KR100248960B1 - 개선된 다대역 프로그램 가능한 압축시스템 - Google Patents

Abstract

본 발명은 보청기에 유용하며 프로그램가능한 압축비를 갖는 유형의 개선된 오디오 압축기(100)에 관한 것이다. 바람직한 실시예에서, 압축기는 입력 오디오 신호를 다수의 주파수 대역(108, 110)으로 나누는 대역 분할 필터(106)를 포함하는 유형의 보청기 장치에 사용된다. 각 주파수 대역과 관련해 입력 신호 진폭의 함수와 프로그램 가능한 제어 신호의 함수로 입력 신호의 가변 이득 증폭을 제공하는 제한기 수단(220)이 있다. 피드포워드 수단(206)이 제한기 수단(220)에 평행하게 배치되, 고정된 이득 신호를 제공한다. 제한기 수단과 피드포워드 수단의 출력은 가산 노드(212)에서 결합되어 가변 이득 증폭기의 입력을 형성한다. 관련 제어 회로는 제한기 이득을 사용자 개인의 필요에 맞도록 프로그램되게 허용한다. 압축기는 S자형 함수형태로 가변 압축비를 갖는다.

Description

[발명의 명칭]

개선된 다대역 프로그램가능한 압축 시스템

[발명의 분야]

본 발명은 오디오 신호 처리에 관한 것으로, 특히 청각 장애인의 청력을 개선시키기 위한 장치에 사용하기 위한 집적회로 다대역 압축기 시스템에 관한 것이다.

[발명의 배경]

오디오 압축기는 청각 장애인을 돕는 장치에 이롭게 사용될 수 있는 공지된 장치이다. 압축기에서, 장치의 이득은 입력 신호 진폭의 함수로 변하는데, 이때 이득은 저레벨 입력 신호에 대해선 최대이고 큰 진폭 신호에 대해선 최소이다.

많은 경우 청각 장애인의 귀의 응답은 감도와 주파수 응답에 있어서 정상인과 실질적으로 다르다. 감각적으로 청각에 장애가 있다고 여겨지는 사람의 경우, 작은 소리는 안들리게 되고 큰소리는 정상인과 같이 클 수 있다. 감각적인 청각장애인에게는 통상적인 레벨도 매우 작거나 심지어는 안들릴 수 있다. 따라서, 그같은 사람을 위해 선형 증폭이 사용될 경우, 소리세기의 관계가 왜곡으로 감지되며, 큰 소리는 편안치 못한 것으로 여겨질 수 있고, 어떤 경운 곤란할 정도로 클 수 있다. 청각 장애인이 음성을 이해하는데 필요한 것은 작은 음성 신호의 진폭을 가청레벨로 상승시키는 것이다. 이외에 소리세기 관계를 재성립함으로써 개선이 더 이루어질 수 있다. 이들 개념은 Journal of the Acoustical Society of America 53권 1647-1657쪽의 에드가 빌쳐의 "귀머리거의 음성 인지력을 개선시키기 위해 신호 처리"를 참조함으로써 더 이해될 수 있다. 연구를 통해 오디오 신호가 압축되는 보청기가 감각적인 청각 장애인에게 개선된 음절 이해를 제공함이 발견되었다. 청각 장애인을 위해 오디오 압축기를 사용하는 것은 오스트리아 보사부, 국립 음향 연구소가 1982년 6월에 발간한 NAL 보고서 번호 90의 워커와 딜런이 쓴 보고서 "보청기에서의 압축 : 분석, 제고, 및 장점"에 광범위하게 기술된다. 비. 시. 제이. 무어, 제이. 에스. 존스, 티. 시. 클락, 및 브이. 플루비니지에 의해 최근 완성된 또 다른 의료 연구는 Journal of the Acoustcal Society of America에 발간된 "감각적인 청각 장애인을 위한 이중 채널 전동력 범위 시스템의 평가"에 보고된다. 이 보고는 오디오 다대역 압축에 있어 결정적으로 장점이 있다.

오디오 압축기는 조용하거나 시끄러운 환경 같은 다양한 환경하에서 정상 청각을 가상실험하는 것은 물론 개인의 독특한 불완전함을 보상하도록 보청 장치의 특성을 이루는데 이롭게 사용될 수 있다. 예를들면, 많은 경우 청각 장애인은 고주파수와 저레벨에서만 청력 손실을 경험할 수 있다. 그런 사람에게는 소리를 저레벨과 고주파수에서만 증폭하는 장치를 제공하는게 바람직하다. 고레벨과 고주파수에선, 장치의 이득이 1에 가까운 값으로 감소된다. 저주파수에서 이득은 모든 입력 음향 레벨에 대해 1에 가깝게 유지될 수 있다. 따라서, 이 경우는 압축이 고주파수에만 도입되며, 이득은 오디오 스펙트럼에 걸쳐 높은 음향 레벨에선 1에 가깝다.

청각 장애인 각각이 독특한 청력 응답을 하므로 조절가능한 압축비와 주파수 응답을 지니는 압축시스템이 대단히 바람직하다. 넓은 동적 범위의 다대역 압축기 시스템이 본 출원인에게 1989년 11월 21자로 허여된 미합중국 특허 번호 제4,882,762호의 "다대역 프로그램가능한 압축 시스템"에 기술된다. 이 특허(본 명세서에 참조되고 있음)는 감각적인 청각 장애를 갖는 환자의 청력을 개선시키기 위한 현재 제조되고 있는 시스템을 기술한다. 그 시스템은 주위 음향 신호를 변환시키는 입력 변환기, 시스템의 여러 위치에 적절한 신호 레벨을 성립하는 전자 증폭단, 다대역 압축기, 및 증폭된 전기 신호를 다시 음향이나 기계적인 형태(이를 청각 장애인이 들을 수 있음)로 변환시키는 출력 변환기로 구성된다.

다대역 압축기는 1989년 11월 28일자로 본 출원인에게 허여된 미합중국 특허 제4,882, 761호 "저전압 프로그램가능한 압축기"에 기술된 유형의 다수의 압축기 회로를 사용한다. 761 특허(그 내용은 본 명세서에 참조되고 있음)에 도시된 압축기 회로는 각기 그들의 개별 주파수 대역에서 세가지 기능을 효과적으로 실행한다. 즉, 각 회로는 첫째, 프로그램 가능한 압축비를 지니는 압축기 회로로서 기능하고, 둘째, 사용자 개개인에 맞도록 프로그램 가능한 이득양을 제공하며, 세째로 사용자 음량 제어기능을 제공한다. 이를 논할때, 압축비라는 용어는 결과적인 출력 레벨 변화에 대한 입력 신호 변화의 비이다.

이들 세가지 기능을 실행할때 압축기 회로에 의해 제공되어야만 하는 넓은 이득 범위는 아래에 기술되듯이 거꾸로 그들의 성능에, 특히 압축기 같은 것에 영향을 끼친다.

사람의 귀에 끼워넣어져야만 하는 보청장치 회로에 필요한 대단히 작은 크기를 고려하여, '761 특허에 도시된 장치는 단일한 회로에 이들 다수 기능을 합체하는 설계 개념을 갖는다. 여기에 기술되는 개선된 압축기 회로는 이들 기능을 독립된 회로에 분리시킴으로써 이 단점을 제거하고, 그럼으로써 성능상의 질을 크게 개선시키며, 왜곡을 감소시키며, 이득의 융통성을 증가시키며, 프로그램가능성을 간단하게 하며, 제조 생산량을 증가시키며, 종래 형태보다 집적회로 "칩"에서 더 많은 실리콘 영역을 취하지 않는다.

회로가 그 기능을 어떻게 실행하는지를 식별하기 위해, 우리는 먼저 본 발명에서 요구되는 프로그램가능한 특성을 갖는 제한기의 작용과 그같은 제한기가 프로그램가능한 압축비를 갖는 압축기에 어떻게 사용되는 지를 설명한다.

신호를 제한하기 이해, 전기 신호로 제어가능한 가변이득 회로가 요구된다. 그 같은 회로는 당업계에 잘 알려진 것으로, 보청기에 사용되는 저공급전압에 특히 알맞은 일 회로는 본 출원인과 바에쯔에게 1989년 9월 19일자로 허여된 미합중국 특허 제4,868,417호의 가변손실기이다. '471 특허(그 내용은 본 명세서에 참조되고 있다)에 기술되듯이, 가변손실기의 전류 이득은 I_A, I_B의 두 제어전류의 비와 같으며, 이때 전체 전류 이득은 I_B/I_A와 같다. 엘벨로프 신호를 제공하기 위해 이 회로에 입력되는 신호를 정류하고 여파하며 입력 신호가 증가함에 따라 I_A를 증가시키기 위해 엔벨로프 신호를 사용할 경우, 전류 이득은 입력 신호가 증가함에 따라 감소하게 된다. 그러므로, 출력 레벨 대 입력 레벨 곡선의 기울기는 큰 레벨에서 감소하기 시작하는데, 이는 출력 레벨이 소정의 입력 레벨이상에서 일정한 상태를 유지할때까지 계속된다.

비 I_B/I_A에서 I_A가 입력 레벨에 따라 증가하므로 입력 레벨이 증가함에 따라 이득은 떨어진다. I_A는 고정된 dc 전류와 신호 종속 전류의 두 성분을 갖는다. 매우 작은 음향 레벨에서, I_A의 고정된 dc 성분은 이득이 그곳에서 일정하게 하는데 있어 우위를 차지한다. 이득이 떨어지기 시작할때는 단지 I_A의 신호 종속 부분이, dc 부분과 관련해 중요해질때이다. 우리는 P_1b, 하부 브레이크점(break point)을 I_A의 신호 종속 부분이 dc 부분과 같아지는 음향 레벨로 규정한다. 지금까지 우리는 "약제한기(soft limiter)", 즉 입력 신호가 증가함에 따라 이득이 점차로 증가하는 제한기로 지칭될 수 있는 것을 설명하였다. 이 약제한기에서 I_B는 고정 또는 DC 전류이다. 하부 브레이크점 규정을 통해 브레이크점에서의 응답은 입력 레벨이 0이 됨에 따라 곡선의 점근값들의 교차점 이하 6dB이다. 이는 브레이크점에서는 I_AO= I_AS이고, I_A= I_AO+ I_AS(여기서, I_AO는 I_A의 dc 또는 상수 성분이고, I_AS는 I_A의 성분과 관련된 신호이다)라는 사실에 기인한다. 그러므로, 브레이크점에선 I_A= 2I_AO가 된다. 즉, 전체적인 이득은 50% 또는 6dB 감소된다.

전술한 '761 특허의 프로그램가능한 압축기에서, 제한 행위는 높은 레벨에서의 출력 레벨 대 입력 레벨의 기울기를 I_A의 값이 전술한 dc 값 이상으로 오르면 감소하기 시작하게 한다. 그러나, '761 장치에서, 일부 높은 입력 레벨에서 I_B의 값은 입력 신호의 영향을 받아 dc 값 이상으로 상승하게 된다. 이는 곡선에 P_ub, 상부 브레이크점이라고 규정할 제2상향 브레이크점을 도입한다. P_ub를 넘는 높은 레벨에서 출력 레벨 대 입력 레벨의 기울기는 점근적으로 선형값에 접근하기 시작한다. 이득 특성, 즉 S자형 함수를 규정하는 수학적인 함수는 아래 기술되듯이 하부 및 상부 브레이크점들사이의 지역에서, 이들 브레이크점 중간의 굴곡점을 지닌채 거의 선형이게 된다. 이 굴절점에 대응하는 입력 레벨은 Pv, 선회점이라 칭해지게 된다. 상부 및 하부 브레이크(P_1b와 P_ub) 사이의 거리를 변화시킴으로써, 비교적 넓은 오디오 입력 진폭에 걸쳐 브레이크점들 사이의 입출력 곡선의 기울기를 변화시킬 수 있다. 입출력 곡선의 기울기의 역수는 압축비 μ이다. 따라서, P_1b에 관련해 P_ub를 변화시킴으로써 (또는 그 반대로), 압축비를 연속해서 바꿀 수 있다. 그러므로 압축비를 이들 브레이크점(가변 손실기에 공급된 dc 전류로 설정됨)중 하나나 모두를 변화시킴으로써 프로그램시킬 수 있다.

종래 가변 압축기가 I_A와 I_B모두를 변화시키기 위해 정류된 엔벌로프 신호를 공급하였는데 반해, 본 발명에 따르면 I_A는 제한 작용을 하고 I_B는 소망하는 압축비를 제공하기 위해 회로를 프로그래밍한다. 이 개선사항은 아래 기술될 여러가지의 다른 장점을 갖는다.

프로그램가능한 압축비를 제공하는것 외에, 종래 회로는 I_A와 I_B의 고정 또는 dc 부분을 간단히 변화시킴으로써 이득이 프로그램되게 허용하였다. 즉, I_AO를 낮추거나 I_BO를 증가시키면 이득이 증가된다.

종래 시스템에서 전술한 세가지 가능을 제공하기 위하여 이들 회로의 이득이 변해야만 하는 넓은 범위때문에, 제어 전류 I_A와 I_B의 값은 꽤 넓은 범위에 걸쳐 변해야만 한다. 이는 제어 신호들 사이의 상호변조와 회로들이 정확하게 균형잡혀 있지 않은 경우 일부 이득이나 프로그램된 압축값에 대해 꽤 심하게 되는 왜곡(아래 논의할 것임)을 초래하는 의사 dc 오프셋 전압을 초래함이 발견되었다. 그러므로, '761 특허의 회로가 소망하는 기능을 제공하게 잘 작동하는 동안 고질의 신호 처리를 유지하려면 회로 파라미터들을 대단히 조심스럽게 조절해야 함이 발견되었다. 상이한 청각 손상양의 수요를 만족시키는데 충분한 넓은 범위에 걸쳐 I_A와 I_B가 변할것을 필요로함으로써, 양질의 음향을 얻기 위해 처리하는 집적회로에 대한 정확한 내역이 생긴다. 이들 정확한 명세는 생산가를 증가시키고 생산량을 감소시킨다.

[발명의 요약]

간단히 설명해, 본 발명은 왜곡 성능을 개선하고, 이득 가요성을 크게하며, 성능을 더 좋게하며, 제조를 더 쉽게할 수 있는 개선된 다대역 압축기 시스템을 제공하는 것이다. 본 발명은 또한 종래 기술과 비교할때 개선된 신호 처리 시스템을 제공한다. 본 발명은 소리를 전기 신호로 변환시킬 마이크로폰과 이들 신호를 증폭시킬 전치 증폭기를 포함하는 보청 장치를 고려한다. 전치 증폭기는 등화기와 전자음향 변환기나 스픽커에 공급하는 출력 증폭기를 포함할 수 있는 신호 처리 회로에 공급하는 출력을 갖는 다대역 압축기 시스템의 입력을 공급한다. 전치 증폭기의 신호들은 각 대역에 하나씩 다수의 출력을 갖는 대역 분할 필터에 공급된다. 대역 분할 필터의 출력은 다대역 압축기 시스템의 출력을 형성하도록 출력들이 가산되는 다수의 신호 제한기에 공급된다.

본 발명의 일면으로, 대역 분할 필터의 각 대역의 출력은 제한기뿐만 아니라 저항에도 공급된다. 각 제한기의 출력은 제한기 입력 신호의 역수인 저항의 신호와 더해진다. 이런식으로, 각 대역의 출력은 독립적으로 조절될 수 있다.

다른 장치에서, 대역 분할 필터의 입력으로 부터의 신호는 제한기 출력과 더해져 각 대역의 압축비가 각 제한기의 이득을 제한함으로써 독립적으로 제어가능한 다대역 압축 시스템을 만든다.

본 발명의 다른 측면으로, 제한이 필요치 않은 주파수에 대해서는 하나이상의 제한기가 생략될 수 있다. 예를들면, 많은 청각 손상의 경우 최저 주파수에선 압축이 필요치 않다. 따라서, 간단한 저항이 대역 분할 필터의 최저 대역 출력으로 부터 출력 가산점으로의 유일한 경로를 형성할 수 있다.

바람직한 실시예에서, 각각의 압축기는 직렬로 접속된 두개의 가변속실기를 포함한다. 그 첫번째는 프로그램가능한 압축비를 지니는 신호 압축용 제한기로서 사용된다. 제1가변손실기의 압축비는 단일한 프로그램가능한 변수를 사용해 변할 수 있다. 제2가변손실기는 가변(청각학적으로 프로그램된)이득, 이득 트림(trim), 및 사용자 음량 제어를 제공한다. 따라서, 프로그램가능한 압축비를 제공하는것 외에, 이 회로는 또한 이득의 프로그래밍을 허용한다. 더우기, 그 회로는 80dBSPL 같은 고신호 레벨과 50dBSPL 같은 저레벨에서 이득의 종속 프로그래밍을 제공한다. (음향 진폭을 측정하기 위해 일반적으로 사용된 단위는 음향 압력 레벨 또는 "dBSPL"의 데시벨이며, 이 용어가 본 명세서에 사용될 것이다.) 상기 회로는 또 종속 소오스로 부터 dc 이득 제어를 제공해, 사용자로 하여금 음량을 조절할 수 있게 허용한다.

따라서, 본 발명의 목적은 개선된 다대역 프로그램가능한 오디오 압축 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 각 개별 주파수 대역에 있어서의 이득과 압축비가 종속적으로 조절될 수 있는 개선된 다대역 프로그램가능한 압축 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 상위 왜곡 특성을 지니는 프로그램가능한 압축비를 갖는 청각기기용 신호 압축기를 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 적은 정밀 회로 내역을 지니는 양질의 신호 처리를 제공함으로써, 생산량을 증가시키는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 압축비가 신호 프로그램 변수에 따라 변할 수 있는 프로그램가능한 신호 압축 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 등화 특성이 신호 레벨에 따라 변하는 다대역 압축 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 집적회로 형태로 쉽게 제조되는 연속 가변 압축비를 지니는 압축기를 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 단일한 에너지 셀로부터 작동 가능한 연속 가변 압축비를 지니는 압축기를 제공하는 것이다.

[도면의 간단한 설명]

본 발명의 이들 및 다른 목적들은 아래의 도면을 참조한 설명을 통해 완전히 이해될 수 있다.

제1도는 종래 기술로 알려진 유형의 다대역 압축기의 블럭도.

제2a도는 간략화된 블럭도이며, 제2b도는 본 발명의 일면에 따르는 압축기의 더욱 상세한 블록도.

제3a도와 제3b도는 제한기 회로의 출력 응답과 이득의 그래프.

제3c도와 제3d도는 본 발명의 프로그램가능한 압축기 회로의 출력 응답과 이득의 그래프.

제4도는 보통 음성의 동적 범위에 걸쳐 상대적으로 일정하거나 선형인 압축비 특성을 보여주고, 본 발명에 따르는 회로에 의해 달성가능한 기울기도를 보여주는, 여러 프로그램된 압축비에 대한 본 발명회로의 출력 응답 그래프.

제5도는 본 발명의 일 실시예의 압축기용 가변손실기와 제어 회로의 개략적인 회로도.

제6도는 제5도의 회로를 제어하기 위한 진폭 검출기와 버퍼 증폭기의 회로도.

제7도는 본 발명의 일실시예에 따르는 다대역 압축기 시스템의 각 채널에 대한 신호 처리 시스템의 프로그램가능한 이득부의 회로도.

제8도는 제4도에 있는 것같이 여러 프로그램된 압축비에 대한 본 발명 회로의 출력 응답의 그래프이지만, 회로의 이득을 80dBSPL의 입력 음향 압력 레벨에서 압축비에 독립하게 하기 위하여 제8도의 회로를 사용하는 그래프.

제9도느 본 발명의 다른 실시예에서의 다수의 제한기와 단일한 측채널 바이패스 경로를 사용하는 다대역 동적 범위 처리기이다.

[발명의 상세한 설명]

신호 압축기 시스템은 시스템의 어떤 위치에 신호의 진폭에 응답하는 제어 회로를 지니는 가변 이득 회로를 포함한다. 그 회로는 입력 신호 진폭 범위에 걸쳐 입력 및 출력 신호 레벨 사이의 소망하는 관계에 근거하여 시스템의 이득을 변화시킨다. 본 발명의 경우, 가변 이득 회로 또는 가변손실기는 전달함수가 선형인 전류 곱셈기이다. 신호를 제한하기 위해, 전기 신호로 제어가능한 가변 이득 회로가 요구된다. 그같은 회로는 당업계에 잘 알려져 있는 것으로, 보청기에 사용된 낮은 공급 전압에 특히 적당한 일 회로는 전술한 '517 특허에 기술된다.

'517 특허에 기술되듯이, 가변손실기 회로의 전류 이득은 I_A, I_B의 두 제어 전류비(I_B/I_A)와 같다. 본 발명의 제어 회로는 '517 특허에 기술된 유형의 다수의 가변 손실기를 프로그램 가능하게 제어하기 위하여 적용되어, 사용자 개인의 필요에 맞게 변조될 수 있는 신호 레벨-종속 주파수 응답 소망하는 이득, 및 압축비를 제공한다.

제1도는 전술한 '762 특허에 기술된 종래 신호 압축기 시스템의 일예로 그 프로그램 가능한 다대역 압축기 시스템(100)은 마이크로폰(102)을 사용해 오디오 신호를 수신한다. 마이크로폰(102)의 출력은 전치증폭기/자동 이득 제어(AGC) 회로(104)의 AGC 작용을 제어하는 보조 전치증폭기(115)에 결합된다. AGC 회로(104)의 출력은 오디오 신호를 바람직한 실시예에선 고 및 저 주파수 대역으로 이루어지는 다수의 주파수 대역으로 분리시키는 프로그램가능한 대역분할 필터(106)에 결합된다. 프로그램 가능한 대역 분할 필터(106)의 저주파수 대역 출력은 프로그램가능한 저 대역 압축기 (108)에 결합되고 고주파수 대역 출력은 프로그램가능한 고대역 압축기(110)에 결합된다. 저대역 압축기(108)와 고대역 압축기(110)의 출력 신호들은 가산 회로(112)에 결합되며, 그 회로는 이들 신호를 결합해 완벽한 오디오 신호를 발생한다. 가산 회로 (112)의 출력은 증폭기(114)에 결합되고, 그 증폭기는 합성 오디오 신호를 증폭기 (114)에 결합된 표시기(124)를 구동시키기에 충분한 레벨로 증폭시킨다. 시스템 (100)은 그 시스템의 여러 회로에 조정된 전압을 공급하기 위한 전압 조정기(116)를 포함한다. 그 같은 종래 프로그램가능한 다대역 압축기 시스템은 집적 회로에 실행하기가 특히 적합하며, 영역(118)에 포함된 모든 회로는 단 하나의 집적 회로판에 구성될 수 있다. 제1도에 도시된 프로그램가능한 다대역 압축기 시스템(100)는 단일 셀, 저전압 전지(122)에 의해 전력이 공급될 수 있다.

프로그램가능한 다대역 압축기 시스템(100)은 외부 제어 회로(120)에 의해 발생될 수 있는 다수의 제어 신호를 수신하게 되어 있다. 제어 회로(120)는 대역 분할 필터(106)와 저대역 및 고대역 압축기(110)에 각기 결합된다. 제어 회로(120)에 의해 발생된 제어 신호들은 저대역 및 고대역 압축기(108, 110)의 이득비과 압축비는 물론 저주파수 및 고주파수 대역들 사이의 주파수 분할을 제어하여 소망하는 응답을 발생해 많은 다양한 청작 장애를 보상한다.

기술된 종래 시스템에서, 각각의 압축기(108, 109)는 '761 특허에 기술된 유형의 회로일 수 있다.

본 발명에 따르며 제1도의 전시스템의 압축기들(108, 110)로서 사용하는데 적당한 한 쌍의 압축기 시스템은 제2a도의 블럭도에 도시된다. 전술된 대역 분할 필터 (106)의 고대역 출력 신호는 고대역 압축기 시스템(110)의 입력 단자(202A)에 제공되며, 대역 분할 필터(106)의 저대역 출력 신호는 저대역 압축기 시스템(108)의 입력 단자(202B)에 공급된다. 양 압축기 시스템(108, 110)은 같은 방식으로 작동하므로, 고대역 압축기(110)을 참조한 다음 설명은 마찬가지로 저대역 압축기(108)에도 적용된다.

신호가 아래 설명될 신호 제한기(204A)와 피드포워드 저항(206A)에 공급된다. 제한기(204A) 출력과 피드포워드 저항(206A)로 부터 흐르는 전류는 가산 노드 (212A)에서 서로 더해져 프로그램가능한 이득부(210A)에 공급된다. 제어 전류가 제어 회로(120)로 부터 압축기 프로그래밍 단자(208A)에 공급되 압축기 시스템의 압축비를 프로그램가능하게 변화시킨다. 이득부(210A)로 부터의 출력은 출력 단자 (216A)로 전달된다. 프로그램가능한 이득부(210A)의 이득은 제어 회로(120)로 부터 프로그래밍 또는 제어 단자(214A)로 전류를 공급함으로써 변할 수 있다. 출력 단자들 (216A, 216B)로 부터의 신호들은 더해져 증폭기(114)로 공급된다.

본 발명에 사용하는데 적당한 제한기는 제2b도에 더 상세히 설명되는데, 그 제2b도에서 입력 단자(202)상에 입력 전압 신호는 입력 저항(222)에 전류를 발생하며, 그 전류는 가변손실기(220)에 공급된다. 가변손실기(220)는 그것의 이득을 제어하는데 사용되는 두개의 제어 단자(282, 286)를 포함한다. 가변손실기의 출력은 프로그램가능한 이득부(210)의 입력에서 가산 노드(212)에 연결된다. 단자(202)로 부터의 입력 전력은 또한 피드포워드 저항(206)에 전류를 발생하며, 그 전류 또한 가산 노드(212)에 공급된다.

단자(202)상의 입력 전압은 또 입력 신호를 정류하는 진폭 검출기(240)에 공급된다. 진폭 검출기(240)의 출력은 정류 신호를 여과하는 캐퍼시터(250)에 접속된다. 캐퍼시터의 다른 측은 기준 전위점(218)에 접속된다. 정류되고 여파된 신호는 버퍼 증폭기(260)에 공급된다. 그렇게 진폭 검출기(240)는 입력 신호의 피크 진폭 전압을 검출하고 그것을 캐퍼시터(250)에 전달하며, 캐퍼시터는 이 전압을 기설정된 시간동안 유지한다. 회로의 유지(holding) 또는 "복귀(release)"시간은 일반적으로 10 mS와 100 mS 사이에서 선택된다. 캐퍼시터(250)상의 전압은 버퍼 증폭기(260)로의 입력을 형성하며, 그 증폭기의 출력은 전류 변환기(280)에 공급되어 가변 손실기(220)의 제1제어 단자(282)의 전류를 변화시키는데 사용된다. 압축기 프로그래밍 단자(208)에 공급된 압축기 프로그래밍 전류 Ipc는 전류 변환기(284)에서 제어 전류로 변환되고 제2가변손실기 제어 단자(286)에 공급된다.

가변손실기 제어 단자들(282, 286)에 공급된 제어 전류는 가변 손실기의 전류 이득을 제어하며, 가변손실기의 이득은 비 I_B/I_A와 같은데, 여기서 I_B는 제2제어 단자(286)에 공급된 전류이고 I_A는 제1가변손실기 제어 단자(282)에 공급된 전류이다. I_AO의 값은 버퍼 증폭기(260)로 부터의 dc 출력 레벨과 I_B의 dc 값을 제어하는데 사용되는 프로그래밍 전류 Ipc의 결합에 의해 설정된다.

막 설명된 신호 처리 장치에서, 입력 신호는 엔벌로프 신호를 제공하도록 정류되고 여과되며, 이 엔벌로프 신호는 신호가 증가함에 따라 I_A를 증가시키기 위해 사용된다. 그러므로, 전류 이득은 입력 신호가 증가함에 따라 감소하고, 출력 레벨은 소정의 입력 신호 레벨 위에서 일정한 경향이 있게 된다. 이 작용은 이제 설명할 제3도에 예시된다.

제3a도는 출력 레벨 대 입력 레벨의 그래프이다. 입력 변환기와 출력 변환기는 제1도의 종래 회로를 참조해 설명했듯이 출력 전자음향 변환기나 확성기와 전술한 제한기에 적절한 신호 레벨을 제공하는 다른 전자 증폭단은 물론 음향 신호를 전기신호로 변환시키고 전기 신호를 음향 신호로 변환시키기 위해 요구된다. 제3a도의 그래프에서 제한기(204)의 출력은 제어 회로(120)로 부터의 일 제어 전류값의 경우 곡선(302)으로 도시되고 제2제어 전류값의 경우 곡선(304)로 도시된다. 이들 곡선은 각기 대단히 낮은 레벨에선 선형의 기울기를 나타내고 대단히 높은 레벨에선 기울기가 전혀 없다. 피드포워드 저항(206)를 통과하는 신호에 대한 그래프는 출력이 입력에 직비례하기 때문에 기울기가 +1인 것으로 보여지는 직선(306)에 의해 도시된다. 저항 신호(306)와 제일 먼저 언급한 조건하에서의 제한기 신호(302)의 합계는 점선(308)에 의해 도시되며, 제2조건(304)에 대해서는 점선(310)으로 도시된다. 두 제한기 곡선(302, 304)는 형태는 동일하나 아래 기술될 방식으로 수직 및 수평 방향으로 변환되어 있다는 것에 주의해야 한다. 두 신호 경로에 대한 신호들의 합계를 도시하는 두 점선(308, 310)은 상이한 기울기를 갖고 선형상태에서 비교적 최소로 이탈하고 있다. 이들 두 곡선의 기울기는 도시된 두 경우에 있어서 압축비의 역수로서, 본 발명에 따르는 제어 회로(120)에 의해 제공되는 압축비의 제어를 도시한다.

제3b도에도, 같은 정보가 나타나는데, 이번엔 이득 대 입력 레벨로 도시된다. 실선(312, 314)은 각기 제3a도의 곡선들(302, 304)의 상태에 대응한다. 제한기 이득은 대단히 낮은 레벨에선 상대적으로 일정하며 높은 레벨에선 점근적으로 -1에 도달한다. 물론 피드포워드 저항 이득 (316)은 전범위에 걸쳐 일정하다. 점곡선(318, 320)은 제한기의 이득과 피드포워드 저항(206)의 이득이 결합된 것으로 제3a도의 곡선(308, 310)에 대응한다. 제한기의 경우, 이득은 비 I_B/I_A의 I_A가 입력 레벨에 따라 증가하기 대문에 입력 레벨이 증가하면 떨어진다. 매우 낮은 레벨 지역에서, 고정된 dc 값인 일정한 I_A성분은 이득이 낮은 음향 레벨에서 비교적 일정하도록 지배력을 갖고 있다. 앞에 지적하였듯이, 이득이 떨어지기 시작하는 때는 I_A의 신호 종속 부분이 dc 부분의 주요한 부분이 될때만이다. 우리는 P_1b, 하부 브레이크 점을 I_A의 신호 종속 부분이 dc 부분과 같아지는 음향 압력 레벨로 규정한다. 본 발명의 제한기의 경우 I_B는 프로그래밍 전류 Ipc에 의해 설정되는 dc 또는 고정 전류이다는 것을 알아야 한다.

전술한 '761 특허에 기술된 프로그램가능한 압축기에서, I_A의 값은 본 발명에서 처럼 입력 신호에 따라 상승한다. 그러나, '761 특허에 도시된 회로에서는 I_B의 값 또한 일부 높은 입력 레벨에선 dc 값 이상으로 상승한다. I_B의 가변성은 우리가 이득 곡선에 P_ub로 지칭한 상부 브레이크점인 제2브레이크점을 도입하는데 사용된다. 제2브레이크점이 도입되면, 높은 레벨에서 출력 레벨 대 입력 레벨의 기울기가 상승하기 시작한다. 그러므로, 전체적인 이득 곡선은 S형 함수이게 된다. 그런 함수는 점근선을 매우 가깝게 따르지 않고, 대신, 하부 브레이크점과 상부 브레이크점 사이의 지역에서, 이들 브레이크점들 사이에 굴절 중 단점을 지닌채 거의 선형인 경향이 있다.

상부 브레이크점 P_ub과 하부 브레이크점 P_1b사이의 거리를 변화시킴으로써, 우리는 dBSPL의 비교적 넓은 범위에 걸쳐 제3a도의 압축기 곡선의 기울기 {즉, 점곡선(308, 310)}를 변화시킬 수 있다. 위에 지적하였듯이, 입력-출력 곡선의 기울기의 역수는 압축비 μ로 정해진다. 그러므로, P_ub를 P_1b와 관련해 변화시킴으로써 우리는 압축비를 연속적으로 변화시킬 수 있다. 때문에 이들 브레이크점들 중 하나나 그 둘 모두를 변화시킴으로써 (이는 전술한 가변 손실기에 공급된 dc 전류에 의해 제어된다), 압축비를 프로그램시킬 수 있다. 종래 가변 압축기는 상부 브레이크점을 제공하고 그럼으로써 압축비를 설정하기 위하여 정류된 엔벌로프 신호를 공급하여 I_B를 변화시켰다.

본 발명의 압축기에서는 더욱 간단한 방법을 사용해 상부 브레이크점을 제공하고 그럼으로써 압축비 변동에 영향을 끼친다. 이 회로에서 이득 강하는 종래 방법처럼 가변 손실기 증폭기 주위에 네가티브 피드백을 증가시키는 I_A증가에 의해 초기화된다. 그러나, 압축기 경간의 끝에서 이득 강하를 끝내는 수단은 종래 장치에서 처럼 I_B를 증가시켜 포워드 이득을 증가시키는 것에 의한 것이 아니라, 신호를 피드포워드 신호 경로(제2도에 도시되는 간단한 레지스터(206)일 수도 있다)를 통해 전송하는 것에 의한 것이다. 바람직한 실시예에는 간단한 레지스터가 사용되고 있지만, 당업자라면 선형 중폭기같은 다른 고정 이득 장치를 사용하는 것이 가능하다는 것을 분명히 알 것이다.

본 발명의 압축기가 갖는 프로그램가능성의 수학적인 특징을 이행하기 위해, 압축기 이득에 대해 S형 관계를 발달시켰다. 가변손실기의 전류 이득은 피드백 테일 전류 (feedback tail curvent)에 대한 출력비에 의해 주어진다. 제2b도를 볼때, 압축부 변화컨덕턴스(go)(소정 전압 입력 Vc에 대한 전류출력)는

에 의해 주어진다.

때문에 압축기부의 출력은 피드포워드 저항(206)을 통과한 전류(Rs)와 압축기 가변손실기의 입력 전압(Vc)에 대한 전류 이득(I_Bc/I_Ac)이 곱해진 저항(222)을 통과한 입력 전류(R_in)의 두 성분으로 구성된다. 이들 두 전류는 출력 가산 노드(212), 즉 이들 가변손실기(210)의 입력에서 결합된다. 식(1)의 두 항은 부호가 같아야 하는데 그렇지않으면 신호가 말소될 수 있기 때문이다. 때문에 단순한 피드포워드 저항이 사용될때는 가변손실기가 위상 반전을 포함해서는 안된다. 상기 지적하였듯이, 저항(206)대신 다른 포워드 장치가 사용될 수 있다. 예를들면, 가변손실시에서 위상 반전이 소망될 경우 피드포워드 회로는 위상 반전을 도입하기도하는 간단한 선형 증폭기일 수 있다.

고정 저항(206)(Rs)은 입력 레벨에 따라 변하지 않는 이득 성분을 제공한다. 압축기 가변손실기는 입력 신호가 하부 브레이크점인 P_1b이상 상승할때 떨어지는 이득을 갖는다. 가변손실기 이득 대 입력 레벨의 기울기는 I_Ac가 신호 레벨에 따라 직접 상승하기 때문에 높은 레벨에 선 -1인 값을 갖는다. 소정의 입력 레벨에 대한 가변손실기 이득의 전체적인 레벨은 I_BC에 달려있다. 그러나, 식(1)의 두 경로의 결합된 이득은 I_BC/I_AC가 0에 도달함에 따라 충분히 높은 입력 레벨에선 평평하게 된다. 이는 상부 브레이크점을 설정하고 압축비를 변화시키는 수단을 이룬다.

본 발명에서, I_BC는 종속적인 신호가 아인 프로그램가능한 신호이다. I_BC가 0이면, 회로의 압축기 부분은 비활성 상태에 있으며, 이들은 1/R_s이고, 장치는 1의 압축비 (즉, 무압축)로 프로그램된다. I_BC가 증가함에 따라, 낮은 레벨의 이득은 증가되나 입력 레벨에 따른 이득의 네가티브 기울기는 압축기가 고레벨 이득에 크게 영향을 끼치지 못하게 방지한다. 그러므로, I_BC는 압축 조절 파라미터가 된다.

피드백 테일 전류 I_AC는 고정 부분 I_AO와 신호 종속 부분 I_AS로 이루어진다. 즉,

여기서, I_AO는 압축기에 대한 하부 브레이크점을 설명하는, I_AC의 고정 부분이고; I_AS는 신호 종속 부분이다. 식(1)을 사용하여, 다음 식이 성립된다.

우리가 정상화 신호 변수, Vp = I_AS/I_AO로 피크 신호 전류 I_AS를 고정 전류 I_AO에 대해 정상화시키면, 다음식을 얻을 수 있다.

제3b도에 곡선(318, 320)로 그려지는 이 표현식은 고정 부분과 신호 종속 부분을 지니는 분자와 상이하게 고정되나 같은 신호 종속 부분을 갖는 분모의 비로서 이득을 표현한다. Vp = 1 인 입력 레벨로 규정된 하부 브레이브점은 '761 특허의 장치에서 처럼 압축과 함께 일정해질 수 있다. 아래 기술되듯이, 하부 브레이크점은 또 압축비를 사용해 변화되어 프로그램가능한 압축 범위에 걸친 레벨로 이득이 더 잘 변화하게 보장할 수 있다.

식(4)는 S형 관계식이나 종래 기술에서 보다 본 발명에서 더 간단히 보장된다. 식을 검토해보면 알 수 있듯이, I_BC가 0이면 이득은 입력 신호가 가변인 Vc의 함수 이다.

지금부터 설명할 제4도는 제2도의 제어 단자(208)에 제공한 상이한 프로그래밍 전류값들에 대해 얻어진 여러가지 압축비 값에 대한 입력 레벨의 함수로서 출력 레벨을 보여주는 그래프이다. 이 도면은 입력-출력 곡선의 상대적인 선형도, 즉 이득 변화를 입력 레벨의 함수로 본 발명의 압축 시스템을 가지고 얻은 상대적으로 넓은 압축비 범위에 걸쳐 도시한다.

제5도는 본 발명의 일 실시예에 있어서의 압축기용 가변 손실기와 제어 회로의 개략적인 회로도이다. 신호는 피드포워드 저항(206)을 거쳐 회로 출력에 공급되고 입력 저항(222)에 의해 가변손실기(220)에 공급된다. 가변손실기(220)는 '517 특허에서 기술하였다. 가변손실기(220)는 증폭기(500), 출력 비분셀 또는 출력 셀(520), 및 피드백 미분셀 또는 피드백 셀(540)을 포함한다. 증폭기는 에미터가 공통 접속된 상태로 배치된 트랜지스터들(514, 516)을 포함하는 미분쌍(differential pair)(502)과 dc 오프셋 조절 또는 트림 저항들(506, 508)을 포함할 수 있는 전류 미러 부하(504)로 이루어진다. 트랜지스터들(514, 516)의 에미터로 부터 흐르는 미분쌍(502)에 대한 테일 전류는 당업자에겐 잘 알려진 방식으로 트랜지스터에 의해 제공된 전류 발생기(512)에 의해 제공된다. 트랜지스터(516)의 베이스는 저항(510)에서의 베이스 전류와 공칭적으로 같지만 반대 극성의 dc 강하에 의해 저항(510)을 통해 기준 전위점(218)로 복귀되며, 그의 기능은 저항(222)에서의 베이스 전류의 dc 전압 강하의 균형을 잡는 것이다.

출력 셀(520)은 에미터가 서로 결합된 상태로 배치된 트랜지스터들(526, 528)을 포함하는 미분쌍(522)과 전류 미러 부하(524)로 이루어진다. 트랜지스터(528)의 베이스는 기준 전위점(218)으로 복귀되고 트랜지스터(526)의 베이스는 트랜지스터 (514)의 콜렉터, 증폭기(500)의 출력에 접속된다. 출력 셀(520)의 출력은 트랜지스터 (526)의 콜렉터로 부터 출력 단자(212)에 결합된다. 출력 셀(520)의 테일 전류 I_BC는 트랜지스터(532)에 의해 공급되며, 그것의 베이스는 다이오드 접속된 트랜지스터 (534)에 접속된다. 그러므로 테일 전류 I_BC는 제어 단자(208)로 공급된 프로그래밍 전류 I_PC에 의해 제어된다. 트랜지스터들(532, 534)은 단자(208)에 공급된 프로그래밍 전류를 출력 셀 제어 전류 I_BC로 변환시키는 전류 변환기(284)를 포함한다.

피드백 셀(540)은 트랜지스터들(546, 548)로 이루어지는 미분 쌍(542)과 전류 미러 부하(544)로 이루어진다. 트랜지스터(548)의 베이스는 기준 전위점(218)로 복귀되고, 트랜지스터(546)의 베이스는 트랜지스터(526)의 베이스와 트랜지스터 (514)의 콜렉터인 증폭기(500)의 출력에 공통 접속된다. 피드백 셀(540)의 출력은 트랜지스터(548)의 콜렉터로 부터 트랜지스터(514)의 베이스에 결합된다. 그럼으로써 피드백 셀(540)은 증폭기(500) 주위에 피드백을 공급하고 트랜지스터(514)의 베이스에서의 입력을 가산 노드가 되게 한다. 출력 셀(540)의 테일 전류 I_AC는 베이스가 다이오드 접속된 트랜지스터(554)에 접속된 트랜지스터(552)에 의해 공급된다. 그러므로 테일 전류 I_AC는 제어 단자(278)에 공급된 버터 증폭기 출력 전류 I_D에 의해 제어된다. 트랜지스터들(552, 554)는 버퍼 증폭기(260)로 부터 유도된 신호 엔벌로프 전류를 변환시키는 전류 변환기(280)를 포함한다.

트랜지스터(556)는, 베이스는 다이오드 접속된 트랜지스터(534)의 베이스에 접속되어 있고 에미터는 저항(558)을 통해 접지되어 있다. 트랜지스터(556)의 콜렉터는 트랜지스터(552)의 베이스에 접속된다. 이 장치의 기능은 버퍼 증폭기 출력 전류로 부터 전류를 빼므로써, 압축기 프로그래밍 전류가 증가함에 따라 하부 브레이크점 P_1b의 값을 낮추는 것이다. 또한 버퍼 증폭기 출력이 입력 신호가 없을 경우 dc 전류를 발생한다는 것과 이는 I_AO의 최대값을 설정한다는 것에 주의를 해야 한다. 저항(558)으로 인해 압축이 변함에 따라 하부 브레이크점을 소망하는 값으로 종지시키도록 전류 감량이 설계된다. 그러므로 I_AO의 양, 즉 I_AC의 dc 성분은 변화하며 프로그래밍 전류 I_PC에 의해 설정될 수도 있다. 바람직한 실시예에서, 저항(558)은 최대 압축에 대해, 즉 I_B가 최대 허용값일때 하부 브레이크점을 50 dBPL로 설정하도록 선택된다.

동작시, 출력 셀(520)과 피드백 셀(540)은 전류 변환기들(280, 284)로 부터 각기 공급되는 테일 전류를 제외하고는 동일하다. 꽤 높은 증폭기(500)의 이득을 사용하여, 가변 손실기의 전류 이득은 출력 및 피드 백 테일 전류 I_B/I_A의 비와 같다. 따라서, 버퍼 증폭기의 엔벌로프 신호들이 전류 변환기(280)에 보내지면, 종지 전류 I_A는 증가하고 가변손실기(220)의 이득은 감소된다.

미분쌍으로의 입력 전압과 그로부터의 출력 전압간의 관계는 비선형적인 것으로 알려져 있다. 가변손실기(220)의 상대적으로 넓은 동작 범위는 출력 및 피드백 셀이 갖는 비선형성의 비교적 정확한 말소라고 기술된다. 출력 셀(520)의 출력에 진사인 신호 전류가 나타난다고 가정하자. 트랜지스터들(526, 546)의 베이스에서의 전압 (어떤 입력 신호에서 생기는)은 이 진사인 신호를 발생시키도록 미리 왜곡되어야만 한다. 피드백 셀의 출력 전류는 출력 셀과 유사성을 가져야만 하고 진사인 출력도 또한 가져야 한다. 그러나, 피드백 셀의 출력이 실질적으로 가변손실기에 대한 전입력 신호 전류이므로 입력과 출력 모두 본질적으로 사인적이다. 그러므로, 정상 작동시 가변손실기는 매우 낮은 왜곡 특성을 갖는다. 압축기로서의 가변 손실기의 작동과 관련하여 다른 왜곡이 발생하며 아래에 설명될 것이다. 먼저 우리는 진폭 검출기와 버퍼 증폭기에 우리의 주의를 돌려야 한다.

압축기 시스템의 입력(202)에서의 대역 분할 필터(106)으로 부터의 신호는 제6도에 도시된 진폭 검출기(240)과 버퍼 증폭기(260)에 공급된다. 진폭 검출기는 반파 정류기로 도시되고 있지만 당업자에게 알려진 다른 유형의 진폭 검출기도 또한 본 발명의 정신을 벗어나지 않고 사용될 수 있다.

진폭 검출기(240)은 오디오 입력 신호의 포지티브 엔벌로프와 관련된 전압을 발생한다. 특히, 진폭 검출기는 오디오 입력 신호의 포지티브피크 엔벌로프를 따르는 제어를 발생한다. 그 회로는 단자(202)에서 오디오 입력 신호를 수신토록 되어있다. 이 신호는 상기 설명한 가변 손실기(220)와 피드포워드 레지스터(206)에 결합된다.

진폭 검출기(240)는 에미터가 서로 접속된 상태로 배치된 트랜지스터들(604, 606)을 포함하는 미분쌍(602)으로 이루어진다. 트랜지스터들(604, 606)의 콜렉터들은 반조 부하(608)에 접속된다. 미분쌍의 테일 전류는 콜렉터가 트랜지스터들(604, 606)의 에미터들에 공통 접속되어 있는 트랜지스터(614)에 의해 공급된다. 트랜지스터(614)의 베이스는 자신에 접속되는 트랜지스터들이 기설정된 전류를 발생하게 하는 단자(680)에서 전위 소오스에 접속된다. 저항(616)은 이 기설정된 양으로 부터 테일 전류의 조절을 허용한다. 미분쌍(602)의 출력, 즉 트랜지스터(604)의 콜렉터는, 에미터는 포지티브 서플라이에 접속되고 콜렉터는 필터 캐퍼시터(618)와 부하 저항 (620)에 접속된 출력 트랜지스터(610)의 베이스에 결합된다.

포지티브 신호가 단자(202)에서 수신되면, 트랜지스터(604)는 더욱 심하게 전도하여 인입하는 트랜지스터(610)로 부터 베이스 전류를 끌어낸다. 이는 트랜지스터 (610)의 콜렉터 전류를 증가하게 하므로써, 캐퍼시터(618)를 충전시킨다. 캐퍼시터를 충전시키는데 걸리는 시간은 공격(attack) 시간으로 불리며 대단히 빠르다. 바람직한 실시예에서 공격 시간은 1ms 보다 짧다. 그렇게 캐퍼시터(618)가 충전되고 입력 신호가 강하되면, 트랜지스터(606)의 베이스는 트랜지스터(604) 보다 더욱 포지티브 하게되며, 그 결과 트랜지스터(604)는 전도를 멈춘다. 동시에, 미러 부하의 다이오드 접속된 트랜지스터는 심하게 전도되고 미러 부하(608)의 트랜지스터(607)는 심하게 전도되려 한다. 전류를 흐르게 할 자리가 없기 때문에, 트랜지스터(607)가 포화되 트랜지스터의 콜렉터 전압을 거의 공급 및 컷오프 트랜지스터(610)로 끌어 올린다. 그러므로, 캐퍼시터(618)가 충전상태로 남아 있으며, 그것의 유일한 방전 경로는 저항(620)이다. 캐퍼시터(618) 상의 전압은 천천히 감소하며 복귀시간이라 불리는 시간동안 방전한다. 바람직한 실시예에서, 복귀시간은 10-100ms로 설정된다. 그러므로, 소정의 임의 시간에서 캐퍼시터(618) 양단의 전압은 입력 신호의 포지티브 피크값과 관련되며 포지티브 신호 엔벌로프로 치칭된다.

캐퍼시터(618) 상의 엔벌로프 신호는 버퍼 증폭기(260)의 입력에 결합된다. 버퍼 증폭기(260)는 주위에 단일 피드백을 지니는 연장 증폭기를 포함한다. 증폭기 (260)는 에미터가 서로 결합된채 배치된 트랜지스터들(634, 636)을 포함하는 입력 미분쌍(632)을 포함한다. 트랜지스터들(634, 636)의 콜렉터들은 미러 부하(638)에 접속된다. 미분쌍의 테일 전류는 콜렉터가 트랜지스터들(634, 636)의 에미터들에 공통 접속되어 있는 트랜지스터(644)에 의해 공급된다. 트랜지스터(644)의 베이스는 자신에 접속된 트랜지스터들이 기설정된 전류를 발생하게 허용하는 바이어스선(680)에 접속된다. 저항(646)은 이 기설정된 양에서 테일 전류를 조절되게 허용한다. 트랜지스터(634)의 콜렉터에서의 미분쌍(632)의 출력은 출력 트랜지스터(640)의 베이스에 결합되며, 그 트랜지스터의 에미터는 포지티브 서플라이에 접속되고 콜렉터는 저항(648)을 통해 트랜지스터(636)의 베이스에 피드백 관계로 접속된다. 또한 트랜지스터(640)의 콜렉터는 저항(650)을 통해 기준 전위점(218)에 접속된다. 풀-다운 전류는 트랜지스터(656)에 의해 공급된다. 트랜지스터(656)의 베이스는 자신에 접속된 트랜지스터들이 기설정된 전류를 발생하게 허용하는 단자(680)에서 전위 소오스에 접속된다. 저항(658)은 이 기설정된 양에서 풀다운 전류가 조절되게 허용한다. 일련의 캐퍼시터 (652)와 저항(654)의 결합을 포함하는 피드백 안정화 회로망은 트랜지스터(640)의 베이스로 콜렉터로 부터 접속된다.

동작시 증폭기(260)는 그 둘레에 단일 피드백을 갖으며, 그 결과 트랜지스터 (640)의 콜렉터에서의 전압은 캐퍼시터(618) 양단의 전압과 본질적으로 같게 된다. 즉, 입력 신호의 포지티브 엔벌로프와 같게 된다. 그러므로 저항(650)을 통과하는 전류는 저항(650)의 저항값으로 나눠진 엔벌로프 전압과 같다. 따라서 트랜지스터(640)의 콜렉터 전류는 저항(650)을 통한 전류와 트랜지스터(656)에 의해 인출된 전류의 합과 같다.

트랜지스터(660)는 트랜지스터(640)의 콜렉터 전류를 반조한다. 다시 말해 트랜지스터(660)의 콜렌터는 에미터가 저항(664)의 콜렉터에 결합된다. 버퍼 증폭기로 부터의 출력은 트랜지스터(662)의 풀-다운 전류(이는 저항(664)의 값을 조정하여 조절될 수 있다)보다 작은 트랜지스터(660)의 콜렉터 전류 (트랜지스터(640)의 콜렉터 전류와 같은)와 같다. 동작시, 저항(664)은 버퍼 증폭기의 dc 출력을 포지티브하게 만들기 위해 즉, 엔벌로프 신호와 같은 부호이게 하기 위해 저항(658)보다 크게 만들어진다. 이 전류는 압축기에 대한 하부 브레이크점을 설정하는 것을 돕는다. 하부 브레이크점은 엔벌로프 신호에 의해 유도된 전류가 dc 전류와 같게되는 점으로 규정된다는 것이 상기될 것이다. 하부 브레이크점은 또한 트랜지스터(556)와 트랜지스터(558)에 의한, 제5도와 관련해 전술한 압축기 프로그래밍 전류 I_PC에 의해 제어된다.

출력 및 퍼드백 셀의 비선형성이 지워지는 '517 특허의 독특한 가변 손실기 형태때문에, 가변손실기에 의해 증폭되는 신호의 비선형성 왜곡은 제어 신호가 없을때 최소가 된다. 그러나, 가변손실기는 신호 곱셈기이고, 이 신호 증배 기능을 실행한 결과로 발생하는 일종의 상호변조 왜곡에 특별한 관심이 주어져야만 한다. 특히 문제성이 있는 유형의 왜곡은 dc 입력 오프셋 전압으로 나타내어질 수 있는 가변손실기에 있어서의 결함때문에 발생한다. 이 오프셋은 dc 작동 전류에 있어서의 불균형, 가변손실기 증폭기의 입력 비분쌍을 이루는 두 트랜지스터의 반도체 장치 조립과 같은 반도체 장치 조립에 있어서의 기하학적인 불균형, 신호 소오스(dc 결합된 경우)로 부터 가변손실기 입력으로 결합된 dc 오프셋 등으로 인해 발생한다. 이 dc 오프셋은 오디오 신호에 더해진 입력 신호로서 역할을 한다.

가변손실기의 출력은 두신호, 즉 오디오 신호 그 자체 (dc 오프셋을 포함하는)와, 오디오 신호에서 유도되며 그것의 엔벌로프를 나타내는 것인 제어 신호의 곱이다. 왜곡은 오디오 신호와 그것 자체의 엔벌로프의 곱의 형태로 발생한다. 압축기의 복귀시간의 짧으면, 엔벌로프 신호는 오디오 신호를 변조시키는 저주파수 오디오 성분을 갖으며, 상이 음조 상호 변호(DTIM) 생성이라 불리는 저주파 성분의 왜곡을 초래한다. 예를들어 압축기 입력에 진폭이 대충 같고 주파수가 대단히 가까운(2700 Hz와 3000 Hz) 두음조가 공급된다면, 이 합성 신호의 엔벌로프는 주파수차 또는 300 Hz와 같은 비율로 변할 것이다. 이 엔벌로프 신호가 가변손실기에 공급된 제어 신호를 형성하도록 정류되고 여과되면, 2400 과 3300 Hz의 합계 및 차 음조가 가변손실기에서 출력한다. 음성 및 음악 신호가 처리되고 있을때, 이들 곱이 음향에 "혼한"을 초래하게 된다. 제어 신호의 300 Hz 성분의 진폭은 캐퍼시터(618)와 저항(620)에 의한 여파정도에 달려있게 된다. 이 여파정도가 압축기 복귀 시간이 짧은것처럼 작으면, 300 Hz 성분은 꽤 크게될 수 있으나, 보통 이 여파는 이 왜곡을 무기할만한 비율로 유지시키기에 충분하다.

더욱 심각한 신호 하락이 출력에 엔벌로프 신호자체가 반복하도록 엘벌로프 신호를 dc 오프셋과 곱합으로써 발생할 수 있다. 이는 엔벌로프 신호와 상수 (dc 오프셋)의 곱으로 생긴다. 그러므로, 2700 Hz와 3000 Hz의 음조의 예에선, 300 Hz의 차음조가 출력에 나타나게 된다. 음성 또는 음성 신호를 사용할때 저주파 차음조같은 것 -신호 엔벌로프-은 분명하게 들릴 수 있으며 매우 불괘할 수 있다.

또 다른 심각한 왜곡은 압축기에 대한 공격시간이 복귀시간과 비교할때 보통 꽤 짧게 만들어지기 때문에 엔벌로프와 dc 오프셋의 곱셈의 결과로서 생긴다. 입력 신호에 진폭이 갑작스레 증가하면 진폭 검출기로 부터의 엔벌로프 신호가 갑자기 상승하거나 단을 이뤄, 많은 오디오 범위에 걸쳐 스펙트럼 성분을 갖는다. 이것이 dc 오프셋과 곱해지면, 그것은 많은 오디오 스펙트럼에 미치는 넓은 주파수 범위를 지니는 왜곡 신호로서 가변손실기 출력에 직접 나타난다. 경험상, 이 효과가 무시할 정도로 만들어지면, 신호 엘벌로프에 의한 신호와 오프셋에 대한 곱으로 발생하는 모든 다른 왜곡도 또한 무시가능하게 된다. 이 왜곡이 진폭 검출기의 공격시간과 관련되기 때문에 우리는 그것을 "공격 왜곡"이라 칭한다. 진폭이 갑작스레 바뀌는 음성 신호를 사용할때 음성에 부가되 들리는 것은 귀에 거슬리는 "정적"이나 긁히는 소리이다.

이 효과는, 큰 오디오 레벨이 가변손실기에 갑자기 공급될때 가변손실기의 dc 출력 오프셋에 있어서의 변화를 측정함으로써 양이 측정될 수 있다. 그런 후 80 dBSPL 신호에 상당하는 레벨의 사인파 신호가 압축기에 공급되고 압축기 출력에서의 dc 전압이 다시 측정된다. 가변손실기 출력에서의 dc 이동은 공격 왜곡의 양을 나타낸다.

공격 왜곡의 양은 압축기에 프로그램되어 있는 이득과 압축양에 따라 변한다. 이는 두가지 상이한 이유에서 생긴다. 먼저, 가변손실기에 있어서의 이득의 양은 dc 출력 이동에 분명하게 영향을 끼치게 된다. 두번째, 더욱 미묘한 효과는 dc 입력 오프셋이 가변손실기에 공급된 신호 레벨은 물론 선택된 프로그램(이득과 압축비)에 따라 변한다. 그 문제를 가장 어려운 것으로 만드는 것이 두번째 효과이다. 본 발명의 압축기에 의한 이 효과의 감소는 신호 레벨에 따라 전술한 I_B의 변화를 제거함으로써 발생한다. 종래 기술에 있어서의 이 I_B의 변화는 본 발명에서 피드포워드 저항(Rs)의 고정 저항 경로로 대체된다.

본 발명의 바람직한 실시예에선, 장치의 이득을 프로그램하기 위해 이득이 신호 레벨에 따라 변하지 않는 제2가변손실기가 사용된다. 바람직한 실시예에선 가변손실기가 사용되고 있지만, 당업자라면 임의의 프로그램가능한 가변 이득 증폭기가 이득부로서 사용될 수 있다는 것을 알 것이다. 바람직한 실시예 신호 처리 시스템의 프로그램가능한 이득부의 회로도가 제7도에 도시된다. 그것은 제5도에 압축부로 전술한 것과 유사한 가변손실기(220)를 포함한다. 가변손실기(220)에 대한 제어 전류는 개별 환자에 대한 프로그래밍에 응답하여 가변손실기의 이득을 설정하는 이득 프로그래밍 단자(214)에 공급된 dc 프로그램밍 전류, 제어 회로로 부터의 전류 형태의 사용자 음량 제어 정보, 및 보청장치 제조시 이득 조절에 사용된 이득 타이밍 정보로 부터 발생한다. 이득을 제어하는 다수 목적과 제조 이득 상태가 전체적인 프로그래밍 범위에 걸쳐 균일해야만 한다는 즉, 소정의 프로그래밍 전류가 전체 프로그래밍 범위에 걸쳐 같은 dB 이득 변화를 나타내야한다는 사실때문에, 제어 회로는 실질적으로 전체 프로그래밍 및 음량 제어 범위에 걸쳐 프로그래밍 전류와 선형인 dB에 있어서의 이득 변화를 갖도록 설계된다. 이는 제어 전류가 유도되는 방식을 통해 달성된다. 마이크로암페아의 제어 전류당 dB 변화를 재는 것은 한쌍의 제어 저항(716, 736)의 저항을 잼으로써 달성된다.

제어 전류는 다음의 방식으로 프로그래밍 전류로 부터 발생한다. 테일 전류 I_Bg와 I_Ag는 전류 변환 트랜지스터들(718, 738)에 의해 발생하며, 그 트랜지스터들의 콜렉터는 제어 단자들(286, 282)에 각기 접속되어 있으며 에미터는 네가티브 서플라이 또는 접지에 접속되어 있다. 트랜지스터들(718, 738)의 베이스들은 pnp 전류 미러들 (710, 730)에 각기 접속된 다이오드 접속된 트랜지스터(720, 740)에 각기 접속된다. pnp 전류 미러들은 콜렉터 전류가 미분쌍의 트랜지스터들(706, 708)에 전달되는 다이오드 접속된 트랜지스터들(712, 713)을 포함한다. 프로그램가능한 이득부의 이득을 제어하는 것은 미분쌍(709)이다. 미분쌍(709)의 테일 전류는 베이스가 바이어스 소오스에 접속되어 있고 에미터 저항(726)에 의해 값이 조절되는 전류 싱크 트랜지스터 (724)에 의해 제공된다. 이 테일 전류는 트랜지스터들(706, 708)의 베이스들 사이에 전압을 공급함으로써 미분쌍(709)의 트랜지스터들 사이에 분배된다. 이 전압값은 다음과 같은 방식으로 이득 프로그래밍 전류에 의해 성립된다. 프로그래밍 전류는 미러 (704) 부분을 형성하는 다이오드 접속된 트랜지스터(702)에 공급된다. 트랜지스터 (703)의 콜렉터 전류는 프로그래밍 전류를 반조하며, 트랜지스터(708)와 관련해 트랜지스터(706)의 콜렉터 전류를 낮추는, 저항에서의 전압 강하를 초래한다. 개별 셋의 전류 미러를 통해 변형되는 이들 두 전류는 가변손실기(220)의 피드백 및 출력 셀의 테일 전류를 제어한다. 당업자에겐 미분쌍(709)은 물론 미러들(741, 730, 721, 710)의 에미터 면적비들이 가변손실기(220)용으로 소망하는 이득 범위를 보장하도록 피드백 및 출력 셀 테일 전류의 상대적인 크기를 조절하게 변조된다. 바람직한 실시예에서, 트랜지스터들의 상대적인 면적은 제7도 {트랜지스터들(706, 708)이 X10 과 X2 트랜지스터로 각기 지적되는에 도시되듯이 비례한다. 따라서, 트랜지스터(706)는 표준 트랜지스터의 10배의 에미터 면적을 갖고, 트랜지스터(708)은 표준의 2배의 면적을 갖는다. 유사하게, 트랜지스터들(718, 738)은 X5와 X13 트랜지스터이고, 트랜지스터(714)는 X2 트랜지스터이다. 전류 미러 사슬의 모든 다른 트랜지스터는 표준 크기 트랜지스터이다. 이 방식으로, 제로 이득 프로그래밍 전류 (최대 이득 설정치)를 가질때 출력 셀 레일 전류에 대한 피드백 셀 테일 전류의 비는 (3×2)/(10×2×5) = 0.060이다. 저항 (736)은 트랜지스터(708)의 베이스 바이어스 전류를 기준 전위원(218)으로 흐르게 허용한다.

제4도의 입출력 곡선은 80 dBSPL에서 약 7 dB의 값의 범위를 갖는다. 80 dBSPL에서 압축비의 명세 (또는 동등하게 50 dBSPL에서의 이득)로부터 고레벨 이득을 지정할 수 있기 위해선, 프로그램가능한 압축기가 고압축비로 프로그램될때 프로그램가능한 압축기부의 초과이득에 대한 이득 정정을 하는 것이 이롭다. 이는 압축비와 압축이득의 수직 제어를 제공한다. 이 정정은 에미터가 저항(652)을 통해 접지된 트랜지스터(750)에 의해 이루어진다. 트랜지스터(750)의 베이스는 압축기 프로그래밍 입력 단자(208)에 접속된다. 압축기 프로그래밍 전류가 공급되면, 트랜지스터(750)의 콜렉터 전류가 증가하며, 이 전류는 트랜지스터(703)의 콜렌터 전류와 동등한 방식으로 작용하는 전압 강하를 저항(716)에 발생하여 가변손실기의 이득을 최대 압축의 경우 7dB 감소시킨다. 중간 압축값은 트랜지스터(750)에 의해 공급되는 중간 정정 전류값을 필요로 한다. 정정의 정확도는 제8도의 입출력 곡선으로 설명되며, 제8도는 모든 압축값에 대한 80 dBSPL에서의 출력을 서로의 1dB 내에 있도록 도시한다.

본 발명의 또 다른 실시예가 제9도에 도시되는데, 그것은 입력 단자(902)를 갖는 대역 분할 필터(906), 전술한 유형의 제한기(908_{a, b,...n})에 각기 접속된 다수의 제1출력들, 제9도에 도시되듯이 간단한 저항일 수 있는 고정 이득 수단(910)을 통해 가산 노드(918)에 각기 접속된 다수의 제2출력들을 도시한다 (제9도에는 단 하나의 그같은 이득 수단(910)이 도시되고 있다). 이 실시예에서는 압축기 어떤 주파수 대역에선 필요치 않으므로 그같은 대역에 대해서는 제한기가 제공되지 않을 것으로 기대된다. 이는 청각 손상도가 큰 경우는 저주파수 청력이 영향을 받지 않는다는 사실에서 기인한다.

각각의 제한기(908)는 가산 노드(918)에 접속된 출력과 전술한 압축비를 설정하기 위한 제어 전류용 프로그래밍 단자(914_{a, b, ...n})를 갖는다. 고정된 전도성 경로가 입력 단자(902)와 가산 노드(918) 사이에 직접 접속된다. 가산 노드(918)는 증폭, 음량 제어, 프로그램가능한 이득, 제조 이득 트림, 등화기를 제공하는 회로(920)에로의 입력을 형성한다. 이 실시예는, 특히 많은 대역을 갖는 시스템에서, 각 대역에 대해 독립된 이득 가변손실기를 필요치 않는 장점이 있다. 그것은 또한 대역을 분할하는 압축 기능로 부터 고레벨 등화기능을 분리한다. 감각적인 청각 손상인을 위한 보정은 등화를 필요치 않을 수 있으며, 제9도의 실시예는 상기 두 필요사항을 분리되게 허용한다.

Claims (3)

1. 주위 음향을 나타내는 전기 신호를 수신하기 위한 입력 단자와 출력 단자를 갖으며, 일반적으로 상기 입력 신호의 진폭의 함수인 이득을 갖는 가변 이득 제한기 수단으로서, 상기 함수가 하부 브레이크 점을 형성하는 가변 이득 제한기 수단; 상기 압축기의 이득 곡선이 S자형 함수를 형성하도록 상기 제한기 수단과 평행하게 상기 입력 단자와 상기 출력 단자에 접속되 상기 출력 단자에서 상부 브레이크 점을 형성하는 상기 입력 전기 신호에 비례하는 신호를 제공하는 병렬 회로 수단으로서, 상기 상부 브레이크 점 및 하부 브레이크 점들 사이 중간에는 선회점이 있으며, 압축기의 압축비는 실질적으로 선회점에서의 이득 곡선의 기울기의 역수인 병렬 회로 수단; 및 선회점에서의 이득 곡선의 기울기를 변화시켜 압축기의 압축비를 변화시키는 압축 제어 수단으로 이루어지는, 보청기에 사용하기위한 신호 압축기.
2. 제1항에 있어서, 제어 수단은 이득 곡선의 상부 브레이크 점 및 하부 브레이크 점을 변화시켜 압축비를 변화시키는 압축기.
3. 제2항에 있어서, 압축비가 변화될 때 선회점은 일정하게 유지되는 압축기.