DE60004539T2

DE60004539T2 - Teilband-unterdrückung einer akustischen rückkopplung in hörgeräten

Info

Publication number: DE60004539T2
Application number: DE60004539T
Authority: DE
Inventors: Xiaoling Fang; Gerald Wilson; Brad Giles
Original assignee: Sonic Innovations Inc
Current assignee: Sonic Innovations Inc
Priority date: 1999-09-20
Filing date: 2000-08-31
Publication date: 2004-09-02
Anticipated expiration: 2020-09-01
Also published as: CN1375178A; US6480610B1; US20040125973A1; US7020297B2; WO2001022775A3; JP2003529968A; WO2001022775A2; EP1214866B1; DE60004539D1; DK1214866T3; EP1214866A2; CN1184855C; US20030026442A1

Description

1. Sachgebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der digitalen Signalverarbeitung. Im einzelnen bezieht sie sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Unterdrückung akustischer Rückkopplungen in digitalen Audiogeräten wie z.B. Hörhilfen.
2. Hintergrund der Erfindung
Akustische Rückkopplungen, die sich meist als hohes Pfeifen oder Heulen bemerkbar machen, stellen ein hartnäckiges und unangenehmes Problem von Audiogeräten mit relativ hoch eingestellter Verstärkung dar, so z.B. in vielen Arten von Hörhilfen. 1 zeigt das Blockschaltbild einer solchen Hörhilfe nach dem bisherigen Stand der Technik. Das in 1 dargestellte Schema 100 einer Hörhilfe nach dem bisherigen Stand der Technik beinhaltet eine digitale Abtasteingangssequenz X(n) 110, die zum Ausgangssignal 125 eines Rückkopplungszweiges addiert wird und das Signal 127 bildet, das gemäß der Hörverlust-Kompensationsfunktion G(Z) 130 zu einer digitalen Abtasteingangssequenz Y(Z) 140 aufbereitet wird. Wie in 1 gezeigt, bewirkt das in einer typischen Hörhilfe vom Hörer zum Mikrofon auftretende akustische Übersprechen (hier dargestellt durch die Übertragungsfunktion F(Z) 150), daß sich die Hörhilfe wie ein System mit einem geschlossenen Rückkopplungszweig verhält. Rückkopplungsschwingungen treten auf, sobald die Verstärkung G(Z) auf einen Wert erhöht wird, der das System instabil macht. Wie jedem bekannt ist, der mit dem Sachgebiet vertraut ist, muß die Verstärkung der Hörhilfe auf diesen Wert begrenzt werden, damit es nicht zu akustischen Rückkopplungsschwingungen kommt. Eine unmittelbare Konsequenz aus dieser Begrenzung ist, daß viele vermindert hörfähige Personen die für sie erforderliche Mindestverstärkung nicht erreichen, so daß schwache Sprachsignale unter der Hörbarkeitsschwelle bleiben. Selbst wenn die Verstärkung der Hörhilfe weit genug reduziert und damit eine Instabilität vermieden wird, stört eine Rückkopplung unterhalb der Oszillationsfrequenz das Eingangssignal X(n) und bewirkt, daß die Verstärkung der Vorwärts-Übertragungsfunktion Y(Z)/X(Z) nicht gleich G(z) ist. Bei einigen Frequenzen ist Y(Z)/X(Z) weitaus geringer als G(z) und bewirkt keine Verstärkung von Sprachsignalen auf eine Lautstärke oberhalb der Hörbarkeitsschwelle.
Bisherige Konzepte zur Unterdrückung akustischer Rückkopplungen verwenden typisch entweder die kompensierten Sprachsignale (d.h. Y(n) 140 in 1) oder addieren als Eingangssignal zum adaptiven Filter weißes Rauschen.
Konzepte zur breitbandigen Unterdrückung von Rückkopplungen ohne Rauschquelle basieren auf der in 2 gezeigten Architektur, in der gleiche Komponenten mit gleichen Nummern bezeichnet sind. Wie in dem adaptiven Rückkopplungs-Unterdrückungssystem 100 in 2 gezeigt, wird dabei eine Signalverzögerung 170 zwischen dem Ausgang 140 und dem Rückkopplungszweig 150 eingefügt. Am Ausgang 170 wird außerdem eine breitbandige Rückkopplungs-Unterdrückungsfunktion W(Z) 160 eingefügt und das Ausgangssignal der Rückkopplungs-Unterdrückungsfunktion W(Z) von der Eingangssequenz X(n) 110 subtrahiert. Die breitbandige Rückkopplungs-Unterdrückungsfunktion W(Z) 160 wird vom Fehlersignal e(n) 190 gesteuert, bei dem es sich um das Ergebnis der Subtraktion des Ausgangssignals der breitbandigen Rückkopplungs-Unterdrückungsfunktion W(Z) 160 von der Eingangssequenz X(n) 110 handelt. Obwohl Geräte nach der in 2 gezeigten Technik gelegentlich eine zusätzliche Verstärkung von 6 bis 10 dB haben können, kann der rekursive Aufbau dieser Konfiguration Abweichungen des adaptiven Filters verursachen. Alternativ dazu erfordert das adaptive Filtern in den Subbändern Filter von geringerer Ordnung, funktioniert bei weitaus niedrigerer Rate und konvergiert in einigen Fällen schneller. Überdies scheint die Rückkopplungsunterdrückung im Frequenzbereich noch besser als in den Subbändern zu funktionieren. Wer mit diesem Sachgebiet vertraut ist, weiß, daß einige Rückkopplungs-Unterdrückungsverfahren bei Hinter-dem-Ohr-Hörhilfen (HdO-Hörhilfen) eine Erhöhung der stabilen Verstärkung um 20 dB gestatten, ohne daß es zu Rückkopplungen oder wahrnehmbaren Verzerrungen kommt. Allerdings erfordern solche Frequenzbereichslösungen zusätzlich so komplizierte Verfahren wie eine schnelle Fouriertransformation (Fast Fourier Transformation, FFT) und eine inverse schnelle Fouriertransformation (Inverse Fast Fourier Transformation, IFFT) sowohl im Mitkopplungs- als auch im Prädiktions-Rückkopplungszweig.
Rückkopplungs-Unterdrückungsverfahren, bei denen eine Rauschquelle verwendet wird, werden dichotomisiert, d.h. in zwei Kategorien eingeteilt, und zwar in Abhängigkeit von der Steuerung ihrer Adaption, die kontinuierlich oder nichtkontinuierlich sein kann. 3 ist ein Blockschaltbild eines kontinuierlich arbeitenden, adaptiven Rückkopplungs-Unterdrückungssystems 300 mit Rauschquellen nach dem bisherigen Stand der Technik. Wie 3 zeigt, speist eine Rauschquelle N 310 an einem Summationspunkt 320 ein Rauschsignal in den Ausgang 315 der Hörverlust-Kompensationsfunktion G(Z) 130 ein. Bei dem kontinuierlich arbeitenden, adaptiven Rückkopplungs-Unterdrückungssystem gemäß 3 kann die stabile Verstärkung um 10 bis 15 dB erhöht werden. Ein solches System hat jedoch den entscheidenden Nachteil, daß die Rauschquelle störend wirkt und die. Verständlichkeit der verarbeiteten Sprachsignale verringert. Alternativ dazu wird in dem in 4 dargestellten Rückkopplungs-Unterdrückungssystem mit nichtkontinuierlicher Adaption der normale Signalweg unterbrochen und die Rauschquelle 310 nur während der Adaption zugeschaltet. Die Adaption wird nur ausgelöst, wenn bestimmte zuvor definierte Bedingungen erfüllt sind. Es erweist sich jedoch als sehr schwierig, eine Entscheidungsbedingung für die Auslösung der Adaption zu dimensionieren, bei der weder Verzerrungen noch störendes Rauschen auftreten.
Vor kurzem wurden eine andere Vorrichtung und ein anderes Verfahren für eine Rückkopplungsunterdrückung vorgeschlagen (beispielsweise in WO A-9926453), das eine Rückkopplungsunterdrückungseinheit mit zwei kaskadierten, breitbandigen Filtern im Unterdrückungszweig aufweist. Bei diesem Verfahren wird die lineare Prädiktion zur Bestimmung der Koeffizienten für ein rekursives Filter (Infinite Impulse Response Filter, IIR-Filter) angewandt, die den elektroakustischen Rückkopplungszweig nachbilden. Wie jeder sachkundigen Person bekannt ist, wird die lineare Prädiktion verbreitet zur Kodierung von Sprachsignalen angewandt, wobei die IIR-Filterkoeffizienten die Resonanzen des Vokaltraktes nachbilden. In diesem System werden die IIR-Filterkoeffizienten vor der normalen Verwendung der Hörhilfe abgeschätzt und zur Definition eines der kaskadierten Breitbandfilter herangezogen. Beim anderen Breitbandfilter handelt es sich um ein nichtrekursives Filter (Finite Impulse Response Filter, FIR-Filter) zur Adaption der Hörhilfe im Normalbetrieb.
ZUSAMMENFASSENDE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Es wird ein neues Rückkopplungs-Unterdrückungsverfahren vorgeschlagen, das eine zusätzliche stabile Verstärkung ermöglicht, ohne hörbare Artefakte zu erzeugen. Im Subband-Rückkopplungs-Unterdrückungsverfahren werden eine Kaskade aus zwei schmalbandigen Filtern A_i(Z) und B_i(Z) sowie eine feste Verzögerung anstelle eines einzelnen Filters W_i(Z) und einer Verzögerung zur Nachbildung des Rückkopplungszweiges in jedem einzelnen Subband verwendet. Das erste Filter A_i(Z) wird als Lernfilter bezeichnet und bildet den statischen Anteil des Rückkopplungszweiges im i-ten Subband nach, wozu das Mikrofon, der Hörer, die Gehörgangresonanz und andere, relativ statische Parameter gehören. Das Lernfilter kann als FIR- oder IIR-Filter ausgeführt sein. Das zweite Filter B_i(Z) wird als Mitlauffilter bezeichnet und ist typisch als FIR-Filter von niedrigerer Ordnung als das Lernfilter ausgeführt. Dieses zweite Filter verfolgt die Schwankungen des Rückführpfades im i-ten Subband, die durch Kieferbewegungen oder durch Objekte in der Nähe des Ohres des Benutzers verursacht werden.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt das Blockschaltbild einer Hörhilfe nach dem bisherigen Stand der Technik.
2 zeigt das Blockschaltbild eines Rückkopplungs-Unterdrückungssystems nach dem bisherigen Stand der Technik ohne Rauschquellen.
3 zeigt das Blockschaltbild eines Rückkopplungs-Unterdrückungssystems nach dem bisherigen Stand der Technik mit Rauschquellen.
4 zeigt das Blockschaltbild eines nichtkontinuierlichen adaptiven Rückkopplungs-Unterdrückungssystems nach dem bisherigen Stand der Technik mit Rauschquellen.
5 zeigt das Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform eines akustischen Subband-Rückkopplungs-Unterdrückungssystems für Hörhilfen gemäß der vorliegenden Erfindung.
6 zeigt das Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform eines für den Lernmodus konfigurierten akustischen Subband-Rückkopplungs-Unterdrückungssystems für Hörhilfen gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Erfindung.
7 zeigt das Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform eines für den Verfolgungsmodus konfigurierten akustischen Subband-Rückkopplungs-Unterdrückungssystems für Hörhilfen gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Erfindung.
8 zeigt das Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform eines akustischen Subband-Rückkopplungs-Unterdrückungssystems für Hörhilfen gemäß der vorliegenden Erfindung.
9 zeigt den Frequenzgang des Rückkopplungszweiges einer BTE-Hörhilfe im Freifeld gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Erfindung.
10 zeigt das Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform eines akustischen Subband-Rückkopplungs-Unterdrückungssystems für Hörhilfen gemäß der vorliegenden Erfindung.
11 zeigt das Blockschaltbild einer vierten Ausführungsform eines akustischen Subband-Rückkopplungs-Unterdrückungssystems für Hörhilfen gemäß der vorliegenden Erfindung.
12 zeigt das Blockschaltbild einer fünften Ausführungsform eines akustischen Subband-Rückkopplungs-Unterdrückungssystems für Hörhilfen gemäß der vorliegenden Erfindung.
13 zeigt das Blockschaltbild einer adaptiven Rückkopplungsunterdrückung mit Mittelung einer zyklischen Rauschquelle gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Erfindung.
14 zeigt das Blockschaltbild einer Rückkopplungsunterdrückung im Lernmodus mit Mittelung einer zyklischen Rauschquelle gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Erfindung.
15 zeigt das Blockschaltbild einer sechsten Ausführungsform eines akustischen Subband-Rückkopplungs-Unterdrückungssystems für Hörhilfen gemäß der vorliegenden Erfindung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Für Personen mit den üblichen Kenntnissen auf diesem Sachgebiet wird ersichtlich sein, daß die folgende Beschreibung der vorliegenden Erfindung lediglich zur Veranschaulichung dient und keine Beschränkung ihrer Allgemeingültigkeit impliziert. Derart qualifizierten Personen wird anhand der vorliegenden Beschreibung unmittelbar klar werden, daß auch andere Ausführungsformen der Erfindungen möglich sind.
Mit der vorliegenden Erfindung wird ein neues Subband-Rückkopplungs-Unterdrückungsverfahren vorgeschlagen, das eine Erhöhung der stabilen Verstärkung um mehr als 10 dB zuläßt, ohne zugleich hörbare Artefakte zu erzeugen. In der vorliegenden Erfindung werden zwei in Kaskade geschaltete Schmalbandfilter A_i(Z) und B_i(Z) sowie eine feste Verzögerung anstelle eines einzelnen Filters W_i(Z) und einer Verzögerung zur Nachbildung des Rückkopplungszweiges in jedem einzelnen Subband verwendet, wobei gilt: Wi(Z) = Ai(Z) Bi(Z)
Das erste Filter A_i(Z) wird als Lernfilter bezeichnet und bildet den statischen Anteil des Rückkopplungszweiges im i-ten Subband nach, wozu das Mikrofon, der Hörer, die Gehörgangresonanz und andere, relativ statische Parameter gehören. Das Lernfilter kann als FIR- oder IIR-Filter ausgeführt sein, wobei jedoch ein IIR-Filter im Vergleich zu einem FIR-Filter möglicherweise von geringerer Ordnung sein muß, um die Übertragungsfunktion darzustellen. Das IIR-Filter kann jedoch instabil werden, wenn sich seine Polstellen während des Adaptionsprozesses auf die Außenseite des Einheitskreises verlagern. Diese Instabilität muß verhindert werden, indem die Filtergewichtungen während des Aktualisierungsvorgangs begrenzt werden. Außerdem sind die Wirkflächen im allgemeinen nicht quadratisch und können lokale Minima aufweisen. Vor allem aber genügt zur Nachbildung des Rückkopplungszweiges in Subbändern ein FIR-Filter von verhältnismäßig niedriger Ordnung, so daß ein IIR-Filter in Subbändern keine rechnerischen Vorteile bietet. Daher wird angesichts der Nachteile eines adaptiven IIR-Filters in Subbändern in der Regel ein FIR-Filter verwendet.
Für das zweite, als Mitlauffilter bezeichnete Filter B_i(Z) wird gewöhnlich ein FIR-Filter von niedrigerer Ordnung als das Lernfilter gewählt. Es verfolgt die Schwankungen des Rückführpfades im i-ten Subband, die durch Kieferbewegungen oder durch Objekte in der Nähe des Ohres des Benutzers verursacht werden. Wenn es sich bei den Schwankungen im Rückführpfad überwiegend um Änderungen des Betrages des akustischen Übersprechens handelt, genügt ein Mitlauffilter erster Ordnung. Wie Experimente zeigen, ist dies eine realitätsnahe Annahme.
Der Algorithmus zur Rückkopplungsunterdrückung gemäß verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung führt eine zweistufige Rückkopplungsunterdrückung aus, nämlich in Form einer Lern- und einer Verfolgungsphase. Die Rückkopplungsunterdrückungseinheit ist stets auf den Verfolgungsmodus eingestellt, sofern nicht bestimmte zuvor definierte Bedingungen erfüllt sind. Solche Bedingungen können unter anderem das Einschalten, das Umschalten, Lernbefehle von einer externen Programmierstation oder Oszillationen sein.
Da die Rückkopplungsunterdrückungseinheit der Hörhilfe zunächst trainiert werden muß, bevor sie im Verfolgungsmodus arbeiten kann, ist das Mitlauffilter B_i(Z) auf einen Dirac-Impuls beschränkt, während A_i(Z) nach Techniken der adaptiven Signalverarbeitung geschätzt wird, die jeder auf diesem Gebiet sachkundigen Person bekannt sind. Der Lernvorgang erfolgt durch Ansteuern des Hörers mit einem sehr kurzen Rauschsignalbündel (Burst). Da die von der Rauschquelle abgegebene Signalsequenz von relativ kurzer Dauer ist (~ 300 ms), bleibt der Rückkopplungszweig stationär. Weil außerdem die Signalsequenz der Rauschquelle nicht aus dem Mikrofon-Eingangssignal abgeleitet ist, befindet sich das adaptive System in einer Open-Loop-Konfiguration, d.h. im nicht gegengekoppelten Zustand, was bedeutet, daß die Wirkfläche quadratisch ist und die Filterkoeffizienten schnell zu ihren erwarteten Werten konvergieren.
Nach der Lernphase werden die Koeffizienten von A_i(Z) eingefroren, und die Rückkopplungsunterdrückungseinheit der Hörhilfe schaltet auf den Verfolgungsmodus um. Die Anfangsbedingung des Mitlauffilters ist stets ein Impuls. Im Verfolgungsmodus wird kein Rauschen eingespeist. In diesem Modus arbeitet das System gemäß verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung als normale Hörhilfe, wobei das dem Hörer zugeführte kompensierte Tonsignal als Eingangssignal der Rückkopplungsunterdrückungs-Kaskade verwendet wird.
5 veranschaulicht eine zweite Ausführungsformen 500 der vorliegenden Erfindung. Das Mikrofon 520 und der Analog-Digital-Wandler ("A/D") 530 wandeln eintreffende Schalldruckwellen 510 in ein digitalisiertes Audiosignal 540 um. Das digitale Audiosignal 540 wird von einer Analyse-Filterbank 550 in M Subbänder aufgespalten. Eine identische Analyse-Filterbank 550 wird außerdem zum Aufspalten des Rückkopplungszweiges in M Subbänder verwendet. Auf den Eingang dieser Analyse-Filterbank gelangt entweder das verarbeitete digitale Audiosignal oder das Rauschsignal, das dem Digital-Analog-Wandler ("D/A") 585 und dem Hörer 586 zugeführt wird. An den Subtrahierern 560a–560m subtrahiert das digitale Audiosignal Xi im i-ten Band das geschätzte Rückkopplungssignal F_i im entsprechenden im i-ten Band. Das Subband-Audiosignal durchläuft anschließend die Störunterdrückungs- und Hörverlustkompensationsfilter 570a–570m, die für eine Verringerung vom Hintergrundstörungen sorgen und den individuellen Hörverlust im jeweiligen Band ausgleichen. Die aufbereiteten digitalen Subband-Audiosignale werden von einer Analyse-Filterbank 580 zu einem aufbereiteten digitalen Breitband-Audiosignal verknüpft. Das synthetisierte Signal muß gegebenenfalls von einem Ausgangsbegrenzer 582 begrenzt werden, bevor es zum Ausgang gelangt, damit es keine sättigungsbedingten Nichtlinearitäten des Hörers verursacht. Nach dieser möglichen Begrenzung wird das digitale Breitband-Audiosignal schließlich vom D/A 585 und vom Hörer 568 wieder in eine Schalldruckwelle umgewandelt.
Es sei auf die Anordnung ein ausgangsseitigen Begrenzer-Bausteins 582 hinter der Synthese-Filterbank 580 in 5 hingewiesen. Andere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können einen Begrenzer 582 beinhalten oder nicht; ist ein solcher jedoch vorhanden, so schließt er sich typisch an die Synthese-Filterbank an, sofern er zur Vermeidung sättigungsbedingter Nichtlinearitäten benötigt wird.
Der Rückkopplungszweig in jedem der Subbänder wird durch eine Kaskade von zwei Filtern 590 und 592 nachgebildet. Dieses Rückkopplungs-Unterdrückungsverfahren arbeitet in zwei verschiedenen Betriebsarten, nämlich in einem Lern- und einem Verfolgungsmodus. Ein Filter wird nur im Lernmodus adaptiv aktualisiert, während das andere nur im Verfolgungsmodus aktualisiert wird. Normalerweise arbeitet die Hörhilfe im Verfolgungsmodus, sofern keine Lernphase erforderlich ist. Die Stellung des in 5 gezeigten Schalters 594 versetzt die Rückkopplungsunterdrückung in den Verfolgungs- oder Normalmodus der Hörhilfe, und das Blockschaltbild dieser im Verfolgungsmodus arbeitenden Ausführungsform ist in 7 dargestellt. Um die Hörhilfe in den Lernmodus zu versetzen werden die Schalter in die andere Stellung gebracht. 6 zeigt ein Blockschaltbild dieser Ausführungsform im Lernmodus. Sobald die Lernphase abgeschlossen ist, werden die Filterkoeffizienten eingefroren, und die Hörhilfe kehrt in den Verfolgungsmodus zurück.
Die zum adaptiven Aktualisieren der Filterkoeffizienten angewandten Techniken sind jeder sachkundigen Person bekannt und können direkt zum Aktualisieren von A_i(Z) und B_i(Z) in den einzelnen Subbändern angewandt werden. Je nach dem gewünschten Kompromiß zwischen Leistung und Komplexität kann für einen einfacheren Aufbau ein signaladaptiver Algorithmus verwendet werden, während zur Erzielung einer schnelleren Konvergenz und/oder geringerer Schwankungen der Koeffizienten im eingeschwungenen Zustand kompliziertere adaptive Algorithmen wie z.B. der NLMS-Algorithmus (Normalized Least Mean Square Algorithm), der LMS-VS-Algorithmus (Least Mean Square Algorithm, Variable Step-size), die schnelle affine Projektion, das schnelle Kalman-Filter, der schnelle Newton-Frequenzbereichsalgorithmus oder die Transformationsbereichs-LMS-Algorithmen eingesetzt werden können.
Im folgenden werden einige Techniken vorgestellt, die zur Aktualisierung der Filterkoeffizienten in einer Subband-Hörhilfe besonders zweckmäßig sind.
Erstens kann die durch den Rückkopplungszweig 588 verursachte Dämpfung dazu führen, daß das Audio-Ausgangssignal in einem der Subbänder unter das Grundrauschen des Mikrofons 520 oder des A/D-Wandlers 530 fällt. In diesem Fall enthält das Subbandsignal X_i keine Information über den Rückkopplungszweig. In diesem Subband wird die akustische Rückkopplungsschleife ausreichend gut unterdrückt (der Rückkopplungszweig ist unterbrochen), und das adaptive Subbandfilter sollte in seinem Betriebsverhalten eingefroren werden. In Verbindung mit einem Baustein zur Mittelwertbildung, der in einer Subbandversion des Audio-Ausgangs verwendet wird, können statistische Daten über die vom Rückkopplungszweig bewirkte Dämpfung verwendet werden, um abzuschätzen, ob das Subbandsignal X_i statistisch signifikante Rückkopplungskomponenten enthält.
Zweitens überlagert sich das Subband-Quellsignal additiv den Subband-Rückkopplungssignalen, die für die Identifizierung des Subband- Rückkopplungszweiges benötigt werden. Das Verhältnis zwischen dem verzerrten Rückkopplungs-Quellsignal und dem überlagerten Subband-Quellsignal kann als Signal-Rausch-Verhältnis des adaptiven Subbandfilters betrachtet werden. Während der Zeiten, in denen dieses Signal-Rausch-Verhältnis niedrig ist, wird das adaptive Filter zu einer zufälligen Adaption neigen und nicht konvergieren. Wegen der Verzögerungen im Mitkopplungs- und Rückkopplungszweig wird das Signal-Rausch-Verhältnis des adaptiven Subbandfilters zu Beginn eines Wortes oder sonstigen Audio-Eingangssignals am niedrigsten sein. Während das Signal-Rausch-Verhältnis niedrig ist, sollte das adaptive Filter eingefroren oder die Schrittweite des Aktualisierungs-Algorithmus' verringert werden. Andererseits wird das Signal-Rausch-Verhältnis des adaptiven Subbandfilters nach dem Verklingen eines Wortes oder sonstigen Audio-Eingangssignals hoch sein. Während dieses Signal-Rausch-Verhältnis hoch ist, neigt das adaptive Filter zum Konvergieren, so daß die Schrittweite des Aktualisierungs-Algorithmus' vergrößert werden sollte. In Verbindung mit Bausteinen zur Mittelwertbildung, die in Subbandversionen des Audio-Ausgangs und des Audio-Eingangs verwendet werden, können statistische Daten über die vom Rückkopplungszweig bewirkte Dämpfung zur Abschätzung des Signal-Rausch-Verhältnisses jedes einzelnen adaptiven Subbandfilters verwendet werden.
Wenn drittens in der Subband-Hörhilfe sowohl eine Störunterdrückung als auch eine Rückkopplungsunterdrückung, die sich an das durch Rückkopplung verzerrte und verstärkungskompensierte Ausgangs-Schallsignal anpaßt, implementiert sind, kann eine zusätzliche Adaption verwendet werden. Diese Steuerung wird empfohlen, weil Störunterdrückungsschaltungen im allgemeinen das Subband-Audiosignal X_i(n) in eine kurzzeitig stationäre und eine dauerhaft stationäre Komponente zerlegt. Die kurzzeitig stationäre Komponente wird als das gewünschte Audiosignal betrachtet, die dauerhaft stationäre Komponente dagegen als unerwünschtes Hintergrund-Störsignal. Das Intensitätsverhältnis des kurzzeitig stationären Schallsignals, bezogen auf die dauerhaft stationäre Komponente, wird als Signal-Rausch-Verhältnis des Subband-Audiosignals bezeichnet. Wenn die statistischen Daten des Subbandsignals darauf ein niedriges Signal-Rausch-Verhältnis hindeuten, verringert die Störunterdrückungsschaltung die Verstärkung im betreffenden Subband. Die niedrigere Verstärkung kann eine Rückkopplung verhindern, verringert aber auch die Intensität des Subband-Audio-Ausgangssignals. Da dieses Audio-Ausgangssignal zur Einstellung des Rückkopplungszweiges während der Verfolgungsphase beiträgt, führt eine geringere Verstärkung zu Leistungseinbußen im Verfolgungsmodus. Dies gilt vor allem dann, wenn das Subband-Audiosignal X_i(n) zu einem großen Teil aus dauerhaft stationären Hintergrundstörungen besteht, die keine Informationen über den Rückkopplungszweig enthalten. Diese Hintergrundstörungen werden sich dem durch Rückkopplung verzerrten und verstärkungskompensierten Ausgangs-Schallsignal überlagern und zufällige Schwankungen der Übertragungsfunktion von B_i(Z) verursachen. Um diese zufälligen Schwankungen zu vermeiden, sollte die Schrittweite (wahrscheinlich auf Null) reduziert werden. Wenn außerdem das Signal-Rausch-Verhältnis des Subband-Audiosignals sehr groß ist, ist es mit größerer Wahrscheinlichkeit mit dem durch Rückkopplung verzerrten und verstärkungskompensierten Ausgangs-Schallsignal kreuzkorreliert. In diesem Fall wird die Adaption der Rückkopplungsunterdrückungseinheit eine unerwünschte Abweichung aufweisen. Eine Dekorrelationsverzögerung im Mitkopplungszweig sollte groß genug sein, damit die Adaption in diesem Fall fortgesetzt werden kann, wohingegen die Schrittweite des Aktualisierungs-Algorithmus' verkleinert werden kann, um den Einfluß der Abweichung zu verringern.
Viertes sind der NLMS- und der VS-Algorithmus einfache Variationen des LMS-Algorithmus', die eine Erhöhung der Adaptionsgeschwindigkeit der Rückkopplungsunterdrückungseinheit bewirken. Der NLMS-Algorithmus ist so abgeleitet, daß er unter der Annahme einer stark korrelierten Signalquellensequenz die Verringerung der Momentanabweichung des adaptiven Filters optimiert. Da im Verfolgungsmodus die Signalquellensequenz vorzugsweise Sprache ist und Sprache einen hohen Korrelationsgrad hat, bietet der NLMS in der Praxis bekanntlich Vorteile. Der VS-Algorithmus dagegen basiert auf dem Konzept, daß die optimale Lösung fast erreicht wird, wenn die Schätzwerte der Fehlerflächen-Gradienten durchgehend entgegengesetzte Vorzeichen haben. In diesem Fall wird die Schrittweite verkleinert. Wenn die Gradienten-Schätzwerte das gleiche Vorzeichen haben, wird in analoger Weise angenommen, daß der Koeffizienten-Momentanwert weit von der optimalen Lösung entfernt ist, und die Schrittweite wird vergrößert. Bei der Rückkopplungsunterdrückung wird das nichtstationäre Verhalten des Rückkopplungspfades dazu führen, daß sich die optimale Lösung dynamisch verändert. Da sie nach unterschiedlichen Konzepten funktionieren, und weil sie perfekt auf die Probleme zugeschnitten sind, die mit der Anwendung des konventionellen LMS-Algorithmus' zur Rückkopplungsunterdrückung verbunden sind, wird die Verwendung eines kombinierten NLMS-VS-Verfahrens vorgeschlagen. Dabei steuert der NLMS-Algorithmus für die einzelnen Abtastwerte die Schrittweite, um so die Signalschwankung auszugleichen, während der VS-Algorithmus aperiodisch Änderungen im Rückkopplungszweig kompensiert.
Nachstehend wird der konventionelle LMS-Algorithmus als Beispiel für die Herleitung der Aktualisierungsgleichungen verwendet. Es sollte klar ersichtlich sein, daß sich auch andere adaptive Algorithmen zur Abschätzung des Lernfilters oder des Mitlauffilters nutzen lassen. Der Schätzvorgang der Subband-Übertragungsfunktion unter Verwendung des konventionellen LMS-Algorithmus' in zwei Betriebsarten wird durch die folgenden Gleichungen beschrieben:
Lernmodus:
i = 0,
,M-1
T_i(n)= A_i ^H(n)N_i(n),
e_i(n) = X_i(n) – T_i(n),
A_i(n+1) = A_i(n) + μe_i(n)N_i(n).
Verfolgungsmodus:
i = 0,
,M-1
T_i(n) = A_i ^T(n)N_i(n),
e_i(n) = X_i(n) – B_i ^H(n)T_i(n),
B_i(n+1) = B_i(n) + μe_i(n)T_i(n).
Darin ist A_i(n) der Koeffizientenvektor des Lernfilters im i-ten Band und N_i(n) ein Eingangsvektor des Lernfilters im entsprechenden Band. Die Variable u ist die Schrittweite, und B_i(n) ist der Koeffizientenvektor des Subband-Mitlauffilters.
Zur Beschreibung des statischen Rückkopplungszweiges muß die Ordnung des entsprechenden Breitband-Lernfilters A(Z) normalerweise über 64 liegen. Wenn die Analyse-Filterbank das Signal zerlegt und die Abtastrate um einen Faktor von 16 herabsetzt, wie es in einigen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung der Fall ist, braucht das Lernfilter in jedem Subband nur von der Ordnung 4 zu sein und eine konstante Verzögerung aufweisen.
Wie bereits weiter oben beschrieben, wird als Signal für die Aktualisierung des Koeffizientenvektors B_i(n) kein weißes Rauschen, sondern ein aufbereitetes Sprachsignal verwendet. Aufgrund des nicht konstant verlaufenden Spektrums der Sprache neigt die zugehörige Schwankungsbreite der Eigenwerte in der Autokorrelationsmatrix des Signals zur Verlängerung des Adaptionsprozesses.
Außerdem ist das Signal-Rausch-Verhältnis des adaptiven Subbandfilters im allgemeinen niedrig, so daß die Korrelation zwischen dem Subband-Audio-Quellsignal und dem durch Rückkopplung verzerrte und verstärkungskompensierte Ausgangs-Schallsignal wahrscheinlich hoch sein wird. Überdies arbeitet das System im Verfolgungsmodus rekursiv, und die Wirkfläche kann lokale Minima aufweisen. Aus diesen Überlegungen ergibt sich zwingend, daß das Mitlauffilter so kurz wie möglich sein sollte, aber gleichwohl eine ausreichende Zahl von Freiheitsgraden zur Nachbildung der Subband-Schwankungen des Rückkopplungszweiges haben sollte.
Wenn Subband-Schwankungen im Rückkopplungszweig hauptsächlich Veränderungen des Betrages des akustischen Übersprechens widerspiegeln, genügt ein Mitlauffilter erster Ordnung. Unter der Vorgabe, daß dessen Polstelle reell ist, vereinfacht sich das Filter zu einer automatischen Verstärkungsregelung (Automatic Gain Control, AGC) für die Subband-Rückkopplungs-Abschätzung des Lernfilters. Selbst bei nur einer einzigen reellen Polstelle für die Verfolgung in jedem Subband ergibt sich durch die rekursive Architektur des Systems, daß Instabilitäten möglich sind, wenn das Signal-Rausch-Verhältnis sehr niedrig ist, wenn die Korrelation zwischen Ein- und Ausgang zu groß ist oder wenn im Rückkopplungszweig drastische Veränderungen stattfinden. Überdies kann das rekursive System selbst dann, wenn die Rückkopplungsunterdrückungseinheit stabil bleibt, lokale Minima aufweisen. Um Instabilitäten und lokale Minima zu vermeiden, sollten die Koeffizienten des Mitlauffilters auf einen Bereich begrenzt werden, der dem normalen Schwankungsbereich des Rückkopplungszweiges entspricht. Wie jeder auf diesem Gebiet sachkundigen Person bekannt ist, können Verfahren zum Begrenzen der Polstelle ein Zurücksetzen oder zeitweiliges Einfrieren des Mitlauffilters beinhalten, sofern dieses seinen normalen Betriebsbereich verläßt.
8 veranschaulicht eine zweite Ausführungsform 800 der vorliegenden Erfindung. Diese Ausführungsform arbeitet nach demselben Rückkopplungs-Unterdrückungsverfahren, nur mit der Ausnahme, daß zur Einspeisung des Rauschens für den Lernmodus ein anderer Mechanismus benutzt wird. Konkret, wie in 8 gezeigt, wird das weiße Rauschen eines Rauschgenerators 583 von einer parallelen Bank von Filtern 810a–810m verarbeitet, die die speziellen Eigenschaften des Rauschsignals in jedem einzelnen Subband an den Frequenzbereich des Subbandes anpassen. Da das eingespeiste Rauschen oft vom vermindert hörfähigen Anwender wahrgenommen wird, sollten seine Dauer und Intensität minimiert werden. Wie Experimente nachgewiesen haben, verhält sich die Konvergenzgeschwindigkeit des Lernfilters proportional zum mittleren Pegel des eingespeisten Rauschens. Außerdem wurde beobachtet, daß sich weißes Rauschen wegen seiner gleichmäßigen spektralen Verteilung am besten als Rauschsignal für den Lernmodus eignet. Die Analyse-Filterbank führt jedoch eine Formung jedes Eingangssignals durch, was bedeutet, daß aus weißem Rauschen, das dem digitalen endgültigen Audio-Ausgangssignal (wie in 5 gezeigt) überlagert wird, farbiges Rauschen wird, wenn es auf den Eingang des adaptiven Filters gelangt.
Wie außerdem das Frequenzgangdiagramm in 9 veranschaulicht, bewirkt der Rückkopplungszweig keine konstante Dämpfung für das gesamt Frequenzspektrum. Die größte Dämpfung tritt typisch im Bereich der niedrigen und hohen Frequenzen auf. Aus der Dämpfung in diesen Bereichen des Spektrums ergibt sich zwingend die für eine Konvergenz innerhalb einer vorgegebenen Zeitspanne erforderliche Rauschintensität. Für eine gleiche Konvergenz erfordert der mittlere Frequenzbereich (um etwa 3–4 kHz herum) keine so hohe Intensität des Rauschsignals wie an den Spektrumgrenzen. Da die Empfindlichkeit des menschlichen Ohres im Bereich von 3–4 kHz größer ist, kann die Intensität des Rauschsignals dort verringert werden. Unter Verwendung statistischer Daten, die den mittleren Betrag der Dämpfung in jedem Subband angeben, läßt sich ein geeigneter Gewichtungsfaktor für das weiße Rauschen in den einzelnen Subbändern ableiten. Eine derartige Skalierung des Subband-Rauschens maximiert die Identifizierung des Rückkopplungszweiges und minimiert zugleich den störenden Einfluß des Trägers der Hörhilfe. (Da das Rauschsignalbündel kurz ist und nicht häufig auftritt, brauchen seine Maskierungseigenschaften nicht berücksichtigt zu werden.)
10 veranschaulicht eine dritte Ausführungsform 1000 der vorliegenden Erfindung. Wie 10 zeigt, berücksichtigt das Unterdrückungsfilter die Filterbank, so daß das Verfahren zur Rückkopplungsunterdrückung ohne eine zweite Analyse-Filterbank auskommt. In diesem Fall muß das Lernfilter, wie jeder auf diesem Gebiet sachkundigen Person bekannt ist, ein Filter höherer Ordnung sein und das Übersprechen vernachlässigbar sein.
11 veranschaulicht eine vierte Ausführungsform 1100 der vorliegenden Erfindung. Darin werden die Subband-Schätzwerte Y₀ – Y_m-l von der Synthese-Filterbank 580 miteinander kombiniert. Der kombinierte Schätzwert 1120 wird anschließend vom digitalisierten Eingangssignal X 540 subtrahiert und danach durch eine Analyse-Filterbank 550 gefiltert, die die M Fehlersignale für die adaptiven Filter liefert. Der Vorteil dieses Systems gegenüber dem in 5 besteht darin, daß der Störunterdrückungs- und Hörverlustkompensationsteil des Algorithmus' mit einer anderen Filterbank arbeiten könnte. So könnte beispielsweise die Verwendung von zwei unterschiedlichen Filterbänken 550 und 1110 von Nutzen sein, wenn sich herausstellt, daß für die Hörverlustkompensation 16 Bänder ausreichen, aber für die Feinverfolgung des Rückkopplungszweiges 32 Bänder vorzuziehen sind. Wenn die beiden Filterbänke 550 und 1110 ein unterschiedliches Verzögerungsverhalten aufweisen, kann es erforderlich sein, eine massive Verzögerung in den Mitkopplungs- oder Rückkopplungszweig einzufügen. Ein zweites Beispiel, in dem diese Konfiguration von Nutzen sein kann, ist die Verwendung der Rückkopplungsunterdrückungseinheit in Verbindung mit einer breitbandigen analogen oder digitalen Hörhilfe.
12 veranschaulicht eine fünfte Ausführungsform 1200 der vorliegenden Erfindung. In dieser Ausführungsform ist das Lernfilter 1210 im Breitbandteil implementiert. Der Vorteil dieses Konzepts liegt darin, daß eine Formung der von der Quelle abgegebenen Signalsequenz durch die Analyse-Filterbank 550 umgangen wird. Somit kann als Eingangssignal für das adaptive Filter weißes Rauschen verwendet werden, und selbst mit einem konventionellen LMS-Algorithmus wird eine schnelle Konvergenz erzielt. Nachteilig ist, daß das Lernfilter 1210 mit einer hohen statt mit der verringerten Rate betrieben werden muß.
Wie bereits weiter oben erwähnt, besteht ein landläufiges Problem bei Verwendung eines Rauschsignals 583 als Lernsignal für eine adaptive Rückkopplungsunterdrückungseinheit darin, daß es sich um ein Signal mit sehr niedrigem Pegel handeln muß, damit es nicht von Benutzer der Hörhilfe als unangenehm empfunden wird. Ein solch schwaches Signal kann aber durch Umgebungsgeräusche überdeckt werden, so daß das Signal-Rausch-Verhältnis für das Lernsignal sehr niedrig sein und zu unzureichenden Lernergebnissen führen kann.
Um das Problem des niedrigen Signal-Rausch-Verhältnisses zu beheben, kann man die Tatsache ausnutzen, daß die von der Quelle abgegebene Signalsequenz periodisch ist. Zuerst wird eine kurze Sequenz gewählt, die jedoch länger ist als die längste Rückkopplungskomponente. Anschließend wird die Sequenz synchron detektiert, nachdem sie den Rückkopplungszweig durchlaufen hat. Einander entsprechende Abtastwerte werden Bemittelt. So werden beispielsweise die ersten Abtastwerte aus jeder Periode der Sequenz zusammen gemittelt. In ähnlicher Weise werden die zweiten Abtastwerte zusammen gemittelt und so fort. Von Personen, die auf diesem Gebiet sachkundig sind, können zwei Umschalter und eine Serie von Bausteinen zur Mittelwertbildung für die Ausweitung der gewünschten Sequenz verwendet werden.
Die Mittelung von Perioden der Sequenz zusammen erhöht die Amplitude des Lernsignals und verringert zugleich die Amplitude der Umgebungsgeräusche, wenn man voraussetzt, daß die Umgebungsgeräusche im Mittel Null sind. Die gemittelte Sequenz wächst auf die vom Rückkopplungszweig verzerrte Sequenz der Signalquelle. Die gemittelte Sequenz wird zum gewünschten Signal (X[n]-S[n]) der adaptiven Struktur. Die Sequenz der Signalquelle wird vom adaptiven Filter gefiltert, das einen Schätzwert der Rückkopplungsverzerrung liefert. Die Konfiguration für den Lernvorgang im Breitbandteil ist in 13 gezeigt, wo die Variable L die . Länge der Sequenz der Signalquelle angibt.
Wenn außerdem Amplitudenschwankungen der Umgebungsgeräusche zu erwarten sind, kann die Sequenz der Signalquelle nur während der Zeiten gemittelt werden, in denen der Pegel der Umgebungsgeräusche niedrig ist. Dies kann das Signal-Rausch-Verhältnis der adaptiven Rückkopplungsunterdrückungseinheit weiter verbessern.
14 zeigt, wie dieser Lernvorgang in den Subbändern durchzuführen ist. Jedes Subband hat eine gewünschte Sequenz der Länge L. Die Länge der eingespeisten Sequenz der Signalquelle beträgt. M*L. Das Speichern der entsprechenden gewünschten Sequenz als eine Serie von Subbandsequenzen spart Leistung, da die Bausteine für die Mittelwertbildung mit der niedrigeren Abtastrate aktualisiert werden.
Da schließlich die Rückkopplungsunterdrückungseinheit für vermindert hörfähige Personen verwendet werden soll, kann es möglich sein, im Normalbetrieb der Hörhilfe eine gedämpfte Version der Sequenz der Signalquelle einzuspeisen. Durch Mitteln von Perioden der Sequenz zusammen wird die Amplitude des rückkopplungsgefilterten Sprachsignals mit dem Mittelwert Null ebenso verringert wie die Umgebungsgeräusche mit dem Mittelwert Null. Selbst bei einer Mischung mit dem normalen Sprach-Ausgangssignal repräsentiert die gemittelte Sequenz also immer noch das vom Rückkopplungszweig verzerrte Lernsignal. Wie bereits vorgeschlagen, sollte die gemittelte Sequenz in den Subbändern berechnet werden, um den Vorteil der Abwärtsabtastung auszunutzen. Um die gemittelte Subbandsequenz zum Aktualisieren des Lernfilters im Normalbetrieb der Hörhilfe zu nutzen, sind eine dritte Analyse-Filterbank und eine zweite Serie von Subband-Lernfiltern erforderlich, wie 15 zeigt.
15 veranschaulicht eine sechste Ausführungsform 1500 der vorliegenden Erfindung. In 15 sind nur die Komponenten für ein Subband gezeigt; die Komponenten für den Rest der M Bänder sind identisch. Wie man sieht, wird das Eingangssignal für die zweite Serie von Lernfiltern 1540 und 1420 abgeleitet, indem die von der Signalquelle kommende Sequenz 1440 direkt auf die dritte Analyse-Filterbank gegeben 1570 wird. In ähnlicher Weise werden die Ausgänge der zweiten Serie von Lernfiltern 1540 und 1420 synchron von den Bemittelten Subband-Sequenzen subtrahiert und als Fehlerschätzwerte zum Aktualisieren der Filter verwendet.
Wenn einige zuvor definierte Bedingungen erfüllt sind, werden die Koeffizienten des zweiten Lernfilters A_i(Z) 1540 im i-ten Band in das erste Lernfilter A_i(Z) 1550 kopiert. Danach sollte das Mitlauffilter B_i(Z) 1560 auf einen Impuls zurückgesetzt werden. Die zuvor definierten Bedingungen können erfüllt sein, wenn der Korrelationskoeffizient zwischen A_i(Z) 1540 und A_i(Z) 1550 unter einen Schwellenwert sinkt, wenn ein Zähler eine planmäßige Aktualisierung auslöst oder wenn Rückkopplungsschwingungen erkannt werden. Das erste Lernfilter A_i(Z) 1540 im i-ten Band kann anfangs wie in 6 oder 14 gezeigt eingerichtet werden. Diese neue Konfiguration unterstützt die Rückkopplungsunterdrückungseinheit dabei, Veränderungen der statistischen Daten des Rückkopplungszweiges zu folgen, ohne den normalen Audiosignalfluß zu unterbrechen und ohne Verzerrungen zu bewirken, die von der vermindert hörfähigen Person bemerkt werden.
Im Vergleich mit bestehenden Konzepten zur Rückkopplungsunterdrückung ist die vorliegende Erfindung einfacher und leichter zu implementieren. Sie eignet sich gut für den Einsatz in einer digitalen Subband-Hörhilfe. Darüber hinaus kann mit verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung eine zusätzliche Erhöhung der Verstärkung um mehr als 10 dB erzielt werden, ohne daß es zu Verzerrungen oder wahrnehmbaren Störungen kommt .

Claims

Verfahren zur Unterdrückung akustischer Rückkopplungen in Hörhilfen, bestehend aus folgenden Schritten: Digitalisieren eines Audio-Eingangssignals in eine Folge von digitalen Audio-Abtastwerten, Aufspalten der genannten Folge von digitalen Audio-Abtastwerten in einer analogen Filterbank (550) in mehrere Subbandsignale, Separates Verarbeiten jedes der einzelnen Subbandsignale mit einem Störunterdrückungs- und Hörverlustkompensations-Algorithmus (570a,..., 570m) zu mehreren digitalen Subband-Audiosignalen, Verknüpfen der genannten verarbeiteten digitalen Subband-Audiosignale zu einem aufbereiteten digitalen Breitband-Audiosignal, Umwandeln des genannten aufbereiteten digitalen Breitband-Audiosignals in ein Audio-Ausgangssignal, Aufspalten des genannten aufbereiteten digitalen Breitband-Audiosignals in mehrere Subband-Rückführsignale, Filtern jedes der genannten Subband-Rückführsignale mit einem Schmalband-Lernfilter (590a,..., 590m; 1210), das den statischen Anteil des Rückführpfades in jedem der genannten Subbänder nachbildet und ein Ausgangssignal daraus liefert, Filtern jedes einzelnen Ausgangs der genannten Schmalband-Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) mit einem Schmalband-Mitlauffilter (592a,..., 592m), das die Schwankungen des Rückführpfades in jedem der genannten Subbänder verfolgt und ein Ausgangssignal daraus liefert, und Subtrahieren des genannten Ausgangssignals jedes der genannten Schmalband-Mitlauffilter vom entsprechenden Subbandsignal der einzelnen genannten Subbandsignale.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein nichtrekursives Filter ("FIR"-Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein FIR-Filter ist.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein rekursives Filter ("IIR"-Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein FIR-Filter ist.
Vorrichtung zur Unterdrückung akustischer Rückkopplungen in Hörhilfen, beinhaltend einen Analog-Digital-Wandler (530) zum Digitalisieren eines Audio-Eingangssignals in eine Folge von digitalen Audio-Abtastwerten, eine erste Analyse-Filterbank (550) zum Aufspalten der genannten Folge von digitalen Audio-Abtastwerten in mehrere Subbandsignale, wobei jedes der genannten Subbänder ein zugehöriges Subbandsignal ausgibt, einen Subtrahierer (560a,..., 560m) in jedem der genannten Subbänder, der das jeweilige Ausgangssignal mehrerer Schmalband-Mitlauffilter von einem zugehörigen Subbandsignal am Ausgang der genannten ersten Analyse-Filterbank subtrahiert, einen digitalen Signalprozessor (570a,..., 570m) in jedem der genannten Subbänder, der das Ausgangssignal des genannten Subtrahierers mit einem Störunterdrückungs- und Hörverlustkompensations-Algorithmus zu mehreren aufbereiteten digitalen Subband-Audiosignalen verarbeitet, eine Synthese-Filterbank (580) zur Verknüpfung der genannten Subband-Audiosignale zu einem aufbereiteten digitalen Breitband-Audiosignal, einen Digital-Analog-Wandler (585) zum Umwandeln des genannten aufbereiteten digitalen Breitband-Audiosignals in ein Audio-Ausgangssignal, eine zweite Analyse-Filterbank (550, 1110, 1260) zum Aufspalten des genannten aufbereiteten digitalen Breitband-Audiosignals in die genannten Subbänder, wobei jedes der genannten Subbänder ein zugehöriges Subband-Rückführsignal ausgibt, ein mit den genannten Subband-Rückführsignalen gekoppeltes Schmalband-Lernfilter (590, 1210), das den statischen Anteil des Rückführpfades in jedem der genannten Subbänder nachbildet und ein Ausgangssignal daraus liefert, und ein mit dem jeweiligen Ausgang der einzelnen Schmalband-Lernfilter (590, 1210) gekoppeltes Schmalband-Mitlauffilter (560a,..., 560m), das die Schwankungen des Rückführpfades in jedem der genannten Subbänder verfolgt und ein Ausgangssignal daraus an den Subtrahierer liefert.
Vorrichtung gemäß Anspruch 4, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein nichtrekursives Filter ("FIR"-Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein FIR-Filter ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 4, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein rekursives Filter ("IIR"-Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein IIR-Filter ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 4, ferner beinhaltend einen Ausgangsbegrenzer (582), der mit dem Ausgang der genannten Synthese-Filterbank (580) gekoppelt ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 7, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein nichtrekursives Filter ("FIR"-Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein FIR-Filter ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 7, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein rekursives Filter ("IIR"-Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein nichtrekursives Filter ("FIR"-Filter) ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 4, ferner beinhaltend einen Multiplexschalter (584; 1020a,..., 1020m), der mit dem Eingang des genannten Digital-Analog-Wandlers (585) gekoppelt ist, wobei der genannte . Multiplexschalter selektiv entweder den Ausgang der genannten Synthese-Filterbank (580) oder den Ausgang eines Rauschgenerators (583) mit dem Eingang des genannten Digital-Analog-Wandlers (585) verbindet.
Vorrichtung gemäß Anspruch 10, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein nichtrekursives Filter ("FIR"-Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein FIR-Filter ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 10, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein rekursives Filter ("IIR"-Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein nichtrekursives Filter ("FIR"-Filter) ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 7, ferner beinhaltend einen Multiplexschalter (584; 1020a,..., 1020m), der mit dem Eingang des genannten Digital-Analog-Wandlers (585) gekoppelt ist, wobei der genannte Multiplexschalter selektiv entweder den Ausgang des genannten Ausgangsbegrenzers (582) oder den Ausgang eines Rauschgenerators (583) mit dem Eingang des genannten Digital-Analog-Wandlers (585) verbindet.
Vorrichtung gemäß Anspruch 13, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein nichtrekursives Filter ("FIR"-Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein FIR-Filter ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 13, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein rekursives Filter ("IIR"-Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein nichtrekursives Filter ("FIR"-Filter) ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 13, ferner beinhaltend ein Verzögerungselement (588a,..., 588m; 1050a,..., 1050m; 1392), das mit dem jeweiligen Eingang aller genannten Lernfilter (590a,..., 590m) sowie mit einem der Ausgänge der genannten zweiten Analyse-Filterbank (550, 1110, 1260) gekoppelt ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 16, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein nichtrekursives Filter ("FIR"-Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein FIR-Filter ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 16, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein rekursives Filter ("IIR"-Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein nichtrekursives Filter ("FIR"-Filter) ist.
Vorrichtung zur Unterdrückung akustischer Rückkopplungen in Hörhilfen, beinhaltend einen Analog-Digital-Wandler zum Digitalisieren eines Audio-Eingangssignals in eine Folge von digitalen Audio-Abtastwerten, eine erste Analyse-Filterbank (550) zum Aufspalten der genannten Folge von digitalen Audio-Abtastwerten in mehrere Subbandsignale, wobei jedes der genannten Subbänder ein zugehöriges Subbandsignal ausgibt, einen Subtrahierer (560a,..., 560m) in jedem der genannten Subbänder, der das jeweilige Ausgangssignal mehrerer Schmalband-Mitlauffilter von einem zugehörigen Subbandsignal am Ausgang der genannten ersten Analyse-Filterbank subtrahiert, einen digitalen Signalprozessor (570a,..., 570m) in jedem der genannten Subbänder, der das Ausgangssignal des genannten Subtrahierers mit einem Störunterdrückungs- und Hörverlustkompensations-Algorithmus zu mehreren aufbereiteten digitalen Subband-Audiosignalen verarbeitet, mehrere Rauschoptimierungsfilter (810a,..., 810m), von denen jedes einem der genannten aufbereiteten digitalen Subband-Audiosignale zugeordnet ist, und wobei die genannten Rauschoptimierungsfilter von einem Rauschgenerator angesteuert werden, eine Synthese-Filterbank (580), die über einen mit dem Eingang der genannten Synthese-Filterbank gekoppelten Multiplexschalter verfügt, wobei der genannte Multiplexschalter selektiv entweder eines der genannten aufbereiteten digitalen Subband-Audiosignale oder den Ausgang des zugehörigen Rauschoptimierungsfilters mit dem Eingang mit dem Eingang der genannten Synthese-Filterbank verbindet, und wobei die genannte Synthese-Filterbank entweder die genannten aufbereiteten digitalen Subband-Audiosignale zu einem aufbereiteten digitalen Breitband-Audiosignal oder die Ausgangssignale der genannten Rauschoptimierungsfilter zu einem aufbereiteten digitalen Breitband-Audiosignal verknüpft, einen Digital-Analog-Wandler (585) zum Umwandeln des genannten aufbereiteten digitalen Breitband-Audiosignals in ein Audio-Ausgangssignal, eine zweite Analyse-Filterbank (550, 1110, 1260) zum Aufspalten des genannten aufbereiteten digitalen Breitband-Audiosignals in die genannten Subbänder, wobei jedes der genannten Subbänder ein zugehöriges Subband-Rückführsignal ausgibt, ein mit den genannten Subband-Rückführsignalen gekoppeltes Schmalband-Lernfilter (590, 1210), das den statischen Anteil des Rückführpfades in jedem der genannten Subbänder nachbildet und ein Ausgangssignal daraus liefert, und ein mit dem jeweiligen Ausgang der einzelnen Schmalband-Lernfilter gekoppeltes Schmalband-Mitlauffilter (592), das die Schwankungen des Rückführpfades in jedem der genannten Subbänder verfolgt und ein Ausgangssignal daraus an den genannten Subtrahierer (560a,..., 560m) liefert.
Vorrichtung gemäß Anspruch 19, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein nichtrekursives Filter ("FIR"-Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein FIR-Filter ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 19, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein rekursives Filter ("IIR"-Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein nichtrekursives Filter ("FIR"-Filter) ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 19, ferner beinhaltend ein Verzögerungselement (588a,..., 588m; 1050a,..., 1050m; 1392), das mit dem jeweiligen Eingang aller genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) sowie mit einem der Ausgänge der genannten zweiten Analyse-Filterbank (550, 1110, 1260) gekoppelt ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 22, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein nichtrekursives Filter ("FIR"- Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein FIR-Filter ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 22, wobei jedes der genannten Lernfilter (590a,..., 590m; 1210) ein rekursives Filter ("IIR"-Filter) und jedes der genannten Mitlauffilter (592a,..., 592m) ein nichtrekursives Filter ("FIR"-Filter) ist.