DE4442658A1 - Schaltkreis für eine Fahrzeugentladungslampe - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Schaltkreis, insbe­ sondere einen Entladungsschaltkreis für eine Fahrzeugent­ ladungslampe. Dieser Schaltkreis weist insbesondere den Vor­ teil auf, daß die Wahrscheinlichkeit, daß eine Abweichung bei der Erzeugung der Startpulse auftritt, verringert wird.

Bei einer Hochspannungsentladungslampe, wie beispielsweise einer Halogenid-Lampe ist es notwendig, einen Startpuls zu erzeugen und diesen der Entladungslampe zuzuführen.

Fig. 14 zeigt ein Beispiel eines derartig herkömmlichen Ent­ ladungslampenschaltkreises.

Der Schaltkreis a weist einen Brückenschaltkreis c auf, welcher eine Gleichspannung, die von einem Gleichspannungsversorgungs­ schaltkreis b geliefert wird, in eine Rechteckspannung umsetzt, und weist weiterhin einen Startpulsgenerator d auf, der einen Startpuls erzeugt. Der Startpuls von dem Startpulsgenerator d wird dem von dem Brückschaltkreis c ausgegebenen Rechtecksignal überlagert und der resultierende Puls wird der Entladungslampe zu deren Aktivierung zugeführt.

Der Startpulsgenerator d weist eine Leistungsversorgung e, einen Transformator f, ein Schaltelement g und einen Konden­ sator h auf, wie dies in Fig. 15 gezeigt ist. Wenn die An­ schlußspannung für den Kondensator h einen vorgegebenen Pegel erreicht, wird das Schaltelement g eingeschaltet und der erzeug­ te Impuls von dem Transformator f hochgesetzt. Der hochgesetzte Puls wird einem Ausgang der Brückenschaltung c überlagert und der resultierende Puls wird dann der Entladungslampe i zuge­ führt.

Der Brückenschaltkreis c ist so ausgelegt, daß er abwechselnd zwei Paare von Halbleiterschaltelementen schaltet, um somit einen Wechselspannungsausgang zu erzielen. Details dieser Schaltung sind der Vereinfachung wegen weggelassen.

Es ist bekannt, daß die Leichtigkeit, mit der der Übergang von der Glühentladung zur Bogenentladung erfolgt, von der Phasenbe­ ziehung zwischen der Spannungsrichtung des Startpulses und der Polarität der vom Brückenschaltkreis c ausgegebenen Rechteck­ spannung abhängt.

Es sei angenommen, daß V(1) die Spannung bei einer der beiden Leitungen j und j′, welche die Ausgangsanschlüsse des Brücken­ schaltkreises c mit den Anschlüssen der Entladungslampe i ver­ binden, ist. Weiter sei an dieser Leitung die Sekundärwindung des Transformators f vorhanden, und V(2) soll die Ausgangsspan­ nung an der Versorgungsleitung j′ bedeuten, wie dies in Fig. 15 gezeigt ist. Die Entladungscharakteristik der Entladungslampe wird besser, wenn der Startpuls in der durch den Pfeil A in Fig. 15 angezeigter Richtung erzeugt wird, d. h. wenn die Aus­ gangsspannung V(1) einen "low"-Pegel und die Ausgangsspannung V(2) einen "high"-Pegel aufweist.

Es gibt zwei mögliche Arten, den Startpuls mit diesem Timing zu erzeugen. Das erste Verfahren besteht darin, ein Schaltelement mit einem Trigger- und einem Steuerschaltkreis vorzusehen und eine synchrone Steuerung derart vorzunehmen, daß das Schalt­ element g nur dann geschaltet ist, wenn V(2) sich auf einem "high"-Pegel befindet. Das zweite Verfahren besteht darin, ein Durchschlags-Schaltelement zu verwenden, wie beispielsweise eine Funkenstrecke, so daß der Kondensator nur in einer spe­ ziellen Phase der Rechteckwelle geladen wird.

Diese Verfahren benötigen jedoch ein Hochdurchschlagsschalt­ element, einen Treiberschaltkreis und/oder einen Steuerschalt­ kreis, wodurch die gesamte Schaltkreisstruktur kompliziert wird. Die zuletzt angesprochene Schaltung findet praktisch Verwendung und ist in Fig. 16 angedeutet.

Der Startpulsgenerator k weist einen Konstant-Leistungs­ versorgungsschaltkreis 1, einen Transformator m, ein Durch­ schlagsschaltelement n und einen Kondensator o auf.

Die Primärwindung und die Sekundärwindung des Transformators m sind in entgegengesetzter Richtung gewickelt, und die Se­ kundärwindung ist mit einer der Vorsorgungsleitungen j und j′ verbunden, welche die Ausgangsanschlüsse des Brückenschalt­ kreises c mit den Anschlüssen der Entladungslampe i verbin­ den. Die Primärwindung des Transformators m weist ein Win­ dungsende auf, das mit dem Durchschlagsschaltelement n ver­ bunden ist, wobei dieses Ende außerdem mit der Sekundär­ windung des Transformators n verbunden ist. Das andere Ende der Primärwindung ist über den Kondensator o mit dem anderen Ende des Durchschlagsschaltelements n verbunden.

Die Konstant-Leistungsversorgung 1 weist einen positiven An­ schluß auf, welcher über einen Widerstand p und eine Diode mit den Durchschlagsschallelementen und der anderen Leistungslei­ tung j′ verschaltet ist.

Angenommen, daß v die Amplitude der Rechteckwelle von dem Brückschaltkreis c bedeutet und el die Spannung von der Kon­ stantspannungsversorgung I bedeutet, so wird die Entladungs­ spannung für den Kondensator o zu "el-v", wenn die Spannung v(1), die mit der Leistungsversorgungsleitung i assoziiert ist, sich auf "high"-Pegel befindet und wird zu "el-v", wenn die Spannung v(2), die mit der Leistungsversorgungsleitung j′ assoziiert ist, einen "high"-Pegel annimmt. Das bedeutet, daß die Ladungsspannung sich mit der Phase der Rechteckwelle ändert.

Wenn das Durchschlagsschaltelement n in Übereinstimmung mit der Spannung el ausgelegt ist, so steigt die Anschlußspannung Vc des Kondensators o nur während der Hochperiode von V(2), wie dies in Fig. 17 gezeigt ist. Das Durchschlagsschaltelement n leitet lediglich in dieser Periode. Der zu dieser Zeit erzeugte Puls wird durch den Transformator m heraufgesetzt und der her­ aufgesetzte Puls wird dem Rechteckwellenausgang des Brücken­ schaltkreises c überlagert. Der resultierende Puls wird dann der Entladungslampe i zugeführt.

Das Durchbruchschaltelement leitet nicht unmittelbar, wenn die Anschlußspannung des Kondensators einen vorgegebenen Wert erreicht, sondern weist eine gewisse Verzögerung auf. Dies beeinflußt das Verhältnis zwischen dem Zeitpunkt der Erzeugung des Startpulses und der Phase der Rechteckwelle, so daß der Startpulsgenerator nicht zum gegebenen Zeitpunkt betätigt wird.

Obwohl es wünschenswert wäre, wenn das Durchschlagsschaltelement n während der Zeit ta leiten würde, wenn die Anschlußspannung des Kondensators o die Spannung el erreicht, wie dies in Fig. 17 gezeigt ist, leitet das Schalt­ element n tatsächlich zur Zeit tb mit einer Verzögerungszeit von Δt, wobei tb in den nächsten Halbzyklus verschoben wird (wo V(1) sich auf "high"-Pegel befindet. In diesem Fall ist es nicht möglich, den Startpuls zu erzeugen, wenn V(2) sich auf "high"-Pegel befindet.

Entsprechend ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Schaltkreis für eine Fahrzeugentladelampe anzugeben, bei dem die genannten Nachteile behoben sind.

Um diese Aufgabe zu lösen, ist ein Schaltkreis für eine Fahr­ zeugentladungslampe vorgesehen, die aufweist: einen DC-AC- Wandler zum Umwandeln einer DC-Spannung in eine AC-Spannung mit rechteckförmiger Signalform und zum Bereitstellen der AC-Spannung an eine Entladungslampe; ein Startpulsgenerator zum Erzeugen eines Startpulses für die Entladungslampe und zum Überlagern des Startpulses auf den Ausgang des DC-AC- Wandlers und zum Bereitstellen des resultierenden Pulses für die Entladungslampe, wobei der Startpulsgenerator einen Transformator enthält mit einer zweiten Windung, die mit einer Leistungsversorgungsleitung verbunden ist, durch die eine Aus­ gangsanschluß des DC-AC-Wandlers mit der Entladungslampe ver­ bunden wird und eine Primärwindung aufweist, mit der ein Kon­ densator und ein Durchbruchsschaltelement seriell verbunden sind, wobei das Timing des Startpulses durch Schließen des seriellen Schaltkreises, bestehend aus Durchbruchs­ schaltelementen, Primärwindung und Kondensator, was durch das Leiten des Durchbruchsschaltelements erreicht wird, mit einer speziellen Phase zur Rechtecksignalform des DC-AC- Wandler erzeugt wird; einem Lichtdiskriminatorschaltkreis zum Erkennen eines AUS/EIN-Zustandes der Entladungslampe; und einer Lichtfrequenzsteuereinrichtung zum Ändern einer Frequenz der Rechteckwellenform des DC-AC-Wandlers derart, daß der Rechteckwellenausgang von dem DC-AC-Wandler zum Zeitpunkt des AUS-Zustandes der Entladungslampe eine geringere Fre­ quenz einnimmt, als zum Zeitpunkt des EIN-Zustandes.

Entsprechend der Erfindung wird der EIN-Zustand oder der AUS-Zustand der Entladungslampe bestimmt und die Lichtfre­ quenz wird derart geändert, daß die Frequenz der Rechteck­ wellenform von dem DC-AC-Wandler vor Einschalten der Ent­ ladungslampe geringer ist, als die Frequenz der Rechteckwelle nach Einschalten der Lampe, wodurch das Verhältnis der Verzöge­ rungszeit des Durchbruchsschaltelements auf den halben Zyklus der Rechteckwelle reduziert wird. Dies reduziert die Möglich­ keit, daß die Beziehung zwischen dem Erzeugen des Startpulses und der Phase der Rechteckwelle beeinflußt wird.

Im folgenden wird die vorliegende Erfindung anhand bevorzugter Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeich­ nungen näher erläutert. Dabei zeigen die Zeichnungen im ein­ zelnen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild zum Erläutern der Struktur des er­ findungsgemäßen Schaltkreises für eine Fahrzeugentladungslampe;

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Beispiels einer Struktur für den Lichtdiskriminatorschaltkreis;

Fig. 3 ein beispielhaftes Blockschaltbild einer Struktur einer Lichtfrequenzsteuereinheit;

Fig. 4 ein Blockschaltbild der Basisstruktur eines Startpuls­ generators;
die Fig. 5A und 5B Beispiele des Startpulsgenerators, wobei Fig. 5A ein Beispiel zeigt, bei dem eine Konstantleistungs­ versorgung durch das Bereitstellen einer Startwindung auf der Sekundärwindungsseite des Transformators eines DC-Booster­ schaltkreises gebildet wird, während Fig. 5B ein Beispiel zeigt, bei dem die Konstantleistungsversorgung durch einen Spannungsverdopplungs-Gleichrichtungsschaltkreis gebildet wird;

Fig. 6 ein Zeitdiagramm zum Erklären des Betriebs der Lichtfrequenzsteuereinheit der Fig. 3;

Fig. 7 ein Zeitdiagramm zum Erklären des Betriebs des Startpulsgenerators;

die Fig. 8A und 8B Diagramme zum Erläutern der Beziehung zwischen der Lichtfrequenz und dem Zeitpunkt der Erzeugung des Startpulses, wobei Fig. 8 den Anstieg der Anschlußspannung eines Kondensators zeigt, wenn die Lichtfrequenz hoch ist, und Fig. 8B den Anstieg der Anschlußspannung eines Kondensators zeigt, wenn die Lichtfrequenz gering ist;

Fig. 9 ein Diagramm zum Erläutern eines Steuersignals, wenn eine DC-Lichtperiode zwischen der Aktivierung der Entladungs­ lampe zur Verfügung gestellt wird;

Fig. 10 ein beispielhaftes Blockschaltbild einer Struktur einer Lichtfrequenzsteuereinheit zum Bewirken der Frequenzsteuerung einschließlich DC-Beleuchtung der Entladungslampe;

Fig. 11 ein Zeitdiagramm zum Erklären des Betriebs der Lichtfrequenzsteuereinheit der Fig. 10, bevor die Entladungs­ lampe beleuchtet wird;

Fig. 12 ein Zeitdiagramm zum Erklären des Betriebs der Lichtfrequenzsteuereinheit der Fig. 10, unmittelbar nachdem die Entladungslampe beleuchtet wurde;

Fig. 13 ein Blockschaltbild einer Brückenschaltkreisstruktur und einer Treibersteuereinheit;

Fig. 14 ein Blockschaltbild einer Struktur eines herkömmlichen Beleuchtungsschaltkreises;

Fig. 15 ein Blockschaltbild eines Beispiels einer Struktur eines herkömmlichen Startpulsgenerators;

Fig. 16 ein Blockschaltbild eines verbesserten herkömmlichen Startpulsgenertors;

Fig. 17 ein Blockschaltbild zum Erklären der im Stand der Tech­ nik aufgetretenen Probleme.

Das im folgenden beschriebene Ausführungsbeispiel der vorlie­ genden Erfindung ist so ausgelegt, daß es für eine Fahrzeug­ halogenidlampe geeignet ist.

Fig. 1 zeigt in schematischer Weise die Struktur eines Beleuch­ tungsschaltkreises 1. Der Schaltkreis 1 weist eine Batterie 2 auf, die zwischen den DC-Spannungseingangsanschlüssen 3 und 3′ verschaltet ist. Weiterhin weist er einen Beleuchtungsschalter 5, einen DC-Versorgungsschaltkreis 6, einen DC-AC-Wandler 7, einen Startpulsgenerator 8, einen Steuerschaltkreis 22, einen Lichtdiskriminatorschaltkreis 27 und eine Lichtfrequenzsteuer­ einheit 30 auf.

Die Bezugszeichen 4 und 4′ bezeichnen die DC-Leistungsversor­ gungsleitungen. Der Schalter 5 ist in die positive Leitung 4 eingesetzt.

Der DC-Leitungsversorgungsschaltkreis 6 erhöht eine Batterie­ spannung, die über den Schalter 5 zugeführt wird. Dieser DC- Leistungsversorgungsschaltkreis 6 kann aus einem Chopper- DC-DC-Konverter bestehen und führt den Boosterbetrieb unter Steuerung des Steuerschaltkreises 22, welcher später besprochen wird, aus. Obwohl die Batteriespannung durch den DC-Leistungs­ versorgungsschaltkreis 6 bei dieser Ausführungsform erhöht wird, kann der Schaltkreis auch so ausgelegt sein, daß die Batteriespannung erniedrigt wird, wenn diese genügend groß ist.

Der DC-AC-Wandler 7 befindet sich nach dem DC-Leistungsver­ sorgungsschaltkreis 6, um die DC-Spannung in eine AC-Spannung mit rechteckförmiger Wellenform umzuwandeln.

Dieser DC-AC-Wandler 7 enthält einen Brückenschaltkreis 7A mit Halbleiterschaltelementen 7i (i = 1, 2, 3 und 4). Weiterhin weist er eine Treibersteuereinheit 7B auf, welche die Schalt­ elemente 7i treibt. Die Halbleiterschaltelemente 7(1) und 7(4) bilden ein Paar, und ein anderes Paar wird durch die Halblei­ terschaltelemente 7(2) und 7(3) gebildet. Die Schaltpaare wer­ den reziprok zueinander durch ein Steuersignal, welches von der Treibersteuereinheit 7B zur Verfügung gestellt wird, gesteuert. Die genaue Struktur des Brückenschaltkreises 7A und der Trei­ bersteuereinheit 7B wird weiter unten diskutiert.

Der Startpulsgenerator 8 befindet sich hinter dem DC-AC-Wandler 7. Der Startpulsgenerator 8 erzeugt einen Startpuls für eine Ha­ logenidlampe 10 mit einer Leistung von 35 Watt. Die Lampe ist zwischen den AC-Ausgangsanschluß 9 und 9′ des Startpulsgenera­ tors 8 verschaltet. Weiterhin überlagert der Startpulsgenerator den Startpuls auf die Rechteckwelle von dem DC-AC-Wandler 7. Der resultierende Puls wird der Lampe 10 zugeführt.

Fig. 4 zeigt die Basisstruktur des Startpulsgenerators 8. Ge­ zeigt ist eine Konstantleistungsversorgung 11, ein Transfor­ mator 12, ein Kondensator 13 und ein Durchbruchsschaltelement (self-breakdown switch element) 14 (in der Zeichnung mit einem Schaltsymbol symoblisiert).

Der Transformator 12 weist eine Primärwindung 12a und eine Se­ kundärwindung 12b auf, die in entgegengesetzter Richtung ge­ wickelt sind. Die Primärwindung 12a ist fest mit dem Ende der Sekundärwindung 12b verbunden, welches nicht mit der Lampe 10 verbunden ist. Sie ist außerdem mit dem Durchbruchsschaltele­ ment 14 verbunden. Das andere Ende der Primärwindung 12a ist mit dem anderen Ende des Durchbruchsschaltelements 14 über eine Parallelschaltung aus einem Kondensator 13 und einem Widerstand 16 verbunden.

Der Kondensator 13 wird über eine Leitung geladen, welche sich von der Konstantleistungsversorgung 11 über einen Widerstand 17 und eine Diode 18 zum Kondensator 13 erstreckt. Damit ist der positive Anschluß der Konstantleistungsversorgung 11 über den Widerstand 17 mit der Anode der Diode 18 verbunden, und die Ka­ thode der Diode mit dem Durchbruchsschaltelement 14 und dem Kondensator 13. Der negative Anschluß der Konstantleistungsversorgung 11 ist mit einer Leistungsversorgungsleitung 15 (2) verbunden, welche sich von dem Ausgangsanschluß des DC-AC-Wandlers 7 zum Leistungsversorgungsanschluß 9′ erstreckt.

Die Konstantleistungsversorgung 11 kann durch einen DC-Lei­ stungsversorgungsschaltkreis 6, der die Struktur eines Sperr- DC-DC-Wandlers aufweist, gebildet werden. Ein derartiger Wand­ ler weist eine Startwindung 20 auf der Sekundärwindungsseite des Transformators 19 auf und richtet den Ausgang von der Startwindung 20 durch einen Gleichrichter 21, der sich in einer nachfolgenden Stufe der Startwindung 20 befindet, gleich, wie dies in Fig. 5A gezeigt ist. Somit wird eine konstante Spannung erreicht. Alternativ kann die Konstantleistungsversorgung 11 dadurch erreicht werden, indem man einen Spannungsverdopplungs­ gleichrichterschaltkreis 21 vorsieht, welcher Dioden, Konden­ satoren und Widerstände zwischen den Leistungsversorgungslei­ tungen 15(1) und 15(2), wie sie in Fig. 5B gezeigt sind, auf­ weist. Auch somit wird eine konstante Spannung erreicht.

Wenn die Anschlußspannung des Kondensators 13, die durch die Konstantleistungsversorgung 11 in dem Startbusgenerator 8 ge­ laden wird, einen vorgegebenen Wert erreicht, wird der Puls, der durch das Leiten des Durchbruchsschaltelements 14 erzeugt wird, durch den Transformator 12 erhöht und der Rechteckwelle überlagert. Der Startpuls wird nur erzeugt, wenn die mit der Leistungsversorgungsleitung 15(2) assoziierte Spannung einen "high"-Pegel aufweist.

Der Steuerschaltkreis 22 der Fig. 1 dient zum Steuern der Ausgangsspannung des DC-Leistungsversorgungsschaltkreises 6. Der Leistungsschaltkreis 22 empfängt ein Spannungsdetektions­ signal, welches mit der Ausgangsspannung des DC-Leistungs­ versorgungsschaltkreises 6 korrespondiert und welches durch ein Paar von Spannungsdetektorwiderständen 23 detektiert wird, die sich zwischen den Ausgangsanschlüssen des DC-Leistungs­ versorgungsschaltkreises 6 befinden.

Ein Stromdetektionswiderstand 24, der in die Masseleitung, welche den DC-Leistungsversorgungsschaltkreis 6 mit dem DC-AC-Wandler 7 verbindet, eingesetzt ist, wandelt ein Strom­ detektionssignal entsprechend dem Ausgangsstrom des DC-Lei­ stungsversorgungsschaltkreises 6 in eine Spannung um. Der Steuerschaltkreis 22 empfängt diese gewandelte Spannung.

Obwohl die der Lampenspannung und dem Lampenstrom der Haloge­ nidlampe 10 entsprechenden Signale bei dieser Ausführungsform von der Ausgangsstufe des DC-Leistungsversorgungsschaltkreises 6 erhalten werden, kann die Schaltkreisstruktur auch so modifi­ ziert werden, daß diese Signale direkt detektiert werden.

Der Steuerschaltkreis 22 erzeugt ein Steuersignal entspre­ chend diesen detektierten Signalen und sendet das Steuer­ signal an den DC-Leistungsversorgungsschaltkreis 6, um die Ausgangsspannung des Schaltkreises 6 zu steuern, um dadurch eine Leistungssteuerungsanpassung mit dem Aktivierungszustand der Halogenidlampe 10 zu erreichen. Entsprechend kann der Steuerschaltkreis 22 die Zeit der Aktivierung der Lampe 10 oder die Zeit der Reaktivierung der Lampe 10 verkürzen, um einen schnellen Übergang zur Ruheleistungssteuerung zu erreichen. Der Steuerschaltkreis 22 enthält eine Spannungs-Stromsteuer­ einheit 25 und eine Pulsweitenmodulations(PWM)-Steuerein­ heit 26.

Die Spannungs-Strom-Steuereinheit 25 führt die Lichtsteuerung der Halogenidlampe 10, basierend auf einer vorgegebenen Steuerkurve, aus. Wenn das Detektionssignal von dem Spannungs­ detektionswiderstandspaar 23 erhalten wird, welches mit der Ausgangsspannung des DC-Leistungsversorgungsschaltkreises 6 assoziiert ist, berechnet die Spannungs-Strom-Steuereinheit 25 einen Strombefehlswert, der dem Detektionssignal entspricht, vergleicht diesen Wert mit einem Stromwert, der durch den Stromdetektionswiderstand 24 detektiert wurde und sendet ein Befehlssignal an die PWM-Steuereinheit 26.

Die PWM-Steuereinheit 26 erzeugt ein Signal, dessen Pulsweite sich gemäß dem Befehlssignal von der U-I-Steuereinheit 25 variiert und sendet dieses Signal als Steuersignal für die Halbleiterschaltelemente (nicht gezeigt) zum DC-Leistungs­ versorgungsschaltkreis 6.

Der Lichtdiskriminatorschaltkreis 27 erkennt den EIN-Zustand oder den AUS-Zustand der Halogenidlampe 10 in Abhängigkeit davon, ob der durch den Stromdetektorwiderstand 24 detektierte Lampenstrom gleich oder größer als ein vorgegebener Referenz­ wert ist.

Fig. 2 zeigt ein Beispiel einer Struktur eines Lichtdiskrimina­ torschaltkreises 27, der so ausgelegt ist, daß ein binäres Aus­ gangssignal durch Vergleichen der verstärkten Ausgangsspannung des Stromdetektorwiderstands 24 mit einer vorgegebenen Refe­ renzspannung zur Verfügung gestellt wird.

Die Anschlußspannung des Stromdetektorwiderstands 24 wird einem Verstärker 28 eingegeben, dessen verstärkter Ausgang mit einer Referenzspannung E_ref durch einen Komparator 29 verglichen wird. Wenn der verstärkte Ausgang größer als die Referenzspan­ nung E_ref ist, wird festgestellt, daß sich die Lampe 10 im EIN-Zustand befindet und es wird ein H(High)-Signal als Licht­ diskriminatorsignal ausgegeben. Wenn der verstärkte Ausgang gleich oder kleiner als die Referenzspannung E_ref ist, wird er­ kannt, daß sich die Lampe in einem AUS-Zustand befindet, und es wird ein L(Low)-Signal als Lichtdiskriminatorsignal ausgegeben. Das Lichtdiskriminatorsignal wird zur Lichtfrequenzsteuereinheit 30 gesendet, die sich in einer nach­ folgenden Stufe des Lichtdiskriminatorschaltkreises 27 befin­ det. Der Verstärker 28 weist die Struktur eines invertierenden Operationsverstärkers auf, wobei ein Ende des Stromdetektorwiderstandes 24 über einen Widerstand mit dem in­ vertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbun­ den ist und das andere Ende des Widerstandes 24 über einen Spannungsteilungswiderstand mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbunden ist.

Die Lichtfrequenzsteuereinheit 30 setzt die die Frequenz der Rechteckwelle auf einen geringen Wert, bevor die Halogenidlampe 10 aktiviert wird und setzt die Frequenz der Rechteckwelle nach der Aktivierung auf einen hohen Wert. Die Lichtfrequenzsteuereinheit 30 führt die Frequenzsteuerung gemäß dem obengenannten Lichtdiskriminatorsignal aus.

Fig. 3 zeigt die grundlegende Struktur der Lichtfrequenz­ steuereinheit 30, die einen Flip-Flop 31 mit Setz- und Rück­ setzeigenschaft aufweist.

Von einem Oszillator 32 wird ein Referenztaktsignal (mit der Referenzfrequenz f(1) an einen Takteingangsanschluß (CK) des Flip-Flops 31 eingegeben. Das Referenztaktsignal und das obenerwähnte Lichtdiskriminatorsignal werden über ein UND- Gatter 33 dem Setzanschluß (S) des Flip-Flops 31 zugeführt. Das Lichtdiskriminatorsignal wird außerdem dem Reset-Anschluß (R) des Flip-Flops 31 zugeführt.

Das Ausgangssignal von dem Anschluß Q des Flip-Flops 31 wird über die obenerwähnte Treibersteuereinheit 7B gesendet, um als Schaltsteuersignal für die FETs verwendet zu werden. Das Ausgangssignal von dem Anschluß Q des Flip-Flops 31 wird dem Eingangsanschluß D zugeführt.

Fig. 6 zeigt ein Zeitdiagramm zum Erklären des Betriebs der Lichtfrequenzsteuereinheit 30. In der Darstellung bezeichnet So(27) das Lichtdiskriminatorsignal, Scl(32) das Referenz­ taktsignal, So(33) das Ausgangssignal des UND-Gatters 33 und So(31) das Q-Ausgangssignal des Flip-Flops 31.

Wenn festgestellt wird, daß das Lichtdiskriminatorsignal So (27) einen L-Pegel hat, d. h. daß die Lampe 10 deaktiviert ist, wird das L-Pegelsignal dem Resetanschluß des Flip-Flops 31 zugeführt. Somit ist das Q-Ausgangssignal So(31) des Flip- Flops 31 ein Signal, welches durch Frequenzdivision des Refe­ renztaktsignals durch 2 erhalten wird (unter Annahme, daß f2 das Referenzsignal ist, ergibt sich somit f2 = f1/2).

Wenn festgestellt wird, daß das Lichtdiskriminatorsignal So(27) einen H-Pegel hat, d. h. daß die Lampe 10 aktiviert ist, wird das H-Pegelsignal dem Resetanschluß des Flip-Flops 31 zuge­ führt. Somit wird das Flip-Flop 31 synchron mit dem Referenz­ taktsignal gesetzt, so daß das Referenztaktsignal als Q-Aus­ gangssignal So(31) des Flip-Flops 31 ausgegeben wird.

Aus der obigen Beschreibung dürfte klar sein, daß die Lichtfrequenzsteuereinheit 30 ein Rechteckwellensignal mit einer Referenzfrequenz f2 (< f1) ausgibt, bevor die Lampe 10 aktiviert ist und ein Rechteckwellensignal mit der Referenz­ frequenz f1 nach der Aktivierung der Lampe 10 ausgibt. Dieses Schema wird verwendet, um die Beziehung (relation ship) zwi­ schen der Phase der Rechteckwellenspannung, die der Lampe 10 zugeführt wird, und der Erzeugung des Startpulses soweit wie möglich zu verhindern.

Wie oben beschrieben wurde, weist das Timing der Erzeugung des Startpulses in dem Lichtschaltkreis 1 eine gewisse Korrelation mit der Polarität der der Lampe 10 zugeführten Rechteckwelle auf. Es wurde erkannt, daß wenn der erzeugte Startpuls ein positives Potential aufweist, wie dies durch den Pfeil A in Fig. 4 angedeutet ist, der Übergang von der Glühendladung zur Bogenentladung leichter vonstatten geht, wenn die Spannung V(2) auf der Leistungsversorgungsleitung 15(2) einen H-Pegel aufweist (und die Spannung V(1) auf der Leistungsversorgungsleitung 15(1) einen L-Pegel auf­ weist), als in dem Fall, daß der Startpuls mit entgegen­ gesetzter Phase erzeugt wird. Basierend auf diesem Wissen, wird der Lichtschaltkreis 1 so ausgelegt, daß sich die Wahr­ scheinlichkeit der Erzeugung des Startpulses in der Dauer des H-Pegels von V(2) erhöht.

Fig. 7 ist ein Zeitdiagramm zum Erklären der Erzeugung des Startpulses. In dem Diagramm bezeichnet V(2) die Ausgangs­ spannung, die mit der Leistungsversorgungsleitung 15 (2) assoziiert ist, V(1) bezeichnet die Ausgangsspannung, die mit der Leistungsversorgungsleitung 15(1) assoziiert ist, Vc(25) bezeichnet die Anschlußspannung des Konden­ sators 13 und Vdiff(1,11+) bezeichnet die Potentialdiffe­ renz zwischen der Leistungsversorgungsleitung 15(1) und dem positiven Anschluß der Konstantleistungsversorgung 11.

Wie gezeigt, stellen sowohl V(2) als auch V(1) rechteckförmige Ausgangssignale mit einer Amplitude v dar, sie weisen jedoch entgegengesetzte Phase auf.

Wird angenommen, daß die Spannung der Konstantleistungsversorgung 11 e ist (<v), so steigt die An­ schlußspannung Vc(25) des Kondensators 13 zur Maximalspannung e + v mit einer Zeitkonstante, die durch die Kapazität des Kon­ densators 13 und durch den Widerstand 16 bestimmt wird. Der Kondensator 13 wird jedoch nur in der Periode geladen, in der V(2) einen H-Pegel aufweist, und wenn die Anschlußspannung Vc(25) sich der Spannung e annähert. Keine Ladung des Konden­ sators 13 findet statt, während V(2) sich auf L-Pegel befindet.

Mit anderen Worten, weist die Potentialdifferenz Vdiff(1,11+) zwischen dem positiven Anschluß der Konstantleistungsver­ sorgung 11 und der Leistungsversorgungsleitung 15(1) eine rechteckige Wellenform auf, die ein Peak von e+v während der H-Pegeldauer von V(2) und einen unteren Wert von e-v während der Dauer des L-Pegels von V(2) aufweist. Nachdem die Anschlußspannung des Kondensators 13 e-v überschreitet, wird der Kondensator 13 nur während der H-Pegeldauer von V(2) geladen, und die Anschlußspannung des Kondensators 13 erhöht sich allmählich.

Durch Auswahl des Durchbruchschaltelements 14, welches bei der Spannung v leitet, würde die Anschlußspannung Vc(25) des Kon­ densators 13 die Spannung v theoretisch zu dem in Fig. 7 mit x markierten Zeitpunkt überschreiten, so daß der Startpuls er­ zeugt wird, und dieses Timing ist auf die H-Pegeldauer von V(2) beschränkt.

Aufgrund des verzögerten Leitens des Durchbruchschaltelements 14 kann das Timing, zu dem der Startpuls tatsächlich erzeugt wird, verzögert werden, so daß die Polarität der Rechteckwelle wechselt und der Startpuls in der L-Pegeldauer von V(2) er­ zeugt wird.

Die Fig. 8A und 8B stellen die Beziehung zwischen der Licht­ frequenz und der Erzeugung des Timings für den Startpuls dar. Fig. 8A zeigt den Fall (F1), bei dem die Lichtfrequenz groß ist, während Fig. 8B den Fall (F2) zeigt, bei dem die Licht­ frequenz gering ist.

Es sei angenommen, daß die Verzögerung der Leitung des Durch­ bruchsschaltelements 14 t ist, so ist die Wahrscheinlichkeit, daß der Startpuls dann erzeugt wird, wenn die H-Pegel-Dauer von V(2) beendet ist, proportional zur Lichtfrequenz ist.

Mit anderen Worten ist, unter der Voraussetzung, daß die zur Höchstfrequenz F1 korrespondierende Periode 2×T1 ist, die Wahrscheinlichkeit, daß der Startpuls innerhalb der Periode T1, wo V(2) einen hohen Pegel aufweist, erzeugt wird (T1-Δt)/Tl, wie aus Fig. 1A ersichtlich ist. Dies liegt daran, daß das Ti­ ming zur Erzeugung des Startpulses auf die Periode beschränkt ist, die mit der Periode T1 beginnt, bei der V(2) bereits zu einem Zeitpunkt einen H-Pegel aufweist, der um Δt vor dem Endpunkt der Periode T1 liegt.

Wenn die Lichtfrequenz gering ist und angenommen wird, daß die mit der Lichtfrequenz F2 korrespondierende Periode 2×T2 ist, ist die Wahrscheinlichkeit, daß der Startpuls innerhalb der H-Pegeldauer T1 von V(2) erzeugt wird (T2-Δt)/T2, wie dies aus Fig. 8B ersichtlich ist.

Da T1 < T2 ist, gilt (T1 - Δt)/T1 < (T2 - Δt)/T2.

Die Wahrscheinlichkeit, daß der Startpuls außerhalb der H-Pe­ geldauer von V(2) erzeugt wird, beträgt in dem in Fig. 8A ge­ zeigten Fall Δt/T1, in dem in Fig. 8B gezeigten Fall Δt/T2. Obige Gleichung kann auch wie folgt ausgedrückt werden: Δt/T1 < Δt/T2. Das heißt, daß aufgrund der inversen proportionalen Be­ ziehungen zwischen dem Zyklus und der Frequenz die Wahrschein­ lichkeit der Erzeugung des Startpulses außerhalb der H-Pegeldauer von V(2) proportional der Lichtfrequenz ist.

Für den Fall, daß Δt 0,1 ms, F1 = 500 Hz (T1 = 1 ms) F2 = 250 Hz (T2 = 2 ms), Δt/T1 0,1 und Δt/T2 0,05 ist, beträgt die Wahrscheinlichkeit, daß der Startpuls außerhalb der H- Pegeldauer von V(2) erzeugt wird, 10% bzw. 5%.

Da angenommen werden kann, daß die Referenzfrequenz f2 der Rechteckwelle vor Aktivierung der Lampe mit dem obengenannten F2 korrespondiert und die Referenzfrequenz f1 der Rechteck­ welle nach der Aktivierung der Lampe mit obengenanntem F1 in der oben beschriebenen Lichtfrequenzsteuereinheit 30 korrespondiert, wird die Wahrscheinlichkeit, daß der Start­ puls außerhalb der H-Pegeldauer von V(2) erzeugt wird, vor Aktivierung der Lampe geringer.

Wenn die Lampe einmal eingeschaltet ist, ist es unnötig, den Startpuls zu erzeugen, so daß der Brückenschaltkreis 7A mit der Frequenz f1 gesteuert werden sollte, bei der die Licht­ stabilität besser ist.

Der Beleuchtungszustand (lighting state) ist während einer kleinen Zeit, nachdem die Halogenidlampe 10 angeschaltet wurde, instabil. Wenn der Lampenstrom während dieser Zeit versucht, den Nulldurchgang zu passieren, kann die Polarität nicht inver­ tiert werden, und der Lampenstrom kann zu Null werden, was das Erlöschen der Lampe 10 zur Folge hat.

Um diesen Nachteil zu beheben, ist es wünschenswert, eine Zeit­ dauer für die DC-Beleuchtung der Entladungslampe (im folgenden DC-Beleuchtungsperiode genannt) zwischen F1 und F2 vorzusehen, so wie dies in Fig. 9 gezeigt ist und die Lichtfrequenz nicht direkt von F2 auf F1 zu ändern, um die Beleuchtung der Lampe sicherzustellen. Das heißt, die Lichtsteuerung wird so ausge­ führt, daß die Entladungslampe eine DC-Beleuchtung aufweist, während der Beleuchtungszustand der Entladungslampe noch insta­ bil ist und daß die Lichtfrequenz auf F1 geändert wird, nachdem diese DC-Beleuchtungsperiode vergangen ist.

Fig. 10 verdeutlicht die Struktur der Lichtsteuereinheit 30A für diese Steuerung.

Die Lichtsteuereinheit 30A enthält einen Oszillator 34, Flip-Flops 35 und 36 und einen Zähler 37.

Der Oszillator 34 erzeugt ein Referenztaktsignal (mit der Referenzfrequenz f3) und sendet dieses Signal zum Taktein­ gangsanschluß (CK) des Flip-Flops 35 und zu den zwei Ein­ gangs-UND-Gattern 38 und 39.

Das Flip-Flop 35 ist ein D-Flip-Flop vom Setz- und Rücksetz­ typ, welches das Lichtdiskriminatorsignal an seinem Reset-An­ schluß R empfängt.

Der Zähler 37 ist ein Schnellübertragszähler mit einem Taktein­ gangsanschluß (bezeichnet mit CK, welcher andeutet, daß es sich um eine negative Flankentriggerung handelt). Der Signalausgang von dem Ausgangsanschluß (Q8) einer vorgegebenen Anzahl von Stufen wird durch einen NOT-Gatter 40 invertiert, und das in­ vertierte Signal wird zu dem UND-Gatter 39 zugeführt, welches das logische Produkt dieses Signals und des Referenztaktsignals bildet. Das resultierende Signal wird dem Takteingangsanschluß CK des Zählers 37 zugeführt. Das UND-Gatter 38 erhält das logi­ sche Produkt des Zählerausgangs von dem Ausgangsanschluß Q8 des Zählers 37 und das Referenztaktsignal und gibt das resultieren­ de Signal an den Setz-Anschluß (S) des Flip-Flops 35 weiter.

Das Q-Ausgangssignals des Flip-Flops 35 wird an den Takt­ eingangsanschluß (CK) des D-Flip-Flops 36 der nachfol­ genden Stufe weitergegeben, während das Q-Ausgangssignal des Flip-Flops 35 an den D-Eingangsanschluß des Flip-Flops 35 direkt und an den Rücksetzanschluß R des Zählers 37 über ein NOT-Gatter 41 angelegt wird.

Der D-Eingangsanschluß und der Q-Ausgangsanschluß des Flip-Flops 36 sind miteinander verbunden, und das Q-Ausgangssignal und das Q-Ausgangssignal werden entsprechend an die Totzeit-Steuereinheiten 42 und 42′ gesendet.

Da die Totzeit-Steuereinheiten 42 und 42′ die gleiche Struktur aufweisen, wird im folgenden lediglich die Struktur der Totzeit-Steuereinheit 42 diskutiert. Das Eingangssignal wird zum einen einem der Eingangsanschlüsse eines 2-Eingangs- UND-Gatters 43 direkt zugeführt und zum anderen dem anderen Anschluß des NAND-Gatters 43 über einen Integrator 44, be­ stehend aus einem Widerstand und einem Kondensator, zuge­ führt.

Die Komponenten der Totzeit-Steuereinheit 42′ entsprechen denen der Steuereinheit 42 und die Bezugzeichen sind jeweils mit "′" gekennzeichnet.

Die Fig. 11 und 12 zeigen Zeitdiagramme zur Erläuterung des Betriebs der Lichtfrequenzsteuereinheit 30A. Fig. 11 zeigt Signale an bestimmten Abschnitten der Lichtfrequenzsteuer­ einheit 30A vor Aktivierung der Lampe, und Fig. 12 zeigt die Signale den entsprechenden Abschnitten nach Aktivierung der Lampe.

In den Darstellungen bedeutet (34) ein Referenztaktsignal, So(35) das Q-Ausgangssignal des Flip-Flops 35, So(37) das Q8-Ausgangssignal des Zählers 37, So(35) das Q-Ausgangssignal des Flip-Flops 35, So(36) das Q-Ausgangssignal des Flip- Flops 36, So(36) das Q-Ausgangssignals des Flip-Flops 36, So(42) das Ausgangssignal der Totzeit-Steuereinheit 42 und So(42′) das Ausgangssignal der Totzeit-Steuereinheit 42′. Wie bereits erwähnt, bezeichnet So(27) das Lichtdiskrimi­ natorsignal.

Vor Aktivierung der Lampe weist das Lichtdiskriminatorsignal einen L-Pegel auf, wie dies in Fig. 11 gezeigt ist, so daß das Flip-Flop 35 nicht zurückgesetzt wird und das Q-Ausgangs­ signal So(35) des Flip-Flops 35 dem Referenztaktsignal, divi­ diert durch den Faktor 2, entspricht. Das Q-Ausgangssignal So(35) wird durch das Flip-Flop 36 in der nachfolgenden Stufe erneut durch 2 geteilt. Die Referenzfrequenz des frequenz­ dividierten Signals entspricht der vorher genannten Frequenz F2. Während dieser Periode wird der Zähler 37 durch das inver­ tierte Signal des Q-Ausgangssignals So(35) zurückgesetzt gehalten, so daß das Ausgangssignal So(37) des Zähers 37 einen L-Pegel aufweist, wodurch das Ausgangssignal des UND-Gatters 38 auf einen L-Pegel gelegt wird.

Wenn die Lampe angeschaltet ist, wodurch das Lichtdiskrimina­ torsignal auf H-Pegel gesetzt wird, wie dies in Fig. 12 ge­ zeigt ist, und das Lichtdiskriminatorsignal dem Rücksetzanschluß des Flip-Flops 35 zugeführt wird, so wird das Q-Ausgangssignal So(35) des Flip-Flops 35 auf H-Pegel ge­ legt. Dadurch wird der Rücksetzeingang des Zählers 37 frei­ gegeben, wodurch der Zähler 37 mit dem Zählen des Referenz­ taktsignals beginnt. Wenn das Ausgangssignal So(37) des Zählers 37 auf H-Pegel liegt, wird sein invertiertes Signal zum UND- Gatter 39 gesendet, wodurch die Zähleroperation des Zählers 37 verhindert wird. Das Ausgangssignal So(37) des Zählers 37 wird daher auf H-Pegel gelegt. Dementsprechend wird das mit dem Referenztaktsignal synchrone Signal dem Setzanschluß des Flip-Flops 35 zugeführt, dessen Q-Ausgangssignal So(35) eine Rechteckwellenform mit der Referenzfrequenz f3 aufweist. Dieses Q-Ausgangssignal So(35) wird durch das Flip-Flop 36 in der nachfolgenden Stufe durch den Faktor 2 geteilt. Die Referenzfrequenz des frequenzdividierten Signals entspricht dem obengenannten F1.

Das Q-Ausgangssignal des Flip-Flops 36 erhält während der mit Tdc gekennzeichneten Periode einen H-Pegel. Diese Periode Tdc entspricht der DC-Lichtperiode (lighting period).

Wenn die Beleuchtung der Lampe, nachdem sie aktiviert wurde, in die DC-Beleuchtungsperiode fällt, wird das Beleuchtungs­ diskriminatorsignal einen L-Pegel annehmen, wodurch das Flip-Flop 35 zurückgesetzt wird. Wenn der Q-Ausgang des Flip-Flops 35 einen L-Pegel aufweist, wird der Zähler 37 zurückgesetzt. Die Signale So(35) und So(35) weisen aufgrund der Beschaffenheit des Flip-Flops 35 keine entge­ gengerichteten Phasen auf.

Das Q-Ausgangssignal und das Q-Ausgangssignal des Flip- Flops 36 werden entsprechend den Totzeit-Steuereinheiten 42 und 42′ zugeführt, welche die logischen Produkte dieser Signale und die entsprechenden Verzögerungssignale erhalten. Als Er­ gebnis werden die Rechtecksignale so geformt, daß sie Tot­ zeiten aufweisen, und die resultierenden Signale werden der Treibersteuereinheit 7B des DC-AC-Wandlers 7 zugeführt.

Die Treibersteuereinheit 7B weist eine Struktur auf, wie sie in Fig. 13 gezeigt ist, und enthält N-Kanal-MOSFETs 45 und 46, deren Source-Anschlüsse mit Masse verbunden sind. Diese MOSFETs dienen zum Steuern der Halbleiter-Schaltelemente 7(1) und 7(3). Das Ausgangssignal So(42) der Totzeit-Steuer­ einheit 42 wird dem Gate-Anschluß des FETs 45 über ein komple­ mentäres Transistorpaar 47 zugeführt. Das Ausgangssignal So(42′) der Totzeit-Steuereinheit 42′ wird dem Gatter des FETs 46 über ein komplementäres Transistorpaar 48 zugeführt.

Das Ausgangssignals So(42) der Totzeit-Steuereinheit 42 wird durch ein NOT-Gatter 49 invertiert und als Steuersignal dem Halbleiterschaltelement 7(4) über ein komplementäres Transistor­ paar 50 zugeführt. Das Ausgangssignal So(42′) der Totzeit- Steuereinheit 42′ wird durch ein NOT-Gatter 52 invertiert und als Steuersignal dem Halbleiterschaltelement 7(2) über ein komplementäres Transistorpaar 51 zugeführt.

Entsprechend werden die Schaltoperationen des Paares von Halbleiterschaltelementen 7(1) und 7(3) und des Paares der Halbleiterschaltelemente 7(2) und 7(4) reziprok zueinander mit vorgegebenen Totzeiten gesteuert. Da So(42) während der DC- Beleuchtungsperiode ein H-Pegelsignal ist und So(42′) ein L-Pegelsignal ist, sind die Halbleiterschaltelemente 7(1) und 7(4) ausgeschaltet und die Halbleiterschaltelemente 7(2) und 7(3) angeschaltet, so daß der Ausgang des DC-Leistungsver­ sorgungsschaltkreises 6 direkt der Halogenidlampe 10 zuge­ führt wird.

Entsprechend dem erfindungsgemäßen Schaltkreis für eine Fahr­ zeugentladelampe wird der EIN-Zustand und der AUS-Zustand der Entladungslampe bestimmt und die Lichtfrequenz derart geändert, daß die Frequenz des Rechteckwellenausgangs von dem DC-AC-Wand­ ler vor Aktivierung der Entladelampe geringer wird als die Frequenz der Rechteckwelle nach Aktivierung der Entladungs­ lampe. Dies reduziert die Häufigkeit einer Fehlabstimmung zwi­ schen der Erzeugungszeit des Startpulses und der Phase der Rechteckwelle, die durch die verzögerte Leitung des Durch­ bruchschaltelements bewirkt wird.

Wenn die DC-Beleuchtung der Entladungslampe in der Periode des Übergangs von dem AUS-Zustand in den EIN-Zustand beeinflußt wird, kann der Betrieb der Entladungslampe verbessert werden.

Obwohl des Verhältnis der Beleuchtungsfrequenz vor Aktivierung der Entladungslampe zu der Beleuchtungsfrequenz nach Aktivie­ rung der Entladungslampe auf 1:2 gesetzt wurde, kann auch ein beliebiges Verhältnis 1 zu N gewählt werden.

Claims (14)

1. Schaltkreis für eine Fahrzeugentladungslampe mit:
einem DC-AC-Wandler 7 zum Umwandeln einer DC-Spannung von einem DC-Versorgungsschaltkreis (6) in eine AC-Spannung mit Rechteckform und zum Bereitstellen der AC-Spannung an eine Ent­ ladungslampe (10);
einem Startpulsgenerator (8) zum Erzeugen eines Startpulses für die Entladungslampe (10) zum Überlagern des Startpulses auf einen Ausgang des DC-AC-Wandlers (7) und zum Bereitstellen des resultierenden Pulses an die Entladungslampe (10), wobei der Startpulsgenerator 8 einen Transformator (12) aufweist, der eine Sekundärwicklung (12b) aufweist, die mit einer Versor­ gungsleitung (15(1)), durch die der Ausgangsanschluß des DC-AC- Wandlers (7) mit der Entladungslampe (10) verbunden ist, ge­ koppelt ist und der weiterhin eine Primärwindung (12a) auf­ weist, mit der ein Kondensator (13) und ein Durchbruchschalt­ element (14) seriell verbunden sind, wobei das Timing, zu dem der Startpuls erzeugt wird, mit einer speziellen Phase des Rechtecksignalausgangs von dem DC-AC-Wandler (7) assoziiert ist und das Erzeugen des Startpulses durch Schließen des seriellen Schaltkreises, bestehend aus Durchbruchschaltele­ ment (14), Primärwindung (12a) und Kondensator (13) durch Lei­ ten des Durchbruchschaltelements (14) erreicht wird;
einem Lichtdiskriminatorschaltkreis (27) zum Feststellen eines EIN- oder AUS-Zustandes der Entladungslampe (10); und
einer Lichtfrequenzsteuereinrichtung (30, 30A) zum Verändern einer Frequenz des Rechtecksignals von dem DC-AC-Wandler (7) derart, daß die Frequenz zum Zeitpunkt des AUS-Zustandes der Entladungslampe (10) geringer wird, als die Frequenz des Rechtecksignals zum EIN-Zustand der Entladungslampe (10).

2. Schaltkreis nach Anspruch 1, bei dem die Lichtfrequenz­ steuereinheit (30, 30A) eine Frequenzsteuerung bewirkt, derart, daß eine DC-Beleuchtung der Entladungslampe (10) für eine vorgegebene Periode während einer Übergangsperiode von dem AUS-Zustand der Entladungslampe in den EIN-Zustand ausgeführt wird.

3. Schaltkreis nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend einen Spannungsdetektionsabschnitt (23), der zwischen den Anschlüssen des DC-Leistungsversorgungsschaltkreises (6) vorgesehen ist zum Detektieren einer Ausgangsspannung des DC-Leistungsversorgungs­ schaltkreises (6) und einen Stromdetektionsabschnitt (24), der in eine Masseleitung eingefügt ist, die den DC-Leistungsver­ sorgungsschaltkreis (6) mit dem DC-AC-Wandler (7) verbindet zum Detektieren eines Ausgangsstromes des DC-Leistungsversorungs­ schaltkreises (6)

4. Schaltkreis nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, bei dem der Startpulsgenerator (8) weiterhin eine Konstantleistungs­ quelle (11) zum Aufladen des Kondensators (13) aufweist.

5. Schaltkreis nach Anspruch 4, bei dem die Konstantleistungs­ quelle (11) durch Auslegen des DC-Leistungsversorgungsschalt­ kreises (6) als Sperrwandler vom Typ DC-DC erreicht wird, wobei der Wandler einen Transformator (19) mit einer Startwicklung (20) auf einer Sekundärwicklungsseite des Transformators (19) und einen Gleichrichter (21), der mit der Startwicklung (20) verbunden ist, aufweist, um einen Ausgang der Startwicklung (20) gleichzurichten, um damit eine konstante Spannung zu er­ zielen.

6. Schaltkreis nach Anspruch 4, bei dem die Konstantleistungs­ versorgung (11) durch einen Spannungsverdopplungsgleichrich­ terschaltkreis (21), enthaltend Dioden, Kondensatoren und Widerstände, erreicht wird, wobei diese Bauelemente zwischen der Leistungsversorgungsleitung (15(1)) und einer zweiten Ver­ sorgungsleitung (15(2)), die den zweiten Ausgangsanschluß des DC-AC-Wandlers (7) mit der Entladungslampe (10) verbindet, verschaltet sind.

7. Schaltkreis nach Anspruch 3, bei dem der Lichtdiskrimi­ natorschaltkreis (27) einen EIN- oder AUS-Zustand der Ent­ ladungslampe (10) daran erkennt, daß der Stromdetektionsab­ schnitt (24) den Ausgangsstrom von dem DC-Leistungsversor­ gungsschaltkreis (6) als gleich oder größer als einen vorge­ gebenen Referenzwert detektiert.

8. Schaltkreis nach Anspruch 7, bei dem der Lichtdiskrimi­ natorschaltkreis (27) einen Verstärker (28) zum Verstärken einer Anschlußspannung des Stromdetektionsabschnitts (24) und einen Komparator (29) zum Vergleichen eines Ausgangs des Verstärkers (28) mit einer Referenzspannung (E_ref) aufweist, wobei der Lichtdiskriminatorschaltkreis (27) einen EIN-Zustand der Entladungslampe (10) dann feststellt, wenn der Ausgang des Verstärkers (28) größer als die Referenzspannung (E_ref) ist und entsprechend ein Lichtdiskriminatorsignal mit einem ersten vorgegebenen Pegel ausgibt und einen AUS-Zustand der Entladungslampe (10) feststellt, wenn der Ausgang des Ver­ stärkers (28) gleich oder kleiner ist als die Referenzspannung (E_ref) und ein entsprechendes Lichtdiskriminatorsignal mit einem zweiten vorgegebenen Pegel ausgibt.

9. Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Licht­ frequenzsteuereinheit (30) einen Oszillator (32) zum Erzeugen eines Referenztaktsignals und einen Flip-Flop (31) aufweist, wobei das Flip-Flop einen Takteingangsanschluß (CK) zum Emp­ fangen des Referenztaktsignals von dem Oszillator (32), einen Setzanschluß (S) zum Empfangen des Referenztaktsignals von dem Oszillator (32) und eines Lichtdiskriminatorsignals über ein UND-Gatter (33) und einen Rücksetz-Anschluß zum Empfangen des Lichtdiskriminatorsignals aufweist.

10. Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der DC-AC- Wandler (7) einen Brückenschaltkreis (7A) mit Halbleiter­ schaltelementen (7(1), 7(2), 7(3), 7(4)) und eine Treiber­ steuereinheit (7B) zum Steuern des Treibens der Halbleiter­ schaltelemente (7(1), 7(2), 7(3), 7(4)) enthält.

11. Schaltkreis nach Anspruch 10, bei dem die Treibersteuer­ einheit (7B) N-Kanal-MOSFETs mit geerdetem Source-Anschluß (45, 46) aufweist, um ein Paar von Halbleiterschaltelementen (7(1), 7(3)) aus den Halbleiterschaltelementen (7(1), 7(2), 7(3), 7(4)) zu steuern.

12. Schaltkreis nach Anspruch 10 oder 11, bei dem die Lichtfrequenzsteuereinheit (30A) einen Oszillator (34) zum Er­ zeugen eines Referenztaktsignals, ein Flip-Flop (35) zum Emp­ fangen des Referenztaktsignals, ein zweites Flip-Flop (36), das mit dem ersten Flip-Flop (35) verbunden ist, und einen Zähler (37) zum Zählen des Referenztaktsignals von dem Oszillator (34) aufweist, wobei das erste Flip-Flop (35) durch ein Lichtdiskri­ minatorsignal von dem Lichtdiskriminatorschaltkreis (27) zu­ rückgesetzt wird, und weiterhin eine Totzeitsteuereinheit (42) zum Erhalten eines logischen Produktes aus erstem Ausgangssig­ nal des ersten Flip-Flops (36) und einem ersten Verzögerungs­ signal und eine zweite Totzeitsteuereinheit (42′) zum Erhalten eines logischen Produktes aus einem Ausgangssignal des zweiten Flip-Flops (26) und einem zweiten Verzögerungssignal aufweist, wobei das rechteckförmige Ausgangssignal des DC-AC-Wandlers (7) so geformt ist, daß es eine Totzeit aufweist und wobei die re­ sultierenden Signale zu der Treibersteuereinheit (7B) des DC-AC-Wandlers (7) gesendet werden.

13. Schaltkreis nach Anspruch 12, bei dem das erste Flip-Flop (35) ein D-Flip-Flop mit Setz- und Rücksetzeingang ist zum Empfangen des Lichtdiskriminatorsignals am Rücksetzanschluß (R) und zum Empfangen eines Setzsignals am Setzanschluß (S).

14. Schaltkreis nach Anspruch 13, bei dem der Zähler (37) ein Zähler mit Schnellübertrager ist, der einen Taktein­ gangsanschluß (CK) zum Empfangen eines Taktsignals über ein erstes UND-Gatter (39) und einen Ausgangsanschluß (Q8), dessen Ausgang durch ein NOT-Gatter (40) invertiert wird, aufweist, wobei das erste UND-Gatter (39) zum Bilden eines logischen Produktes des invertierten Signals von dem NOT-Gatter (40) und dem Referenztaktsignal von dem Oszillator (34) und zum Ausgeben des resultierenden Signals an dem Takteingangsanschluß (CK) des Zählers (37) dient und wobei der Ausgang von dem Ausgangs­ anschluß (Q8) des Zählers (37) darüber hinaus dem zweiten UND-Gatter (38) zugeführt wird, um ein logisches Produkt des empfangenen Ausgangs von dem Ausgangsanschluß (Q8) des Zählers (37) und dem Referenztaktsignal von dem Oszillator (34) zu er­ halten und um ein resultierendes Signal an den Setzanschluß (S) des Flip-Flops (35) auszugeben.