DE4411733A1

DE4411733A1 - Hochfrequenzsignaldetektionsschaltkreis, gesteuert durch einen Temperaturkoeffizienten

Info

Publication number: DE4411733A1
Application number: DE4411733A
Authority: DE
Inventors: Alexander W Hietala; Troy L Stockstad; Robert L Vyne
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: NXP USA Inc
Priority date: 1993-04-05
Filing date: 1994-04-05
Publication date: 1994-11-03
Anticipated expiration: 2014-04-06
Also published as: AU5913394A; US5448770A; GB2276992A; AU667261B2; CA2120095C; FR2703860B1; CA2120095A1; BR9401376A; SE9401053D0; GB2276992B; CN1044657C; DE4411733C2; JPH0730460A; SE516787C2; FR2703860A1; SE9401053L; CN1104006A; GB9406354D0

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Hochfrequenzsig nalleistungsverstärkersteuerschaltkreise und betrifft insbe sondere einen verbesserten HF-Signaldetektionschaltkreis, der durch einen Temperaturkoeffizienten (TC) gesteuert wird zur Benutzung in Ausgangsleistungssteuerschaltkreisen für HF-Sig nalleistungsverstärker.

Die Verwendung von Leistungsverstärkern zum übertragen von HF- Signalen bzw. Funksignalen bietet vielseitige Anwendungen, ein schließlich der Anwendung bei Funktelefonkommunikationssyste men. Bei einem zellularen Funktelefonkommunikationssystem ist eine Vielzahl von ortsfesten Sende/Empfangseinrichtungen über ein geographisches Gebiet verteilt, um Funkverbindungen im je weils überdeckten Gebiet, welches als Zelle bezeichnet wird, zu gewährleisten. Jede ortsfeste Sende/Empfangseinrichtung stellt ein Interface zwischen dem Leitungstelefonsystem und portablen oder mobilen Funktelefonen, die sich in der Zelle befinden, dar. Die ortsfesten Sende/Empfangseinrichtungen und die Funkte lefone kommunizieren, in dem sie HF-Signale zueinander senden und voneinander empfangen.

Bei FDMA (frequency division multiple access)-Funktelefonsy stemen wird jedem anfragenden Funktelefon ein Funkkanal (eine HF-Übertragungsfrequenz und eine HF-Empfangsfrequenz) für die Dauer der nachfolgenden Kommunikationen mit der orts festen Sende/Empfangseinrichtung zugewiesen. Während eines Telefonanrufes schaltet sich der Funktelefonübertrager an und bleibt auf der HF-Übertragungsfrequenz für die gesamte Dauer des Telefonanrufs. Somit müssen der Funktelefonübertrager und danach der HF-Leistungsverstärker für jeden Telefonanruf nur einmal ein- und ausgeschaltet werden. In gleicher Weise bleibt der Übertrager der ortsfesten Sende/Empfangseinrichtung eben falls für die Dauer des Telefonanrufs an. Da die Übertrager in einem FDMA-Funktelefonsystem nur einmal zu Beginn des Anrufes angeschaltet werden und nur einmal an Ende des Anrufes ausge schaltet werden, kann die Geschwindigkeit, mit der der Lei stungsverstärker an- und ausschaltet, relativ gering sein.

Bei TDMA (time division multiple access)-Funktelefonsystemen, wie etwa dem GSM (Global System for Mobile Communications)- Funktelefonsystem, welches momentan in Europa Verwendung fin det, teilen sich acht Funktelefone einen einzigen TDMA-Kanal, da acht Zeitschlitze zur Verfügung stehen, die in aufeinander folgenden Frames wiederholt werden. Jedem Funktelefon wird ein Zeitschlitz des TDMA-Kanals zugewiesen. Während des zugewiese nen Zeitschlitzes schaltet das Funktelefon seinen Leistungsver stärker auf die geeignete Frequenz und den geeigneten Ausgangs leistungspegel, überträgt die gewünschte Information und schal tet dann seinen Leistungsverstärker wieder ab, um andere Be nutzer, die den gleich TDMA-Kanal benutzen, nicht zu stören oder mit diesen zu interferieren. Aufgrund der Kürze eines je den Zeitschlitzes (z. B. 577 Mikrosekunden) ist es notwendig, das Einschalten und Ausschalten des Leistungsverstärkerausgangs über einen weiten Temperaturbereich hinsichtlich Zeitpunkt und Verlauf genau zu steuern. Bei GSM-Funktelefonsystemen wurde durch die GSM-Recommendation 05.05 (Unterabschnitte 4.2.2 und 4.5.2 und Anhang 2) eine Zeitmaske und eine Spektralfrequenz maske für das Ein- und Ausschalten des Leistungsverstärkers genau festgelegt. Wenn die GSM-Recommendations nicht genau be achtet werden, können Telefonanrufe auf benachbarten TDMA-Ka nälen sowohl hinsichtlich der Zeit als auch der Frequenz mit einander interferieren.

Ein Leistungsverstärkersystem, das in der Lage ist, die GSM- Recommendations zu erfüllen, ist in US-PS 5 150 075 enthalten.

Dieses Leistungsverstärkersystem beruht insbesondere auf einem stabilen HF-Signal-Detektionsschaltkreis, der nicht anfällig für Variationen hinsichtlich der Temperatur und der Leistungs versorgung ist.

Dementsprechend besteht ein Bedürfnis nach einem verbessertem HF-Signal-Detektionsschaltkreis, der über einen weiten Bereich von Abweichungen hinsichtlich der Temperatur als auch in der Leistungsversorgung in hohem Maße stabil ist.

Die vorliegende Erfindung umfaßt einen Detektionsschaltkreis, der mit einem HF-Signal von einer Signalquelle gekoppelt ist und aufweist:
eine erste Stromquelle zum Erzeugen eines ersten Stromes, eine Stromspiegelungseinrichtung, die mit dem ersten Strom gekoppelt ist, um einen ersten Spiegelstrom zu erzeugen; und einen Gleichrichterschaltkreis, der durch den ersten Spiegelstrom vorgespannt ist und das HF-Signal gleichrichtet, um ein Aus gangssignal zu erzeugen. Gemäß einem Merkmal der vorliegenden Erfindung kann die erste Stromquelle einen ersten Strom erzeu gen, der einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist; eine zweite Stromquelle kann einen zweiten Strom erzeugen, der einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweist; und eine zweite Stromspiegelungseinrichtung kann die ersten und zweiten Ströme kombinieren, um einen zweiten Spiegelstrom zu erzeugen, welcher mit der ersten Stromspiegeleinrichtung gekoppelt wird.

Im folgenden wird die vorliegende Erfindung anhand einer bevor zugten Ausführungsform unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Dabei zeigen die Zeichnungen im einzelnen:

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines Funktelefonkommunika tionssystems, welches einen oder mehrere ortsfeste Sende/Empfangseinheiten und ein oder mehrere Funktelefone aufweist, welche in vorteilhafter Weise einen HF-Signaldetektionsschalt kreis gemäß der vorliegenden Erfindung, welcher TC-gesteuert ist, verwenden.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild eines Leistungsverstärkers und eines Leistungsverstärkersteuerschaltkreises, welche in vor teilhafter Weise den erfindungsgemäßen TC-gesteuerten HF-Sig naldetektionsschaltkreis verwenden.

Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild eines TC-gesteuerten HF-Sig naldetektionsschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 4 zeigt ein schematisches Schaltbild des TC-gesteuerten HF-Signaldetektionsschaltkreises der Fig. 3.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines zellularen Funktelefon systems, welches ein geographisches Gebiet, wie etwa ein Stadtgebiet oder ein gesamtes Land, abdeckt und welches orts feste Sende/Empfangseinrichtungen 101 aufweist, die in ent sprechenden Zellen angeordnet sind und welches portable und mobile Funktelefone 103 aufweist, die in vorteilhafter Weise einen TC-gesteuerten HF-Detektionsschaltkreis gemäß der vor liegenden Erfindung verwenden. Jede ortsfeste Sende-/Empfangs einrichtung 101 überträgt HF-Signale an die Funktelefone 103, wenn diese sich in ihrer Zelle befinden.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform ist das zellulare Telefonsystem in Fig. 1 ein GSM-TDMA-digitales Zellular- Funktelefonsystem, welches gemäß den GSM-Recommendations, wie sie von der ETSI (European Telecommunications Standards Institute) vorgeschrieben sind, implementiert wurde. Dem GSM- Funktelefonsystem in Fig. 1 sind zwei HF-Signalfrequenzbänder für Duplex-Kommunikation zugewiesen, eines zwischen 890-915 Mhz und das andere bei 935-960 Mhz. In jedem dieser Bänder sind die HF-Signalfrequenzen um 200 KHz voneinander beabstandet. Jedes HF-Signal ist ein TDNA-HF-Signal mit acht Zeitschlitzen, die in aufeinanderfolgenden Frames für die Kommunikation wiederholt werden. Jede HF-Signalfrequenz eines Bandes wird zusammen mit der entsprechenden HF-Signalfrequenz von dem anderen Band als TDMA-Kanal bezeichnet. Jeder TDMA-Kanal ist in der Lage, simul tan acht Duplex-Kommunikationen zwischen jeder Sende/Empfangs einrichtung 101 und acht unterschiedlichen Funktelefonen 103 innerhalb seiner Zelle abzuwickeln. Jedem Funktelefon 103 ist ein Zeitschlitz zugewiesen, innerhalb dessen übertragen wird, und ein Zeitschlitz, innerhalb dessen Information von der Sende/Empfangseinrichtung 101 empfangen wird. Jeder Zeitschlitz dauert etwa 577 ms.

Das Funktelefon 103 enthält einen Übertrager 107, einen Empfän ger 109 und eine digitale Signalprozessorsteuerung (DSP) 111. Zwischen dem DSP 111 und dem Übertrager 107 werden mehrere Signale auf mehreren Signalleitungen 113 übertragen. Der DSP 111 kann als herkömmlicher DSP implementiert sein, wie bei spielsweise als DSP 56000, wie er von Motorola erhältlich ist. Das Funktelefon 103 kann ein herkömmliches GSM-Funktelefon sein, welches einen Übertrager, einen Empfänger und einen DSP aufweist, wie dies beispielsweise bei dem GSM-Funktelefonmo dell mit der Nr. F19UVD0960AA von Motorola der Fall ist.

Bei GSM-Funktelefonsystemen enthalten sowohl der Übertrager 107 als auch die Sende/Empfangseinrichtung 101 Leistungsver stärker, die den strengen Anforderungen der GSM-Empfehlungen 05.05 (Unterabschnitte 4.2.2 und 4.5.2 sowie Anhang 2) ent sprechen. Diese Spezifikationen erfordern es, daß jeder Übertrager mit einer speziellen Zeitmaske und einer speziellen spektralen Frequenzmaske übereinstimmt, wie dies im US-Patent 5 150 075 gezeigt ist.

Die Antenne 105 wird für die Kommunikation von HF-Signalen zwischen dem Funktelefon 103 und der Sende/Empfangseinrichtung 101 verwendet. Beim Empfang von HF-Signalen konvertiert die Antenne 105 die Signale in elektrische HF-Signale, die dem Empfänger 109 eingekoppelt werden. Der Empfänger 109 demodu liert und konvertiert die empfangenen HF-Signale in Infor mationssignale einschließlich Sprach- und Datensignale, die vom Rest des Funktelefons 103 verwendet werden können.

Während der Übertragung von HF-Signalen durch das Funktele fon 103 koppelt der DSP 111 Information in den Übertrager 107 und steuert den Übertrager 107 über die Signalleitungen 113.

Der Übertrager 107 wandelt die Informationen in elektrische HF-Signale um und verstärkt sie auf die geeignete Größe. Die verstärkten elektrischen HF-Signale werden an die Antenne 105 gekoppelt, von der sie in HF-Signale umgewandelt werden, die dann über die Sende/Empfangseinheit 101 ausgestrahlt werden.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild des Leistungsverstärkers 203 und seine zugeordneten Steuereinheiten, die sich in dem Übertrager 107 befinden. Das HF-Eingangssignal 209 enthält Infor mation über Sprache und Daten. Der Anregungsverstärker 205 (Exciter amplifier) ist ein einstellbarer Leistungsverstärker, der das HF-Eingangssignal 209 in Antwort auf ein Verstärkungs steuersignal 207 verstärkt, um einen Ausgang zu erzeugen, wel cher dem Leistungsverstärker 203 eingekoppelt wird und dort mit einem festen Gewinde verstärkt wird, um einen HF-Signalaus gang 214 mit gewünschtem Ausgangsleistungspegel zu erzeugen. Der Koppler 201 ist ein herkömmlicher elektromagnetischer Koppler, der den Leistungsverstärker 203 mit der Antenne 105 koppelt, ohne einen übermäßigen Verlust zu bewirken und welcher außerdem ein HF-Rückführungssignal 212 zur Verfügung stellt, welches eine Amplitude aufweist, die proportional zum Ausgangs leistungspegel des HF-Ausgangs 214 ist.

Der Detektionsschaltkreis 211 wird mit einem HF-Rückführungs signal 212 gekoppelt, um ein Leistungspegelsignal 229 zu er zeugen, welches eine Größe aufweist, die proportional dem Ausgangsleistungspegel des HF-Ausgangssignals 214 ist. Der Detektionsschaltkreis 211 erzeugt ein Referenzsignal 213, das eine Größe aufweist, die etwa gleich der der Gleichstrom- Offset-Spannung des Leistungspegelsignals 229 ist, wenn der Leistungsverstärker 203 ausgeschaltet ist und nicht überträgt.

Der Komparator 215 ist mit dem Leistungspegelsignal 229 und dem Referenzsignal 213 gekoppelt, um ein Ausgangssignal 227 zu er zeugen, welches eine geringe Spannung aufweist, wenn die Größe des Leistungspegelsignals 229 die Größe des Referenzsignals 213 übersteigt. Das Ausgangssignal 225 wird durch den DSP 111 er zeugt und wird verwendet, um das Ausgangssignal 227 nach oben zu ziehen. Das Ausgangssignal 225 ist im "high"-Zustand zu Beginn eines aktiven Zeitschlitzes, während dem das Funktelefon 103 oder die Sende/Empfangseinheit 101 überträgt und ist auf "low", nachdem die gewünschte Ausgangssignalform des HF-Aus gangssignal 214 erzeugt worden ist. Dies bewirkt, daß das Aus gangssignal 227 während eines aktiven Zeitschlitzes vor dem Leistungsverstärker 203 "high" wird und daß der Anregungs verstärker ("Exciter amplifier") 205 aktiv wird. Mit Aktivie rung des Leistungsverstärkers 203 und des Anregungsverstärkers 205 wird das Ausgangssignal 227 "low".

Nach einem vorgegebenen Zeitintervall (10 ms bei der bevorzug ten Ausführungsform) vom Beginn eines aktiven Zeitschlitzes an, erzeugt der DSP 111 die gewünschte Signalform und stellt sie einem Digital/Analog-Wandler 221 zur Verfügung. Der D/A-Wandler 221 wandelt den digitalen Eingang vom DSP 111 in ein analoges Ausgangssignal 231, das als AOC-Signal bezeichnet wird. Das AOC-Signal 231 und ein VGAIN-Signal 235 werden in den Inte grator 219 eingekoppelt, verglichen und von dem Integrator integriert, um ein Verstärkungssteuersignal 207 zu erzeugen, welches seinerseits dem Anregungsverstärker (Exiter amplifier) 205 eingekoppelt wird, um dessen Verstärkungspegel zu variieren. Das AOC-Signal 231 weist einen Wert auf, um einen aus einer Vielzahl von Ausgangsleistungspegeln des HF-Aus gangssignals 214 vom Leistungsverstärker 203 zu erzeugen. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist die bevorzugte Signalform ein ansteigender Kosinus, der das HF-Ausgangssignal 214 des Leistungsverstärkers 203 sanft auf dessen gewünschten Ausgangs leistungspegel anhebt. Das AOC-Signal 231 und die angehobene Kosinus-Antwort des HF-Ausgangssignals 214 sind in US-PS 5 150 075 gezeigt und beschrieben.

Eine Sättigungssteuerschleife, bestehend aus einem Koppler 201, einem Detektionsschaltkreis 211, einem Komparator 217 und einem DSP 111 verhindert, daß der Antriebsverstärker 205 und der Lei stungsverstärker 203 ihre Ausgangsleistungsgrenzen überschrei ten. Der Komparator 217 ist ein Sättigungsdetektor, welcher das Leistungspegelsignal 229 mit dem AOC-Signal 231 vergleicht, um zu bestimmen, ob das Leistungspegelsignal 229 auf Veränderungen in dem AOC-Signal 231 reagiert. Wenn die Sättigung erreicht ist, wird sich die Spannung des Leistungspegelsignals 229 nicht mehr in Antwort auf eine Veränderung der Spannung des AOC-Signals 231 verändern. Daher ist, wenn die Spannung des Leistungspegelsignals 229 unter die Spannung des AOC-Signals 231 fällt, das Ausgangssignal 233 des Komparators 217 "low" und zeigt somit die Sättigung des Anregungsverstärkers 205 und des Leistungsverstärkers 203 an. Das Sättigungskomparator- Ausgangssignal 233 wird dem DSP 111 eingekoppelt, welcher einen Sättigungsdetektionsalgorithmus enthält.

Gemäß dem Sättigungsdetektionsalgorithmus reduziert der DSP 111 die Spannung des AOC-Signals 231 in aufeinanderfolgenden Schritten, bis die Spannung des AOC-Signals 231 unter die Span nung des Leistungspegelsignals 229 fällt. Der Betrieb der Sät tigungssteuerschleife ist genauer in US-PS 5 278 994 mit dem Titel "Power Amplifier Saturation Detection and Correction Method and Appartus", welches am 11. Januar 1994 für den gleichen Anmelder erteilt wurde, beschrieben.

Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild eines TC-gesteuerten HF- Signaldetektionsschaltkreises 211 gemäß der vorliegenden Er findung. Eine Stromquelle mit positiven Koeffizienten 303, eine Stromquelle mit negativen Koeffizienten 305 und ein Stromspiegel 301 im Detektionsschaltkreis 211 erzeugen etwa gleiche Ströme Im1 und dessen Spiegelstrom Im2. Die Strom quelle mit positiven Koeffizienten 303 erzeugt einen Strom I+, der einen positiven Koeffizienten in bezug auf die Tempe raturänderung aufweist. Bei einer bevorzugten Ausführungs form weist der Strom I+ einen Temperaturkoeffizienten von +333 ppm/°C auf. Die Stromquelle mit negativen Koeffizienten 305 erzeugt einen Storm I-, der einen negativen Koeffizienten in bezug auf Temperaturänderung aufweist. Bei der bevorzugten Ausführungsform weist der Strom I- einen Temperaturkoeffizien ten -6000 ppm/°C auf. Die Ströme I+ und I- und ihre entspre chenden Temperaturkoeffizienten werden bewertet (scaled) und in vorgegebenen Verhältnissen im Stromspiegel 101 summiert, um einen kompensierten Strom Im1 zu erzeugen. Bei der bevorzugten Ausführungsform weist der Strom Im1 einen Temperaturkoeffizien ten von -3000 ppm/°C auf. Der Stromspiegel 301 erzeugt einen Strom Im2, welcher praktisch der identische Spiegelstrom des kompensierten Stromes Im1 ist.

Der kompensierte Strom Im2 wird einem "anti-clamping" ("anti-blockier")-Stromspiegel 309 eingekoppelt, welcher die gespiegelten Ströme Ia1 und Ia2 des Stromes Im2 dem Diodende tektor 311 zuführt. Der Diodendetektor 311 enthält zwei Beine (legs), von denen jedes eine Schottky-Diode aufweist, die in Serie mit einem Widerstandsnetzwerk nach Masse gekoppelt ist und jedes ist mit einem der kompensierten Ströme Ia1 und Ia2 gekoppelt ist. Die Schottky-Diode in jedem Bein des Diodende tektors 311 ist mit einem der entsprechenden kompensierten Ströme Ia1 und Ia2 gekoppelt und wird durch ihn vorgespannt. Jedes Bein des Diodendetektors 311 weist einen positiven Koef fizienten in bezug auf Temperaturänderungen auf, welcher im wesentlichen durch die negativen Temperaturänderungskoeffi zienten der kompensierten Ströme Ia1 und Ia2 beaufschlagt wird. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform weist jedes Bein des Diodendetektors 311 einen Temperaturkoeffizienten von +3000 ppm/°C auf und die kompensierten Ströme Ia1 und Ia2 weisen Tem peraturkoeffizienten von -3000 ppm/°C auf. Der Temperaturkoef fizient (TC) von +3000 ppm/°C ergibt sich aufgrund der implan tierten Widerstände (z. B. der Widerstände 453, 454, 455 und 456) in jedem Bein des Diodendetektors 311.

Die Schottky-Diode in einem Bein des Diodendetektors 311 ist mit dem HF-Rückführungssignal 212 gekoppelt und richtet diese in den Halbwellen gleich, um ein bezüglich der Temperatur und der Spannung kompensiertes Leistungspegelsignal 229 zu erzeugen, welches einen Gleichstrompegel proportional zum Ausgangsleistungspegel des HF-Ausgangssignals 214 aufweist.

Durch Verwendung der vorliegenden Erfindung weist das Lei stungspegelsignal 229 einen Gleichstrompegel auf, welcher innerhalb 5 mV über einen Temperaturbereich zwischen -55°C bis +125°C stabil ist und welches außerdem über einen Lei stungsversorgungsspannungsbereich von 2,7-4,75 V stabil ist.

In Fig. 4 ist ein schematisches Schaltbild des TC-gesteuerten HF-Signaldetektionsschaltkreises der Fig. 3 gezeigt. Die Lei stungsversorgungsspannung V_cc kann zwischen 2,7 V-4,75 V liegen. Das Aktivierungssignal (ENABLE SIGNAL) kann dazu ver wendet werden, um den Detektionsschaltkreis 211 an- oder aus zuschalten, indem es an eine hohe oder niedrige Spannung an gekoppelt wird. Die Stromquelle mit positivem Koeffizienten 303 wurde durch NPN-Transistoren 416, 417, 420 und 421 im plementiert. Die Stromquelle mit negativen Koeffizienten 305 wurde durch einen NTN-Transistor 418 implementiert. Der Stromspiegel 301 wurde durch PNP-Transistoren 401 und 403 im plementiert. Die Ströme I+ und I- und ihre entsprechenden Temperaturkoeffizienten sind so bemessen, um im geeigneten Verhältnis zu den gewählten Werten für die Emitterwider ständen 472 und 471 der Transistoren 418 und 421 zu stehen.

Der Anti-clamping-Stromspiegel 309 wurde durch NPN-Transisto ren 411 und 413 und durch Schottky-Dioden 406 und 407 implemen tiert. Der PNP-Transistor 404 führt den Strom Im2 an die Tran sistoren 411 und 443. Der NPN-Transistor 419 stellt einen Ba sisstrom an den Transistor 404 zur Verfügung. Der Transistor 411 stellt einen Strom Ia1 an die Schottky-Diode 430 zur Verfü gung, und der Transistor 413 führt den Strom Ia2 an die Schottky-Diode 431. Der PNP-Transistor 402 balanciert den Ef fekt des Basisstromes der Transistoren 401 und 403 im Strom spiegel 301. Der NPN-Transistor 412 balanciert den Effekt des Basisstromes der Transistoren 411 und 413 im Anti-clamping-Stromspiegel 309. Die Schottky-Diode 432 schützt die Basis-Emitter-Verbindung des Transistors 413 gegen große positive Schwingungen des HF-Rückführungssignals 212. Während einer großen positiven Schwingung des HF-Rückführungssignals 112 verhindert die Schottky-Diode 407 einen Stromfluß von der Schottky-Diode 432 durch die Basiskollektorstrecke des Transi stors 413 und die Schottky-Diode 406 verhindert einen Stromfluß von der Schottky-Diode 432 durch die Basiskollektorstrecken der Transistoren 411 und 412. Der Diodendetektor 311 enthält in einem Bein einen Widerstand, eine Schottky-Diode 431, eine mit Masse verbundene Kapazität und drei seriengeschaltete Wider stände, die ebenfalls mit Masse verbunden sind und enthält in dem anderen Bein einen Widerstand, eine Schottky-Diode 430 und drei in Serie und mit Masse verbundene Widerstände. Bei einer bevorzugten Ausführungsform weisen die Schottky-Dioden 431 und 432 und die Widerstände in jedem Bein gleiche elektrische Cha rakteristiken auf, da sie sich auf demselben Halbleitermaterial befinden. Die Widerstände in jedem Bein haben auch etwa gleiche Werte. Die Schottky-Diode 431 ist über den Kondensator 451 mit dem HF-Rückführsignal 212 verbunden und richtet dieses gleich, um ein hinsichtlich der Temperatur und der Spannung kompensier tes Leistungspegelsignal 229 zu erzeugen. Das heißt, während positiver Halbwellen des HF-Rückführungssignals 212 leitet die Schottky-Diode 431 und lädt den Kondensator 452, um ein Lei stungspegelsignal 229 zu erzeugen. Während negativer Halbwellen des HF-Rückführungssignals 212 schaltet die Schottky-Diode 431 aus und leitet nicht. Das Leistungspegelsignal 229 wird an der Verbindung der Widerstände 454 und 455 abgegriffen, das V-Gewinnsignal (VGAIN) 235 wird an der Verbindung der Wider stände 455 und 456 abgegriffen und das Referenzsignal 213 wird an der Kathode der Schottky-Diode 430 abgegriffen. Das Refe renzsignal 213 stellt eine kompensierte Spannung an den Kompa rator 215 zur Verfügung, die dem Wert des Leistungspegelsignals 229 beim Fehlen eines HF-Rückführungssignals 212 entspricht.

Gemäß einem Merkmal der vorliegenden Erfindung verhindert der Transistor 413 des Stromspiegels 309, daß die Schottky-Diode 431 die Spannung an der Verbindung seiner Kathode mit dem Kondensator 451 und dem Widerstand 453 blockiert (to clamp).

Wenn das Rückführungssignal 212 klein ist oder nicht vorhanden ist, beträgt der Storm Ia2, der von dem Transistor 413 der Schottky-Diode 431 zur Verfügung gestellt wird, 50 µA. Wenn das HF-Rückführungssignal 212 jedoch groß ist, erhöht sich der Storm Ia2, der von dem Transistor 413 der Schottky-Diode 431 zur Verfügung gestellt wird (beispielsweise auf mehrere mA), so daß die Spannung an der Verbindung des Kondensators 451 und des Widerstand 453 in etwa der Spannung des HF-Rück führungssignals 212 folgt, wodurch die Blockierwirkung der Schottky-Diode 431 verhindert wird.

In der bevorzugten Ausführungsform ist der TC-gesteuerte HF- Signaldetektionsschaltkreis 211 der Fig. 4 auf einem Halb leitersubstrat unter Verwendung des MOSAIC 1,5-Verfahrens integriert. Der Temperaturkoeffizient der Ausgangsspannungen für das Leistungspegelsignal 229, das Referenzsignal 213 und das V-Gewinnsignal 235 werden durch die Vorspann ströme Ia1 und Ia2 etwa auf Null gebracht, deren Temperatur koeffizient etwa Null ist, jedoch entgegengesetzt dem Tempe raturkoeffizienten der mit den Schottky-Dioden 431 und 432 gekoppelten Widerstände. Da die Ausgangsspannungen einen Temperaturkoeffizienten von etwa Null aufweisen und die Schottky-Dioden 431 und 432 in ihren Charakteristiken über einstimmen, werden das Leistungspegelsignal 229 und das Referenzsignal 213 über einen weiten Temperatur- und Spannungs bereich sowohl temperatur- als auch spannungspegelkompensiert.

Für das MOSAIC 1n5-Verfahren beträgt der Temperaturkoeffizient der implantierten Widerstände in dem TC-gesteuerten HF-Signal- Detektionsschaltkreis 211 in Fig. 4 etwa +3000 ppm/°C. Der Strom Im2 wird auf einen Temperaturkoeffizienten von -3000 ppm/°C gesetzt, um den Ausgangsspannungen des Leistungspegel signals 229, des Referenzsignals 213 und des V-Gewinn-Signals 235 zu ermöglichen, über die Temperatur konstant zu bleiben. Die Ströme Im1 und Im2 werden durch den Stromgenerator, der aus den Transistoren 416, 417, 418, 420 und 421 und den Wider ständen 471 und 472 besteht, erzeugt. Die Gleichung der Spannung V₄₇₁über den Widerstand 471 beträgt:

V₄₇₁ = Vt_*ln[(A421_*A416)/(A420_*A417)],

wobei A für die Fläche der Emittertransistoren steht.

Die Spannung V₄₇₁ ist der "Δϕ"-Teil der TC-Gleichung; der TC (Temperaturkoeffizient) eines "Δϕ" beträgt 3333 ppm/°C (aufgrund von Vt = kT/q). Die Spannung V₄₇₁ über den Wider stand 471 bestimmt die Größe des Stromes durch den Wider stand 471 und bestimmt den Strom in den Transistoren 421 und 417. Der Temperaturkoeffizient (TC) dieses Stromes kann fol gendermaßen angeschrieben werden:

TC(I_Δ _Φ _/R) = TC_Δ _Φ-TC_R.

Daher ist der Temperaturkoeffizient von Δϕ/R leicht positiv, da TC_R -3000 ppm und TCΔϕ +3333 ppm/°C ist.

Der Φ/R-Stromgenerator wird aus dem Transistor 418 und dem Widerstand 472 gebildet. Die Basis des Transistors 418 ist auf 2Vb_e, so daß der Spannungsabfall über den Widerstand 472 1V_be ist. Der Temperaturkoeffizient des Stromes durch den Transistor 418 ist dann die Kombination des Temperaturkoeffi zienten von 1V_be und des Temperaturkoeffizienten des Wider standes 472. Erneut beträgt der Temperaturkoeffizient eines 2k-implantierten Widerstandes +3000 ppm/°C. Der ϕ/R-Strom generator TC ist dann

TC(I_Φ _/R) = TC(Φ) - TC(R) = [(Ego - Vbe)/(T_*Vbe) - 3000] = -6000 ppm,

wobei

(Ego - Vbe)/(T_*Vbe) = -3000 ppm.

Der gesamte Temperaturkoeffizient des Stromes in dem Refe renzdiodentransistor 401 und somit in dem Stromquellentran sistor 403 beträgt somit:

TC(I_Φ _/R)_*I_Φ _/R+TC(I_Δ _Φ _/R)_*I_Δ _Φ/R = I_TOTAL _*TC(I_TOTAL),

wobei I_TOTAL die Summe aus zwei Stromgeneratoren ist. Wenn der Gesamtstrom in die Referenzdiode 50 µA beträgt und ein Temperaturkoeffizient von -3000 ppm/°C benötigt wird, um den Temperaturkoeffizienten von +3000 ppm/°C der implantierten Widerstände in dem Diodendetektor 311 auszulöschen, so gilt:

(-6000 ppm *I_Φ _/R) + (333 ppm_*I_Δ _Φ _/R) = 50 µA_*(-3000 ppm),

was etwa zu
I_Φ _/R = 26 µA, und
I_Δ _Φ _/R = 24 µA.

führt.

Der Wert des Widerstandes 471 in dem Δϕ/R-Stromgenerator und der Wert des Widerstandes 472 in dem ϕ/R-Stromgenerator werden dann so gewählt, um die Stromwerte zu ermöglichen, die oben ge funden wurden.

Der verbesserte TC-gesteuerte HF-Signaldetektionsschaltkreis der vorliegenden Erfindung ist innerhalb von 5 mV über einen Temperaturbereich von -55°C bis +125°C und über eine Leistungs versorgungsspannung zwischen 2,7 V bis 4,75 V stabil und kann in vorteilhafter Weise in jeder Funkausrüstung eingesetzt wer den, wo es notwendig ist, die Größe eines HF-Signals genau ab zutasten.

Claims

1. Detektionsschaltkreis, der mit einem Hochfrequenz(HF) (Funk frequenz)-Signal von einer Signalquelle gekoppelt ist, wobei der Detektionsschaltkreis aufweist:
eine erste Stromquelle (303) zum Erzeugen eines ersten Stromes, der einen positiven Temperaturkoeffizienten in bezug auf Tempe raturänderungen aufweist;
eine zweite Stromquelle (305) zum Erzeugen eines zweiten Stroms, der einen negativen Temperaturkoeffizienten in bezug auf Tempe raturänderungen aufweist;
eine erste Stromspiegeleinrichtung (301) zum Kombinieren der ersten und zweiten Ströme und zum Erzeugen eines ersten Spie gelstromes;
eine zweite Stromspiegeleinrichtung (309), die mit dem ersten Spiegelstrom gekoppelt ist, um einen zweiten Spiegelstrom zu erzeugen; und
einen Gleichrichterschaltkreis (311), der durch den zweiten Spiegelstrom vorgespannt ist und das HF-Signal gleichrichtet, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches eine Größe auf weist, die proportional der Größe des HF-Signals ist.

2. Hochfrequenz (HF)-Signalübertrager mit:
einer Antenne (105) zum Ausstrahlen von Hochfrequenz(HF)-Sig nalen;
einem Verstärker (205), der auf ein Steuersignal reagiert zum Verstärken eines HF-Signals von einer Signalquelle, um ein verstärktes HF-Signal zu erzeugen;
einem Koppler (201), der mit dem Verstärker gekoppelt ist, um das verstärkte HF-Signal an eine Antenne (105) einzukoppeln und zum Erzeugen eines Rückführungs-HF-Signals, das eine Größe aufweist, die proportional der Größe des verstärkten HF-Signals ist;
einem Detektionsschaltkreis (211), der mit dem Rückführungs- HF-Signal gekoppelt ist, gekennzeichnet durch:

eine erste Stromquelle (303) zum Erzeugen eines ersten Stromes, der einen positiven Temperaturkoeffizienten bezüglich Tempera turänderungen aufweist;
eine zweite Stromquelle (305) zum Erzeugen eines zweiten Stromes, der einen negativen Temperaturkoeffizienten in bezug auf Temperaturänderungen aufweist;
eine erste Stromspiegeleinrichtung (309) zum Kombinieren der ersten und zweiten Ströme und zum Erzeugen eines ersten Spiegelstroms;
eine zweite Stromspiegeleinrichtung (309), die mit dem ersten Spiegelstrom (301) gekoppelt ist zum Erzeugen eines zweiten Spiegelstromes; und
einen Gleichrichtungsschaltkreis (311), der durch den zweiten Spiegelstrom vorgespannt ist und der das Rückführungs-HF-Signal gleichrichtet, um ein Ausgangsleistungspegelsignal zu erzeugen, welches eine Größe aufweist, die proportional der Größe des verstärkten HF-Signals ist; und
einen Verarbeitungsschaltkreis (111), der mit dem Detektions schaltkreis gekoppelt ist, um die Größe des Steuersignals in Antwort auf die Größe des Ausgangsleistungspegelsignals ein zustellen.

3. Detektionsschaltkreis (211), der kapazitiv an ein Hoch frequenz(HF)-Signal von einer Signalquelle angekoppelt ist, aufweisend:
eine Stromquelle zum Erzeugen eines ersten Stromes;
eine Stromspiegeleinrichtung, die mit dem ersten Strom gekop pelt ist, um einen ersten Spiegelstrom zu erzeugen; und
einen Gleichrichterschaltkreis, der durch den ersten Spiegel strom vorgespannt ist und das HF-Signal gleichrichtet, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das eine Größe aufweist, die pro portional der Größe des HF-Signals ist.

4. Detektionsschaltkreis nach Anspruch 3, bei dem der Gleich richterschaltkreis eine Schottky-Diode enthält, die mit einem parallel zu zumindest einem Widerstand liegenden Kondensator gekoppelt ist.

5. Detektionsschaltkreis nach Anspruch 3, bei dem die Strom spiegeleinrichtung einen ersten Transistor zum Spiegeln des ersten Stromes enthält, um den ersten Spiegelstrom zu erzeu gen und einen zweiten Transistor zum Spiegeln des ersten Stromes enthält zum Erzeugen eines zweiten Spiegelstromes.

6. Detektionsschaltkreis nach Anspruch 5, bei dem der Gleich richterschaltkreis ein erstes Bein mit einer ersten Schottky- Diode aufweist, welche mit einem parallel mit zumindest einem Widerstand verschalteten Kondensator gekoppelt ist und ein zweites Bein mit einer zweiten Schottky-Diode aufweist, welche an zumindest einen Widerstand gekoppelt ist, wobei die erste Schottky-Diode mit dem HF-Signal und den ersten Spiegelstrom gekoppelt ist und die zweite Schottky-Diode mit dem zweiten Spiegelstrom gekoppelt ist.

7. Detektionsschaltkreis nach Anspruch 3, wobei dieser Detek tionsschaltkreis auf einem Halbleitersubstrat integriert ist.

8. Funk-Sende/Empfangseinrichtung (103) mit:
einer Antenne (105) zum Empfangen und zum Ausstrahlen von Hoch frequenz (HF)-Signalen;
einem Empfänger (109), der mit der Antenne gekoppelt ist, um ein HF-Signal zu empfangen;
einem Verstärker (205), der auf ein Steuersignal reagiert, zum Verstärken eines HF-Signals von einer Signalquelle, um ein verstärktes HF-Signal zu erzeugen;
einem Koppler (201), der mit dem Verstärker gekoppelt ist, um das verstärkte HF-Signal an die Antenne zu koppeln und um ein Rückführungs-HF-Signal zu erzeugen, welches eine Größe auf weist, die proportional der Größe des verstärkten HF-Signals ist;
einem Detektionsschaltkreis (211), der kapazitiv an das Rück führungs-HF-Signal gekoppelt ist, gekennzeichnet durch:
eine Stromquelle zum Erzeugen eines ersten Stromes;
eine Stromspiegeleinrichtung, die mit dem ersten Strom ge koppelt ist, um einen ersten Spiegelstrom zu erzeugen; und
einen Gleichrichterschaltkreis, der durch den ersten Spiegel strom vorgespannt ist und das Rückführungs-HF-Signal gleich richtet, um ein Ausgangsleistungspegelsignal zu erzeugen, wel ches eine Größe aufweist, die proportional der Größe des ver stärkten HF-Signals ist; und
einen Verarbeitungsschaltkreis (111), der mit dem Detektions schaltkreis gekoppelt ist, um die Größe des Steuersignals in Antwort auf die Größe des Ausgangsleistungspegelsignals ein zustellen.

9. Funksende/Empfangseinrichtung nach Anspruch 8, bei der die Stromspiegeleinrichtung einen ersten Transistor zum Spiegeln des ersten Stromes enthält, um den ersten Spiegelstrom zu er zeugen und einen zweiten Transistor zum Spiegeln des ersten Stromes enthält, um einen zweiten Spiegelstrom zu erzeugen.

10. Funksende/Empfangseinrichtung nach Anspruch 9, bei der der Gleichrichterschaltkreis ein erstes Bein mit einer ersten Schottky-Diode aufweist, welche mit einem parallel zu zumindest einem Widerstand verschalteten Kondensator gekoppelt ist und ein zweites Bein mit einer zweiten Schottky-Diode aufweist, welche mit zumindest einem Widerstand gekoppelt ist, wobei die erste Schottky-Diode mit dem Rückführungs-HF-Signal und dem er sten Spiegelstrom gekoppelt ist und die zweite Schottky-Diode mit dem zweiten Spiegelstrom gekoppelt ist.