示されている。図１Ａでは、入力トランスデューサ１２は、音響エネルギーをその音響エネルギーを表すアナログ電気信号、ｓ（ｔ）、に変換する。アナログ電気信号は、差動Ａ／Ｄ変換器１４によって差動信号サンプル、Δｓ（ｎ）、に変換される。差動Ａ／Ｄ変換器１４は、デルタ変調、デルタ−シグマ変調、適応デルタ変調及び適応差動パルス−コード変調を使用する装置を含む数種の周知の差動Ａ／Ｄ変換器のうちの何れでもよい。先行技術によるシステムでは、こうしたＡ／Ｄ変換器の後に、信号の全幅表現を供給するための積算フィルタが続いていることが認識されなければならない。差動Ａ／Ｄ変換機構は一般的な当業者には周知であり、発明を不明瞭にすることを避ける意味で本明細書では詳述しない。デルタ−シグマ変調を使用する差動Ａ／Ｄ変換の好適な実施形態は、本発明と同じ譲受人に譲渡され、参照用として本明細書に特に編入されている１９９６年１０月２３日提出の米国特許出願第０８／７３１，９６３号において見い出すことができる。差動Ａ／Ｄ変換器１４の出力、Δｓ（ｎ）、はＤＳＰ回路１６に供給され、ＤＳＰ回路１６は、信号を補聴器使用者のニーズに応じて設定されたパラメータに従って修正する。本発明によれば、ＤＳＰ回路１６は、一次関数、準同形変換を伴う非線形関数、非線形関数又はテーブル索引を実施することができる。本明細書では、非線形準同形の事例及び非線形事例の場合のＤＳＰ回路１６の実施例について開示する。先行技術によるＤＳＰを基礎とする補聴器回路とは対照的に、ＤＳＰ回路１６は信号の全幅表示に必要な動的範囲を処理する能力のある回路実施を必要とはせず、ただ差動ディジタル信号、Δｓ（ｎ）、の振幅を処理する能力のある回路の実施のみを必要とする。その結果、ＤＳＰ回路１６における電力消費量及び回路複雑性は大幅に低減する。ＤＳＰ回路１６の出力は、処理された差動信号サンプル、Δｙ（ｎ）、である。連続する処理された差動信号サンプル、Δｙ（ｎ）、は、積分器１８によって合計される。積分器１８は、一般的な当業者には周知である数種の減衰性積分器のうちの何れでもよい。積分器１８の信号フロー図は、図２に示されている。この信号フロー図では、信号サンプル遅延がｚ^-1で示されている。減衰性積分器（ lossy integrator）の動作は技術上周知であるため、開示内容を必要以上に煩瑣にすることを避ける意味で本明細書では説明を省く。積分器１８の信号フロー図には、１Ｈｚをかなり下廻るコーナー周波数を有する高域通過フィルタ２０が含まれている。高域通過フィルタのコーナー周波数は２μｆ、ｆはサンプル周波数、である。従って、本明細書に開示された積分器１８に対しては、公称値μ＝２^-15で十分である。積分器１８に高域通過フィルタ２０を包含することにより、事実上、ＤＣオフセットバイアスが除去される。高域通過フィルタ設計の例示は、ビー・ウィドロウ（Ｂ．Ｗｉｄｒｏｗ）外著「適応ノイズ除去：原理と応用」ＩＥＥＥ会報、第６３巻、第１２号、１６９２−１７１６頁、１９７５年１２月、に開示されている。再度図１Ａを参照すると、積分器１８の出力は、Ｄ／Ａ変換器２２を通じて出力トランスデューサ２４に供給され、出力トランスデューサ２４は、電気信号を音響エネルギーに変換する。Ｄ／Ａ変換器２２は、一般的な当業者にとって周知である多くのＤ／Ａ変換器のうちの１つを使用して実施することができる。同じく一般的な当業者には理解されるように、出力トランスデューサ２４は、様々な周知の利用可能な補聴器イヤホントランスデューサ、例えばイリノイ州所在のノールズエレクトロニクス・オブ・イサカ社（ＫｎｏｗｌｅｓＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓｏｆＩｔｈａｃａ）から入手可能なモデルＥＤ１９３２等、のうちの１つとすることが可能であり、較正用増幅器との結合によって、特定の電気信号レベルの対応する特定音響信号レベルへの変換を保証している。代替として、出力トランスデューサ２４は、他のイヤホン式装置又は音声出力増幅器及びスピーカシステムとすることができる。図１Ｂには、図１Ａの補聴器システム１０の代替実施形態が示されている。図１Ｂの補聴器システム３０では、補聴器システム１０の積分器１８及びＤ／Ａ変換器２２が省略されており、処理された差動信号出力のディジタル値、Δｙ（ｎ）、がパルスコーダ３２によって、処理された差動信号出力、Δｙ（ｎ）、に比例する持続時間を有するディジタルパルスへと変換される。パルスコーダ３２の出力パルスは、出力トランスデューサ２４の駆動に使用されるドライバ増幅器３４を制御する。積分器１８及びＤ／Ａ変換器２２をなくすことにより、差動信号の表示に要するビット数が少なくなり、より粗い差動信号間の時間スロットを使用することができる。出力トランスデューサ２４の直接駆動のためのパルス幅生成における処理された差動信号出力、Δｙ（ｎ）、の使用は、出力トランスデューサ２４固有の積算的性質を利用したものである。出力トランスデューサ２４の駆動におけるディジタルパルス幅の使用は、本発明においては音響入力の差動信号表現が音響入力振幅自体ではなく音響入力振幅の時間微分であるという事実による帰結である。先行技術においては、周波数が拡声器の共振を下廻っている限り、拡声器からの音響振幅は、周波数に関わらず拡声器のスピーカを駆動する電圧に比例することが十分に受容されている。これに対して本発明の場合、トランスデューサ共振より下の密閉された耳管では、音響振幅ではなく音響振幅の時間微分が出力トランスデューサ２４の駆動電圧に比例することが認識されている。一般的な拡声器では、軽量コーンが磁場における音声コイルによって駆動される。コーンはピストンとして作用し、接触する空気の速度を設定する。自由空間における一般的な音波の場合、音の速度範囲は周波数に関わりなく音圧（振幅）に比例する。音声コイルをリンクするフラックスｊはコーンの位置ｘに比例するため、フラックスｊの時間導関数及びそれ故のコイルを通じた電圧は、位置ｘの時間導関数又は速度に比例する。従って、拡声器からの音響振幅は、スピーカを駆動する電圧の振幅に比例する。しかしながら、補聴器が完全に耳管内にあって残りの空間が故意に小さくされ外部に繋がっていないような場合には、出力トランスデューサの駆動電圧と音響振幅との間の関係が大いに異なる。こうした構造では、トランスデューサの共振を下廻る周波数において、捕捉された空気が動作するトランスデューサ部材に対するスプリングとして作用する。結果的には、音圧（振幅）はトランスデューサの動作部材の位置に比例する。従ってこれは、音圧自体であるよりも音圧の時間導関数であって速度に比例する。出力トランスデューサ２４は、音圧の時間微分（処理された差動信号サンプル）を表示するパルス幅を積算して耳管圧力形式の滑らかな関数にする。ナイキストサンプリング定理を満足させるために、パルスコーダ３２からのパルスの反復速度は、ＤＳＰ１６が通過する最高周波数の２倍を上廻るものでなければならない。反復速度は、便宜的にＤＳＰ１６のサンプルレートと同じにすることができる。図２Ｂには、本発明における使用に適したドライバ増幅器３４が示されている。図２Ｂが示すドライバ増幅器３４は、技術上周知の効率的なドライバ増幅器である。一般的な当業者には、ドライバ増幅器３４の他の実施形態をも実行可能であることが理解されるであろう。ドライバ増幅器３４では、第１及び第２ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３４−１及び３４−２のソースは正電圧供給レールに接続され、第１及び第２ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ３４−３及び３４−４のソースは負電圧供給レールに接続されている。第１ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３４−１のドレーンと第１ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ３４−３のドレーンとの接続によって形成される共通ノードは出力トランスデューサ２４の第１入力に接続され、第２ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３４−２のドレーンと第２ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ３４−４のドレーンとの接続によって形成される共通ノードは出力トランスデューサ２４の第２入力に接続されている。信号パルス列をドライバ増幅器３４の何れかの電源レールへと所定時間駆動することにより、ドライバ増幅器３４のパルス幅出力は、電圧ではなく出力トランスデューサ２４を駆動するアナログ変数となる。ドライバ増幅器３４は、「Ｄ級」の増幅器である。パルス幅によって出力トランスデューサ２４を駆動する場合には、その誘導的性質故に配慮が必要である。処理された差動信号出力、Δｙ（ｎ）、がプラスであれば、パルスコーダ３２からの信号パルスによって、処理された差動信号出力、Δｙ（ｎ）、の規模に比例したパルス期間の間、第１ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３４−１及び第１ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ３４−３の両ゲートは負電圧供給レールへと駆動され、第２ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３４−２及び第２ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ３４−４の両ゲートは正電圧供給レールへと駆動される。パルス期間が終了すると、出力トランスデューサ２４に印加された電圧は、第１及び第２ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ３４−３、３４−４、及び第１及び第２ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３４ −１、３４−２双方のゲートが正電圧供給レールへ駆動されることにより、ゼロに設定される。処理された差動信号出力、Δｙ（ｎ）、が負の場合は、パルスコーダ３２からの信号パルス列によって、処理された差動信号出力、Δｙ（ｎ）、の規模に比例したパルス期間の間、第１ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３４−１及び第１ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ３４−３の両ゲートは正電圧供給レールへと駆動され、第２ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ３４−２及び第２ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ３４−４の両ゲートは負電圧供給レールへと駆動される。こうして出力トランスデューサ２４を正及び負双方の処理された差動信号出力、Δｙ（ｎ）、へと駆動することにより、出力トランスデューサ２４は電圧ソースによって常時駆動される。その結果、高電圧の誘導スパイクが生成されない。さらに、処理された差動信号出力の信号及び規模双方の情報は、出力トランスデューサ２４を駆動するために使用される。次に図３を参照すると、差動信号サンプルを使用する本発明に一致した多帯域補聴器システム４０のブロック図が示されている。図３のブロック図は、多くの点で図１のブロック図に類似している。従って、類似したブロックが実施されており、同一の参照番号が使用されている。図３では、入力トランスデューサ１２は、音響エネルギーを、音響エネルギーを表示するアナログ電気信号、ｓ（ｔ）、に変換する。アナログ電気信号は、差動Ａ／Ｄ変換器１４によって差動信号サンプル、Δｓ（ｎ）、に変換される。差動信号サンプル、Δｓ（ｎ）、は、参照番号４２−１、４２−２及び４２− ｍで示される複数の音声帯域通過フィルタに供給され、サンプリングされた信号がｍ個のチャンネルへと濾波される。本発明の好適な実施形態では、ｍは９乃至１５の整数、好適には９チャンネル、である。但し一般的当業者には、本発明は、ｍがその他の整数であっても機能することが理解されるであろう。先行技術による多帯域システムにおける帯域通過フィルタとは異なり、４２−１から４２− ｍまでの帯域通過フィルタは、信号の全幅表示に必要な帯域幅を処理する能力のある回路実施を必要とはせず、ただ差動ディジタル信号の帯域幅を処理する能力のある回路実施を必要とするだけである。その結果、帯域通過フィルタ４２−１乃至４２−ｍ回路における電力消費量及び回路複雑性は大幅に低減する。音声帯域通過フィルタ４２−１乃至４２−ｍは、好適には１／２オクターブ以下、但し如何なる場合も約１２５Ｈｚを下廻らない、の帯域分解能を有し、またその中心周波数が約２００Ｈｚから約１０，０００Ｈｚに及ぶ全音声スペクトルに渡って対数関数的に間隔を置かれている。高忠実性補聴に向けた適正化方法は、入力された音響的刺激を、少なくとも限界帯域幅に等しい分解能を有し、広範囲の音声周波数スペクトルについて１／２オクターブ未満である周波数帯に分離することである点が発見されている。音声帯域通過フィルタは、１／２オクターブより広い帯域幅、即ち１オクターブ辺りまで、但し性能は減衰されている帯域幅を有することができる。１／２オクターブの帯域通過フィルタ設計は、十分に一般的な当業者の技能レベル内にある。従って、どの特定の帯域通過フィルタの回路設計の詳細も、こうした当業者にとっては単に設計選択上の問題でしかない。本発明における使用に適した帯域通過フィルタ４２−１乃至４２−ｍは、通過帯域では滑らかな周波数応答を提供し消去帯域では約６５ｄＢの拒絶を提供する５次のチェビシェフ帯域分割フィルタとして実現されている。一般的な当業者には、他のチェビシェフ、エリプティック、バターワース又はベッセル等のフィルタを含む、但しこれらに限定されない、幾つかの帯域通過フィルタ設計を使用可能であることが理解されるであろう。さらに、例えばアール・エー・ゴピナス（Ｒ．Ａ．Ｇｏｐｉｎａｔｈ）著「小波とフィルタバンク−新規結果と応用」ライス大学博士論文、テキサス州ヒューストン、１９９３年５月、に開示されているような、小波を使用して設計されたフィルタバンクは、幾つかの優位点を提供することができる。こうした帯域通過フィルタ設計は何れも、本明細書に開示された本発明の概念から逸脱することなく使用することができる。一般的な当業者には、図３では帯域通過フィルタ４２−１乃至４２−ｍが離散的に示されているが、帯域通過フィルタ４２−１乃至４２−ｍは、マイクロプロセッサにおいて反復的方法で差動信号サンプルを濾波する単一の回路として実現可能であることが理解されるであろう。個々の帯域通過フィルタ４２−１乃至４２−ｍは各々、ディジタル乗算自動利得制御（ＡＧＣ）回路４４−１乃至４４−ｍと縦続接続されている。乗算ＡＧＣ回路４４−１乃至４４−ｍは、帯域通過フィルタ４２−１から４２−ｍまでの出力においてＤＳＰオペレーションを実行する。乗算ＡＧＣ回路４４−１乃至４４ −ｍのＤＳＰオペレーションは、一次、非線形準同形又は非線形関数であることが可能であり、或いはテーブル索引で置換することもできる。また、帯域通過フィルタ４２−１乃至４２−ｍのように、ディジタル乗算ＡＧＣ回路４４−１乃至４４−ｍは、サンプリングされた信号の全幅表示に必要な帯域幅を処理する能力のある回路実施を必要とはせず、ただ差動ディジタル信号の帯域幅を処理する能力のある回路実施を必要とするだけである。その結果、ディジタル乗算ＡＧＣ回路４４−１乃至４４−ｍにおける電力消費量及び回路複雑性が大幅に低減する。各チャンネルにおいて、非線形乗算ＡＧＣ回路から出力された処理済みの差動信号サンプル、Δｙ_m（ｎ）、は、合計されて処理済みの差動信号サンプルΔｙ（ｎ）を形成する。連続する処理済みの差動信号サンプルΔｙ（ｎ）は、積分器１８によって合計される。積分器１８の出力は、Ｄ／Ａ変換器２２を通じて出力トランスデューサ２４に供給され、出力トランスデューサ２４が、電気信号を音響エネルギーに変換する。本明細書における先の図１Ｂに関する説明により、一般的な当業者には、積分器１８及びＤ／Ａ変換器２２の省略が可能であり、また出力トランスデューサ２４は、処理された差動信号サンプル、Δｙ（ｎ）、の値に比例するディジタルパルスのパルス列を入力として使用して増幅器ドライバからのパルスによって駆動可能であることが理解されるはずである。一般的な当業者には、本発明の原理が聴覚障害者用の補聴以外の音声アプリケーションにも適用可能であることが理解されるであろう。本発明の他のアプリケーションの非網羅的な例としては、自動車環境等の高い雑音レベルの環境のための音楽再生、工場環境における音声システム及び立体音響系で使用されるようなグラフィックサウンド・イコライザがある。図４Ａ、４Ｂ、６Ａ、６Ｂ、７Ａ、７Ｂには、準同形変換を伴う本発明における使用に適した非線形ＤＳＰ乗算ＡＧＣ回路の幾つかの実施形態が示されている。乗算ＡＧＣ回路の詳細な説明は、参照用として本明細書に編入されている米国特許第５，５００，９０２号に見い出すことができる。以下、テーブル索引で限定された機能を含む非線形乗算ＡＧＣ回路のオペレーションについてさらに説明する。図４Ａ、４Ｂ、６Ａ、６Ｂ、７Ａ、７Ｂでは、本発明による補聴装置の回路要素が、フィルタ、増幅器他等様々な構成要素のアナログ回路機能をエミュレートするためのディジタル回路、好適にはマイクロプロセッサ又はＤＳＰ機能を実行する他の演算機関として実施されている。先の説明の通り、本発明においては、着信信号は時間サンプリングされ、差動Ａ／Ｄ変換技術を使用してディジタル化される。Ａ／Ｄ変換器からの差動サンプルは、連続する信号サンプル間の振幅の差を表している。ＤＳＰ実行に使用される回路は、連続する信号サンプル間の振幅差の表示に必要なビット数を処理できるだけの帯域幅を有していればよい。差動サンプルＡ／Ｄ変換器の使用により、電力消費量は大幅に低下し、関連回路の複雑さが低減する。次に図４Ａを参照すると、本発明の好適な実施形態による典型的な乗算ＡＧＣ回路４４−ｍのより詳細な概念的ブロック図が示されている。先にも述べたように、乗算ＡＧＣ回路は周知の技術である。本発明において機能する例示的な乗算ＡＧＣ回路は、ティー・ストッカム・ジュニア（Ｔ．Ｓｔｏｃｋｈａｍ，Ｊｒ．）の論文「一般化された線形性の自動利得制御への適用」音声及び電気音響学に関するＩＥＥＥ会報、ＡＵ−１６（２）：２６７−２７０頁、１９６８年６月、に開示されている。こうした乗算ＡＧＣ回路の類似した実施形態は、オッペンハイム（Ｏｐｐｅｎｈｅｉｍ）外に与えられた米国特許第３，５１８，５７８号において見い出すことができる。概念上、本発明で使用可能な乗算ＡＧＣ回路４４−ｍは、増幅器５０において音声帯域通過フィルタ４２−ｍのうちの１つの出力から入力信号を受信する。増幅器５０は、１／ｅ_maxの利得を有するように設定されている。但し、ｅ_maxはＡＧＣ利得が適用される音声包絡線の最大値である（即ち、ｅ_maxを上廻る入力レベルでＡＧＣが起こる）。本発明による装置における各帯域セグメント内では、ｅ_max量は、利得が適用される予定の最大音響強度である。ｅ_maxのこの利得レベル（患者の聴覚学的診察によって決定される）は、音の上部快適レベルに相当することが多い。ＤＳＰ実施においては、増幅器５０は、入力信号を１つの入力項として、また定数１／ｅ_maxを他の入力項として有する乗算器機能とすることができる。増幅器５０の出力は、「ＬＯＧ」ブロック５２で処理され、信号の対数が導出される。ＬＯＧブロック５２が導出する入力信号の複素対数は、１つの出力が入力信号の符号を表し、他方の出力が入力の絶対値の対数を表している。ＤＳＰ実施においては、ＬＯＧブロック５２は、マイクロプロセッサ又は技術上周知である類似の演算機関上で実行され、もしくはテーブル索引等の他の同等手段からのソフトウェアサブルーチンとして実施することができる。こうした実施の例は、ドナルド・イー・クヌース（ＤｏｎａｌｄＥ．Ｋｎｕｔｈ）著「コンピュータプログラミング技術第１巻：基本アルゴリズム」アディソン−ウェズレイ・パブリシング、２１−２６頁、１９６８年、及びエム・エイブラモイッツ（Ｍ．Ａｂｒａｍｏｗｉｔｚ）、アイ・エー・ステガン（Ｉ．Ａ．Ｓｔｅｇｕｎ）共著「数学的機能ハンドブック」米国商務省規格局、応用数学シリーズ５５、１９６８年、に見い出される。一般的な当業者には、増幅器５０の利得を１／ｅ_maxに設定すれば、増幅器５０の出力（入力がｅ_max未満の場合）は絶対に１より大きくなることはなく、ＬＯＧブロック５２からの対数項は常時０以下であることが理解されるであろう。その入力信号の符号情報を包含するＬＯＧブロック５２の第１出力は遅延ブロック５４に提示され、入力信号の絶対値の対数を表すＬＯＧブロック５２の第２出力は、好適には図５が示すような特性を有するフィルタ５６に提示される。概念上、フィルタ５６は、高域通過フィルタ５８と、Ｋに等しい利得を有する増幅器６２を従えた低域通過フィルタ６０との両方を備えることができる。一般的な当業者には理解されるように、高域通過フィルタ５８は、その入力から低域通過フィルタ６０の出力を減じることによって合成することができる。高域通過フィルタ５８と低域通過フィルタ６０は共に、特定のアプリケーションによって決定される遮断周波数を有している。補聴システムアプリケーションにおいては、公称遮断周波数は約１６Ｈｚであるが、低域通過フィルタ６０に関してはこの他に、処理される周波数帯域に関係づけられた限界帯域幅の約１／８までを本発明の概念から逸脱することなく選択することができる。一般的な当業者には、図５が示すもの以外の応答曲線を有するフィルタを本発明に使用可能であることが理解されるであろう。例えば、本発明の他の非音声アプリケーションでは、１６Ｈｚより高い、或いは低い遮断周波数を必要とする場合がある。その他の例として、処理される周波数チャンネルに関係づけられた限界帯域幅の１／８に等しい低域通過フィルタ６０の場合の遮断周波数の実施は、射撃、ハンマー打ち又は自動車のバックファイア等の過渡的音響入力に対するより迅速な適応に配慮している。遅延回路５４に供給されるＬＯＧブロック５２の符号出力は、値１又は０を有しており、ＬＯＧブロック５２への入力信号の符号の記録に使用される。この遅延５４により、入力信号の符号は入力信号の振幅の絶対値を表すデータと同時にＥＸＰブロック６４に供給され、出力に適正な符号が生じる。本発明においては、遅延は高域通過フィルタ５８の遅延に等しくされている。一般的な当業者には、増幅器及びＤＳＰフィルタの実施には多くの設計が存在し、また本明細書において記述されたフィルタ設計はこうした利用可能な設計の中から選択可能であることが理解されるであろう。本発明のディジタル実施においては、増幅器６２は、入力信号を１つの入力項として、また定数Ｋを他の入力項として有する乗算器機能とすることができる。ＤＳＰフィルタ技術は、一般的な当業者には十分に理解されるものである。高域通過フィルタ５８と増幅器６２の両出力は結合され、ＬＯＧブロック５２の未修整出力と共にＥＸＰブロック６４の入力に提示される。ＥＸＰブロック６４は、信号を処理して指数関数を供給する。本発明によるＤＳＰ実施においては、ＥＸＰブロック６４は、技術上周知である、或いはテーブル索引等の他の同等手段からのソフトウェアサブルーチンとして実施することができる。この機能の周知の実施形態は、クヌース（Ｋｎｕｔｈ）及びエイブラモイッツ（Ａｂｒａｍｏｗｉｔｚ）外による参考文献、及び先に引用した米国特許第３，５１８，５７８号に記述されている。音響エネルギーが２要素の積として概念化され得ることは周知である。その１つは常にプラスであるゆっくりと変化する包絡線であってｅ（ｔ）と表記され、２つ目は高速で変化するキャリアであってｖ（ｔ）と表記される。合計音は、以下のように表すことができる。ｓ（ｔ）＝ｅ（ｔ）・ｖ（ｔ）音のディジタルサンプルをｓ（ｎ）、但しｎはサンプル指数、で表すと、合計音は以下のように表される。ｓ（ｎ）＝ｅ（ｎ）・ｖ（ｎ）音声波形は必ずしも正ではない（即ちｖ（ｎ）は時間の半分は負である）ため、ＬＯＧブロック５２の出力におけるその対数は、実部と虚部を有する。ＬＯＧブロック５２がｓ（ｎ）の絶対値を処理するように構成されていれば、その出力は、ｌｏｇ（ｅ（ｎ）／ｅ_max）とｌｏｇ｜ｖ（ｎ）｜の合計となる。ｌｏｇ｜ｖ（ｎ）｜は高周波数を包含するため、これは事実上変質されることなく高域通過フィルタ５８を通過する。要素ｌｏｇ（ｅ（ｎ）／ｅ_max）は低周波数要素を含んでいるため、低域通過フィルタ６０を通過して増幅器６２からＫｌｏｇ（ｅ（ｎ）／ｅ_max）として表出する。従って、ＥＸＰブロック６４の出力は以下のようになる。（ｅ（ｎ）／ｅ_max）^K・ｖ（ｎ）Ｋ＜１のときは、図４Ａの乗算ＡＧＣ回路４４−ｍにおける処理が圧縮機能を実行することが分かる。一般的な当業者には、こうしたＫ値を使用する本発明による実施形態は補聴以外のアプリケーションにも有益であることが理解されるであろう。補聴システムとして使用される本発明による好適な実施形態では、Ｋはほぼ０と１の間とすることができる。数値Ｋは各聴覚障害者の各周波数帯で異なり、以下のように定義することができる。Ｋ＝［１−（ＨＬ／（ＵＣＬ−ＮＨＴ）］但し、ＨＬは限界値における聴覚ロス（単位ｄＢ）、ＵＣＬは上側の快適レベル（単位ｄＢ）、ＮＨＴは正規聴覚限界値（単位ｄＢ）である。従って、本発明による装置は、診察による決定の通りに着用者の個々の聴覚障害に適合するように注文製造することができる。本発明における乗算ＡＧＣ回路４４−ｍは、上側の音声快適レベルでは信号強化の利得を供給せず、正規聴覚限界に関係づけられた信号強化で聴覚ロスに等しい利得を供給する。ＥＸＰブロック６４の出力は利得ｅ_maxを有する増幅器６６に供給され、信号が再度基準化されて先に増幅器５０で１／ｅ_maxにより基準化されている入力レベルに適正に一致される。増幅器５０及び６６は、今も説明したようにその利得の相異を除けば、類似した構造である。図４Ｂは、図４Ａが示す回路の変形例のブロック図である。一般的な当業者には、増幅器５０を除去することが可能であり、またその利得（１／ｅ_max）は、減算器回路６８において低域通過フィルタ６０の出力からｌｏｇｅ_maxの値を減じることにより等しく実施可能であることが理解されるであろう。同様に、図４Ｂでは増幅器６６が除去されており、またその利得（ｅ_max）が、加算器回路７０において増幅器６２からの出力にｌｏｇｅ_maxの値を加えることにより、本発明の概念から逸脱することなく等しく実施されている。図４Ｂのディジタル実施形態では、ｌｏｇｅ_maxの量を単に減じる／加えることにより減算又は加算を達成することができる。Ｋ＞１のときは、ＡＧＣ回路４４−ｍがエキスパンダとなる。こうした回路の有益なアプリケーションは、希望の信号を拡張することによる雑音低下を含んでいる。一般的な当業者には、Ｋが負（ほぼ０乃至−１である典型的な有効範囲内）のとき、ソフトな音は大きくなり、大きい音はソフトになることが理解されるであろう。このモードでの本発明による有益なアプリケーションには、音のより大きい信号と同じ信号回線上の低音量音声信号の了解度を向上させるシステムが含まれる。情報ＡＧＣは１９６８年以降文献に記載されており、また補聴器回路の候補とされてきたという事実にも関わらず、補聴器に関する文献ではほとんど無視されてきた。但し、研究者達は、何らかの形の周波数依存利得が必要である点については同意している。しかしこの同意でさえも、数個を越える帯域が使用される場合には、ＡＧＣを有するフィルタバンクは音声了解度を破壊するであろうという認識によって曖昧にされている。アール・プロンプ（Ｒ．Ｐｌｏｍｐ）著「変調 −伝達関数に照らした補聴器における振幅圧縮のマイナス効果」アメリカ音響協会ジャーナル８３、２３２２−２３２７頁、１９８３年６月６日、等を参照すること。音声スペクトルに渡る複数のサブバンドに対して別個に構成された情報ＡＧＣを本発明に従って使用可能であるという理解は、実質的な技術上の進歩である。次に参照する図６Ａには、本発明による乗算ＡＧＣ回路４４−ｍの代替実施形態のブロック図が示されている。この実施形態では、低域通過フィルタ関数の次に対数関数が続いている。一般的な当業者には、図４Ａの回路の対応ブロックの場合と同じ機能を有する図６Ａの回路の個々のブロックが、図４Ａのブロックのうちの対応するものの場合と同じ要素から構築可能であることが理解されるであろう。図４Ａの乗算ＡＧＣ回路４４−ｍと同様に、図６Ａの乗算ＡＧＣ回路４４−ｍは、音声帯域通過フィルタ４２−ｍのうちの１つの出力から入力信号を受信する。増幅器８０は、１／ｅ_maxの利得を有するように設定されている。但し、ｅ_max はＡＧＣ利得が適用される音声包絡線の許容可能な最大値である。増幅器８０の出力は、絶対値回路８２へと送られる。ディジタル回路では、絶対値回路８２の実施がディジタル数字の規模を採用して達成される。絶対値回路８２の出力は、低域通過フィルタ８４へと送られる。低域通過フィルタ８４は、図４Ａに関連して開示されているものと同じように構築することができる。絶対値回路８２は、半波整流器、全波整流器、又は出力が適正な基準化調整を行った入力のＲＭＳ値であるような回路として機能することができる。一般的な当業者には、絶対値回路８２と低域通過フィルタ８４との組合せが包絡線の推定を提供し、故に包絡線検出器として知られることが理解されるであろう。包絡線検出器の複数の実施は技術上周知であり、本発明の教示から逸脱することなく使用可能である。ある好適な実施形態では、低域通過フィルタ８４の出力は「ＬＯＧ」ブロック８６で処理され、信号の対数が導出される。ＬＯＧブロック８６への入力は、絶対値ブロック８２による作用のために常時正であり、故にＬＯＧブロック８６からの位相又は符号項は使用されない。またこの場合も増幅器８０の利得は１／ｅ_max に設定されているため、ｅ_max未満の入力に対する増幅器８０の出力は、１を越えることは絶対になく、ＬＯＧブロック８６からの対数項は常時０以下となる。ＬＯＧブロック８６の対数出力信号は、Ｋ−１に等しい利得を有する増幅器８８に送られる。その利得が図４Ａの増幅器５０とは異なる点を除けば、増幅器５０及び８８は同様に構成することができる。増幅器８８の出力はＥＸＰブロック９０の入力に送られ、ＥＸＰブロック９０は、信号を処理して指数（真数）関数を提供する。ＥＸＰブロック９０の出力は、乗算器９２において増幅器８０への入力と結合される。乗算器９２の実施に際しては、多くの周知方法がある。ディジタル実施では、これは単に乗算である。図４Ａに示した実施形態の場合のように、図６Ａの実施形態の増幅器８０への入力は、乗算器９２の入力への提示の前に遅延される。遅延ブロック９４は、低域通過フィルタ８４のグループ遅延に等しい遅延を有している。図６Ｂは、図６Ａが示す回路の変形である回路のブロック図である。一般的な当業者には、図６Ｂに示されているように、本明細書における概念から逸脱することなく、増幅器８０を除去することが可能であり、またその利得、１／ｅ_max 、は、減算器回路９６においてｌｏｇブロック８６の出力からｌｏｇｅ_maxの値を減じることにより等しく実施可能であることが理解されるであろう。図４Ａ、４Ｂ、及び図６Ａ、６Ｂに示された２つの乗算ＡＧＣ回路４４−ｍは異なった方法で実施されているが、図４Ａ及び４Ｂの何れかのｌｏｇ−低域実施から結果的に生じる出力と、図６Ａ及び６Ｂの低域−ｌｏｇ実施から結果的に生じる出力とは事実上同一であり、また一方の出力が他方の出力より望ましいとは言えないことが確定されている。事実、両出力は十分に類似したものであって、その何れかで双方をよく表示する、と考えられている。ｌｏｇ−低域と低域−ｌｏｇとの等価が人間の聴覚乗算ＡＧＣ構成にとって適正であったかどうかを決定するために音声データについて行われた試験の聞き取り結果は、了解度及び忠実度が両構成においてほとんど区別不可能であったことを示している。了解度及び忠実度は両構成において等価であるが、特定の正弦トーンに関するシステム較正間の出力レベルの解析は、低域−ｌｏｇは較正を維持したが、ｌｏｇ−低域システムの方は較正から僅かに反れたことを明らかにしている。どちらの構成も同じ聞き取り結果を与えるように思われるが、較正結果は、図６Ａ及び６Ｂの低域−ｌｏｇ実施の方を奨励している。本発明による多帯域乗算ＡＧＣ適応圧縮方法は、明示的なフィードバック又はフィードフォワードを何も保有していない。修正されたソフトリミタの乗算ＡＧＣ回路４４−ｍへの付加により、安定した過渡的応答及び低雑音フロアが保証されている。図７Ａには、本発明において使用するための乗算ＡＧＣ回路のこうした一実施形態が示されている。図７Ａの実施形態は図６Ａが示す実施形態と類似しているが、増幅器８０は絶対値回路８２へと送信する変わりに低域通過フィルタ８４の後段に配置されている点が異なる。さらに、修正されたソフトリミタ９８が、ＥＸＰブロック９０と乗算器９２との間に配置されている。ＥＸＰブロック９０の出力は、システムの利得である。図７Ａの回路におけるソフトリミタブロック９８の挿入により、利得が、限界における聴覚ロスの補正に必要な利得となるように設定された最大値に限定される。ディジタル実施においては、ソフトリミタ９８は、限界における聴覚ロスの補正に必要な、乗算器９２によって実現されるべき利得値を下廻る全ての入力値に対してソフトリミタ９８への入力に等しい出力を乗算器９２へと提供し、この値を上廻る全ての入力に対して限界における聴覚ロスの補正に必要な利得値に等しい出力を乗算器９２へと提供するようなサブルーチンとして実現することができる。一般的な当業者には、乗算器９２が、その利得をソフトリミタ９８によって設定される可変利得増幅器として機能することが理解されるであろう。限界を下廻るソフトな音に対しては、利得を限界における補聴に必要なもの以下となるように限定すべくソフトリミタ９８を修正することがより便利ではあるが、不可欠ではない。ソフトリミタ９８がそのように修正される場合は、聴覚の限界を下廻る利得が入力レベルの僅かな変化に関連して不連続とならないことを保証するように配慮しなければならない。図７Ｂは、図７Ａが示す回路の変形例のブロック図である。一般的な当業者には、図７Ｂに示されているように、本明細書における概念から逸脱することなく、増幅器８０を除去することが可能であり、またその利得関数は、減算器回路９６においてｌｏｇブロック８６の出力からｌｏｇ１／ｅ_maxの値を減じることにより等しく実施可能であることが理解されるであろう。図４Ａ、４Ｂ、６Ａ、６Ｂの実施形態は、通常の可聴範囲内にある音響刺激強度を聴覚障害者のための等価の知覚レベルへと正確に写像するが、これらはまた、入力された刺激強度が限界を下廻るものであれば、増加する利得を提供する。限界より下の音に対する利得の増加は、不快な人工的雑音がシステムに導入され、そのために出力の雑音フロアが増大するという作用を有している。修正されたソフトリミタ９８を有する図７Ａ及び７Ｂの実施形態を処理の流れの中で使用すれば、この追加的な雑音が除去される。修正されたソフトリミタ９８の使用は、沈黙から不快な拡大音強度への転移を即座に行う音響的刺激に対するシステム応答において過渡的オーバーシュートを除去することにより、他に有益な効果を提供する。ソフトリミタ９８の安定化効果は、システムに適正な遅延を導入することによっても達成することができる。但し、これには有害な副作用のある場合がある。自らの声の耳への音声伝達が遅延されるとフィードバック遅延が発生し、これがどもった状態を誘導する可能性がある。修正されたソフトリミタ９８の使用により、他の技術によって使用される音響遅延が除去されると同時に、安定性及び強化された信号対雑音比が提供される。安定性を達成するための１つの代替方法は、音声帯域通過フィルタ４２−１乃至４２−ｍへの入力に低レベル（即ち、聴覚限界レベルを下廻る強度）の雑音を付加するというものである。この雑音は、そのスペクトル形状が、周波数の一関数として通常の聴覚健常者の聴覚限界曲線に従うように計量されなければならない。これについては、図３の雑音発生器１００によって略示されている。雑音発生器１００は、各音声帯域通過フィルタ４２−１乃至４２−ｍへ低レベルの雑音を発射するものとして示されている。雑音の発生に関しては、数々の回路及び方法が技術上周知である。補聴のための乗算ＡＧＣ全域適応圧縮は、先のＦＦＴ作業とは幾つかの重要な方法において異なっている。本発明による多帯域乗算ＡＧＣ適応圧縮技術は周波数領域処理を使用しないが、代わりに、必要な限界帯域幅に基づく同類の、或いは等価であるＱを有する時間領域フィルタを使用している。さらに、ＦＦＴ方法とは対照的に、乗算ＡＧＣ適応圧縮を使用する本発明のシステムは、最小の遅延によって、また明示的なフィードフォワード又はフィードバックなしに実施することができる。先行技術によるＦＦＴ実施においては、この先行技術を使用して測定されるべきパラメータがホン空間において同定された。多帯域乗算ＡＧＣ適応圧縮を組み込んだ本発明による好適なシステムは、元来現象論的に漸増を含んでおり、聴覚ロス限界及び周波数の一関数としての上側の快適レベルの測定のみを必要とする。最終的に、本発明による多帯域乗算ＡＧＣ適応圧縮技術は、修正されたソフトリミタ９８又は代替的に低レベル雑音発生器１００を使用する。これは、先行技術処理によって導入された追加的な人工的雑音を除去し、音の忠実度を保持する。しかしながら、適正な時間遅延が使用されなければ、先行技術によるＦＦＴ方法は、沈黙から拡大音への転移の間に不安定になる。本発明による好適な乗算ＡＧＣの実施形態は、こうした遅延を使用しなくても安定している。本発明による多帯域乗算ＡＧＣ適応圧縮方法には、幾つかの優位点がある。第１に、着用する人の限界値及び上部快適レベルを測定するだけでよい。処理される各周波数帯に対して、同じ低域通過フィルタ設計を使用して音声刺激ｓ（ｎ）の包絡線、又は等価的にｌｏｇ（ｅ（ｎ））、が求められる。さらに、この同じフィルタ設計を使用し、先に説明したように単に低域通過フィルタの遮断周波数を変更すれば、沈黙から拡声音への高速転移が予想されるものを含む他のアプリケーションへの適合が可能である。本発明による多帯域乗算ＡＧＣ適応圧縮方法は、最小の時間遅延を有している。これは、個人が自分自身の声を脳への直接経路応答として話し、聞き、補聴器システムを通じて処理され遅延されたエコーを受容するような場合に結果的に生じる聴覚上の混乱をなくする。係数ｅ_maxによる標準化は、補聴器が出力レベルを予め決められた上部快適レベル以上に上げる利得を提供することを数学的に不可能にするため、耳の損傷が防止される。ｅ_maxを越える音声入力レベルに対しては、装置が音声を増幅ではなく減衰させる。一般的な当業者には、出力を最大の安全レベルに限定すれば、本明細書の概念から逸脱することなく、さらなる耳の保護を達成できることが理解されるであろう。各周波数帯には別々の指数定数Ｋが使用される。これは入力された全ての強度レベルに対して正確に適正な利得を提供するため、線形領域と圧縮領域との間の切換は発生せず、切換用人工物はなくされている。本発明による多帯域乗算ＡＧＣ適応圧縮方法は、明示的なフィードバック又はフィードフォワードを有していない。修正されたソフトリミタ９８を付加することにより、安定した一時的応答及び低雑音フロアが保証されている。乗算ＡＧＣにおける最小遅延と明示的フィードフォワード又はフィードバックの欠如との結果として本発明にもたらされる先行技術を越える重大な追加的優位点は、補聴器のマイクとスピーカの両方が耳のごく近くにあるような補聴器に典型的な不快な音声フィードバック又は音声再生の改良にある。先の指摘の通り、非線形システムには標準化された重畳の法則は存在しない。本発明の他の態様によれば、音を含む特定クラスの信号に関して、ＤＳＰは非線形であることが可能であり、サンプリングされた信号の差動表示の使用が可能であり、付加的特性である線形重畳の法則をシステム出力に適用可能であることが認識されている。本発明が関係するクラスの信号は、ゆっくりと変化する包絡線を有する信号であって、ゆっくりと変化する包絡線信号がオーバーサンプリングされる。先に論じたように、音響エネルギーは、２要素の積として概念化することができる。その１つは、常に正であるゆっくりと変化する包絡線であってｅ（ｎ）と表記され、もう１つは高速で変化するキャリアであってｖ（ｎ）と表記される。音のディジタルサンプルはｓ（ｎ）、ｎはサンプル指数、で示され、合計音は以下のように表される。ｓ（ｎ）＝ｅ（ｎ）・ｖ（ｎ）本発明によれば、ゆっくりと変化するオーバーサンプリングされたアナログ信号は、包絡線信号ｅ（ｔ）である。ここで、ｔは時間を表している。アナログ信号ｅ（ｔ）の連続するサンプルｅ（ｎ）間の時間長は、Ｔで表される。非線形ＤＳＰ処理を使用する図３の多帯域システムのオペレーションは、以下のように説明される。図３における差動Ａ／Ｄ変換器１４からの出力は、以下の通りである。 Δｓ（ｎ）＝ｓ（ｎ）−ｓ（ｎ−１）（１）音響エネルギーをｓ（ｎ）＝ｅ（ｎ）・ｖ（ｎ）で表すとすると、差動Ａ／Ｄ変換器１４からの出力は、以下のように表記することができる。 Δｓ（ｎ）＝ｅ（ｎ）・ｖ（ｎ）−ｅ（ｎ−１）・ｖ（ｎ−１）（２）本発明によれば、包絡線ｅ（ｎ）は、信号Δｓ（ｎ）を低域濾波することにより取得される。この場合、包絡線ｅ（ｎ）は大幅にオーバーサンプリングされる。１６Ｈｚの低域通過フィルタの場合、典型的にはサンプルレートが１０ＫＨＺを越える。従って、ｅ（ｎ−１）による包絡線サンプルｅ（ｎ）の近似によって生じるエラーがｅ（ｎ）よりもかなり小さく、隣接するサンプル間の差がほぼゼロ平均処理である限り、以下のような仮定を立てることができる。式（３）を式（２）に代入すると、結果は以下のようになる。ここで、式（４）は、各チャンネルのディジタル乗算ＡＧＣ回路からの出力ｍが以下の通りであることを表している。包絡線部分ｅ_mの指数ａ_mは、非線形関数として導出可能であることは理解されなければならない。代替として、関数全体をテーブル索引で置換することもできる。ゆっくりと変化する包絡線ｅ（ｎ）を使用する上記誘導によれば、全サンプルの総計（積算）へと続く各チャンネルの総計は、次の通りになる。これは、本発明による多帯域サンプルシステムの再構成が、システムが線形であるものとして行われることを示している。変数ｎ_d、ｍ、Ｍは各々、差動信号サンプルのサンプル番号、チャンネル番号、チャンネル総数である。積分器１８及びＤ／Ａ変換器２２が先に示唆され、また図１Ｂに示されたように省略されていれば、チャンネルの総計は以下の通りとなる。本発明の他の態様によれば、耳内補聴システムは２つの電気信号−音響エネルギートランスデューサを採用している。最近の２つの開発により、２重受信機補聴が可能となっている。その第１は、小型化された可動コイルトランスデューサの開発であり、第２は本明細書に開示された、また１９９４年７月８日に提出され現在は米国特許第５，５００，９０２号となっている特許出願第０８／２７２，９２７号にも開示され特許請求されている臨界帯域補正技術である。図８には、２つの電気信号−音響エネルギートランスデューサを採用した耳内補聴システム１１０のブロック図が示されている。ノウレス（Ｋｎｏｗｌｅｓ）（又はこれに類似するもの）の従来型鉄製電機子補聴受信機のような第１の電気信号−音響エネルギートランスデューサ１１２は低い周波数（例えば１ｋＨｚ以下）用にウーファとして使用され、また所定スケールの可動コイルトランスデューサのような第２の電気信号−音響エネルギートランスデューサ１１４は高い周波数（例えば１ｋＨｚ以上）用にツィータとして使用されている。こうした装置は両方とも、簡単に耳内に装着することができる。携帯用電子装置のための高忠実度ヘッドホーンに対する需要は、全音声帯域（２０−２０，０００Ｈｚ）に渡ってフラットな応答を供給する直径１／２インチ未満の可動コイルトランスデューサの開発に拍車を掛けている。耳管内に装着するためには、トランスデューサは直径１／４インチ未満である必要があり、従って市販のトランスデューサは適用不可能である。希土類磁石を使用して市販の可動コイルヘッドホーンの直径を３／１６又はそれ以下にすれば、１ｋＨｚから人間の聴覚の上限を遥かに越える周波数に至る優秀な効率を有するトランスデューサがもたらされる。図８に示された補聴システム１１０は、それぞれが帯域通過フィルタ及び乗算ＡＧＣ利得制御を含む処理チャンネルが２つのグループに分割されていることを除いて、図３に示された実施形態と概念的に同一のものである。補聴システム１１０では、エレクトレットマイクロフォンが音響エネルギーを電気信号、ｓ（ｔ）、に変換し、前置増幅器１３０を介して差動Ａ／Ｄ変換器１３２に供給される。差動Ａ／Ｄ変換器１３２の出力は、差動信号サンプル、△ｓ（ｎ）、である。帯域通過フィルタ１１６−１、１１６−２、１１６−３及び乗算ＡＧＣ回路１１８−１、１１８−２、１１８−３を備えた第１グループは、鉄製電機子トランスデューサ１１２の共振より下の周波数を有する信号を処理する。帯域通過フィルタ１１６−（ｍ−２）、１１６−（ｍ−１）、１１６−ｍ及び乗算ＡＧＣ回路１１８−（ｍ−２）、１１８−（ｍ−１）、１１８−ｍを備えた第２グループは、鉄製電機子トランスデューサ１１２の共振より上の信号を処理する。第１グループの処理チャンネルの出力は、加算要素１２０−１で合計される。次いで、連続処理された差動信号サンプルは積分器１２２−１によって合計され、当該積分器の出力はＤ／Ａ変換器１２４−１を介して電力増幅器１２６−１に供給され、当該電力増幅器は鉄製電機子トランスデューサ１１２を駆動する。第２グループの処理チャンネルの出力は、加算要素１２０−２で合計される。次いで、連続処理された差動信号サンプルは積分器１２２−２によって合計され、当該積分器の出力はＤ／Ａ変換器１２４−２を介して電力増幅器１２６−２に供給され、当該電力増幅器はスケール化された可動コイルトランスデューサ１１４を駆動する。帯域通過フィルタの使用によって高い構成要素及び低い構成要素への周波数分離が達成されるような、図８に示された装置を使用すれば、クロスオーバーネットワークの必要がなく、システム全体が簡素化される。一般的な当業者には、第１グループの処理及び増幅用要素は、第２グループのものと同じく、運用する周波数帯用として特化され得ることが理解されるであろう。この特化により、実用における電力の散逸を大幅に防ぐことができる。こうした特化の例には、設計が特定のトランスデューサに対して最適化されている電力増幅器を使用すること、各グループの帯域幅に適合したサンプリング率を使用すること、及び他の周知の設計最適化が含まれている。高周波数トランスデューサ１１４用の小型可動コイルトランスデューサの代替例もまた、著者達によって成功裡に呈示されている。最新のエレクトレットは十分に高度な静止ポラライゼーションを有しており、その電気機械式変換効率を高周波出力トランスデューサとして有用となるように十分に高めている。こうしたトランスデューサは超音波のアプリケーションでは長期に渡って使用されてきたが、補聴のアプリケーションには使われていない。こうしたエレクトレット装置が高周波トランスデューサ６４として使用される場合、一般的な当業者には、上述の設計の特化が電力増幅器を特に強化した形で行われるべきであり、当該電力増幅器は、可動コイルトランスデューサの場合に必要とされるものより格段に高い電圧を供給するように特化されなければならないことが理解されるであろう。図１Ｂに関して先に説明したように、信号処理回路１１８の差動出力に比例する正又は負のパルス幅を使用して出力トランスデューサ１１２及び１１４を駆動することができる。図９には、図８に示された積分器１２２−１、１２２−２、Ｄ／Ａ変換器１２４−１、１２４−２及び増幅器１２６−１、１２６−２を省略された補聴システム１４０が示されている。補聴システム１４０においては、パルスコーダ１４２−１及び１４２−２が各々、加算要素１２０−１及び１２０− ２の出力に接続されている。パルスコーダ１４２−１及び１４２−２の出力は、ドライバ増幅器１４４−１及び１４４−２に供給され、ドライバ増幅器１４４− １及び１４４−２の出力は、出力トランスデューサ１１２及び１１４に接続されている。パルスコーダ１４２−１、１４２−２及びドライバ増幅器１４４−１、１４４−２は、図１Ｂに関連して説明されている通りのものである。出力トランスデューサ１１２の応答がナイキストレートより上である場合には、点線のブロックで示されているアンチェイリアシングフィルタ１４６をパルスコーダ１４２ −１とドライバ増幅器１４４−１の間に配置することができる。アンチェイリアシングフィルタ１４６の実施は当業者にとって周知であり、ここでは開示しない。本発明の実施形態及びアプリケーションについて提示し、説明してきたが、当業者には、上述のもの以外にも本明細書における発明的概念から逸脱することなく多くの改良が可能であることは明らかであろう。従って、本発明は、添付の特許請求事項の精神以外によって制限されるべきではない。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者デイビス，キース・エルアメリカ合衆国84108ユタ州ソルト・レイク・シティ、ハバード・アベニュー1980番

Claims

【特許請求の範囲】１．補聴システムであって、入力における音響情報を出力における電気信号に変換するための入力トランスデューサと、入力における前記入力トランスデューサから出力された前記電気信号をサンプリングし、差動信号サンプルをデジタル信号として出力する差動アナログ−デジタル変換器であって、前記差動信号サンプルは前記電気信号の連続するサンプル間の差分を表している差動アナログ−デジタル変換器と、前記差動アナログ−デジタル変換器の前記出力に接続された入力を有し、前記差動信号サンプルに演算を施して処理済み差動信号サンプルを生成して出力するデジタル信号処理回路と、前記デジタル信号処理回路の前記出力に接続された入力を有し、連続する前記処理済み差動信号サンプルの合計を出力する積分器と、前記積分器の出力に接続された入力を有し、連続する前記処理済み差動信号サンプルの前記合計からアナログ信号を形成して出力するデジタル−アナログ変換器と、前記デジタル−アナログ変換器の出力に接続された入力を有し、前記デジタル −アナログ変換器からの前記アナログ信号をその出力において音響情報に変換する出力トランスデューサと、を備えた補聴システム。２．補聴システムであって、入力における音響情報を出力における電気信号に変換するための入力トランスデューサと、入力における前記入力トランスデューサから出力された前記電気信号をサンプリングし、出力において差動信号サンプルをデジタル信号として出力する差動アナログ−デジタル変換器であって、前記差動信号サンプルは前記電気信号の連続するサンプル間の差分を表している差動アナログ−デジタル変換器と、複数の帯域通過フィルタであって、各帯域通過フィルタは前記入力トランスデューサの前記出力に接続された入力を有し、周波数に従って前記差動信号サンプルを分離する複数の帯域通過フィルタと、複数のデジタル信号処理回路であって、各デジタル信号処理回路は、複数の前記帯域通過フィルタの異なるフィルタに接続された入力と、処理済み差動信号サンプルを形成するために他の全ての前記デジタル信号処理回路の前記出力と合計される出力とを有する複数のデジタル信号処理回路と、複数の前記デジタル信号処理回路からの前記処理済み差動信号サンプルに接続された入力を有し、出力において連続する前記処理済み差動信号サンプルの合計を形成する積分器と、前記積分器の前記出力に接続された入力を有し、出力において連続する前記処理済み差動信号サンプルの前記合計からアナログ信号を形成するデジタル−アナログ変換器と、前記デジタル−アナログ変換器の前記出力に接続された入力を有し、前記デジタル−アナログ変換器からの前記アナログ信号をその出力において音響情報に変換する出力トランスデューサと、を備えた補聴システム。３．補聴システムであって、入力における音響情報を出力において電気信号に変換するための入力トランスデューサと、入力における前記入力トランスデューサから出力された前記電気信号をサンプリングし、出力において差動信号サンプルをデジタル信号として出力する差動アナログ−デジタル変換器であって、前記差動信号サンプルは前記電気信号の連続するサンプル間の差分を表す差動アナログ−デジタル変換器と、第１の複数の帯域通過フィルタであって、前記第１の複数帯域通過フィルタは交差周波数を下回る電気信号の濾波を行うためのものであり、各帯域通過フィルタは、前記差動アナログ−デジタル変換器の前記出力に接続された入力を有し、周波数に従って前記差動信号サンプルを分離する第１の複数帯域通過フィルタと、第２の複数の帯域通過フィルタであって、前記第２の複数帯域通過フィルタは前記交差周波数を上回る電気信号の濾波を行うためのものであり、各帯域通過フィルタは前記差動アナログ−デジタル変換器の前記出力に接続された入力を有し、周波数に従って前記差動信号サンプルを分離する第２の複数帯域通過フィルタと、第１の複数のデジタル信号処理回路であって、前記第１の複数デジタル信号処理回路における個々のデジタル信号処理回路は各々、前記第１の複数帯域通過フィルタの異なるフィルタに接続された入力と、第１の処理済み差動信号サンプルを形成するために他の全ての前記第１の複数デジタル信号処理回路の前記出力と合計される出力とを有する第１の複数デジタル信号処理回路と、第２の複数のデジタル信号処理回路であって、前記第２の複数デジタル信号処理回路における個々のデジタル信号処理回路は各々、前記第２の複数帯域通過フィルタの異なるフィルタに接続された入力と、第２の処理済み差動信号サンプルを形成するために他の全ての前記第２の複数デジタル信号処理回路の前記出力と合計される出力とを有する第２の複数デジタル信号処理回路と、前記第１の複数デジタル信号処理回路からの前記第１処理済み差動信号サンプルに接続された入力を有し、出力において連続する前記処理済み差動信号サンプルの第１合計を形成する第１積分器と、前記第２の複数デジタル信号処理回路からの前記第２処理済み差動信号サンプルに接続された入力を有し、出力において連続する前記処理済み差動信号サンプルの第２合計を形成する第２積分器と、前記第１積分器の前記出力に接続された入力を有し、出力において連続する前記第１処理済み差動信号サンプルの前記第１合計から第１アナログ信号を形成する第１デジタル−アナログ変換器と、前記第２積分器の前記出力に接続された入力を有し、出力において連続する前記第２処理済み差動信号サンプルの前記第２合計から第２アナログ信号を形成する第２デジタル−アナログ変換器と、前記交差周波数より下の電気信号を変換するための第１出力トランスデューサであって、前記第１デジタル−アナログ変換器の前記出力に接続された入力を有し、その出力において前記第１デジタル−アナログ変換器からの前記第１アナログ信号を音響情報に変換する第１出力トランスデューサと、前記交差周波数より上の電気信号を変換するための第２出力トランスデューサであって、前記第２デジタル−アナログ変換器の前記出力に接続された入力を有し、その出力において前記第２デジタル−アナログ変換器からの前記第２アナログ信号を音響情報に変換する第２出力トランスデューサと、を備えた補聴システム。４．補聴システムであって、入力における音響情報を出力における電気信号に変換するための入力トランスデューサと、入力における前記入力トランスデューサから出力された前記電気信号をサンプリングし、出力において差動信号サンプルをデジタル信号として出力する差動アナログ−デジタル変換器であって、前記差動信号サンプルは前記電気信号の連続するサンプル間の差分を表す差動アナログ−デジタル変換器と、前記差動アナログ−デジタル変換器の前記出力に接続された入力を有し、前記差動信号サンプルに作用して出力において処理済みの差動信号サンプルを形成するデジタル信号処理回路と、前記デジタル信号処理回路の前記処理済み差動信号サンプルに接続された入力を有し、前記処理済み差動信号サンプルの各々に対して出力パルスを形成するパルスコーダであって、前記出力パルスは出力において前記処理済み差動信号サンプルの各々の大きさに比例した持続時間を有するパルスコーダと、前記パルスコーダの前記出力に接続された入力を有し、出力において前記パルスコーダからの前記出力パルスの前記持続時間に比例する持続時間を有する駆動電圧を形成するドライバ増幅器と、前記ドライバ増幅器の前記出力に接続された入力を有し、出力において前記ドライバ増幅器からの前記駆動電圧を音響情報に変換する出力トランスデューサと、を備えた補聴システム。５．補聴システムであって、入力における音響情報をその出力において電気信号に変換するための入力トランスデューサと、入力における前記入力トランスデューサから出力された前記電気信号をサンプリングし、出力において差動信号サンプルをデジタル信号として出力する差動アナログ−デジタル変換器であって、前記差動信号サンプルは前記電気信号の連続するサンプル間の差分を表す差動アナログ−デジタル変換器と、複数の帯域通過フィルタであって、各帯域通過フィルタは前記入力トランスデューサの前記出力に接続された入力を有し、周波数に従って前記差動信号サンプルを分離する複数の帯域通過フィルタと、複数のデジタル信号処理回路であって、各デジタル信号処理回路は、複数の前記帯域通過フィルタの異なるフィルタに接続された入力と、処理済み差動信号サンプルを形成するために他の全ての前記デジタル信号処理回路の前記出力と合計される出力とを有する複数のデジタル信号処理回路と、前記デジタル信号処理回路の前記処理済み差動信号サンプルに接続された入力を有し、前記処理済み差動信号サンプルの各々に対して出力パルスを形成するパルスコーダであって、前記出力パルスは出力において前記処理済み差動信号サンプルの各々の大きさに比例した持続時間を有するパルスコーダと、前記パルスコーダの前記出力に接続された入力を有し、出力において前記パルスコーダからの前記出力パルスの前記持続時間に比例する持続時間を有する駆動電圧を形成するドライバ増幅器と、前記ドライバ増幅器の前記出力に接続された入力を有し、出力において前記ドライバ増幅器からの前記駆動電圧を音響情報に変換する出力トランスデューサと、を備えた補聴システム。６．補聴システムであって、入力における音響情報をその出力において電気信号に変換するための入力トランスデューサと、入力における前記入力トランスデューサから出力された前記電気信号をサンプリングし、出力において差動信号サンプルをデジタル信号として出力する差動アナログ−デジタル変換器であって、前記差動信号サンプルは前記電気信号の連続するサンプル間の差分を表す差動アナログ−デジタル変換器と、第１の複数の帯域通過フィルタであって、前記第１の複数帯域通過フィルタは交差周波数を下回る電気信号の濾波を行うためのものであり、各帯域通過フィルタは、前記差動アナログ−デジタル変換器の前記出力に接続された入力を有し、周波数に従って前記差動信号サンプルを分離する第１の複数帯域通過フィルタと、第２の複数の帯域通過フィルタであって、前記第２の複数帯域通過フィルタは前記交差周波数を上回る電気信号の濾波を行うためのものであり、各帯域通過フィルタは、前記差動アナログ−デジタル変換器の前記出力に接続された入力を有し、周波数に従って前記差動信号サンプルを分離する第２の複数帯域通過フィルタと、第１の複数のデジタル信号処理回路であって、前記第１の複数デジタル信号処理回路における個々のデジタル信号処理回路は各々、前記第１の複数帯域通過フィルタの異なるフィルタに接続された入力と、第１の処理済み差動信号サンプルを形成するために他の全ての前記第１の複数デジタル信号処理回路の前記出力と合計される出力とを有する第１の複数デジタル信号処理回路と、第２の複数のデジタル信号処理回路であって、前記第２の複数デジタル信号処理回路における個々のデジタル信号処理回路は各々、前記第２の複数帯域通過フィルタの異なるフィルタに接続された入力と、第２の処理済み差動信号サンプルを形成するために他の全ての前記第２の複数デジタル信号処理回路の前記出力と合計される出力とを有する第２の複数デジタル信号処理回路と、前記第１の複数デジタル信号処理回路からの前記第１処理済み差動信号サンプルに接続された入力を有し、前記処理済み第１差動信号サンプルの各々に対して第１出力パルスを形成する第１パルスコーダであって、前記第１出力パルスはその出力において前記第１処理済み差動信号サンプルの大きさに比例した持続時間を有する第１パルスコーダと、前記第２の複数デジタル信号処理回路からの前記第２処理済み差動信号サンプルに接続された入力を有し、前記処理済み第２差動信号サンプルの各々に対して第２出力パルスを形成する第２パルスコーダであって、前記第２出力パルスはその出力において前記第２処理済み差動信号サンプルの大きさに比例した持続時間を有する第２パルスコーダと、前記第１パルスコーダの前記出力に接続された入力を有し、出力において前記第１パルスコーダからの前記第１出力パルスの前記持続時間に比例する持続時間を有する第１駆動電圧を形成する第１ドライバ増幅器と、前記第２パルスコーダの前記出力に接続された入力を有し、出力において前記第２パルスコーダからの前記第２出力パルスの前記持続時間に比例する持続時間を有する第２駆動電圧を形成する第２ドライバ増幅器と、前記交差周波数を下回る電気信号を変換するための第１出力トランスデューサであって、前記第１ドライバ増幅器の前記出力に接続された入力を有し、出力において前記第１ドライバ増幅器からの前記第１駆動電圧を音響情報に変換する第１出力トランスデューサと、前記交差周波数を上回る電気信号を変換するための第２出力トランスデューサであって、前記第２ドライバ増幅器の前記出力に接続された入力を有し、出力において前記第２ドライバ増幅器からの前記第２駆動電圧を音響情報に変換する第２出力トランスデューサと、を備えた補聴システム。７．前記第１出力トランスデューサは鉄製電機子トランスデューサである請求項３に記載のシステム。８．前記第１の複数帯域通過フィルタは、前記鉄製電機子トランスデューサの最低共振周波数を下回る周波数帯における周波数を通過させる請求項７に記載のシステム。９．前記第２の複数帯域通過フィルタは、前記鉄製電機子トランスデューサの最低共振周波数を上回る周波数帯における周波数を通過させる請求項７に記載のシステム。１０．前記第２出力トランスデューサは可動コイルトランスデューサである請求項３に記載のシステム。１１．前記第２出力トランスデューサはエレクトレットトランスデューサである請求項３に記載のシステム。１２．前記交差周波数は約１ｋＨｚである請求項３に記載のシステム。１３．選択された雑音量を前記第１の複数帯域通過フィルタの各々の前記入力、及び前記第２の複数帯域通過フィルタの各々の前記入力に注入するために接続された雑音発生器をさらに含み、前記雑音は、そのスペクトル形状が周波数の一関数として一般的な個々の聴覚健常者の限界聴力曲線に従うように計量されている請求項３に記載のシステム。１４．前記第１及び第２の前記複数の帯域通過フィルタの数と、前記第１及び第２の前記複数のデジタル処理回路の数とは９乃至１５である請求項３に記載の補聴システム。１５．前記第１出力トランスデューサは鉄製電機子トランスデューサである請求項６に記載のシステム。１６．前記第１の複数帯域通過フィルタは、前記鉄製電機子トランスデューサの最低共振周波数を下回る周波数帯における周波数を通過させる請求項１５に記載のシステム。１７．前記第２の複数帯域通過フィルタは、前記鉄製電機子トランスデューサの最低共振周波数を上回る周波数帯における周波数を通過させる請求項１５に記載のシステム。１８．前記第２出力トランスデューサは可動コイルトランスデューサである請求項６に記載のシステム。１９．前記第２出力トランスデューサはエレクトレットトランスデューサである請求項６に記載のシステム。２０．前記交差周波数は約１ｋＨｚである請求項６に記載のシステム。２１．選択された雑音量を前記第１の複数帯域通過フィルタの各々の前記入力、及び前記第２の複数帯域通過フィルタの各々の前記入力に注入するために接続された雑音発生器をさらに含み、前記雑音は、そのスペクトル形状が周波数の一関数として一般的な個々の聴覚健常者の限界聴力曲線に従うように計量されている請求項６に記載のシステム。２２．前記第１及び第２の前記複数の帯域通過フィルタの数と、前記第１及び第２の前記複数のデジタル処理回路の数とは９乃至１５である請求項６に記載の補聴システム。２３．前記駆動電圧は規模と符号とを有し、前記符号は前記差動信号サンプルの符号に一致する請求項４に記載の補聴システム。２４．前記駆動電圧は規模と符号とを有し、前記符号は前記差動信号サンプルの符号に一致する請求項５に記載の補聴システム。２５．前記駆動電圧が規模と符号とを有し、前記符号は前記差動信号サンプルの符号に一致する請求項６に記載の補聴システム。２６．差動信号出力ドライバであって、差動信号サンプルに接続された入力を有し、前記処理済み差動信号サンプルに対して出力パルスを形成するパルスコーダであって、前記出力パルスは出力において前記差動信号の大きさに比例した持続時間を有するパルスコーダと、前記パルスコーダの前記出力に接続された入力を有し、出力において前記パルスコーダからの前記出力パルスの前記持続時間に比例する持続時間を有する駆動電圧を形成するドライバ増幅器と、前記ドライバ増幅器の前記出力に接続された入力を有し、出力において前記ドライバ増幅器からの前記駆動電圧を音響情報に変換する出力トランスデューサと、を備えた差動信号出力ドライバ。２７．前記ドライバ増幅器は、ソースとドレーンとゲートとを有する第１及び第２ＰチャンネルＭＯＳトランジスタと、ソースとドレーンとゲートとを有する第１及び第２ＮチャンネルＭＯＳトランジスタとを含み、前記第１及び第２ＰチャンネルＭＯＳトランジスタの前記ソースは正電圧供給レールに接続され、前記第１及び第２ＮチャンネルＭＯＳトランジスタの前記ソースは負電圧供給レールに接続され、前記第１ＰチャンネルＭＯＳトランジスタの前記ドレーンは前記第１ＮチャンネルＭＯＳトランジスタの前記ドレーンに接続されて前記出力トランスデューサの第１入力に接続された共通ノードを形成し、前記第２ＰチャンネルＭＯＳトランジスタの前記ドレーンは前記第２ＮチャンネルＭＯＳトランジスタの前記ドレーンに接続されて前記出力トランスデューサの第２入力に接続された共通ノードを形成する請求項２６に記載の差動信号出力ドライバ。