DE60011138T2

DE60011138T2 - RMS-DC Converter mit Verstärkungsstufen mit variablem Gewichtskoeffizienten

Info

Publication number: DE60011138T2
Application number: DE60011138T
Authority: DE
Inventors: Barrie Gilbert
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 1999-12-28
Filing date: 2000-12-27
Publication date: 2005-06-02
Anticipated expiration: 2020-12-28
Also published as: CN1433518A; EP1242828A2; EP1242828B1; US20030030478A1; US6861890B2; US20050127986A1; CN1215404C; WO2001048491A2; US6437630B1; DE60011138D1; US20040239398A1; WO2001048491A3; US7327183B2

Description

1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf RMS-DC-Wandler und insbesondere auf RMS-DC-Wandler, die Verstärkungsstufen und variable Gewichtungskoeffizienten nutzen, um einen sehr breiten Messbereich bereitzustellen.
2. Beschreibung der verwandten Technik
RMS-DC-Wandler werden genutzt, um den RMS-Wert (quadratischer Mittelwert) eines beliebigen Signals in ein Quasi-DC-Signal umzuwandeln, das den echten Leistungspegel des Signals repräsentiert. Es wurden unterschiedliche Techniken entwickelt, um RMS-DC Umwandlungen bei Frequenzen auszuführen, die von DC bis zu einigen GHz reichen, von welchen einige in den U.S.-Patenten 6 204 719 und 6 172 549 offenbart sind, die von demselben Erfinder stammen wie die vorliegende Anmeldung.
Die Durchführung exakter RMS-DC Umwandlungen in einem großen Dynamikbereich hat sich als schwierig erwiesen, speziell bei Funkfrequenzen von mehreren GHz. Der Bedarf nach Messung der echten Leistung in einem großen Dynamikbereich bei sehr hohen Frequenzen wurde immer schwieriger, da die Signale, die durch moderne Kommunikationssysteme, wie diejenigen generiert werden, die CDMA nutzen, eine sehr große Augenblicksbandbreite und komplexe Wellenformen mit hohen Scheitelfaktoren aufweisen, und da Betriebsfrequenzen ständig höhergetrieben werden.
Logarithmische Verstärker werden häufig genutzt, um die Leistung von Funkfrequenzsignalen zu messen, da sie einen guten Hinweis für die Leistung in einer sehr großen Bandbreite liefern können, die Messung hängt jedoch von der Wellenform des Funkfrequenzsignals ab. Synchrone logarithmische Verstärker sind in dieser Hinsicht von speziellem Interesse, da sie im Vergleich zu anderen Verstärkern den Geräuschhintergrund reduzieren und folglich einen erweiterten Dynamikbereich bereitstellen.
Das US-Patent Nr. 4 047 235 offenbart einen Regelschaltkreis, in welchem ein DC-Signal von dem RMS-Wert eines Wirkstroms abgeleitet wird. Der Schaltkreis wird genutzt, um eine Höchststromstärke und ein Überstrom-Unterbrechungssystem zu kontrollieren.
Das US-Patent 5 298 811, auf welchem der Oberbegriff von Anspruch 1 und 14 basiert, offenbart einen synchronen logarithmischen Verstärker mit zwei Kanälen von Verstärker-/Begrenzer-Stufen. Eine Anzahl von Multiplikatorstufen, wobei eine jede einen ersten Eingang, der mit dem Ausgang einer korrespondierenden Verstärkerstufe in dem ersten Kanal verbunden ist, einen zweiten Eingang, der mit dem Ausgang einer korrespondierenden Verstärkerstufe in dem zweiten Kanal verbunden ist, und einen Stromausgang aufweist. Ein Stromsummierungsbus ist mit den Stromausgängen einer jeden der Multiplikatorstufen verbunden und bildet den logarithmischen Verstärkerausgang.
Logarithmische Verstärker, einschließlich synchrone logarithmische Verstärker, liefern jedoch keine RMS-Antwort. Wenn ein Signal einer großen Amplitude an einen logarithmischen Verstärker angelegt wird, arbeiten die meisten der Verstärkerzellen in einem Begrenzungsmodus, der die Erreichung einer Quadratfunktions-Antwort in den Detektorzellen-Bauteilen oder in der Summe ihrer Ausgänge ausschließt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur Durchführung einer RMS-DC Umwandlung bereitgestellt, welches umfasst:
Generieren einer ersten Folge von verstärkten Signalen von einer Eingangsgröße mit einer ersten Serie von Verstärkungsstufen;
Generieren einer zweiten Folge von verstärkten Signalen von einer Eingangsgröße mit einer zweiten Serie von Verstärkungsstufen, worin jedes Signal der zweiten Folge von verstärkten Signalen ein Paar mit einem korrespondierenden Signal der ersten Folge von verstärkten Signalen bildet, gekennzeichnet durch:
Multiplizieren und dynamisches Gewichten jedes der Paare von verstärkten Signalen, wodurch eine Folge von gewichteten Ausgangssignalen generiert wird; und
Summieren der gewichteten Ausgangssignale, wodurch ein summiertes Ausgangssignal generiert wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein RMS-DC Wandler bereitgestellt welcher, umfasst:
eine erste Serie von Verstärkungsstufen, die von einer Eingangsgröße gespeist sind, um eine erste Folge von verstärkten Signalen zu generieren;
eine zweite Serie von Verstärkungsstufen, die von einer Eingangsgröße gespeist sind, um eine zweite Folge von verstärkten Signalen zu generieren; und dadurch gekennzeichnet ist, dass er zusätzlich enthält:
eine Serie von Multiplikator-/Gewichtungsstufen, die mit der ersten und zweiten Serie von Verstärkungsstufen zum Generieren einer Folge von dynamisch gewichteten Ausgangssignalen, welche auf eine erste und zweite Folge von verstärkten Signalen und eine Folge von Gewichtungssignalen ansprechen, verbunden sind.
Deshalb ist es möglich, eine echte Quadratfunktionsantwort bereitzustellen, während zudem unkorreliertes Rauschen ausgeglichen wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein vereinfachtes Schema einer Ausführung eines Backbones eines RMS-DC Wandlers gemäß der vorliegenden Erfindung.
2 ist ein vereinfachtes Schema einer Ausführung eines RMS-DC Wandlers gemäß der vorliegenden Erfindung, der ein Backbone nutzt, welches ähnlich zu dem in 1 ist.
3 ist ein schematisches Diagramm einer alternativen Ausführung eines Mittlungsschaltkreises für das System von 2 gemäß der vorliegenden Erfindung.
4 ist ein schematisches Diagramm einer zweiten alternativen Ausführung eines Mittlungsschaltkreises für das System von 2 gemäß der vorliegenden Erfindung.
5 ist ein vereinfachtes Schema, das zeigt, wie das System von 2 konfiguriert sein kann für den Betrieb in einem Messmodus gemäß der vorliegenden Erfindung.
6 ist ein vereinfachtes Schema, das zeigt, wie das System von 2 für den Betrieb in einem Steuerungs-Modus gemäß der vorliegenden Erfindung konfiguriert werden kann.
7 ist ein vereinfachtes Schema, das zeigt, wie das System von 2 für den Betrieb in einem Messmodus konfiguriert werden kann, um die echte Leistung in einer nichtlinearen Belastung gemäß der vorliegenden Erfindung zu messen.
8 ist ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführung einer Breitbandverstärker-Zelle gemäß der vorliegenden Erfindung, die für die Nutzung in einer praktischen Implementierung des Schaltkreises von 2 geeignet ist.
9 zeigt die Großsignalverstärkungsfunktion der Breitbandverstärker-Zelle von 8.
10 ist ein schematisches Diagramm einer Ausführung eines Vier-Quadranten-Multiplikators gemäß der vorliegenden Erfindung für die Nutzung in einer praktischen Implementierung des Schaltkreises von 2.
11 ist ein vereinfachtes schematisches Diagramm einer Ausführung eines Mittlungsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung für eine praktische Implementierung des Schaltkreises von 2.
12 ist ein schematisches Diagramm, das mehr Einzelheiten einer praktischen Ausführung des Mittlungsschaltkreises von 11 zeigt.
13 zeigt eine bevorzugte Anordnung von Differenzabschwächern und Multiplikatoren gemäß der vorliegenden Erfindung für eine praktische Implementierung des Schaltkreises von 2.
14 ist ein vereinfachtes schematisches Diagramm einer Ausführung einer Stromquelle gemäß der vorliegenden Erfindung, die zur Nutzung in dem Mittlungsschaltkreis von 11 und 12 geeignet ist.
15 ist ein schematisches Diagramm, das mehr Einzelheiten einer praktischen Ausführung der Stromquelle von 14 gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
16 ist ein schematisches Diagramm eines herkömmlichen Stromspiegels.
17 veranschaulicht die Ausgangseigenschaften des Stromspiegels von 16.
18 ist ein schematisches Diagramm, das eine bevorzugte Ausführung eines Mittlungsschaltkreises für eine praktische Implementierung eines RMS-DC Wandlers gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
19 ist ein vereinfachtes Schema einer Ausführung eines RMS-DC Wandlers, der eine einzelne Serie von Verstärkungsstufen gemäß der vorliegenden Erfindung nutzt.
20 ist ein schematisches Diagramm einer Ausführung einer Quadrierungszelle gemäß der vorliegenden Erfindung.
21 ist ein schematisches Diagramm einer Ausführung eines Vier-Quadranten-Multiplikators gemäß der vorliegenden Erfindung.
22 und 23 sind Simulationspläne, die die Wirkungsweise des Multiplikators von 21 veranschaulichen.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
1 ist ein vereinfachtes Schema einer Ausführung eines Backbones eines RMS-DC Wandlers 8 gemäß der vorliegenden Erfindung. Das System von 1 enthält eine erste Kette oder Serie von Verstärkungsstufen 12A, eine zweite Serie von Verstärkungsstufen 12B, eine erste Serie von Vier-Quadranten-Multiplikatoren M1, M2, ... MN und eine zweite Serie von Gewichtungsmultiplikatoren W1, W2, ... WN, die nur in zwei Quadranten arbeiten brauchen.
Die ersten Serien von Verstärkungsstufen sind in Kaskadenanordnung geschaltet und erzeugen eine erste Serie fortschreitend verstärkter Signale V_kA (k = 1 ... N) als Antwort auf die Eingangsspannung V_IN. Ebenso generiert die zweite Serie von Verstärkungsstufen eine zweite Serie fortschreitend verstärkter Signale V_kB (k = 1 ... N) als Antwort auf V_IN. Die Signale V_1A und V_1B sind einfach die Eingangsspannung V_IN (plus das Rauschen aus den Quellen e_nA und e_nB, wie nachfolgend beschrieben). Die ersten Serien von Multiplikatoren sind mit der ersten und zweiten Serie von Verstärkungsstufen verbunden, so dass ein jeder Multiplikator Mk ein Ausgangssignal als Antwort auf die korrespondierend verstärkten Signale V_kA und V_kB erzeugt. Rauschquellen e_nA und e_nB sind kein separater Teil des Systems, sondern als in Serie mit den Eingängen der ersten und zweiten Serie von Verstärkungsstufen geschaltet dargestellt, um das gesamte auf den Eingang bezogene thermische Rauschen eines jeden Verstärkers darzustellen, und um zur Erläuterung der Auswirkungen des thermischen Rauschens auf die Wirkungsweise des Systems von 1 wie nachfolgend beschrieben beizutragen.
Die Ausgänge der ersten Serie von Multiplikatoren sind mit der zweiten Serie von Multiplikatoren W1, W2, ... WN verbunden. Ein jeder der zweiten Multiplikatoren Wk multipliziert die Ausgangsgröße aus dem korrespondierenden ersten Multiplikator mit einem korrespondierenden Gewichtungssignal α_k, um einen gewichteten Ausgangsstrom I_k zu generieren. Der Wert des Gewichtungssignals α_k wirkt deshalb als ein Gewichtungskoeffizient für das k-te Paar von verstärkten Signalen V_kA und V_kB und ihr Produkt V_kA V_kB. Die Serie gewichteter Ausgangsströme I₁, I₂, ... I_N aus den Multiplikatoren Wk werden dann in einem Summierungsknoten N1 summiert, um den summierten Ausgangsstrom I_OUT zu generieren. Ein jedes Paar korrespondierender Multiplikatoren M_k und W_k kann so betrachtet werden, dass es eine kombinierte Multiplikator-/Gewichtungsstufe bildet.
Ein Vorteil der Implementierung der Ausgangssignale I_k als Ströme besteht darin, dass sie durch einfaches Kombinieren der Ströme in einem Summierungsknoten N1 summiert werden können. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf Ausführungen beschränkt, in denen die Signale als spezifische Spannungen oder Ströme ausgeführt sind. Beispielsweise könnten die Multiplikator-/Gewichtungsstufen so implementiert sein, dass ihre Ausgangssignale in Form von Spannungen sind. In diesem Fall könnte der Summierungsschaltkreis kein einfacher Summierungsknoten sein, sondern würde ein komplizierterer Schaltkreis sein, der in der Lage ist, mehrere Spannungssignale zu summieren. Als weiteres Beispiel ist das Eingangssignal als eine Spannung V_IN gezeigt, es sind jedoch Implementierungen möglich, in denen das Eingangssignal als Strom anliegt. Zum Zweck der Erläuterung wird nachfolgend angenommen, dass die Signale V_IN, V_kA und V_kB Spannungen und die gewichteten Ausgangssignale I_k nachfolgend Signale im Strommodus sind.
Nachfolgend wird die Wirkungsweise des Systems von 1 beschrieben, indem zunächst die Multiplikatoren Mk und Wk betrachtet werden. Im Strommodus ist der Ausgangsstrom aus Wk das vollständige Produkt
wobei α_k korrekt dimensioniert ist. In der Annahme, dass die Eingangsspannung V_IN gleichermaßen an beiden Serien von Verstärkungsstufen anliegt, und wobei an dieser Stelle das thermische Rauschen des Schaltkreises (dargestellt durch e_nA und e_nB) vernachlässigt wird, dann ist V_kA = V_kB = V_k, und die gewichtete Ausgangsgröße des k-ten Multiplikators ist folgendermaßen:
Die gesamte Ausgangsgröße ist folglich
Da die Verstärkung zwischen einer jeden Stufe G ist, und in der Annahme, dass die Verstärker vollständig linear sind, ist die gesamte Ausgangsgröße (wiederum bei Vernachlässigung des Rauschens) einfach
Wenn die Verstärker vollständig linear sind, kann V 2 / IN extrahiert werden wie folgt:
was verdeutlicht, dass das System eine Quadratfunktionsantwort auf V_IN aufweist. In einem praktischen System sind die Verstärker 12A und 12B jedoch nicht vollständig linear, weisen aber eine Begrenzungsfunktion auf, wie nachfolgend beschrieben unter Bezugnahme auf 8 und 9. In einem praktischen Verstärker verursachen große Eingangsgrößen bei nachfolgenden Stufen in einer jeden Kette, sich zu begrenzen.
Um die Quadratfunktionsantwort in einem großen Bereich von Eingangsspannungen beizubehalten, wird das System servogeregelt (servoed), indem die Gewichtungssignale α₁, α₂, ... α_N eingeregelt werden, so dass die meisten der Gewichtungssignale im wesentlichen Null sind, wodurch die meisten der Multiplikator-/Gewichtungsstufen gesperrt sind. Jene, die im Betrieb verbleiben, antworten auf eine lineare Kopie der Eingangsgrößen.
Beim maximalen Eingangssignal servoregelt das System durch Einregeln der Gewichtungssignale, so dass nur die erste Multiplikator-/Gewichtungsstufe freigegeben ist. Das heißt, dass α₁ auf einen geeigneten gesamten Skalenwert α_FS eingeregelt wird, und α₂, α₃, ... α_N werden alle auf Null oder annähernd Null gesetzt, wie nachfolgend beschrieben. Dies verhindert Fehler aufgrund eines Verlusts der Quadratfunktionsantwort, der verursacht werden würde durch Begrenzung in den höher bezifferten Verstärkungsstufen oder Multiplikatoren. Bei kleineren Eingangssignalen servoregelt das System durch Einregeln der Gewichtungssignale. Im ganzen Eingangssignalbereich werden fortschreitend höher bezifferte Multiplikator-/Gewichtungsstufen freigegeben und dann gesperrt, wenn das Signal abnimmt, bis letztlich bei einem sehr kleinen Eingangssignal die Gewichtungssignale eingeregelt werden, so dass nur die letzte Multiplikator-/Gewichtungsstufe freigegeben ist und der Rest gesperrt ist (d.h. α₁, α₂, ... α_N-1 sind alle auf Null gesetzt, und α_N ist auf α_FS gesetzt).
In einer praktischen Ausführung werden die Gewichtungssignale durch einen Interpolator generiert wie nachfolgend unter Bezugnahme auf 2 beschrieben, der die Gewichtungssignale, die auf Null gesetzt sind, nicht komplett sperrt. Stattdessen werden sie auf einen finiten, aber sehr kleinen Wert verringert. Auch die Gewichtungssignale, die dem Signal mit hohem Wert am „nächsten" sind, können wesentlich größer als Null sein.
Bei einem kleinen Eingangssignal erhöht die kombinierte Verstärkung G^N-1 der N-1 Verstärker in einer jeden Serie von Verstärkungsstufen das kleine Eingangssignal auf eine starke Amplitude G^N-1V_IN und liefert eine brauchbar starke Ansteuerung V_NA und V_NB an den letzten Multiplikator MN. Da nur die letzte Multiplikator-/Gewichtungsstufe als Antwort auf ein ausreichend kleines Eingangssignal freigegeben ist, ist der summierte Ausgangsstrom für diese Bedingung folgender:
Die Signale V_kB haben in der Theorie stets dieselbe Wellenform wie das Eingangssignal V_IN.
In der Praxis sind sie jedoch ebenfalls durch das thermische Rauschen betroffen, das intern innerhalb des Systems generiert wird. Das Rauschen ist in 1 durch Quellen e_nA und e_nB dargestellt, die im wesentlichen dieselbe RMS-Amplitude aufweisen, aber vollständig unkorreliert sind. Dieses Rauschen wirkt sich aus auf die Wellenformen von V_kA und V_kB durch die Vektorsummierung mit V_IN wie folgt aus:
Ihr Kreuzprodukt nach Gewichtung ist folglich
das manipuliert werden kann wie folgt:
Außerdem, unter Benutzung der Annäherung
wenn x klein ist, gilt:
was erweitert werden kann zu:
wobei δ ein sehr kleiner Rest ist, der vernachlässigt werden kann. Dann,
wobei e_nA = e_nB = e_n ist, und δ vernachlässigt wird. Die Basis-Ausgangsgröße bei Fehlen irgendeines angelegten Signals V_IN ist dann
Dies repräsentiert stets einen winzigen Momentanstrom, jedoch bei dem dualen Verstärkerschema, das in 1 gezeigt ist, mittelt das Kreuzprodukt asymptotisch über ein ausreichend langes Intervall auf Null, und zwar aufgrund des Fehlens von Kohärenz oder Korrelation zwischen den beiden Rauschsignalen e_nA und e_nB. Ferner, selbst wenn über ein finites, moderates Intervall gemittelt wird, ist die effektive Rauschbandbreite diejenige eines Tiefpassfilters (nachfolgend beschrieben), das genutzt wird, um den Mittelwert aus I_OUT zu bilden. Dies steht in einem sehr starken Kontrast zu einem einzigen Verstärker, der ein quadriertes Rauschen I_OUT = α_FSG^(N-1)e_n aufweist, worin das reine demodulierte Rauschen dasjenige des Signals bei gesamter Bandbreite ist, wodurch dem Dynamikbereich beträchtliche Begrenzungen aufgezwungen werden.
2 ist ein vereinfachtes Schema einer Ausführung eines RMS-DC Wandlers 10 gemäß der vorliegenden Erfindung. Das System von 2 enthält einen Backbone, das demjenigen von 1 ähnelt, eine jede Multiplikator-/Gewichtungsstufe ist jedoch viel effektiver als einziger Multiplikator implementiert, der einen dritten Eingang zur Skalierung der Multiplikation als Antwort auf das korrespondierende Gewichtungssignal aufweist. Folglich sind die Multiplikations- und Gewichtungsfunktionen in einer einzigen Zelle kombiniert. Diese Zelle wird typischerweise, wenn auch nicht notwendigerweise, einen Gegenwirkleitwert haben, der eine Stromausgangsgröße erzeugt. Die Ausgänge der Multiplikatoren können deshalb direkt in einem Summierungsknoten N1 zusammengeschaltet werden, um den kompletten Ausgangsstrom I_OUT zu generieren.
Ein weiterer Unterschied besteht darin, dass die niedriger bezifferten „Verstärkungs"-Stufen nun eher als Abschwächer denn als Verstärker implementiert sind. Beispielsweise enthält die niedrigste Verstärkungsstufe Widerstände R1A, R1B und R1C. Die Ausgangssignale aus den Abschwächern gelten noch als verstärkte Signale, obwohl sie mit einer Verstärkung von weniger als Eins „verstärkt" sind. Durch Implementierung einiger der Verstärkungsstufen als Abschwächer kann das System größere Eingangssignale in Einklang bringen. Deshalb kann die Gesamtanzahl von Gewichtungsstufen erhöht werden, und der Dynamikbereich des Systems kann noch weiter ausgedehnt werden. Ferner sollte beachtet werden, dass eine jegliche geeignete Anzahl sowohl der Abschwächertyp-Verstärkungsstufen als auch der Verstärkertyp-Verstärkungsstufen genutzt werden kann, einschließlich Null in beiden Fällen, was von dem erforderlichen Gesamteingangssignalbereich abhängt, und die Verstärkung oder Dämpfung in einer jeden Stufe kann einen beliebigen geeigneten Wert haben. Ein typischer Wert kann 10 dB betragen. Folglich liefert eine Gesamtmenge von zehn Verstärkungs- und Gewichtungsstufen einen Gesamtdynamikbereich von 100 dB.
Das System von 2 enthält ferner einen Mittlungsschaltkreis und einen Interpolator 14. Der Mittlungsschaltkreis enthält einen Kondensator C_AVE, der zwischen dem Summierungsknoten N1 und der Netzgerät-Masse GND gekoppelt ist, eine Stromquelle 16, die einen Referenzstrom I_REF an den Summierungsknoten N1 bereitstellt, und einen optionalen Puffer-Verstärker 18 mit Verstärkungsfaktor Eins, der die Spannung über C_AVE puffert, um die die endgültige Ausgangsspannung V_OUT bereitzustellen.
Wenn man sich wieder auf 2 bezieht, generiert der Interpolator 18 die Gewichtungssignale α₁, α₂, ... α_N als Antwort auf das Kontrollsignal V_CΤRL. In einer bevorzugten Ausführung sind die Gewichtungssignale eine Serie von fortlaufenden, überlagerten Gaussschen Stromimpulsen, die eine Schwerpunktlinie haben, deren Position längs der Länge des Interpolators weiterrückt, wenn V_CΤRL variiert wird, so dass die meisten der Gewichtungssignale fast Null sind, jedoch werden angrenzende Stufen nahe der Schwerpunktlinie in gewissem Maße freigegeben. Auch die Summen aller Gewichtungskoeffizienten sind typischerweise, wenn auch nicht notwendigerweise, ein konstanter Wert α_FS:
Ein Interpolator, der in der Lage ist, Gausssche Stromimpulse zu generieren, die diesen Anforderungen gerecht werden, ist im US-Patent Nr. 5 077 541 durch denselben Erfinder wie die vorliegende Anmeldung offenbart. In einer bevorzugten Ausführung ist der Interpolator von dem Typ, der in einer anhängigen U.S.-Patentanmeldung Ser. Nr. 09/466,050, Atty. Docket No. 1482-117, angemeldet am 17. Dezember 1999, mit dem Titel „Interpolator Having Dual Transistor Ranks and Radiometric Control" von demselben Erfinder wie die vorliegende Anmeldung beschrieben ist.
Die Nutzung Gaussscher Gewichtungssignale erzeugt eine kleine sinusförmige Welligkeit im Fehler zwischen der aktuellen Antwort des Systems und der Antwort eines idealen RMS-Messsystems. Ein linearer Interpolator, wie derjenige, der im U.S.-Patent Nr. 5 432 478 offenbart ist, ebenfalls durch denselben Erfinder wie der vorliegenden Anmeldung, könnte genutzt werden, würde jedoch zu einer größeren quadratischen Welligkeit in der Ausgangsfunktion führen.
In der Ausführung von 2 sind die Verstärkungsstufen 12A und 12B als „G/0"-Zellen oder „Begrenzungs"-Zellen implementiert. Das heißt, dass die stufenförmige Verstärkung als Antwort auf sehr kleine Signale gleich G ist, fällt jedoch dann ab auf Null, wenn das Signal im Betrag zunimmt, wie in 9 gezeigt. (Diese G/0-Zellen gelten auch als „A/0"-Zellen in anderen Patenten oder den Schriften des Erfinders). Die Verstärkungsstufen können als einfache bipolare Paare implementiert sein, wobei in diesem Fall die Funktion mit hohem Signal eine Tangens-hyperbolicus Funktion (tanh) ist, und die stufenförmige Verstärkung eine Secans-hyperbolicus ins Quadrat erhobene Form (sech²) aufweist. Es könnte jedoch nützlich sein, eine linearere Verstärkungsfunktion bereitzustellen, so dass Multi-tanh-Zellen genutzt werden können. Beispiele für Multi-tanh-Zellen sind beschrieben in U.S.-Patenten 6,087,883 und 6,084,472. Alternativ kann die Kleinsignal-Linearität durch die Nutzung von Emitter-Gegenkopplung oder eine jede andere geeignete Technik verbessert werden. Ferner sollte beachtet werden, dass die Verstärkungsstufen nicht ausdrücklich vom Begrenzungstyp sein müssen, damit die Prinzipien der vorliegenden Erfindung ausgeführt sind, obwohl alle praktischen Verstärker gegebenenfalls eine Begrenzungsfunktion erlangen werden.
Wie bei den Multiplikatoren Mk und Wk in 1 sind die Multiplikatoren Mk in 2 vorzugsweise mit Stromausgängen implementiert, um die Summierung ihrer gewichteten Ausgangsströme I_k zu erleichtern, die bevorzugt durch eine einfache Drahtverbindung an einem Summierungsknoten ausgeführt werden kann, als durch einen komplizierteren Summierungsschaltkreis. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf Ausführungen beschränkt, die Stromausgänge haben.
Das System von 2 kann für den Betrieb in einem Messmodus konfiguriert sein, wie in 5 gezeigt, wobei in diesem Fall das zu messende Signal als die Eingangsgröße V_IN anliegt, und die endgültige Ausgangsspannung V_OUT als ein Rückführsignal genutzt wird, indem es an den Interpolator als das Regelsignal V_CTRL rückgekoppelt wird. Bei dieser Schaltung servoregelt das System automatisch durch Einregeln der Gewichtungssignale, bis der Mittelwert des Ausgangsstroms I_OUT gleich dem Referenzstrom I_REF ist. Die Ausgangsspannung V_OUT zeigt dann den Logarithmus des RMS-Werts des Eingangssignals an, das heißt, dass die Ausgangsgröße eine linear-in-dB-Messung der Leistung des Eingangssignals ist.
Alternativ kann das System von 2 konfiguriert werden, um als Regler zu arbeiten. Beispielsweise kann es genutzt werden, um die Leistung zu regeln, die durch einen Funkfrequenz-Leistungsverstärker 24 an die Antenne 22 geliefert wird, wie in 6 gezeigt, wobei in diesem Fall die endgültige Ausgangsspannung V_OUT genutzt wird, um die Verstärkung des Leistungsverstärkers zu regeln, wobei die Eingangsspannung V_IN durch einen Richtungskoppler 26 geliefert wird, der die Leistung aus dem Verstärker abtastet, und es wird ein Sollwertsignal als das Regelsignal V_CTRL an den Interpolator angelegt. In dieser Konfiguration verläuft der Rückkopplungspfad durch den Leistungsverstärker und Richtungskoppler hindurch. Das System servoregelt so lange, bis die Leistungsausgangsgröße aus dem Verstärker dem Wert des Sollwertsignals entspricht. Wieder ist das Skalierungsverhältnis linear-in-dB.
In den vorstehend beschriebenen Ausführungen liegt ein einziges Eingangssignal V_IN gleichermaßen an der ersten und zweiten Serie von Verstärkungsstufen an Eingangsanschlüssen IN_A und IN_B an. Dies liefert eine exakte Messung der echten Leistung, die dem Eingangssignal V_IN entspricht, vorausgesetzt, dass diese Spannung über eine lineare Last gemessen wird. Durch Anlegen separater Eingangssignale an die erste und zweite Serie von Verstärkungsstufen, wie in 7 gezeigt, kann jedoch das System von 2 auch so konfiguriert werden, dass es die echte Leistung in einer nichtlinearen Last misst. In Bezug auf 7 wird die Spannung V_L über eine Last L durch einen Widerstands-Abschwächer R1, R2 heruntergeteilt und als das erste Eingangssignal IN_A an der ersten Serie von Verstärkungsstufen angelegt. Ein Strom-Shunt RS wird in Reihe mit der Last geschaltet und generiert eine Spannung, die proportional zum Strom I_L durch die Last ist, und als das zweite Eingangssignal IN_B genutzt wird. In dieser Konfiguration wird die endgültige Ausgangsspannung V_OUT als Rückführsignal genutzt, indem es an den Interpolator als das Regelsignal V_OUT rückgekoppelt wird, um die Messfunktion zu implementieren.
Der Schaltkreis von 2 wird für Hochfrequenz(RF)-anwendungen genutzt, wobei der Mittlungsschaltkreis zwei Typen von Mittelwertbildung in Einklang bringen muss: Funkfrequenz-Welligkeit-Filterung des Trägersignals und Langzeit-Mittelwertbildung der Modulations-Hüllkurve. Das gemittelte Signal muss ferner mit einem Sollwert verglichen werden. Im Mittlungsschaltkreis, der in 2 gezeigt ist, werden die Vergleichs- und mittelwertbildenden Funktionen direkt beim Anschluss des Referenzsignals I_REF und des Mittlungs-Kondensators C_AVE durchgeführt. Um Fehler infolge unerwünschter Abweichung zu vermeiden, wenn der Mittlungsschaltkreis in den Konfigurationen verwendet wird, die in 5-7 gezeigt sind, sollte der Mittlungsschaltkreis auch eine Integrationsfunktion in Einklang bringen, um das Fehlersignal auf Null zu bringen. Im Mittlungsschaltkreis, der in 2 gezeigt ist, wird dies schon an sich im Mittlungs-Kondensator C_AVE ausgeführt, der das Fehlersignal I_ERR integriert. Wenn das System auf ein bestimmtes Eingangssignal V_IN servogeregelt hat, gilt I_OUT = I_REF und I_ERR = 0, wobei an diesem Punkt die Spannung am Kondensator bei einem stabilen Wert bleibt.
Ein alternativer Mittlungsschaltkreis ist in 3 gezeigt, wo ein Widerstand R parallel zum Mittlungs-Kondensator C_AVE geschaltet ist. Hier wird die mittelwertbildende Funktion durch den Widerstand R und den Kondensator C_AVE durchgeführt. Die Vergleichsfunktion wird durch den Operationsverstärker 20 durchgeführt, der das Fehlersignal V_ERR integriert, das gleich der Differenz zwischen der Spannung V_AVE über dem Kondensator und einer Referenzspannung V_REF ist.
Ein anderer alternativer Mittlungsschaltkreis ist in 4 gezeigt. In dem Schaltkreis von 4 ist der Kondensator C_AVE zwischen dem Ausgangsanschluss und dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 20 verbunden. Der nichtinvertierende Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers ist ebenfalls mit einem Knoten N1 und über einem Widerstand R mit V_REF verbunden. Der invertierende Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers ist geerdet. Damit der Mittlungsschaltkreis von 4 in einem RMS-DC Wandler für Funkfrequenzanwendungen korrekt arbeitet, müsste der Operationsverstärker ein Breitbandverstärker sein, ansonsten müssten einige Funkfrequenz-Welligkeit-Filterungen durchgeführt werden, bevor das Signal dem Verstärker zugeführt wird.
In einer praktischen monolithischen Ausführung würden die Verstärkungsstufen, Multiplikatoren und Summierungsschaltkreise, die 2 gezeigt sind, vorzugsweise mit Volldifferentialeingängen und -ausgängen wie nachfolgend beschrieben implementiert sein.
8 ist ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführung einer Verstärkerzelle, die für den Gebrauch in einer praktischen Implementierung des Schaltkreises von 2 geeignet ist. Der Verstärker von 8 basiert auf den Schaltkreisen, die im U.S.-Patent 6 144 244 „Logarithmic Amplifier With Self-Compensating Gain For Frequency Range Extension", angemeldet am 29. Januar 1999 durch denselben Erfinder wie die vorliegende Anmeldung offenbart sind.
Der Schaltkreis von 8 ist als eine der „A"-Serien von Verstärkern 12A konfiguriert dargestellt und enthält ein differentielles Paar von Transistoren Q1 und Q2, die das Eingangssignal V_kAP und V_kAM empfangen, das eine differentielle Form eines der Signale V_kA ist, die in 2 gezeigt sind. Wenn der Schaltkreis von 8 für eine der „B"-Serien von Verstärkern genutzt wird, würden die Eingangsgrößen V_kBP und V_kBM sein. Die Wirkungsweise eines Breitbandverstärkers wie desjenigen, der in 8 gezeigt ist, ist in dem vorgenannten USP 6 144 244 detailliert beschrieben, wird hier jedoch aus praktischen Gründen kurz zusammengefasst.
Transistoren Q1 und Q2 sind durch einen Stromquellentransistor Q7 als Antwort auf eine Vorspannung V_B vorgespannt. Die Ausgänge aus Q1 und Q2 speisen Emitterfolger-Transistoren Q5 und Q6 über Transistoren Q3 und Q4, die hauptsächlich als Kaskaden wirken. Indem die Basen von Q3 und Q4 zu einer Fraktion der gesamten Ausgangsspannung quergeschaltet werden, kann die Fraktion durch die Verhältnisse R6/(R3+R6) und (gleichermaßen) R5/(R4+R5) bestimmt ist werden, wobei der Effekt von parasitärer Kapazität an den Kollektoren von Q3 und Q4 weitgehend eliminiert wird.
Das Differenzausgangssignal V_(k+1)AP, V_(k+1)AM wird an die Emitter von Emitterfolger-Transistoren Q5 und Q6 angelegt, die durch Stromquellentransistoren Q8 und Q9 vorgespannt sind, die auch durch V_B gespeist sind. Durch Abtasten der Lastströme unter Verwendung von R5 und R6, und auch unter Verwendung einer positiven Rückkopplung, kann der Effekt der Eingangskapazität der folgenden Stufe weitgehend eliminiert werden. Der Schaltkreis von 8 liefert eine Verstärkung von ungefähr 10 dB und ist bei ungefähr 3,1 GHz unterhalb von –3dB.
9 zeigt die Verstärkungsfunktion der Breitbandverstärkerzelle von 8. Bei niedrigen Signalpegeln ist die Verstärkung linear und hat eine Neigung von „G". Wenn der Eingangssignalpegel ansteigt, nimmt der Verstärker einen Betriebs-Begrenzungsbereich bei ungefähr ± E ein, wo sich die kleine Signalverstärkung Null nähert.
10 ist ein schematisches Diagramm einer Ausführung eines Vier-Quadranten-Multiplikators Mk für den Gebrauch in einer praktischen Implementierung des Schaltkreises von 2. Der Schaltkreis von 10 enthält einen Kern von vier Transistoren Q1–Q4, deren Emitter in einem gemeinsamen Knoten N2 zusammengekoppelt sind. Ein Stromquellentransistor Q5 löst das Gewichtungssignal α_k in der Form eines variablen Vorspannungs-Stroms (oder „Schwanzstrom") an Transistoren Q1–Q4 im Knoten N2 als Antwort auf das Kontrollsignal V_PSk aus, das im Interpolator 18 generiert wird. Die Kollektoren von Q1 und Q4 sind im Knoten N3 zusammengekoppelt, der mit dem Ausgangsanschluss 32 verbunden ist, und die Kollektoren von Q2 und Q3 sind im Knoten N4 zusammengekoppelt, der an den Ausgangsanschluss 30 gekoppelt ist.
Der erste „A"-Signal-Eingangsanschluss 34 ist jeweils über Widerstände R1 und R3 mit den Basen von Q1 und Q2 verbunden, während der zweite „A"-Eingangsanschluss 36 jeweils über R5 und R7 mit den Basen von Q3 und Q4 verbunden ist. Ebenso ist der erste „B"-Signal-Eingangsanschluss 38 jeweils über R2 und R6 mit den Basen von Q1 und Q3 verbunden, während der zweite „B"-Eingangsanschluss 40 jeweils über R4 und R8 mit den Basen von Q2 und Q4 verbunden ist.
Das erste differentielle Eingangssignal V_kAP, V_kAM wird jeweils an Anschlüsse 34 und 36 angelegt, und das zweite differentielle Eingangssignal V_kBP, V_kBM wird jeweils an Anschlüsse 38 und 40 angelegt. Das differentielle Ausgangssignal I_kP-I_kM, das an Anschlüssen 30 und 32 generiert wird, ist das Ergebnis der Multiplikation des ersten und zweiten Eingangssignals. Indem der Gewichtungsstrom α_k variiert wird, der als der Schwanzstrom für Q1–Q4 wirkt, wird der Gegenleitwert des ganzen Multiplikators moduliert, so dass das Gewichtungssignal als ein dritter Multiplizier-Eingang wirkt, der die Ausgangsgröße des Multiplikators von 10 im Verhältnis zum Wert von α_k gewichtet.
Der Multiplikator von 10 hat an seinem „A"- und „B"-Eingang einen linearen Eingangsbereich von ungefähr ± 40 mV, jenseits dessen das Verhalten damit beginnt, einen Betriebs-Begrenzungsbereich einzunehmen. Ein Hauptvorteil des Multiplikators von 10 ist derjenige, dass beide Eingänge dieselbe gemeinsame Modenspannung haben, und ebenfalls ist die DC-Antwort symmetrisch in Bezug auf beide Eingänge. Die Nutzung von Q5 als eine Stromquelle erlaubt eine Skalierung der Multiplikationsoperation als Antwort auf das Gewichtungssignal. Umso bedeutender ist es, dass die AC-Antwort auch in Bezug auf beides identisch ist. Es kann jedoch ein jeder anderer Typ von variabler Stromquelle genutzt werden, um den dritten Skalierungseingang zu erlangen, oder es kann eine festgelegte Stromquelle genutzt werden, wenn nur ein Zwei-Eingang-Multiplikator ohne Skalierung erforderlich ist.
Wie vorstehend erörtert, ist der Interpolator 18 vorzugsweise als ein Interpolator implementiert, der zwei Transistor-Stufen aufweist, wie beschrieben in der anhängigen U.S.-Patentanmeldung Ser. Nr. 09/466,050, Atty. Docket No. 1482-117, angemeldet am 17. Dezember 1999 mit dem Titel „Interpolator Having Dual Transistor Ranks and Radiometric Control" von demselben Erfinder wie die vorliegende Anmeldung und welche unter Verweis einbezogen wird. Wenn ein derartiger Interpolator genutzt wird, dann wirkt ein jeder Transistor in der zweiten Transistor-Stufe im Interpolator ebenfalls als der Stromquellentransistor Q5 in einem der Multiplikatoren von 10. Das Signal V_PSk ist dann ein partiell geschaltetes Spannungssignal, das erzeugt wird, indem ein partiell geschalteter Strom I_PSk aus dem ersten Rang von Transistoren durch einen Widerstand hindurch gezwungen wird, der mit der Basis von Q5 verbunden ist.
11 ist ein vereinfachtes schematisches Diagramm einer Ausführung eines Mittlungsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung für den Gebrauch in einer praktischen Ausführung des Schaltkreises von 2. Der Schaltkreis von 11 generiert die endgültige Ausgangsspannung V_OUT als Antwort auf das Differenzeingangssignal I_OUTP, I_OUTM, das eine differentielle Version des Ausgangssignals I_OUT von 2 ist, das erhalten wird, indem die Ausgangssignale I_kP und I_kM aus den Multiplikatoren von 9 separat summiert werden.
Wieder bezugnehmend auf 11 liefern Widerstände R3 und R4 eine Last für die Ströme I_OUTP und I_OUTM. Der Operationsverstärker 18 zwingt Q9, die Differenz zwischen I_OUTP und I_OUTM zu absorbieren. Der Emitterstrom von Q9, der eine einseitig geerdete Kopie des Differenzeingangsstroms ist, wird in Knoten N5 mit dem Strom I_REF aus der Stromquelle 16 summiert. Kondensator C_AVE, der auch mit dem Knoten N5 verbunden ist, integriert das Fehlersignal, das die Differenz zwischen I_REF und den durch Q9 fließenden Strom ist. Die Spannung über C_AVE ist dann die endgültige Ausgangsspannung V_OUT, die genutzt wird, um den Interpolator im Messmodus zu regeln.
12 ist ein schematisches Diagramm, das mehr Details einer praktischen Ausführung des Mittlungsschaltkreises von 11 zeigt. In Bezug auf 12 liefern Widerstände R3 und R4 eine Last für die Ströme I_OUTP und I_OUTM, und liefern auch einen Vorspannungs-Strom für Kaskadentransistoren Q4 und Q5. Der Stromquellentransistor Q1 erzeugt Ströme in Q2 und Q3, die wiederum eine Ankerspannung an den Basen von Q4 und Q5 über einen Betakompensationswiderstand R2 erzeugen. Die Ströme in Q4 und Q5 sind folglich Kopien der Ströme über Q2 und Q3. Durch Skalierung der Flächenverhältnisse zwischen Q2, Q3 und Q4, Q5 kann der Strom durch Q1 dazu genutzt werden, um den Ruhestrom über Q4 und Q5 bei Fehlen irgendeines Differentials zwischen den Eingangsströmen I_OUTP, I_OUTM zu justieren. Jegliche Differenz zwischen I_OUTP und I_OUTM erscheint als eine Differenz zwischen den Kollektorströmen über Q4 und Q5. Deshalb muss der Ruhestrom groß genug sein, um die als größte erwartete Differenz zwischen I_OUTP und I_OUTM anzunehmen.
Die Transistoren Q6 und Q7 bilden einen Stromspiegel, der optional durch Widerstände R6 und R7 degeneriert wird. Ein Transistor Q10 liefert eine Betakompensation an den Stromspiegel auf konventionelle Weise. Transistoren Q9 und Q11 halten den Stromspiegel in einem Balancezustand, da jegliche Differenz zwischen den Strömen I_OUTP und I_OUTM veranlasst, dass der Kondensator C1 über Q5 oder den Spiegel aufgeladen oder entladen wird, welches den Strom in Q9 und Q11 verändert. Damit der Strom im Spiegel in Balance bleibt, muss Q9 die Differenz absorbieren, und das Ergebnis ist ein Strom durch Q9 und Q11 hindurch, der proportional zur Differenz zwischen I_OUTP und I_OUTM ist.
Der Schaltkreis von 12 wandelt den Differenzeingangsstrom, der bei einem Spannungspegel dicht bei der positiven Stromversorgungsschiene V_P existiert, über Q9 auf einen einseitig endenden Strom um, der sehr dicht bei der Masseschiene GND schwingen kann. Die Stromquelle 16 sollte auch in der Lage sein, den Referenzstrom I_REF bei einer Spannung abwärts, dicht bei GND, einzuspeisen. Eine Ausführung der Stromquelle 16 ist nachfolgend unter Bezugnahme auf 14 und 15 beschrieben. Dies erlaubt der Ausgangsspannung V_OUT, dicht bei GND zu schwingen, was es erleichtert, V_OUT als die Rückführspannung V_CTRL zu nutzen, um den Interpolator zu speisen, wenn das System als Regler konfiguriert ist.
18 ist ein vereinfachtes schematisches Diagramm, das eine bevorzugte Ausführung eines Mittlungsschaltkreises für eine praktische Implementierung des Systems von 2 zeigt. In Bezug auf 18 enthält der Mittlungsschaltkreis Belastungswiderstände R3 und R4, die die Ströme I_OUTP und I_OUTM in Spannungssignale umwandeln, die einem Operationsverstärker 42 zugeführt werden, der Differenzstromausgänge hat, die mit einem Stromspiegel 44 verbunden sind. Die Kondensatoren über R3 und R4 führen eine Hochfrequenz-Welligkeit Filterung durch. Der Operationsverstärker 42, der eine einfache gm-Zelle sein kann, tastet die Spannungsdifferenz zwischen den Knoten N1P und N1M ab. Jegliches Ungleichgewicht in der Spannung zwischen den Knoten verursacht ein Ungleichgewicht in den Stromausgängen der gm-Zelle. Da der Stromspiegel 44 auf beiden Seiten gleiche Ströme aufrechterhält, lädt oder entlädt der Differenzausgangsstrom aus dem Operationsverstärker den Filterkondensator C_AVE. Das Ausgangssignal V_OUT, das vor zugsweise durch einen Puffer 46 gepuffert wird, wird über C_AVE generiert. Der Referenzstrom I_REF wird durch die Stromquelle 16 bereitgestellt, die über den Knoten N1P und N1M verbunden ist.
Ein Vorteil des Schaltkreises von 18 besteht darin, dass er den Kondensator C_AVE bei derselben Anstiegsrate lädt und entlädt. Dies steht im Gegensatz zum Schaltkreis von 12, in welchem der Kondensator durch Q9 schnell aufgeladen wird, jedoch nur bei einer Rate entladen wird, die durch den Strom I_REF festgelegt wird.
13 zeigt eine bevorzugte Anordnung von Differenzabschwächern und -multiplikatoren an dem niedrigbezifferten Ende einer praktischen Ausführung des Backbones des Systems von 2. Wie aus 13 ersichtlich, wirken die Eingangswiderstände an den Multiplikatorzellen ebenfalls als Teil des Abschwächernetzes. Deshalb enthalten die Multiplikatoren M1 und M2, die in 13 gezeigt sind, nur den Kern von vier Transistoren Q1–Q4, die in 10 gezeigt sind.
In einer praktischen Ausführung des Systems von 2, kann ein Dynamikbereich von über 100 dB erreicht werden indem vier Paare an Abschwächungsstufen und sechs Paare an Verstärkungsstufen verwendet werden, wobei beide 10 dB Abschwächung oder Verstärkung aufweisen. Die Werte der Komponenten sollten so gewählt sein, dass, wenn der Ausgangsstrom I_OUT gleich dem Referenzstrom I_REF ist, der Multiplikator oder die Multiplikatoren, der bzw. die durch Arbeitsströme aus dem Interpolator freigegeben ist bzw. sind, in dem exakten Abschnitt ihres Betriebsbereichs arbeiten. Das heißt, sie haben keinen Ausgangsbegrenzungsbereich erreicht (wie es in einem logarithmischen Verstärker vorkommt), sondern wirken anstelle dessen im wesentlichen als echte Quadrierungszellen.
14 ist ein vereinfachtes Schema eines Stromspiegels, der für den Gebrauch als Stromquelle 16 in 11 und 12, und Stromspiegel 44 von 18, und genauso für andere Anwendungen geeignet ist. In Bezug auf 14 sind die Transistoren Q12 und Q13 beinahe wie ein Basisstromspiegel konfiguriert. Die Kollektoren von Q12 und Q13 sind jedoch an die nichtinvertierenden und invertierenden Eingänge jeweils eines Operationsverstärkers 28 gekoppelt, als dass sie den Kollektor von Q12 zurück an seine Basis koppeln. Der Ausgang eines Operationsverstärkers 28 speist die Basen von Q12 und Q13 und zwingt ihre Kollektorspannungen derart nachzuführen, so dass Q12 und Q13 beide bei derselben Kollektorspannung arbeiten. Folglich kopiert der in den Kollektor von Q13 fließende Ausgangsstrom I_REF präzise den in den Kollektor von Q12 fließenden Eingangsstrom I_IN, selbst wenn der Kollektor von Q13 abwärts bis innerhalb weniger Millivolt über Masse schwingt.
Die Vorteile der Schaltung von 14 sind leichter verständlich, wenn man den herkömmlichen Stromspiegel Q18, Q19 betrachtet, der in 16 gezeigt ist, und die Ausgangseigenschaften von Transistor Q19, der in 17 gezeigt ist. In dem Schaltkreis von 16 arbeiten die Basen von Q18 und Q19 stets bei ungefähr einer V_BE (~800 mV) über GND. Wenn der Kollektor von Q19 größer als ein V_BE über GND ist, folgt der durch den Kollektor von Q19 fließende Strom den durch den Kollektor von Q18 fließenden Strom angemessen gut nach. Wenn jedoch die Kollektorspannung von Q19 unterhalb von V_CE(SAT) fällt, beginnt die Basis-Kollektor-Übergangszone von Q19 zu sättigen, wodurch ein sehr großer Fehler zwischen den Kollektorströmen von Q18 und Q19 verursacht wird. Die Sättigung von Q19 verursacht auch, dass ein Basisstrom von Q18 durch die Basis-Kollektor-Übergangszone von Q19 verteilt wird.
Der Schaltkreis von 14 unterbindet jedoch dieses Problem, indem Kollektoren von Q12 und Q13 bei derselben Spannung, abwärts bis innerhalb weniger Millivolt über Masse, aufrechterhalten werden.
Obwohl Q12 und Q13 stark gesättigt sind, wenn ihre Kollektoren weit unterhalb von V_CE(SAT) sind, wird der gesamte nach Q12 und Q13 fließende Basisstrom dem Operationsverstärker bereitgestellt, so dass kein Basisstrom, der für Q12 erforderlich ist, bei der Kopplung an Q13 verloren geht.
Ein weiterer Vorteil des Schaltkreises von 14 ist derjenige, dass, da Q12 und Q13 bei derselben Kollektorspannung arbeiten, die Ausgangsimpedanz unendlich ist. Ein zusätzlicher Vorteil liegt darin, dass die Eingangsoffsetspannung des Operationsverstärkers 28 relativ hoch sein kann, da wenige Millivolt Offset zwischen den Kollektoren von Q12 und Q13 keine große Auswirkung auf die Wirkungsweise des Schaltkreises haben. Daher kann ein einfacher, kostengünstiger Operationsverstärker verwendet werden.
15 ist ein schematisches Diagramm, das mehr Details einer praktischen Ausführung der Stromquelle von 14 gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. In dem Schaltkreis von 15 ist der Operationsverstärker 28 als ein differentielles Paar von PNP-Transistoren Q14 und Q15 ausgeführt, die durch einen Stromspiegel belastet werden, der durch NPN-Transistoren Q16 und Q17 gebildet ist. Da die Kollektoren von Q12 und Q13 gleich sind, sind auch die Basisströme in Q14 und Q15 gleich, so dass es aufgrund von Basisströmen keinen Fehler gibt. Ferner, da die Kollektoren von Q12 und Q13 gleich sind, muss die Eingangsstromquelle 30 genügend gut folgen, um die erwartete Spannungsschwingung im Ausgangsknoten N5 anzupassen.
Viele der Vorteile der vorliegenden Erfindung können noch selbst mit einer einzigen Serie von Verstärkungsstufen wie in 19 gezeigt ausgeführt werden. In vielerlei Hinsicht ist das System von 19 ähnlich zu denjenigen von 1 und 2, es nutzt jedoch nur eine einzige Serie von Verstärkungsstufen, um eine einzige Serie verstärkter Signale zu generieren, die individuell quadriert und gewichtet sind, und dann summiert werden, um ein Ausgangssignal zu generieren. Die Quadrierungs- und Gewichtungsfunktion können individuell durchgeführt werden, indem eine Serie von Quadrierungs-/Gewichtungsstufen verwendet werden, wobei eine jede eine Quadrierungszelle mit einem festen Skalierfaktor und einen Multiplikator zur Gewichtung der Ausgangsgröße aus der Quadrierungszelle aufweist, indem sie mit einem Ge wichtungssignal multipliziert wird. In einer bevorzugten Ausführung enthält jedoch eine jede Quadrierungs-/Gewichtungsstufe eine einzige Quadrierungszelle (S1, S2, ... SN), die simultan das Signal aus der Verstärkungsstufe quadrieren und gewichten kann, das auf ein Gewichtungssignal anspricht, wie in 19 gezeigt.
Das summierte Ausgangssignal I_OUT aus dem System von 19 wird gemittelt und auf dieselbe Weise genutzt wie das in 1 und 2. Wie bei den Systemen von 1 und 2 kann das System von 19 implementiert werden mit jeglicher Anzahl von Verstärkungsstufen, und einige der niedriger bezifferten Verstärkungsstufen können vielmehr Abschwächer als Verstärker sein. Das System von 19 bietet eine Groß-Dynamikbereich-Leistungsmessung bei hohen Betriebsfrequenzen an, wenn auch ohne den Vorteil unkorrelierter Rauschunterdrückung, die mit einer dualen Serie von Verstärkungsstufen erhalten wird.
20 zeigt eine Ausführung einer Quadrierungszelle gemäß der vorliegenden Erfindung, die geeignet ist für den Gebrauch als eine der Quadrierungszellen S1, S2, ... SN von 19. Die Quadrierungszelle von 20 enthält zwei exponentielle Stromerzeuger 52 und 54, die Ausgangsströme I_C1 und I_C2 generieren, die exponentiell in Antwort auf die differentielle Eingangsspannung Vx variieren, die die Differenz zwischen den separaten Signalen VxP und VxM ist. Der erste exponentielle Stromerzeuger 52 enthält einen ersten Emitterfolger-Transistor Q1, der das Signal VxP an seiner Basis empfängt, und dessen Emitter an den Emitter von Q2 gekoppelt ist, der diodengeschaltet ist. Eine Stromquelle 56 ist mit dem Kollektor und der Basis von Q2 im Knoten N6 verbunden. Ein zweiter Emitterfolger-Transistor Q3 empfängt das Signal VxM an seiner Basis, und sein Emitter ist über einen optionalen Widerstand R_S mit dem Emitter von Q4 verbunden. Die Basis von Q4 ist mit der Basis von Q2 verbunden, und der Kollektor von Q4 ist mit einem Summierungsknoten N7 verbunden.
Die Stromquelle 56 hält einen konstanten Strom I₀ durch Q1 und Q2 hindurch aufrecht, wodurch eine bestimmte Spannung über die in Reihe geschalteten Basis-Emitter-Übergangszonen von Q1 und Q2 aufgebaut wird. In der Annahme, dass Q1–Q4 gleiche Emitter-Flächen haben, und wenn man vorläufig die Wirkung von R_S vernachlässigt, ist der Q3 und Q4 durchfließende Strom folgender:
Der Aufbau und die Wirkungsweise des zweiten exponentiellen Stromerzeugers 54 ist ähnlich zu denjenigen des Erzeugers 52, mit Ausnahme, dass die Basen der Emitterfolger-Transistoren Q5 und Q7 verbunden sind, um die gegenüber fließenden Signale zu empfangen, so dass der durch Q7 und Q8 fließende Strom folgender ist:
Die Ströme I_C1 und I_C2 werden im Knoten N7 summiert, um einen endgültigen Ausgangsstrom I_SQR zu erzeugen, der sich dicht dem Quadratwert des Eingangssignals Vx annähert. Wenn das Eingangssignal Vx Null ist, hat I_SQR einen Ruheoffsetwert von 2I₀. Wenn sich das Eingangssignal in einer Richtung erhöht, dominiert eine der exponentiellen Funktionen und I_SQR erhöht sich dementsprechend in positiver Richtung.
Die Quadratfunktionsannäherung ist leichter verständlich anhand der Taylorschen Reihen-Entwicklungen für die Exponentialfunktionen. Zunächst ist der endgültige Ausgangsstrom I_SQR folgender:
Die Entwicklungen für die allgemeinen Exponentialfunktionen e^x und e^–x sind:
und
folglich
Bei Verwendung der Entwicklung von Gleichung 21 mit Gleichung 18 ergibt sich folgendes:
was verdeutlicht, dass die Form des endgültigen Ausgangsstroms I_SQR durch den Quadratterm dominiert wird.
Die Quadrierungszelle von 20 kann für eine spezielle Anwendung durch Verwendung der Widerstände R_S optimiert werden, die die Ströme I_C1 und I_C2 verändern, so dass die Form der Exponentialfunktionen geglättet wird, wodurch eine bessere Annäherung an ein echtes Quadratfunktionsverhalten über einen bestimmten Bereich von Vx bereitgestellt wird. Die Verwendung der Widerstände R_S verringert den Effekt der Terme höherer Ordnung in der Reihenentwicklung von Gleichung 22.
Wenn R_S>0 ist, sind die Ausgangsgrößen aus den exponentiellen Stromerzeugern nicht echt exponentiell, sondern stattdessen geringer als das, was durch ein exaktes exponentielles Verhalten generiert werden würde. Wie hier verwendet, bezieht sich der Terminus Exponentialstromerzeuger nicht nur auf einen Schaltkreis, der einen echten Exponentialstrom generiert, sondern auch auf einen Schaltkreis, der eine „Sub-Exponential"-Funktion generiert, d. h., einen Ausgangsstrom, der einem nichtlinearen Gesetz folgt, das bewusst „geglättet" werden kann, entweder durch die Wahl von Transistortypen oder einer Geometrie, oder durch die Wahl von Arbeitsströmen oder durch Verwendung von Degenerationswiderständen R_S, um zu einer Ausgangsgröße zu führen, die von einer idealen Exponentialfunktion abweicht, wie beispielsweise zum Zweck einer genaueren Annäherung an eine ideale Quadratfunktion, wenn für eine Quadrierungszelle genutzt, oder an eine ideale multiplikative Funktion, wenn für einen Multiplikatorschaltkreis verwendet, wie nachfolgend beschrieben. Ebenso, wie hier verwendet, bezieht sich der Terminus Exponentialstrom oder -signal nicht nur auf einen echten Exponentialstrom oder ein echtes Exponentialsignal, sondern auch auf einen veränderten Exponentialstrom oder ein verändertes Exponentialsignal. Ferner sollte klar sein, dass der Terminus Exponentialstromerzeuger sich auch auf einen jeglichen Exponentialstromerzeuger (z. B. vielmehr Spannung als Strom) bezieht, der eine Exponential- oder Subexponentialfunktion generieren kann, die genutzt werden können, um eine Quadrierzelle oder einen Multiplikator zu synthetisieren.
Um Temperaturschwankungen auszugleichen, sollten die Ströme I₀ vorzugsweise proportional zur absoluten Temperatur (PTAT) gemacht werden, und Vx ist vorzugsweise derart ausgeführt, um ebenfalls eine PTAT zu sein, und zwar beispielsweise als die Ausgabe einer Basis-BJT-Verstärkungsstufe.
Ein Vorteil des Schaltkreises von 20 ist derjenige, dass er größere Eingangsspannungsschwingungen annehmen kann, als andere Typen von Quadrierschaltkreisen, während er noch ein adäquates Quadratfunktionsverhalten beibehält. Der Spitzenausgangsstrom I_C1 im Schaltkreis von 20 ist nicht durch den Wert einer Arbeitsstromquelle begrenzt, wie bei der Quadrierzelle, die im U.S.-Patent Nr. 6,204,719 offenbart ist. Ferner, wenn das Eingangssignal und der Ausgangsstrom I_C1 der Schaltung von 20 sehr groß werden, kann sich der Ausgangsstrom I_C1 noch gemäß einer annähernd exponentiellen Funktion verhalten, und die Summe zweier Exponentialgrößen kann eine bessere Annäherung an eine Qua dratfunktion liefern als das mehr-nahezu-lineare Verhalten bei großen Signalen in der Quadrierzelle, die im U.S.-Patent Nr. 6 172 549 offenbart ist. Ein weiterer Vorteil des Schaltkreises von 20 ist der, dass er bei einer Netzspannung von 2 Volt Minimum für typische Siliziumtransistoren arbeiten kann.
Viele Variationen des Schaltkreises von 20 werden durch die vorliegende Erfindung betrachtet. Beispielsweise werden in 20 die Ströme I_C1 und I_C2 aus den Kollektoren von Q4 und Q8 genommen, und die Kollektoren von Q3 und Q7 sind mit der Stromversorgungsschiene V_P verbunden gezeigt.
Alternativ könnten die Ströme I_C1 und I_C2 aus den Kollektoren von Q3 und Q7 genommen werden, in welchem Fall die Kollektoren von Q4 und Q8 mit Erde verbunden wären. Obwohl Transistoren Q1, Q3, Q5 und Q7 als NPN-Bauteile und Q2, Q4, Q6 und Q8 als PNP-Bauteile dargestellt sind, können auch andere Polaritäten und Bauteiletypen einschließlich CMOS-Transistoren verwendet werden. Ferner ist die Quadrierzelle von 20 nicht nur für den Gebrauch als eine der Quadrierzellen S1, S2, ..., SN von 19 geeignet, sondern auch für andere Anwendungen.
Transistoren Q1 und Q2 bilden zusammen mit der Stromquelle 56 in 20 das, was man als eine „Konstantstrom-Baugruppe" bezeichnen kann, da die Stromquelle 56 durch Q1 und Q2 einen konstanten Strom aufrechterhält (oder einen PTAT-Strom, wie vorstehend diskutiert, oder einen quasi-konstanten Strom, wie nachfolgend diskutiert). Transistoren Q3 und Q4 (und optional R_S) bilden das, was man als Variabelstrom-Baugruppe bezeichnen kann, da der Strom I_C1 als Antwort auf Vx variiert.
Verschiedene Anzahlen dieser Baugruppen können gemäß der vorliegenden Erfindung kombiniert werden, um zusätzliche nützliche Schaltkreise wie den Vier-Quadranten-Multiplikator zu schaffen, der nachfolgend unter Bezugnahme auf 21 beschrieben ist.
Wenn die Ströme I₀ aus den Quellen 56 und 58 in 20 auf einem konstanten Pegel gehalten werden, wird die Quadrierzelle einen festen Skalierfaktor haben. Wenn jedoch die Ströme I₀ dazu gedacht sind, in Antwort auf ein Regelsignal, wie eines der Gewichtungssignale α_k von 19, zu variieren, wird dann der Skalierfaktor der Quadrierzelle in Antwort auf das Gewichtungssignal variieren, und die Quadrier- und Gewichtungsfunktionen können simultan durchgeführt werden. In diesem Fall kann der konstante Strom I₀ als quasi-konstanter Strom gelten, d. h., obwohl der Strom variiert werden kann, ist die Variation allgemein unabhängig vom Eingangssignal Vx. Wie hier verwendet, bezieht sich der Terminus konstanter Strom auf sowohl einen konstanten Strom als auch auf einen quai-konstanten Strom.
21 ist ein schematisches Diagramm einer Ausführung eines Vier-Quadranten-Multiplikators gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Multiplikator von 21 ist geeignet für den Gebrauch als einer der Multiplikatoren Mk in einer praktischen Implementierung des Schaltkreises von 2, wie auch für zahlreiche andere Anwendungen.
Der Multiplikator von 21 enthält vier exponentielle Stromerzeuger, wobei ein jeder eine Konstantstrom-Baugruppe und eine Variabelstrom-Baugruppe enthält, die ähnlich zu denjenigen in der Quadrierungszelle sind, die vorstehend unter Bezugnahme auf 20 beschrieben wurde. Die Baugruppen im Multiplikatorschaltkreis von 21 sind jedoch quergeschaltet, so dass zwei Ausgangsströme I_M1 und I_M2 generiert werden, wobei deren Differenz die Vier-Quadrantenmultiplikation der Eingangssignale Vx und Vy repräsentiert.
Der erste Exponentialstromerzeuger generiert den Strom I_C1 und enthält eine Konstantstrom-Baugruppe (Q1, Q2, CS1), die durch VxP gespeist ist, und eine Variabelstrom-Baugruppe (Q3, Q4), die durch VyP gespeist ist. Der zweite Exponentialstromerzeuger generiert den Strom I_C2 und enthält eine Konstantstrom-Baugruppe (Q5, Q6, CS2), die durch VxM gespeist ist, und eine Variabelstrom-Baugruppe (Q7, Q8), die durch VyM gespeist ist. Der dritte Exponentialstromerzeuger generiert den Strom I_C3 und enthält eine Konstantstrom-Baugruppe (Q9, Q10, CS3), die durch VyM gespeist ist, und eine Variabelstrom-Baugruppe (Q11, Q12), die durch VxP gespeist ist. Der vierte Exponentialstromerzeuger generiert den Strom I_C4 und enthält eine Konstantstrom-Baugruppe (Q13, Q14, CS4), die durch VyP gespeist ist, und eine Variabelstrom-Baugruppe (Q15, Q16), die durch VxM gespeist ist. Die Ströme I_C1 und I_C2 werden in dem Knoten N9 summiert, um I_M1 zu generieren, während die Ströme I_C3 und I_C4 in dem Knoten N10 summiert werden, um I_M2 zu generieren. Die Ströme I_M1 und I_M2 werden durch Widerstände R_L1 und R_L2 in Spannungen umgewandelt, um die endgültige Ausgangsspannung V_M zu generieren.
Wie bei der Quadrierungszelle von 20 ist das Multiplizierverhalten des Multiplikators von 21 besser verständlich durch die Verwendung von Taylorschen Reihen-Entwicklungen für die Exponentialfunktionen.
Wenn man das endgültige Ausgangssignal als ein Strom I_M annimmt, der die Differenz zwischen den Strömen I_M1 und I_M2 ist, und wenn man x verwendet, um Vx/2V_T zu bezeichnen und y, um Vy/2V_T zu bezeichnen, ist der endgültige Ausgangsstrom I_M folgender:
Bei Verwendung der Entwicklungen für (e^x-e^–x) und (e^y-e^–Y) ergibt sich:
Die kubischen Terme sind unbedeutend, vorausgesetzt x und/oder y sind kleiner als 1 (was erfordert, dass V_x und/oder V_y kleiner als 2V_T sind, d. h., kleiner als ungefähr 52 mV bei T = 27°C), also wird der endgültige Ausgangsstrom dominiert durch den „xy"-Term. Wenn die Widerstände R_S enthalten sind, werden die Exponentialfunktionen modifiziert, so dass die Antwort auf große Werte von Vx und Vy geglättet wird, während die Genauigkeit für moderatere Werte nicht ernsthaft beeinträchtigt wird.
Wie bei der Quadrierungszelle von 20 sind die kurvenformenden Widerstände R_S in dem Multiplikator von 21 optional, und die Ströme I_C1 bis I_C4 können aus einem Ende der Variabelstrom-Baugruppen erhalten werden. Wenn keine Verstärkungsskalierung genutzt wird, sollte I₀ vorzugsweise zu PTAT gemacht werden, um Temperaturschwankungen zu kompensieren. Ebenso können die Stromquellen so ausgelegt sein, dass sie I₀ in Antwort auf ein Gewichtungssignal α_k variieren, so dass die Multiplizier- und Gewichtungsfunktion simultan durchgeführt werden können, wenn der Multiplikator von 21 als einer der Multiplikatoren Mk in dem Schaltkreis von 2 genutzt wird.
Ein Vorteil des Multiplikators von 21 ist derjenige, dass er Eingangssignale bis ungefähr ± 300 mV bei T = 27°C annehmen kann. 22 und 23 sind Simulationsdarstellungen, die die Wirkungsweise des Multiplikators von 21 veranschaulichen, wo I0 = 100 μA ist, und die NPN- und PNP-Transistoren 0,8 μm mal 10 μm Emitter haben. 22 zeigt die Ausgangsspannung V_M, wenn V_x zwischen –400 mV und +400 mV für mehrere verschiedene Werte von V_y variiert wird. Wie aus 22 ersichtlich, hält der Multiplikator eine ziemlich gute Linearität aufrecht, bis das Eingangssignal ungefähr ±300 mV erreicht.
23 zeigt die stufenweise Verstärkung des Multiplikators zur Frequenz für Vy = 50 mV, 100 mV, 150 mV und 200 mV. Die –3dB Punkte für diese Spannungen sind jeweils bei 1,86 GHz, 2,21 GHz, 2,59 GHz und 2,87 GHz.
Nachdem die Prinzipien der Erfindung in bevorzugten Ausführungen derer beschrieben und veranschaulicht wurden, sollte es offensichtlich sein, dass die Erfindung in Anordnung und Detail modifiziert werden kann, ohne von derartigen Prinzipien abzuweichen. Beispielsweise, obwohl die Prinzipien der vorliegenden Erfindung anhand von Ausführungen dargestellt wurden, die mit bipolaren Zonenübergangs- Transistoren (BJTs) implementiert sind, ist es klar, dass sie auch mit verschiedenen Technologien ausgeführt werden können, einschließlich CMOS, normalerweise mit ziemlich kleineren Änderungen am detaillierten Entwurf. Wir beanspruchen sämtliche Modifikationen und Variationen, welche in den Umfang der folgenden Patentansprüche fallen.

Claims

Verfahren zur Durchführung einer RMS-DC Umwandlung umfassend: Generieren (12A) einer ersten Folge von verstärkten Signalen von einer Eingangsgröße (V_IN) mit einer ersten Serie von Verstärkungsstufen; Generieren (12B) einer zweiten Folge von verstärkten Signalen von einer Eingangsgröße (V_IN) mit einer zweiten Serie von Verstärkungsstufen, worin jedes Signal der zweiten Folge von verstärkten Signalen ein Paar mit einem korrespondierenden Signal der ersten Folge von verstärkten Signalen bildet; gekennzeichnet durch: Multiplizieren (M1, M2, M3, MN) und dynamisches Gewichten (W1, W2, W3, WN) jedes der Paare von verstärkten Signalen, wodurch eine Folge von gewichteten Ausgangssignalen (I₁, I₂, I₃, I_N) generiert wird; und Summieren der gewichteten Ausgangssignale (I₁, I₂, I₃, I_N), wodurch ein summiertes Ausgangssignal (I_OUT) generiert wird.
Verfahren gemäß Anspruch 1, worin Multiplizieren (M1, M2, M3, MN) und Gewichten (W1, W2, W3, WN) jedes der Paare von verstärkten Signalen umfasst: Multiplizieren (M1, M2, M3, MN) jedes Signal der ersten Folge von verstärkten Signalen mit einem korrespondierenden Signal der zweiten Folge von verstärkten Signalen, wodurch eine Folge von Ausgangssignalen generiert wird; Generieren einer Folge von Gewichtungssignalen (α₁, α₂, α₃, α_N); und Multiplizieren (W1, W2, W3, WN) jedes Signal der Folge der Ausgangssignale mit einem korrespondierenden Signal der Gewichtungssignale (α₁, α₂, α₃, α_N).
Verfahren gemäß Anspruch 1, worin Multiplizieren und Gewichten (M1, M2, M3, MN) jedes der Paare von verstärkten Signalen umfasst: Generieren einer Folge von Gewichtungssignalen (α₁, α₂, α₃, α_N); und Multiplizieren (M1, M2, M3, MN) jedes Signal der ersten Folge von verstärkten Signalen mit einem korrespondierenden Signal der zweiten Folge von verstärkten Signalen und mit einem korrespondierenden Signal der Gewichtungssignale (α₁, α₂, α₃, α_N).
Verfahren gemäß Anspruch 1, ferner umfassend Mitteln (C_AVE) des summierten Ausgangssignals.
Verfahren gemäß Anspruch 4, worin Mitteln des summierten Ausgangssignals umfasst: Vergleichen (20) des summierten Ausgangssignals (I_OUT) mit einem Referenzsignal (V_REF), wodurch ein Fehlersignal (V_ERR) generiert wird; und Integrieren des Fehlersignals, wodurch ein endgültiges Ausgangssignal (V_OUT) generiert wird.
Verfahren gemäß Anspruch 4 ferner umfassend: Vergleichen (20) des Mittelwerts (V_ΑVE) des summierten Ausgangsignals mit einem Referenzsignal (V_REF), wodurch ein Fehlersignal (V_ERR) generiert wird; und Integrieren des Fehlersignals, wodurch ein endgültiges Ausgangssignal (V_OUT) generiert wird.
Verfahren gemäß Anspruch 1, worin Multiplizieren und Gewichten (M1, M2, M3, MN) jedes der Paare von verstärkten Signalen umfasst: Generieren einer Folge von Gewichtungssignalen (α₁, α₂, α₃, α_N), welche auf ein Kontrollsignal (V_CTRL) ansprechen; und Multiplizieren und Gewichten (Ml, M2, M3, MN) jedes der Paare von verstärkten Signalen, welche auf die Gewichtungssignale ansprechen.
Verfahren gemäß Anspruch 7, worin die Folge von Gewichtungssignalen (α₁, α₂, α₃, α_N) eine Folge von fortlaufend interpolierten Stromimpulsen ist.
Verfahren gemäß Anspruch 8, worin die fortlaufend interpolierten Stromimpulse überlagerte Gausssche Stromimpulse sind.
Verfahren gemäß Anspruch 7, ferner umfassend: Anwenden eines einzelnen Eingangssignals (V_IN) auf die erste und zweite Serie von Verstärkungsstufen; und Verwenden des endgültigen Ausgangssignals (V_OUT) als das Kontrollsignal (V_CTRL).
Verfahren gemäß Anspruch 7, ferner umfassend: Regeln der Ausgangsgröße einer variablen Verstärkungsvorrichtung (PA), welche auf das endgültige Ausgangssignal (V_OUT) anspricht; Generieren eines Eingangssignals durch Abfragen (26) der Ausgangsgröße der variablen Verstärkungsvorrichtung (PA); Anwenden des Eingangssignals auf die erste und zweite Serie von Verstärkungsstufen; und Verwenden eines Sollwertsignals (SETPOINT) als das Kontrollsignal (V_CTRL).
Verfahren gemäß Anspruch 7, ferner umfassend: Anwenden eines erstens Eingangssignals auf die erste Serie von Verstärkungsstufen; und Anwenden eines zweiten Eingangssignals auf die zweite Serie von Verstärkungsstufen.
Verfahren gemäß Anspruch 12, ferner umfassend Verwenden des endgültigen Ausgangssignals (V_OUT) als das Kontrollsignal (V_CTRL).
RMS-DC Wandler umfassend: eine erste Serie von Verstärkungsstufen (12A), die von einer Eingangsgröße (V_IN) gespeist sind, um eine erste Folge von verstärkten Signalen zu generieren; eine zweite Serie von Verstärkungsstufen (12B), die von einer Eingangsgröße (V_IN) gespeist sind, um eine zweiten Folge von verstärkten Signalen zu generieren; und dadurch gekennzeichnet, dass es zusätzlich umfasst; eine Serie von Multiplikator-/Gewichtungsstufen (M1, M2, M3, MN, W1, W2, W3, WN), die mit der ersten und zweiten Serie von Verstärkungsstufen (12A, 12B) zum Generieren einer Folge von dynamisch gewichteten Ausgangssignalen (I₁, I₂, I₃, I_N), welche auf eine erste und zweite Folge von verstärkten Signalen und eine Folge von Gewichtungssignalen (α₁, α₂, α₃, α_N) ansprechen, verbunden sind.
RMS-DC Wandler gemäß Anspruch 14, worin jede Multiplikator-/Gewichtungsstufe (M1, M2, M3, MN, W1, W2, W3, WN) umfasst: einen ersten Multiplikator (M1) mit einem ersten Eingang, der zum Empfang einer der ersten Folge von verstärkten Signalen verbunden ist, mit einem zweiten Eingang, der zum Empfang einer der zweiten Folgen von verstärkten Signalen verbunden ist und mit einem Ausgang; und ein zweiter Multiplikator (W2) mit einem ersten Eingang, der mit dem Ausgang des ersten Multiplikators verbunden ist, mit einem zweiten Eingang zum Empfang einer der Folgen von Gewichtungssignalen (α₁) und mit einem Ausgang.
RMS-DC Wandler gemäß Anspruch 14, worin jede Multiplikator-/Gewichtungsstufe einen Multiplikator (M1) mit einem ersten Eingang, der zum Empfang eines der ersten verstärkten Signale verbunden ist, mit einem zweiten Eingang, der zum Empfang eines der zweiten verstärkten Signale verbunden ist und mit einem dritten Eingang zum Empfang einer der Folgen von Gewichtungssignalen (α₁) und mit einem Ausgang, umfasst.
RMS-DC Wandler gemäß Anspruch 14, weiter umfassend einen Interpolator (14) zum Generieren der Folge von Gewichtungssignalen (α₁, α₂, α₃, α₄, α_N), die auf ein Kontrollsignal (V_CTRL) ansprechen, worin jede der Multiplikator-/Gewichtungsstufen (M1, M2, M3, M4, MN) mit dem Interpolator (18) [sic!] verbunden ist, um ein korrespondierendes Signal der Gewichtungssignale (α₁, α₂, α₃, α₄, α_N) zu empfangen.
RMS-DC Wandler gemäß Anspruch 14, ferner umfassend einen Summierungsschaltkreis, der mit der Serie von Multiplikator-/Gewichtungsstufen (M1, M2, M3, MN, W1, W2, W3, WN) verbunden ist, um die gewichteten Ausgangssignale (I₁, I₂, I₃, I_N) der Multiplikator-/Gewichtungsstufen (M1, M2, M3, MN, W1, W2, W3, WN) zu summieren, wodurch ein summiertes Ausgangssignal (I_OUT) generiert wird.
RMS-DC Wandler gemäß Anspruch 18, ferner umfassend einen Mittlungsschaltkreis, der mit einem Summierungsschaltkreis zum Generieren eines endgültigen Ausgangssignals (V_OUT), welches auf das summierte Ausgangssignal (I_OUT) anspricht, verbunden ist.
RMS-DC Wandler gemäß Anspruch 19, worin der Summierungsschaltkreis ein Summierungsknoten (N1) ist.
RMS-DC Wandler gemäß Anspruch 20, worin der Mittlungsschaltkreis umfasst: einen Kondensator (C_AVE), der mit dem Summierungsknoten verbunden ist; und eine Spannungsquelle (I_REF), die mit dem Summierungsknoten verbunden ist.
RMS-DC Wandler gemäß Anspruch 14, worin jedes verstärkte Signal ein Differenzsignal ist und jede Multiplikator-/Gewichtungsstufe umfasst: ein erstes Paar (34, 36) Eingangsanschlüsse; ein zweites Paar (38, 40) Eingangsanschlüsse; vier Transistoren (Q1, Q2, Q3, Q4), jeder mit einem ersten Anschluss, der mit einem gemeinsamen Knoten (N2) verbunden ist und mit einem zweiten Anschluss, der mit einem von zwei Ausgangsanschlüssen verbunden ist; eine Spannungsquelle (Q5), die mit dem gemeinsamen Knoten verbunden ist, um einen Arbeitsstrom (α_K) für die vier Transistoren (Q1, Q2, Q3, Q4) bereit zustellen; und acht Widerstände (R1, R2, R3, R4, R5, R6, R7, R8), jeder gekoppelt zwischen einem dritten Anschluss von einem der Transistoren und einem Anschluss der Ausgangsanschlüsse, derart, dass, als Antwort auf die Vier-Quadrantenmultiplikation des Eingangssignals, welches am ersten (34, 36) und zweiten (38, 40) Paar Eingangsanschlüsse empfangen wird, die vier Transistoren einen Differenzausgangsstrom (I_KP, I_KM) an den zwei Ausgangsanschlüssen bereitstellen.
RMS-DC Wandler gemäß Anspruch 22, worin die Spannungsquelle (Q5) eine variable Spannungsquelle ist, die einen variablen Arbeitsstrom (α_K) für die vier Transistoren als ein Gewichtungssignal bereitstellt.
RMS-DC Wandler gemäß Anspruch 14, worin die erste Serie von Verstärkungsstufen eine Serie von in Reihe geschalteten Verstärkern umfasst.
RMS-DC Wandler gemäß Anspruch 14, worin die erste Serie von Verstärkungsstufen eine Serie von in Reihe geschalteten Abschwächern umfasst.
RMS-DC Wandler gemäß Anspruch 20, worin der Mittlungsschaltkreis umfasst: einen Kondensator (C_AVE), der mit einem Summierungsknoten verbunden ist; und einen Operationsverstärker (20) mit einem ersten Eingangsanschluss, der mit dem Summierungsknoten verbunden ist und mit einem zweiten Eingangsanschluss, der zum Empfang eines Referenzsignals verbunden ist.