DE4132096C2 - Klopfdetektorvorrichtung für einen Verbrennungsmotor - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Klopfdetektorvorrichtung für einen Verbrennungsmotor mit den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1.

Eine derartige Vorrichtung ist bekannt aus DE 31 37 016 C2. Bei der bekannten Klopfdetektorvorrichtung wird das Sensorsignal eines Schwingungssensors einem Regelverstärker zugeführt, dessen Ausgangssignal von einem Bandpaß und einer Demodulatorschaltung weiterverarbeitet wird. Das Ausgangssignal der Demodulatorschaltung wird über einen Regler 5 zum Regelverstärker rückgeführt und dessen Verstärkung verändert. Ferner wird das Ausgangssignal einem Integrierer und einem Analog-/Digital-Wandler zugeführt. Aus dem digitalisierten Signal wird ein Referenzsignal erzeugt, das mit dem digitalisierten Signal in einem Vergleicher verglichen wird, der ein Klopfdetektorsignal ausgibt, wenn das digitalisierte Signal das Referenzsignal übersteigt. Die Verarbeitung der Sensorsignale erfolgt in einem Meßfenster in Abhängigkeit von der Drehstellung des Verbrennungsmotors.

Aus DE 31 05 996 C2 ist ebenfalls ein Klopfdetektor für Verbrennungskraftmaschinen bekannt, bei der das Sensorsignal eines Schwingungsfühlers nach Bandpaßfilterung einem Verstärker zugeführt wird und das verstärkte Signal in einem Vergleicher mit einem Bezugssignal verglichen wird, um ein Signal zu erzeugen, das in der Verbrennungskraftmaschine auftretendes Klopfen anzeigt. In Abhängigkeit von der Drehzahl wird das über einen Spannungsteiler geführte und verstärkte Sensorsignal herabgesetzt, indem ein Zweig des Spannungsteilers durch Parallelschaltung eines zusätzlichen Widerstands verändert wird.

Im folgenden wird anhand eines Beispiels das technische Gebiet erläutert, dem auch die Erfindung zuzurechnen ist.

Verbrennungskraftmaschinen wie solche für Kraftfahrzeuge besitzen eine Vielzahl von Zylindern. Ein Gasgemisch muß in den jeweiligen Zylindern zu geeigneten Zeitpunkten verbrannt werden. Üblicherweise werden Mikrocomputer einbezogen, um die Zündzeitpunkte der jeweiligen Zündvorrichtungen und die Reihenfolge der Kraftstoffeinspritzung über einen Injektor in die jeweiligen Zylinder zu steuern, so daß das Gasgemisch geeignet verbrannt wird.

Zündzeitpunkte, die auf zu fortgeschrittene Kurbelwinkel eingestellt sind, können anormale Vibrationen der Maschine, "Klopfen" genannt, hervorrufen mit dem Ergebnis, daß die Zylinder beschädigt werden. In diesem Fall müssen die Steuerparameter der Zylinder in eine Richtung gesteuert werden, daß das Klopfen beseitigt wird (zum Beispiel muß der Zündzeitpunkt verzögert werden).

Fig. 5A zeigt eine Klopfdetektorvorrichtung für Verbrennungskraftmaschinen und Fig. 5B ist ein Wellenformdiagramm, das den Betrieb der Vorrichtung gem. Fig. 5A illustriert.

Herkömmlicherweise werden die jeweiligen Zylinder gezündet bei Kurbelwinkeln, die weiter vorgeschoben sind als ungefähr 85° vor OT (oberer Totpunkt) und das Gasgemisch explodiert tatsächlich bei Kurbelwinkeln, die weiter verzögert sind als 10 bis 60° nach OT (A10-A60°). Dementsprechend tritt aufgrund anormaler Verbrennung des Gasgemisches bei diesem Explosionszeitpunkt Klopfen auf.

Ein Klopfsensor 1 besitzt die Form eines piezoelektrischen Elements zur Erfassung von Vibrationen und ist an einem der Zylinder oder den jeweiligen Zylindern befestigt. Wenn Klopfen auftritt, zeigt das Ausgangssignal A des Klopfsensors 1 eine große periodische Zunahme der Amplitude, wie in Fig. 5B dargestellt. Ein Filter 21 in einem Schnittstellenschaltkreis 2 läßt für das "Klopfen" spezifische Frequenzkomponenten durch, d. h. sechs bis acht kHz, und ein Gatter 22 öffnet sich, um ein Signal A′ abzugeben, während ein Maskierungssignal M auf L-Pegel ist. Ein BGL-Generator 23 erfaßt Hintergrundrauschen aus einem Teil eines Ausgangssignals A′, um so ein BGL-Signal (Background Noise Level) zu erzeugen, das als Referenzsignal dient, um festzustellen, ob Klopfen tatsächlich auftritt. Das Gatter 22 wird geöffnet über das Maskierungssignal M, das von einem Mikrocomputer 4 zugeführt wird, um das Ausgangssignal des Filters 21 sowohl zu einem Komparator 24 als auch einem BGL-Generator 23 weiterzuleiten. Wenn die Amplitude des Ausgangssignals A′ den Pegel des BGL-Signals überschreitet, stellt der Komparator 24 fest, daß Klopfen aufgetreten ist und gibt einen H-Pegel ab. Ein Integrierer 25 beginnt ein zugeführtes Eingangssignal zu integrieren, jedesmal wenn er durch ein RST-Signal zurückgesetzt wird. Ein A/D-Wandler 3 wandelt ein Analogsignal, das von dem Integrator 25 abgegeben wird, in ein Digitalsignal VR und sendet das Digitalsignal an den Mikrocomputer 4. Der Mikrocomputer 4 empfängt das Digitalsignal jedesmal, wenn die Zylinder gezündet werden, um so einen zu verzögernden Winkel R R auf der Basis des digitalen Signals zu erzeugen, so daß der Zündzeitpunkt gesteuert wird in eine Richtung, so daß das Klopfen beseitigt wird. Der Mikrocomputer 4 gibt an das Gatter 22 das Maskierungssignal M ab, das zwischen H- und L-Pegeln in vorbestimmten Zeitspannen wechselt, so daß der Schnittstellenschaltkreis 2 wirksam das Ausgangssignal A empfängt. Für jeden Zylinder geht das Maskierungssignal hoch bei einem Kurbelwinkel von ungefähr B75° und geht runter bei ungefähr B5°. Das Gatter 22 ist geschlossen beim H-Pegel des Maskierungssignals M. Das RST-Signal wird vom Mikrocomputer 4 an den Integrierer 25 bei einer vorbestimmten Zeitspanne abgegeben und steigt an zum selben Zeitpunkt wie das RST-Signal.

Eine Verzögerungswinkel-Steuerung 45 in dem Mikrocomputer 4 addiert einen inkremetalen Wert des zu verzögernden Winkels Δ R R zu dem vorherigen zu verzögernden Winkel R R*, um so einen neuen zu verzögernden Winkel R R zu erzeugen gemäß:

R R= R R* + Δ R R (1)

dabei ist Δ R R gegeben wie folgt:

Δ R R = VR mal L.

Wenn das Ausgangssignal A des Klopfsensors 1 vom Schnittstellenschaltkreis 2 verarbeitet wird, wird durch den Schnittstellenschaltkreis 2 eine Genauigkeit des Klopfsteuervorgangs bereitgestellt, die umso höher ist, je höher der Pegel des Ausgangssignals A ist. Für die höchste Genauigkeit ist ein Vollwellen-Verstärker (ein Klasse-A- Verstärker) zwischen dem Klopfsensor 1 und dem Schnittstellenschaltkreis 2 vorgesehen, um so das Sensorausgangssignal zu verstärken, bevor es dem Schnittstellenschaltkreis 2 zugeführt wird.

Fig. 6 zeigt einen Klasse-A-Verstärker in Emitterschaltung. Vorspannwiderstände R5 und R6 stellen eine Basisvorspannungsspannung für die Basis eines verstärkenden Transistors Tr0 bereit. Ein Widerstand R7 ist ein Emitter-Vorspann-Widerstand. Das Signal A wird dem Verstärker über einen Kopplungskondensator C0 zugeführt, der die Gleichstromkomponente des Signals A blockiert. Das Verstärkerausgangssignal wird dem Schnittstellenschaltkreis 2 zugeführt.

Die Kollektorspannung Vc des Transistors Tr0 wird auf ungefähr die Hälfte der Versorgungsspannung Vcc eingestellt, so daß die Amplitude des verstärkten Signals A sich um die Kollektorspannung Vc zwischen Vcc und ungefähr Massepegel verändert. Jedoch ist das vertärkte Signal A hinter dem maximalen Ausgangssignalhub gesättigt, was Verzerrungen der Signalwellenform bewirkt.

Es ist anzumerken, daß der Komparator 24 das BGL-Signal mit dem Pegel der Halbwelle des verstärkten Signals A vergleicht. Das heißt, nur die Hälfte der verstärkten Wellenform verwendet wird um festzustellen, ob Klopfen auftritt. Daher kann der dynamische Bereich des Verstärkers nicht ausreichend sein.

Der Pegel des Klopfsensorausgangssignals A hängt nicht allein von dem Grad des Klopfens ab, sondern auch von den Betriebszuständen einer Maschine. Fig. 8 zeigt das Verhältnis zwischen der Maschinengeschwindigkeit Ne und dem Sensorausgangssignal A. Der Pegel des Signals A steigt mit steigender Maschinengeschwindigkeit Ne, so daß eine genaue und zuverlässige Erfassung von Klopfen ernstlich beeinflußt wird, falls die Charakteristika des Schnittstellenschaltkreises 2 sich ändern und Fehler in dem A/D-Wandler 3 entstehen.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Klopfdetektorvorrichtung für einen Verbrennungsmotor zu schaffen, bei der ein großer dynamischer Bereich eines Verstärkers zur Verstärkung des Sensorsignals bereitgestellt wird, ohne dabei aber die Genauigkeit der Klopferfassung zu beeinträchtigen, wenn der Ausgangssignalpegel des Sensors sich aufgrund veränderter Betriebsbedingungen des Motors oder Schwankungen der Sensitivität des Sensors verändert.

Gelöst wird diese Aufgabe durch eine Klopfdetektorvorrichtung der eingangs genannten Art mit den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruchs 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Aus einem anderen Bereich, nämlich der Erfassung seismischer Signale gemäß DE-AS 12 22 694, ist eine Regelschaltung zur schwallfreien Regelung seismischer Verstärker bekannt, durch die eine automatische Nachregelung des Verstärkungsfaktors bei einem in der Amplitude starken schnellen Schwankungen unterworfenen Eingangssignal erfolgt. Ein FET ist dabei in eine Verstärkerschaltung integriert und wird über eine Rückkopplungsschleife angesteuert, so daß durch den FET ein variabler Widerstandszweig realisiert wird.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand von Figuren erläutert. Es zeigen:

Fig. 1A ein Blockdiagramm einer Klopfdetektorvorrichtung;

Fig. 1B ein Wellenformdiagramm, das den Betrieb der Klopfdetektorvorrichtung gem. Fig. 1 darstellt;

Fig. 2A einen Schnittstellenschaltkreis der Klopfdetektorvorrichtung gem. Fig. 1;

Fig. 2B ein Ausführungsbeispiel eines Justierschaltkreises;

Fig. 2C ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 3 ein Wellenformdiagramm, das den Betrieb eines Halbwellenverstärkers des Ausführungsbeispiels darstellt;

Fig. 4A Verstärkungscharakteristika eines Halbwellen- Verstärkers;

Fig. 4B die Charakteristika der inversen Transformation;

Fig. 5A ein Blockdiagramm der bereits erläuterten Klopfdetektorvorrichtung nach dem Stand der Technik;

Fig. 5B ein Wellenformdiagramm, das den Betrieb der Vorrichtung gem. Fig. 5A darstellt;

Fig. 6 einen Vollwellenverstärker, der in der Klopfdetektorvorrichtung gem. Fig. 5A einsetzbar ist;

Fig. 7 die Ausgangssignalwellenform des Verstärkers gem. Fig. 6; und

Fig. 8 das Verhältnis zwischen der Maschinengeschwindigkeit Ne und dem Sensorausgangssignal A.

Fig. 1A ist ein Blockdiagramm, das eine Klopfdetektorvorrichtung zeigt. Ein Sensor bzw. Klopfsensor 1 und ein A/D-Wandler 3 sind dieselben wie diejenigen, die in Fig. 5A gezeigt sind. Ein Schnittstellenschaltkreis 20 umfaßt einen Justierschaltkreis 28, einen Halbwellenverstärker 27 und einen Spitzenwerthalteschaltkreis 26. Der Justierschaltkreis 28 empfängt das Ausgangssignal A vom Klopfsensor 1 jedesmal, wenn die Zylinder gezündet werden und verstärkt den Signalpegel auf einen gewünschten Pegel. Das Ausgangssignal des Halbwellen-Verstärkers 27 wird dem Spitzenwerthalteschaltkreis 26 zugeführt, wo ein Spitzenpegel des Ausgangssignal des Halbwellenverstärkers 27 erfaßt wird. Der A/D-Wandler 3 wandelt das Ausgangssignal des Spitzenwerthalteschaltkreises 26 in ein digitales Signal Vp um, das wiederum dem Mikrocomputer 40 zugeführt wird. Der Mikrocomputer 40 besitzt eine arithmetische Verarbeitungseinheit (ALU) 42, einen Vergleicher 43, eine Verzögerungswinkelsteuerung 45 und eine Rücksetzsignalsteuerung 44. Die arithmetische Verarbeitungseinheit 42 mittelt den Spitzenpegel Vp aus, um ein Schwellwertsignal Vth zu erzeugen, das zur Erfassung von Klopfen verwendet wird. Es sei bemerkt, daß der Spitzenpegel Vp erzeugt wird, aus dem Klopfsensorausgangssignal, das das Klopfgeräusch enthält, das Hintergrundgeräuschen überlagert ist. Daher enthält auch der Spitzenpegel Vp Informationen über das Hintergrundrauschen. Auf diese Art stellt das Mitteln des Spitzenpegels Vp das Schwellwertsignal Vth bereit, das im wesentlichen das Hintergrundrauschen anzeigt. Der Vergleicher 43 gibt ein Klopfsignal Vk ab, wenn das Signal Vp den Schwellwert Vth überschreitet. Die Verzögerungswinkelsteuerung 45 erzeugt einen zu verzögernden Winkel R R auf der Grundlage des Klopfsignals Vk, so daß der Kurbelwinkel, bei dem der Zylinder gezündet wird, entsprechend zu R R verzögert wird. Die Rücksetzsignalsteuerung 44 gibt ein Rücksetzsignal RST synchron zu den Kurbelwinkeln der jeweiligen Zylinder ab. Das Rücksetzsignal RST korrespondiert, zum Beispiel, zum Maskierungssignal M, dargestellt in Fig. 5B, das bei einem ersten Kurbelwinkel von B75° des jeweiligen Zylinders ansteigt und das bei einem zweiten Kurbelwinkel von B5° (nach dem Zündzeitpunkt) abfällt. Das heißt, daß der Spitzenwerthalteschaltkreis 26 den Spitzenpegel der Vibration des Zylinders bei einem Kurbelwinkel von B75° erfaßt und den Spitzenpegel als Vp dem Mikrocomputer 40 über den A/D-Wandler 3 zuführt.

Fig. 2A zeigt ein spezielles Beispiel eines Schnittstellenschaltkreises 2. Ein Widerstand R0 ist ein Anpassungswiderstand, der parallel zum Klopfsensor angeschlossen ist. Die Widerstände R1 und R2 teilen das Ausgangssignal A des Klopfsensors 1 in einem gewünschten Verhältnis und die Spannung über R2 wird dem Halbwellen- Verstärker 27 zugeführt. Der Halbwellen-Verstärker 27 ist ein direkt gekoppelter negativ rückgeführter Verstärker vom 2-Stufen-Typ, wobei die Basisvorspannung eines Transistors Tr3 über einen Widerstand 4 vom Emitter eines Transistors Tr4 zugeführt wird und das verstärkte Signal über den Widerstand R4 rückgeführt wird. Es sei angemerkt, daß der Transistor Tr3 keinen emitter-vorspannenden Widerstand zwischen dem Emitter von Tr3 und Masse aufweist. Durch diese Anordnung wird der dynamische Bereich des Halbwellenverstärkers erhöht, da nur einem halben Zyklus des Eingangssignals gestattet wird, in einem vollen Bereich der linearen Region des Verstärkers zu schwingen.

Das Ausgangssignal des Halbwellen-Verstärkers 27 leitet der Transistor Tr1 im Spitzenwerthalteschaltkreis 26 ab, so daß der Haltekondensator C1 den Spitzenpegel des Ausgangssignals des Verstärkers 27 hält. Die Spannung über dem Haltekondensator C1 wird dem A/D-Wandler über einen Pufferwiderstand zugeführt. Der H-Pegel des Rücksetzsignals RST von der Rücksetzsignalsteuerung 44 schaltet den Transistor Tr2 durch, um die Ladung, die über dem Kondensator C1 gespeichert ist, zurückzusetzen.

Der Betrieb, der Klopfdetektorvorrichtung für Verbrennungskraftmaschinen gem. den Fig. 1A und 2A wird nun im folgenden beschrieben.

Die Spannungsteilerwiderstände R1 und R2 sind geeignet eingestellt, wobei deren Widerstandswerte verschiedene Fahrzeugmodelle und die Empfindlichkeit von Klopfsensoren berücksichtigen, so daß das Ausgangssignal des Halbwellen-Verstärkers 27 bei einem vernünftigen Pegel liegt. Wenn kein Signal in den Halbwellen-Verstärker 27 geführt wird, ist die emitter-vorspannende Spannung von Tr4 ungefähr gleich der Basisspannung von Tr3. Die emitter-vorspannende Spannung von Tr4 bleibt im wesentlichen die gleiche, ungeachtet des Wertes von R4. Der Klopfsensor 1 erfaßt die Vibration der Zylinder der Maschine, um ein Signal A auszugeben, das die Größe der Vibration anzeigt. Nur die Halbwelle des Signals A wird verstärkt und wird dann dem Spitzenwerthalteschaltkreis 26 zugeführt, wo der Spitzenpegel des verstärkten Signals gehalten wird. Der A/D-Wandler 3 wandelt das Ausgangssignal des Spitzenwerthalteschaltkreises 26 bei einem Kurbelwinkel von B75° in ein digitales Signal um und führt dieses als Vibrationspegel Vp dem Mikrocomputer 40 zu. In diesem Zeitpunkt hält der Spitzenwerthalteschaltkreis 26 den verstärkten Spitzenpegel. Der Komparator 43 vergleicht den Vibrationspegel Vp mit dem Schwellwert Vth, um ein Klopfsignal Vk an die Verzögerungswinkelsteuerung 45 abzugeben, wenn Vp größer ist als Vth. Die Rücksetzsteuerung 44 gibt einen H-Pegel des Rücksetzsignals RST ab, um so den Spitzenwerthalteschaltkreis 26 bei einem Kurbelwinkel kurz nach dem Bezugspunkt B75° zurückzusetzen.

Der Spitzenwerthalteschaltkreis 26 bleibt während des H-Pegels des Rücksetzsignals RST zurückgesetzt und nimmt seinen Betrieb wieder auf, wenn RST auf L-Pegel geht.

Das Ausgangssignal A des Klopfsensors 1 verändert sich von Zyklus zu Zyklus einer Maschine und daher verändert sich der Vibrationspegel Vp , der bei jedem Kurbelwinkel von B75° erzielt wird, ebenfalls von Zyklus zu Zyklus. Da der Spitzenwerthalteschaltkreis 26 zurückgesetzt bleibt, bei stärker vorgeschobenen Winkeln als ein vorbestimmter Kurbelwinkel, gibt es keine Möglichkeit, daß das Sensorausgangssignal nicht nur Geräusche auf Grund des Klopfens, sondern auch Ventilgeräusche und elektromagnetisches Rauschen enthält, wenn die Zylinder gezündet werden.

Das Ausgangssignal des Klopfsensors 1 umfaßt andere Geräusche als die, die sich aufgrund des Klopfens ergeben. Da der Vibrationspegel sich von Zyklus zu Zyklus einer Maschine ändert, sollte der Schwellwert dem Vibrationspegel Vp lose folgen, so daß Klopfen verläßlicher erfaßt wird. Falls andererseits der Schwellwert der Veränderung des Vibrationspegels Vp zu eng folgt, versagt der Schwellwert, um einen Hintergrundgeräuschpegel (BGL-Signal) vernünftig anzuzeigen; genaues Klopferfassen wird nicht bewirkt. Daher mittelt die arithmetische Verarbeitungseinheit 42 den Vibrationspegel Vp aus, verstärkt den gemittelten Vp und addiert dann einen Offset-Wert zu dem gemittelten Vp, um so einen elementaren Schwellwert Vth zu erzeugen, der wiederum dem Vergleicher 43 zugeführt wird.

Der Vergleicher vergleicht den Vibrationspegel Vp mit dem Schwellwertpegel von Vth, um das Klopfsignal Vk abzugeben, das das Auftreten von Klopfen anzeigt, falls der Vibrationspegel Vp den Schwellwertpegel Vth überschreitet. Falls das Klopfsignal Vth abgegeben wird, berechnet die Verzögerungswinkelsteuerung 45 einen Inkrementalwert Δ R R des zu verzögernden Winkels und dann R R gemäß Gleichung 1. Der Kurbelwinkel, bei dem der Zylinder gezündet wird, wird entsprechend dem zu verzögernden Winkel R R verzögert, daher wird Klopfen vermieden. Falls das Klopfsignal Vk nicht abgegeben wird, bleibt der zu verzögernde Winkel R R der gleiche wie der vorherige Wert.

In diesem Zeitpunkt verstärkt der Halbwellen-Verstärker 27 nur eine Halbwelle des Sensorausgangssignals A in bezug auf Masse derart, daß die verstärkte Halbwelle irgendwo zwischen Masse und Vcc schwingt, wie in Fig. 3 dargestellt. Das maximale Ausgangssignal des Verstärkers schwingt zwischen Masse und Vcc ohne Sättigung. Demnach ist der dynamische Bereich des Signals, das in dem Schnittstellenschaltkreis 20 verarbeitet wird, vergrößert, was zum Ergebnis hat, daß das Geräusch aufgrund des Klopfens exakt erfaßt wird.

Die richtige Auswahl von Werten der jeweiligen Elemente im Verstärkungsjustierschaltkreis 28 gewährleistet einen vernünftigen Signalpegel am Ausgang des Verstärkers 27. Dies ist vorteilhaft, da Überwinden der Schwankungen des Vibrationssignals Vp, die auftreten, wenn die Klopferfassungsvorrichtung für verschiedene Maschinen oder unterschiedliche Arten von Klopfsensoren verwendet wird. Daher wird die Erfassung des Klopfens mit hoher Zuverlässigkeit und Genauigkeit bewirkt.

Das obige Ausführungsbeispiel wurde beschrieben in Bezug auf das Vibrationssignal Vp, das vom Spitzenwerthalteschaltkreis 26 zugeführt wird. Der Spitzenwerthalteschaltkreis 26 kann durch einen Integrierer ersetzt werden. Während in dem Ausführungsbeispiel das Klopfen gesteuert wird durch Verzögern der Zündzeitpunkte (Kurbelwinkel), bei dem die jeweiligen Zylinder gezündet werden, können andere Parameter wie das Luft/Kraftstoff-Verhältnis und der Ladedruck in eine Richtung gesteuert werden, um Klopfen zu beseitigen.

Fig. 2B zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Justierschaltkreises, bei dem eine Serienschaltung eines Widerstands R8 und Tr6 in den Justierschaltkreis 28 der zuvor beschriebenen Klopfdetektorvorrichtung eingefügt wird.

Das Ausgangssignal des Klopfsensors 1 verändert sich in Abhängigkeit von den Modellen der Motoren und den Betriebsbedingungen der Motoren. Um die Schwankungen des Klopfsensorausgangssignals zu kompensieren, wird der Widerstand R8 wirksam in den Schaltkreis eingefügt oder von dort entfernt durch Ein- oder Ausschalten des Transistors Tr6. Dies beseitigt die Notwendigkeit, die Werte der Widerstände R1 und R2 für jedes Maschinenmodell ändern zu müssen.

Fig. 2C zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, bestehend aus Schnittstellenschaltkreis 20 und Mikrocomputer 40. Der Halbwellen-Verstärker 27 ist ein direkt gekoppelter Verstärker mit negativer Rückführung vom 2-Stufen-Typ, wobei die Basisvorspannung eines Transistors Tr3 über einen Widerstand R4 vom Emitter eines Transistors Tr4 zugeführt wird und das Ausgangssignal des Verstärkers über den Widerstand R4 rückgeführt wird. Es sei angemerkt, daß der Transistor Tr3 keinen emitter-vorspannenden Widerstand zwischen dem Emitter von Tr3 und Masse besitzt.

Eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R5 und einem Transistor Tr5 ist parallel zum Widerstand R4 eingefügt. Der Transistor Tr5 wird auf Vb über die Widerstände R6 und R7 vorgespannt. Wenn das Ausgangssignal Vg des Halbwellenverstärkers Vb überschreitet, wird Tr5 leitend, so daß ein Widerstand R5 parallel zu R4 eingefügt wird. Wenn das Ausgangssignal Vg des Halbwellenverstärkers unter Vb abfällt, wird Tr5 nicht leitend, so daß der Widerstand R5 außerhalb des Schaltkreises ist. Der Verstärkungsjustierschaltkreis 28 und der Spitzenwerthalteschaltkreis 26 entsprechen den zuvor beschriebenen Schaltkreisen.

Der Mikrocomputer 40 umfaßt einen Schaltkreis 41 für inverse Transformation, einen Vergleicher 43, eine Verzögerungswinkelsteuerung 45 und eine Rücksetzsignalsteuerung 44. Die Verstärkung des Halbwellen-Verstärkers 27 ändert sich in Abhängigkeit von der Größe von Vg und daher ist das Ausgangssignal Vp des A/D-Wandlers nicht proportional zum Sensorausgangssignal A. Der Schaltkreis für inverse Transformation transformiert den Vibrationspegel Vp zurück in ein Signal Vp′, das proportional zum Ausgangssignal des Klopfsensors 1 ist. Die arithmetische Einheit 42 mittelt den Spitzenpegel Vp′ aus, um ein Schwellwertsignal Vth zu erzeugen. Der Vergleicher 43 gibt ein Klopfsignal Vk ab, wenn der invers transformierte Vibrationspegel Vp′ den Schwellwert Vth überschreitet. Die Verzögerungswinkelsteuerung 45 erzeugt einen zu verzögernden Winkel R R, um den der Zündzeitpunkt verzögert wird. Die Rücksetzsignalsteuerung 44 gibt ein Rücksetzsignal RST zum Spitzenwerthalteschaltkreis 26 in Übereinstimmung mit den Kurbelwinkeln ab, bei denen Zündungen für die jeweilige Zylinder bewirkt werden. Das Rücksetzsignal RST wird ebenso erzeugt wie beim ersten Ausführungsbeispiel, d. h. das Signal RST steigt bei einem ersten Kurbelwinkel B75° des jeweiligen Zylinders an und fällt bei einem zweiten Kurbelwinkel B5° (nach dem Zündzeitpunkt) ab. Damit erfaßt der Spitzenwerthalteschaltkreis 26 den Spitzenpegel der Vibration des Zylinders bei einem Kurbelwinkel von B75° und führt den Spitzenpegel als Vp dem Mikrocomputer 44 über den A/D-Wandler 3 zu.

Fig. 4A zeigt Verstärkungscharakteristika des Halbwellen-Verstärkers 27. A0 und Vp0 sind die Werte des Verstärkerausgangssignals und des Vibrationspegels Vp, wenn die Verstärkung G des Halbwellen-Verstärkers von G1 zu G2 (G1 < G2) umgeschaltet wird. Fig. 4B zeigt die Charakteristika der inversen Transformation des Schaltkreises 41 für die inverse Transformation, wobei Vp0′ ein invers transformierter Vibrationspegel ist, der zu Vp0 korrespondiert.

Der Betrieb des Ausführungsbeispiels wird nun bezugnehmend auf die Fig. 2C, 4A und 4B beschrieben.

Durch geeignete Einstellung der Widerstandswerte R1 und R2 des Verstärkungsjustierschaltkreises 28 erfolgt eine Kompensation der Schwankung des Pegels des Ausgangssignals A aufgrund verschiedener Modelle und Sensorschwankungen etc. Wenn kein Signal in den Halbwellen-Verstärker 27 zugeführt wird, ist die emitter-vorspannende Spannung von Tr4 ungefähr gleich der Basisspannung von Tr3. Die emitter-vorspannende Spannung von Tr4 bleibt im wesentlichen die gleiche, ungeachtet des Wertes von R4. Wenn das Ausgangssignal Vg des Halbwellen-Verstärkers unter der basis-vorspannenden Spannung Vb ist, d. h. wenn Vg kleiner gleich Vb, geht der Transistor Tr5 aus, so daß nur der Rückführwiderstand R4 in den Schaltkreis gelangt. Daher ist die Verstärkung G des Halbwellen-Verstärkers 27 ein großer Wert und wird gegeben durch

G = R4/R3 = G1.

Wenn währenddessen Vg höher ist als Vb, d. h. Vg < Vb, wird der Transistor Tr5 eingeschaltet, so daß der Widerstand R5 parallel zum Widerstand R4 liegt. Daher ist die Verstärkung des Halbwellen-Verstärkers klein und ist gegeben durch

G = R45/R3 = G2 < G1

wobei R45 der sich ergebende Parallelwiderstand aus R4 und R5 ist.

Wenn Vg < = Vb ist, gilt Vp = (R4/R3) a, wobei a der Betrag des Signals A ist.

Wenn Vg < Vb ist, gilt Vp = (R45/R3) a + (1-R45/R4) Vb.

Der Vibrationspegel Vp, basierend auf dem nicht linear verstärkten Signal A, wird in ein digitales Signal umgewandelt jedesmal, wenn die Zylinder gezündet werden und wird dem Mikrocomputer 40 zugeführt. Der Schaltkreis 41 für die inverse Transformation transformiert den Vibrationspegel Vp zurück in Vp′, wie in Fig. 4B dargestellt ist mit dem Ziel, einen Vibrationspegel proportional zum Sensorausgangssignal A bereitzustellen. Das heißt, der Vibrationspegel Vp wird komprimiert, wenn G=G1 ist und wird expandiert, wenn G=G2 ist, wodurch der Vibrationspegel Vp′ proportional zum tatsächlichen Sensorausgangssignal A erzeugt wird.

Wenn Vg = Vb ist, d. h. G=R4/R3 = G1 ist, ist der Vibrationspegel Vp′ nach der inversen Transformation gegeben wie folgt:

Vp′ = (R3/R4) Vp.

Wenn Vg ≧ Vb ist, d. h. G=R45/R3 = G2, ist der Vibrationspegel Vp′ nach der inversen Transformation gegeben wie folgt:

Vp′ = (R3/R45) (Vp-Vb)+(R3/R4) Vb.

Auf diese Art wird der Vibrationspegel Vp′ nach der inversen Transformation proportional zum Ausgangssignal des Klopfsensors 1.

Die arithmetische Verarbeitungseinheit 42 erzeugt einen Schwellwert Vth, der lose verschiedene Änderungen wiedergibt, die im Vibrationspegel Vp′ nach der inversen Transformation enthalten sind. Mit anderen Worten mittelt die arithmetische Verarbeitungseinheit 42 den Vibrationspegel Vp′ aus, verstärkt den Vibrationspegel Vp′ und addiert dann einen Offset-Wert zum verstärkten Vp′, um so einen elementaren Schwellwert Vth bereitzustellen.

Der Vergleicher 43 vergleicht den Vibrationspegel Vp′ mit dem Schwellwert Vth, um ein Klopfsignal K abzugeben, wenn der Vibrationspegel Vp′ den Schwellwert Vth überschreitet. In Übereinstimmung mit dem Klopfsignal Vk berechnet die Verzögerungswinkelsteuerung 45 einen Inkremetalwert des zu verzögernden Winkels Δ R R, der erforderlich ist, um das Klopfen zu steuern, und berechnet dann einen Wert R R, um so den Kurbelwinkel, bei dem die Zündung durchgeführt wird, zu verzögern.

Falls eine längere Verarbeitungszeit der arithmetischen Verarbeitungseinheit 42 kein Problem darstellt, kann der besondere Schaltkreis 41 für die inverse Transformation weggelassen werden und eine ähnliche Inverstransformationsfunktion kann in der arithmetischen Verarbeitungseinheit 42 vorgesehen werden.

Die Klopfdetektorvorrichtung erlaubt die Kompensation des Betrags des Klopfsensors 1, der sich in Übereinstimmung mit den Betriebszuständen der Maschine ändert, so daß Klopfen geeignet erfaßt wird.

Claims (4)

1. Klopfdetektorvorrichtung für einen Verbrennungsmotor mit

• - einem Sensor (1) zum Erfassen der Vibration des Verbrennungsmotors und zum Abgeben eines Sensorsignals (A) entsprechend der Vibration;
• - einem Verstärker (27), dessen Verstärkung veränderbar ist und dem das Sensorsignal (A) zur Verstärkung zugeführt wird;
• - einer Einrichtung (3, 26, 42, 44) zur Digitalisierung und Verarbeitung des Verstärkerausgangssignals jeweils innerhalb eines Meßfensters;
• - einer arithmetischen Verarbeitungseinrichtung (42) zum Erzeugen eines Referenzsignals (Vth) auf der Basis des digitalisierten und verarbeiteten Verstärkerausgangssignals; und
• - einem Vergleicher (43), dem das digitalisierte und verarbeitete Verstärkerausgangssignal und das Referenzsignal (Vth) zugeführt werden und der ein Klopfsignal (Vk) abgibt, das im Verbrennungsmotor auftretendes Klopfen für den Fall anzeigt, daß das digitalisierte und verarbeitete Verstärkerausgangssignal das Referenzsignal (Vth) übersteigt;
  dadurch gekennzeichnet, daß
• - die Verstärkung (G) des als Halbwellenverstärker ausgebildeten Verstärkers (27) einem ersten Wert (G1) entspricht, wenn das Sensorsignal (A) unter einem vorbestimmten Wert (A0) liegt, und einem zweiten Wert (G2) entspricht, der kleiner als der erste Wert (G1) ist, wenn das Sensorsignal (A) über dem vorbestimmten Wert (A0) liegt, und
• - die Einrichtung zur Digitalisierung und Verarbeitung des Verstärkerausgangssignals einen Schaltkreis zur inversen Transformation derart aufweist, daß das digitalisierte und verarbeitete Verstärkerausgangssignal der Amplitude des Sensorsignals proportional ist.

2. Klopfdetektorvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dem Halbwellenverstärker (27) ein Justierschaltkreis (28) zur Anpassung des Sensorsignals (A) an den Halbwellenverstärker vorgeschaltet ist.

3. Klopfdetektorvorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstände (R0, R1, R2) aufweisende Justierschaltkreis (28) eine Serienschaltung aus einem Widerstand (R8) und einem Transistor (Tr6) umfaßt.

4. Klopfdetektorvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Digitalisierung und Verarbeitung des Verstärkerausgangssignals einen Spitzenwert-Halteschaltkreis (26) aufweist, dem das Verstärkerausgangssignal zugeführt wird.