DE4212666A1 - Verstaerker zur regelung der linearverstaerkung eines breiten bandes unter verwendung einer externen vorspannung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Verstärker und mehr im einzelnen einen Verstärker zur Regelung der Linearverstärkung eines breiten Bandes unter Verwendung einer externen Vorspannung, welche den Verstärkungsgewinn bei hohen Frequenzen eines breitbandigen Eingangssignals regelt und eine gute Linearverstärkungscharakteristik für ein Signal hoher Frequenz und mit großer Eingangsspannung aufweist durch Einstellen einer externen Vorspannung.

In Bildverarbeitungssystemen wie zum Beispiel Videobandgeräten und Fernsehern werden normalerweise Differenzverstärker angewendet, wie in den Fig. 3A und 3B gezeigt, um hochfrequente Bildsignale zu verstärken. In diesen Verstärkern sind zwei identische Transistoren Q1 und Q2 zwischen positiven und negativen Speisespannungen V_cc und -V_EE symmetrisch zusammengesetzt, und der gemeinsamen Emitterstrom I_EE ist eine Konstantstromquelle. Kollektorwiderstände R_c der Transistoren Q1 und Q2 sind einander gleich, und Emitterwiderstände R_e sind ebenfalls einander gleich. Dann wird ein an die Basis des Transistors Q1 angelegtes Eingangssignal V_in verstärkt und über die Kollektorwiderstände R_c als Ausgangsspannung V_o geliefert.

Andererseits wird die Verstärkung des in Fig. 3A gezeigten Verstärkers folgendermaßen bestimmt. Wendet man Kirchhoffs Spannungsgesetzt an auf eine Schleife, welche die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren Q1 und Q2 enthält, wird die folgende Gleichung befriedigt.

V_in=V_BE1-V_BE2 (1)

worin V_BE1 und V_BE2 die Basis-Emitter-Spannungsabfälle der jeweiligen Transistoren Q1 und Q2 sind.

Unter Verwendung der Beziehung

kann Gleichung (1) folgendermaßen umgeschrieben werden

V_in=V_T ln (I_c1/I_s1)-V_T ln (I_c2/I_s2) (2)

Darin ist V_T (=kT/q) die thermische Spannung und hat einen Wert von etwa 26 mV bei 300°K, I_s ist der Sperrsättigungsstrom und hat einen Wert von etwa 2×10 nA/cm² bei 300°K, und I_c1 und I_c2 sind die Kollektorströme der Transistoren Q1 und Q2.

Unter der Annahme, daß die Transistoren Q1 und Q2 einander gleich sind, daß heißt, I_s1=I_s2, können die Gleichungen (1) oder (2) folgendermaßen umgeschrieben werden

Ferner wird die folgende Beziehung erfüllt

I_c1+I_c2=αF · I_EE (4)

worin αF das Stromverstärkungsverhältnis in der Basisschaltung ist und einen Wert von fast 1 hat.

Die Kollektorströme I_c1 und I_c2 ergeben sich also aus den Gleichungen (3) und (4) zu

Andererseits sind die Ausgangsspannung V_c1 von dem Transistor Q1 und die Ausgangsspannung V_c2 von dem Transistor Q2 gegeben durch

V_c1=V_cc-I_c1 · R_c (7)
V_c2=V_cc-I_c2 · R_c (8)

Dann wird die endgültige Differenzausgangsspannung V_o

Wenn die Eingangsspannung V_in größer ist als V_T, wird, wie in Gleichung (10) ausgedrückt, eine große Verzerrung erzeugt aufgrund der Hyperbeltangens-Charakteristik, und dadurch wird die in Fig. 1A gezeigte Schaltung nicht mehr als Verstärker verwendet.

Um die Verzerrung zu kompensieren, werden Widerstände R_e an beide Emitter der Transistoren Q1 und Q2 angehängt. Dann ist die Linearität verbessert, aber es besteht das andere Problem, daß die Spannungsverstärkung vermindert ist.

Die Erfindung löst die Probleme und schafft einen Verstärker zur Regelung der Linearverstärkung eines breiten Bandes, welcher ein hochfrequentes und breitbandiges Signal hoher Eingangsspannung ohne Verzerrung verstärkt unter Verwendung einer externen Vorspannung.

Ferner schafft die Erfindung einen Verstärker zur Regelung der Linearverstärkung eines breiten Bandes, welcher in der Lage ist, den Verstärkungsgewinn des hochfrequenten Eingangssignals durch externe Vorspannungseinstellung zu regeln.

Ferner schafft die Erfindung einen Verstärker zur Regelung der Linearverstärkung eines breiten Bandes, welcher in der Lage ist, eine stabile Verstärkungscharakteristik sogar im Hochfrequenzbereich durch externe Vorspannungseinstellung beizubehalten.

Erfindungsgemäß wird ein Verstärker zur Regelung der Linearverstärkung eines breiten Bandes mit einem Verstärker zur Hochfrequenzanwendung geschaffen, welcher gekennzeichnet ist durch einen ersten Spannungsgenerator zum Erzeugen einer ersten Feinspannung mit der Areatangensfunktion einer externen Vorspannung, einen ersten Spannungs-Strom-Wandler zum Erzeugen eines ersten Stromes, der die hyperbolische Tangensfunktion der ersten Feinspannung ist, wodurch er zu der externen Vorspannung linear proportional ist, einen zweiten Spannungsgenerator zum Erzeugen einer zweiten Feinspannung mit der Areatangensfunktion eines Eingangssignals, einen zweiten Spannungs-Strom-Wandler zum Regeln des ersten Stromes durch Erzeugen eines zweiten Stromes, der die hyperbolische Tangensfunktion der zweiten Feinspannung ist, wodurch er dem Eingangssignal linear proportional ist, und einen Strom-Spannungs-Wandler zum Umwandeln des ersten Stromes in eine lineare Ausgangsspannung.

Im folgenden wird die Erfindung anhand eines in der Zeichnung gezeigten Ausführungsbeispiels näher beschrieben. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines Verstärkers gemäß der Erfindung;

Fig. 2 ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform des Verstärkers in Fig. 1 gemäß der Erfindung; und

Fig. 3A und 3B herkömmliche Verstärkerschaltungen.

Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines Verstärkers gemäß der Erfindung, welcher einen ersten Spannungsgenerator 10 umfaßt zum Erzeugen einer ersten Feinspannung δV₁ mit der Areatan­ gens-(hyperbolicus)-Funktion (tanh^-1) einer ersten Feinspannung δV₁ zur Verstärkungskompensation, einen ersten Spannungs-Strom-Wandler (V/I) 20, der mit dem ersten Spannungsgenerator 10 verbunden ist, zum Erzeugen eines ersten Stromes I1 mit der Hyperbeltangensfunktion (tanh) der ersten Feinspannung, wodurch er zu der externen Vorspannung V_B linear proportional ist, einen zweiten Spannungsgenerator 30 zum Erzeugen einer zweiten Feinspannung δV₂ mit der Areatangensfunktion einer Eingangsspannung V_in, einen zweiten Spannungs-Strom-Wandler 40, der mit dem zweiten Spannungsgenerator 30 verbunden ist, zum Erzeugen eines zweiten Stromes I2 mit der Hyperbeltangensfunktion der zweiten Feinspannung δV₂, wodurch er zu der Eingangsspannung V_in linear proportional ist, und einen Strom-Spannungs-Wandler (I/V) 50, der mit dem ersten Spannungs-Strom-Wandler 20 verbunden ist, um den ersten Strom I1 in eine lineare Ausgangsspannung V_o umzuwandeln.

Der erste Spannungsgenerator 10 empfängt die externe Vorspannung V_B zum Regeln des Verstärkungsgewinns und erzeugt die erste Feinspannung δV₁ mit der Areatangensfunktion von V_B. Da die externe Vorspannung V_B eine Gleichspannung mit einem vorbestimmten variablen Bereich ist, übersteigt die erste Feinspannung δV₁ nicht die Größe von 1 V.

Der erste Spannungs-Strom-Wandler 20 wandelt mit der Hyperbeltangensfunktion von δV₁ die erste Feinspannung δV₁ in den ersten Strom I₁ um. Also ist der erste Strom I₁ zu der externen Vorspannung V_B linear proportional.

Andererseits erhält der zweite Spannungsgenerator 30 das HF-Eingangssignal V_in und erzeugt mit der Areatangensfunktion von V_in die zweite Feinspannung δV₂. Die zweite Feinspannung δV₂ ist zu der Eingangsspannung V_in proportional, aber übersteigt nicht 1 V, ähnlich wie bei der ersten Feinspannung δV1.

Der zweite Spannungs-Strom-Wandler 40 wandelt mit der Hyperbeltangensfunktion von δV₂ die zweite Feinspannung δV₂ die zweite Feinspannung δV₂ in den zweiten Strom I₂ um. Der zweite Strom ist also zu der Eingangsspannung V_in linear proportional. Wenn der zweite Strom I₂ variiert wird, dann wird auch die externe Vorspannung V_B variiert, und dadurch wird auch der erste Strom I₁ variiert. Der erste und der zweite Strom I₁ und I₂ sind also linear voneinander abhängig.

Wie oben beschrieben, wird der erste Strom I₁ durch die externe Vorspannung V_B und linear proportional zu dem zweiten Strom I₂ eingestellt und durch den Strom-Spannungs-Wandler 50 in die Ausgangsspannung V_o umgewandelt. Die Ausgangsspannung V_o ist ebenfalls linear proportional zu dem ersten Strom I₁. Dementsprechend wird durch Einstellen der externen Vorspannung V_B eine gewünschte Verstärkung erzielt, und die Linearität des Verstärkers wird stabil beibehalten ohne Rücksicht auf die Größe des HF-Eingangssignals V_in.

Fig. 2 ist das Schaltbild, das die Ausführungsform von Fig. 1 gemäß der Erfindung im einzelnen zeigt, welche einen ersten und einen zweiten Spannungsgenerator 10 und 30, einen ersten und einen zweiten Spannungs-Strom-Wandler 20 und 40 und einen Strom-Spannungs-Wandler 50 umfaßt, identisch mit der Konfiguration in Fig. 1.

Der erste Spannungsgenerator 10 umfaßt Transistoren 11 und 12, deren Emitter symmetrisch mit jeder Konstantstromquelle I_o1′ verbunden sind, und deren Basen angeschlossen sind an eine externe Vorspannung V_B, die einer ersten Bezugsspannung V_ref1 hinzugefügt ist, bzw. an eine zweite Bezugsspannung V_ref2, ferner einen an die Emitter der Transistoren 11 und 12 angeschlossenen Widerstand 13 und Dioden 10 und 15, deren Kathoden mit den Kollektoren der jeweiligen Transistoren 11 und 12 verbunden sind, und deren Anoden gemeinsam an eine Speisespannung V_cc angeschlossen sind.

Der erste Spannungs-Strom-Wandler 20 umfaßt Transistoren 21 und 22, die an die Speisespannung V_cc und an jede Konstantstromquelle I_o2 angeschlossen sind, um die von den Kollektoren der Transistoren 11 und 12 an jede Basis angelegten Eingangssignale zu puffern, und emittergekoppelte Transistoren 23 und 24 zum Empfangen der Ausgangsspannungen von den Emitterknotenpunkten der Transistoren 21 und 22 als Differenzeingangssignale.

Der zweite Spannungsgenerator 30 umfaßt Transistoren 31 und 32, deren Emitter symmetrisch an jede Konstantstromquelle I_o1 angeschlossen sind, und deren Basen angeschlossen sind an eine Eingangsspannung V_in, die einer dritten Bezugsspannung V_ref3 hinzugefügt ist, bzw. an eine vierte Bezugsspannung V_ref4, einen Widerstand 33, der die Emitter der Transistoren 31 und 32 verbindet, und Dioden 34 und 35, deren Kathoden mit den Kollektoren der jeweiligen Transistoren 31 und 32 verbunden sind, und deren Basen miteinander verbunden sind, sowie einen Transistor 36, dessen Basis an eine fünfte Bezugsspannung V_ref5 angeschlossen ist zum Liefern einer gewünschten Spannung an den gemeinsamen Anodenknotenpunkt der Dioden 34 und 35 durch eine gegenüber der Speisespannung V_cc abgefallene Spannung.

Der zweite Spannungs-Strom-Wandler 40 umfaßt Transistoren 41 und 42, die an die Speisespannung V_cc und jede Konstantstromquelle I_o2 angeschlossen sind zur Pufferung der Eingangssignale, die von den Kollektoren der Transistoren 31 und 32 an jede Basis angelegt sind, sowie Transistoren 43 und 44, deren Basen mit den Emittern der jeweiligen Transistoren 41 und 42 verbunden sind, und deren Emitter gemeinsam an eine Konstantstromquelle I_EE angeschlossen sind. Die Basis des Transistors 43 ist mit dem gemeinsamen Emitterknotenpunkt der Transistoren 23 und 24 verbunden, während die Basis des Transistors 44 an die Speisespannung V_cc angeschlossen ist.

Der Strom-Spannungs-Wandler 50 umfaßt nur einen Widerstand, der mit der Speisespannung V_cc und dem Kollektor des Transistors 24 verbunden ist. Sämtliche Transistoren in Fig. 2 sind npn-Typen. Ferner sind alle Dioden in Fig. 2 unter Verwendung von npn-Transistoren gebildet, daß heißt, die Basis des npn-Transistoren wird als Anode verwendet und der Kollektor und Emitter sind zur Verwendung als Kathode verbunden.

Die Betriebsweise der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform gemäß der Erfindung wird nun im einzelnen beschrieben.

Die Eingang-Ausgang-Spannungsverstärkung V_o/V_in wird durch die folgende Sequenz bestimmt.

Werden zuerst die Basisströme der Transistoren 31 und 32 vernachlässigt, werden ihre jeweiligen Kollektorströme

i_c1=I_o1+i_x1 (11)
i_c2=I_o1-i_x1 (12)

worin i_c1, i_c2, I_o1 und i_x1 der Kollektorstrom des Transistors 31, der Kollektorstrom des Transistors 32, die Konstantstromquelle bzw. der Strom sind, der durch den die Emitter der Transistoren 31 und 32 verbindenden Widerstand 33 fließt.

Wendet man das zweite Kirchhoff'sche Gesetzt (Spannungsgesetz) auf eine Schleife an, welche die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 31 und 32 enthält, wird die Eingangsspannung V_in ausgedrückt als

V_in=V_BE1-V_E2+i_x1 · R_x (13)

worin V_BE1 und V_BE2 die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 31 bzw. 32 sind und R_x der Wert des Widerstandes 33 ist, der mit den Emittern der Transistoren 31 und 32 verbunden ist.

Die Gleichung (14) kann wie folgt umgeschrieben werden

worin V_T die thermische Spannung ist und I_s1 und I_s2 die Sperrsättigungsströme der Transistoren 31 bzw. 32 sind, wie in Gleichung (2) erläutert.

Wenn die Transistoren 31 und 32 einander gleich sind, das heißt, die Basisdotierungsdichte und die geometrische Größe die gleichen sind, dann ist I_s1 gleich I_s2, und folglich kann die Gleichung (14) reduziert werden auf

Teilt man beide Seiten der Gleichung (15) durch R_x und substituiert die Gleichungen (11) und (12), so erhält man

Wenn der erste Term auf der rechten Seite von Gleichung (16) Null wird, hängt V_in linear von i_x1 ab.

Differenziert man den ersten Term von Gleichung (16) nach i_x1, um dies im wesentlichen zu identifizieren, wird die folgende Gleichung erfüllt

worin r_e der dynamische Widerstand des kleinen Signals an dem Emitterknotenpunkt des Transistors ist.

Wenn R_x<<r_e1+r_e2, dann erfüllt Gleichung (16) die lineare Beziehung, das heißt, V_in hängt linear von i_x1 ab. Also können die Gleichungen (11) und (12) vereinfacht werden zu

Da i_c1 und i_c2 voneinander verschieden sind, wie in den Gleichungen (18) und (19) gezeigt, sind auch die Spannungsabfälle an den Dioden 34 und 35 voneinander verschieden. Diese Differenz zwischen den Diodenspannungsabfällen wird an die Basen der Transistoren 43 und 44 angelegt. Bei Anwendung des zweiten Kirchhoff'schen Gesetzes wird die folgende Gleichung erfüllt

δV₂=V_BE3-V_BE4 (20)

worin V_BE1 und V_BE2 die Spannungsabfälle an den jeweiligen Dioden 34 und 35 sind und V₂ die zweite Feinspannung ist. Daher kann Gleichung (20) umgeschrieben werden als

worin I_s3 und I_s4 die Sperrsättigungsströme der Dioden 34 bzw. 35 sind, wie in Gleichung (2) beschrieben.

Nimmt man an, daß die Dioden 34 und 35 einander gleich sind, das heißt, I_s3=I_s4, dann wird Gleichung (21) reduziert auf

Unter Verwendung der Beziehung

kann Gleichung (22) geschrieben werden als

Die Spannungsabfalldifferenz zwischen den Diodenö 34 und 35 ist also die Areafunktion (die umgekehrte hyperbolische Funktion) der Eingangsspannung. Die Spannungsabfalldifferenz, das heißt die zweite Feinspannung δV₂ wird durch die Transistoren 41 und 42 gepuffert und als nächstes an die Transistoren 43 und 44 angelegt, wodurch deren Kollektorströme i_c4 und i_c3 bestimmt werden.

Die zweite Feinspannung δV₂ kann also umgeschrieben werden als

worin V_BE5 und V_BE6 die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 44 und 43 sind.

Wird angenommen, daß die Transistoren 43 und 44 identisch sind, wird Gleichung (25) zu

folglich

und es wird auch die folgende Beziehung erfüllt

i_c3+i_c4=αF I_EE (28)

worin I_EE der konstante Strom und αF fast 1 ist.

Also reduziert sich Gleichung (28) auf

i_c3+i_c4=I_EE. (29)

Aus den Gleichungen (27) und (29) ergeben sich die Kollektorströme der Transistoren 44 und 43 zu

Dann ist die Kollektorstromdifferenz δI_c gegeben durch

Das heißt, die Kollektorstromdifferenz I_c ist die hyperbolische Tangensfunktion der zweiten Feinspannung δV₂.

Setzt man Gleichung (22) in Gleichung (31) ein, ergibt sich

Ähnlich wird der Kollektorstrom i_c5 des Transistors 24 die Funktion der externen Vorspannung V_B durch

worin I_o1′ die Emitter-Konstantstromquelle ist und R_x′ der Wert des Widerstandes 13 ist, der die Emitter der Transistoren 11 und 12 verbindet.

Werden die Gleichungen (33) und (34) kombiniert, wird der Kollektorstrom i_c5 des Transistors 24 als Funktion von V_B und V_in gegeben durch

Also ist der Gesamtgewinn A_v des Verstärkers in Fig. 3 gegeben durch

worin V_o die Ausgangsspannung von dem Verstärker ist und R_L der Wert des Ausgangswiderstandes 50 ist.

Der Kollektorstrom i_c4 des Transistors 43, ausgedrückt in Gleichung (33), entspricht dem zweiten Strom I₂ in Fig. 2, und der Kollektorstrom i_c5 des Transistors 24 entspricht dem ersten Strom I₁ in Fig. 2. Also wird die Spannungsverstärkung des nach Fig. 3 zusammengesetzten Verstärkers bestimmt durch den Strom und den Widerstand an der Ausgangsklemme, wie in Gleichung (36) ausgedrückt.

Wie hier beschrieben, kann der Verstärker zum Regeln der Linearverstärkung eines breiten Bandes gemäß der Erfindung die gewünschte Verstärkung für das hochfrequente Signal mit großer Eingangsspannung ohne Verzerrung erzielen.

Claims (9)

1. Verstärker zur Regelung der Linearverstärkung eines breiten Bandes unter Verwendung einer externen Vorspannung, mit einem Verstärker zur Hochfrequenzanwendung, gekennzeichnet durch
eine erste Spannungsgeneratoreinrichtung (10) zum Erzeugen einer ersten Feinspannung (δV₁) mit einer Areatangensfunktion einer externen Vorspannung (V_B),
eine erste Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (20) zum Erzeugen eines ersten Stromes (I₁) mit einer hyperbolischen Tangensfunktion der ersten Feinspannung (δV₁) in der Weise, daß er der externen Vorspannung (V_B) linear proportional ist,
eine zweite Spannungsgeneratoreinrichtung (30) zum Erzeugen einer zweiten Feinspannung (δV₂) mit einer Areatangensfunktion eines Eingangssignals (V_in),
eine zweite Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (40) zum Regeln des ersten Stromes (I₁) durch Erzeugen eines zweiten Stromes (I₂) mit einer hyperbolischen Tangensfunktion der zweiten Feinspannung (δV₂) derart, daß er dem Eingangssignal (V_in) linear proportional ist,
und eine Strom-Spannungs-Wandler-Einrichtung (50) zum Umwandeln des ersten Stromes (I₁) in eine lineare Ausgangsspannung (V_o).

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Spannungsgeneratoreinrichtung (10) zwei Transistoren (11, 12) umfaßt, deren Emitter symmetrisch mit jeder Konstantstromquelle (I_o1′) verbunden sind, und deren Basen angeschlossen sind an eine externe Vorspannung (V_B), die einer ersten Bezugsspannung (V_ref1) hinzugefügt wird, bzw. eine zweite Bezugsspannung (V_ref2), ferner einen Widerstand (13), der die Emitter der Transistoren (11, 12) verbindet, und zwei Dioden (14, 15), deren Kathoden mit den Kollektoren der jeweiligen Transistoren (11, 12) verbunden sind, und deren Anoden gemeinsam an die Speisespannung (V_cc) angeschlossen sind.

3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (20) emittergekoppelt zwei Transistoren (23, 24) umfaßt, die an die Speisespannung (V_cc) und jede Konstantstromquelle (I_o2) angeschlossen sind, zum Empfangen von Eingangssignalen, die an jede Basis von den Kollektoren der Transistoren (11, 12) in dem ersten Spannungsgenerator (10) als eine Differenzeingangsspannung (δV₁) angelegt werden.

4. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (20) zwei an die Speisespannung (V_cc) und jede Stromquelle (I_o2) angeschlossene Transistoren (21, 22) umfaßt, die dazu dienen, Ausgangsspannungen von den Kollektorknotenpunkten der Transistoren (11, 12) in dem ersten Spannungsgenerator (10) zu puffern und sie an die Basen der emittergekoppelten Transistoren (23, 24) zu liefern.

5. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Spannungsgeneratoreinrichtung (30) zwei Transistoren (31, 32) umfaßt, deren Emitter symmetrisch mit jeder Konstantstromquelle (I_o1) verbunden sind, und deren Basen angeschlossen sind an eine Eingangsspannung (V_in), die einer dritten Bezugsspannung (V_ref3) hinzugefügt ist, bzw. eine vierte Bezugsspannung (V_ref4), ferner einen an die Emitter der Transistoren (31, 32) angeschlossenen Widerstand (33) und Dioden (34, 35), der Kathoden mit den Kollektoren der jeweiligen Transistoren (31, 32) verbunden sind, und deren Basen miteinander verbunden sind.

6. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Spannungsgeneratoreinrichtung (30) einen Transistor (36) umfaßt, dessen Basis mit einer fünften Bezugsspannung (V_ref5) verbunden ist, um eine gewünschte Spannung an einen gemeinsamen Anodenknotenpunkt der Dioden (34, 35) zu liefern mit einem konstanten Spannungsabfall gegenüber der Speisespannung (V_cc).

7. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (40) emittergekoppelte Transistoren (43, 44) umfaßt, die an die Speisespannung (V_cc) und jede Konstantstromquelle (I_o2) angeschlossen sind zum Empfangen von Eingangssignalen, die von den Kollektoren der Transistoren (31, 32) in dem zweiten Spannungsgenerator (30) an jede Basis angelegt werden, wobei ein Kollektor mit der Speisespannung (V_cc) verbunden ist und der andere Kollektor mit dem gemeinsamen Emitterknotenpunkt des ersten Spannungs-Strom-Wandlers (40) verbunden ist.

8. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (40) zwei Transistoren (41, 42) umfaßt, die an die Speisespannung (V_cc) und jede Konstantstromquelle (I_o2) angeschlossen sind, um die Ausgangsspannungen von den Kollektoren der Transistoren (31, 32) in dem zweiten Spannungsgenerator (30) zu puffern und sie an die Basen der emittergekoppelten Transistoren (43, 44) zu liefern.

9. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Strom-Spannungs-Wandlereinrichtung (50) nur einen Widerstand (50) umfaßt, der an die Speisespannung (V_cc) und den Kollektor des Transistors (24) in dem ersten Spannungs-Strom-Wandler (20) angeschlossen ist.