DE4112612A1

DE4112612A1 - Integrierter halbleiterschaltkreis mit einem schaltkreis zum erzeugen eines stabilen referenzpotentials

Info

Publication number: DE4112612A1
Application number: DE19914112612
Authority: DE
Inventors: Shigeki Ohbayashi; Atsushi Ohba; Kenji Anami
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1990-06-19
Filing date: 1991-04-17
Publication date: 1992-01-09
Anticipated expiration: 2011-04-18
Also published as: DE4112612C2

Description

Die Erfindung betrifft einen integrierten Halbleiterschaltkreis und insbesondere einen integrierten Halbleiterschaltkreis, der eine Lo gikschaltung aufweist, die in einem Strommodus betrieben wird, daß sie entsprechend einem angelegten Signal einen Strompfad schaltet.

Allgemein weisen integrierte Halbleiterschaltkreise Logikschalt kreise auf, die mit angelegten Eingangssignalen gewünschte Logikope rationen ausführen. Solche integrierte Halbleiterschaltkreise werden im allgemeinen in Abhängigkeit vom Typ der als Komponenten benutzten Transistoren in integrierte Bipolarschaltkreise, integrierte MOS Schaltkreise (mit isoliertem Gate) und integrierte BiCMOS-Schalt kreise (integrierte Schaltkreise die durch Kombination von Bipolar-, p-Kanal MOS- und n-Kanal MOS-Transistoren hergestellt werden) klas sifiziert.

Die integrierten Halbleiterschaltkreise werden ferner entsprechend den Potential- oder Spannungspegeln zum Schaffen der zwei möglichen Zustände "0" und "1" als Logikpegel in TTL-Logikschaltkreise, ECL- Logikschaltkreise und MOS-Logikschaltkreise gruppiert. Der TTL-Lo gikschaltkreis stellt einen Schaltkreis dar, der mit einem TTL-Pegel arbeitet, wobei der Eingangs-"L"-Pegel von der Größenordnung 0,8 V und der Ausgangs-"H"-Pegel von der Größenordnung 2,0 V ist. In einem ECL-Logikschaltkreis beträgt der Eingangspegel für "L" -1,7 V und der Eingangspegel für "H" -0,9 V. Der MOS-Logikschaltkreis stellt einen Schaltkreis dar, der mit einen MOS-Pegel arbeitet. In diesem Fall ist der Eingangs-"L"-Pegel von der Größenordnung 2,0 V und der Ein gangs-"H"-Pegel von der Größenordnung 4 V. In der folgenden Beschrei bung wird ein integrierter Halbleiterschaltkreis mit einem Logik schaltkreis, der bei einem ECL-Pegel arbeitet, diskutiert. Weist ein integrierter Halbleiterschaltkreis in einer Eingangsstufe jedoch einen Stromumschaltschaltkreis auf, in dem ein Strompfad entspre chend einem Eingangssignal umgeschalten wird, kann diese für jede Art von integriertem Halbleiterschaltkreis gelten.

Fig. 1 zeigt ein Diagramm eines Beispiels für das Layout eines her kömmlichen integrierten Halbleiterschaltkreises, der mit einem Si gnal mit ECL-Pegel betrieben wird. Der Schaltkreis ist dabei auf ei nem Chip geschaffen. Als ein Beispiel für den integrierten Halblei terschaltkreis ist in Fig. 1 ein ECL-RAM mit einem Direktzugriffs speicher als internem Funktionsschaltkreis dargestellt.

Bezüglich Fig. 1 ist ein Speicherzellenfeld 1 zum Speichern von In formation in der Mitte des RAM-Chips 100 gebildet. Obwohl nicht dar gestellt, weist das Speicherzellenfeld 1 eine Mehrzahl von Speicher zellen auf, die in Form einer Matrix aus Zeilen und Spalten angeord net sind. Die Ein-/Ausgangssignale an den und vom RAM-Chip 100 be finden sich auf dem ECL-Pegel.

Es ist eine Mehrzahl von Eingangssignalpads (-anschlußflächen) 9 ge bildet, um Eingangssignale mit ECL-Pegeln zu empfangen. Ferner sind Eingangspufferschaltkreise 10 zusammen mit den Eingangssignalpads 9 entlang des Randes des RAM-Chips 100 geschaffen. Jeweils einer der Eingangspufferschaltkreise 10 empfängt ein Signal, das vom zugehöri gen Eingangssignalpad 9 zugeführt wird, um eine Pufferung des Si gnals auszuführen, wodurch ein internes Eingangssignal erzeugt wird. Später wird eine bestimmte Anordnung des Eingangspufferschaltkreises 10 beschrieben. In der folgenden Beschreibung wird ein Logikschalt kreis, der ein extern angelegte Signal empfängt oder ein Signal ex tern ausgibt, als Ein- oder Ausgangspufferschaltkreis bezeichnet. Dies bedeutet, daß ein Pufferschaltkreis einen der Logikschaltkreise darstellt.

Um dem ECL-RAM eine Betriebsversorgungsspannung zuzuführen, weist der RAM-Chip 100 ferner ein erstes Spannungsversorgungspad (im wei teren zur Abkürzung als "VCC-Pad" bezeichnet) 2, dem eine erste Ver sorgungsspannung VCC zugeführt wird, und ein zweites Spannungsver sorgungspad (im weiteren zur Abkürzung als "VEE-Pad" bezeichnet) 3, dem eine zweite Versorgungsspannung VEE zugeführt wird, auf.

Entlang des Randes des RAM-Chips 100 sind interne VCC-Spannungsver sorgungsverbindungen 4 gebildet. Die internen Spannungsversorgungs verbindungen 4 verbinden das VCC-Pad 2 mit jedem der Eingangspuffer schaltkreise 10 und führen die erste Versorgungsspannung VCC, die an das VCC-Pad 2 angelegt ist, jedem der Eingangspufferschaltkreise 10 zu.

In der Nähe des VCC-Pads 2 ist ein Referenzpotential-Erzeugerschalt kreis 11 geschaffen, um ein Referenzpotential VBB1 eines vorbestimm ten Spannungspegels zu erzeugen. Das vom Referenzpotential-Erzeuger schaltkreis 11 erzeugte Referenzpotential VBB1 wird über eine Refe renzpotential-VBB1-Verbindung (im weiteren kurz als "VBB-Verbindung" bezeichnet) 8 jedem der Eingangspufferschaltkreise 10 zugeführt.

Mit den jeweiligen Eingangspufferschaltkreisen 10 sind interne VEE- Verbindungen 12 verbunden, die sich vom VEE-Pad 3 aus erstrecken und den Eingangspufferschaltkreisen 10 die zweite Versorgungsspannung VEE zuführen. Fig. 1 zeigt zur Vereinfachung der Figur jedoch nur Teile der internen VEE-Verbindungen 12.

Der RAM-Chip 100 weist einen Adreßdekoder, der zum Auswählen einer bestimmten Adresse im Speicherzellenfeld 1 in Abhängigkeit von einem Signal von den Eingangspufferschaltkreisen benutzt wird, einen Da tenschreibschaltkreis zum Schreiben von Daten in das Speicherzellen feld 1, einen Datenleseschaltkreis zum Lesen von Daten aus diesem und Peripherieschaltkreise wie beispielsweise einen Schaltkreis zum Ausgeben von Daten vom Datenleseschaltkreis nach außerhalb des RAM- Chips 100, etc. auf. Zur Vereinfachung der Figur sind jedoch auch diese weggelassen worden.

Das vom Referenzpotential-Erzeugerschaltkreis 11 erzeugte Referenz potential VBB1 wird in den Pufferschaltkreisen 10 als Eingangs-Lo gikschwellenwert benutzt. Ein Eingangssignal, das an einen Eingangs pufferschaltkreis 10 durch das zugehörige Eingangssignalpad 9 ange legt wird, wird gepuffert, wenn das Referenzpotential VBB1 als Lo gikschwellenwert verwendet wird.

In der integrierten Halbleiterschaltung, die das Signal mit ECL-Pe gel behandelt, stellt die dem VCC-Pad 2 zugeführte erste Versor gungsspannung VCC das Massepotential (OV) dar und die dem VEE-Pad 3 zugeführte zweite Versorgungsspannung VEE beträgt -4,5 V oder -5,2 V.

Das Diagramm in Fig. 2 zeigt ein Beispiel für die Anordnung des Re ferenzpotential-Erzeugerschaltkreises 11. Bezüglich Fig. 2 weist der Referenzpotential-Erzeugerschaltkreis 11 einen ersten Referenzpoten tial-Erzeugerschaltkreis (im weiteren zur Abkürzung als "VBBO-Erzeu gerschaltkreis" bezeichnet) 5 zum Erzeugen eines ersten Referenzpo tentials VBBO aus der Versorgungsspannung VCC, die über die interne VCC-Verbindung 4 zugeführt wird, und einen zweiten Referenzpoten tial-Erzeugerschaltkreis (im weiteren zur Abkürzung als "VBB1-Erzeu gerschaltkreis" bezeichnet) 6 zum Erzeugen eines zweiten Referenzpo tentials VBB1 in Abhängigkeit vom ersten Referenzpotential VBB⁰ vom VBBO-Erzeugerschaltkreis 5 auf.

Der VBB0-Erzeugerschaltkreis 5 weist einen Widerstand 201 auf, des sen eines Ende mit der internen VCC-Verbindung 4 und dessen anderes Ende sowohl mit einem internen Ausgangsknoten N10 als auch einer Konstantstromquelle 301, die zwischen dem Ausgangsknoten N10 und der internen VEE-Verbindung 12 gebildet ist, verbunden ist.

Der VBB1-Erzeugerschaltkreis 6 weist einen npn-Bipolartransistor 102 zum Verschieben des Pegels des ersten Referenzpotentials VBB0 vom VBB0-Erzeugerschaltkreis 5 und eine Konstantstromquelle 303 zum Zu führen eines konstanten Stroms an den Bipolartransistor 102 auf. Die Basis des Bipolartransistors 102 ist mit dem Eingangsknoten N10 des VBB0-Erzeugerschaltkreises 5, der Kollektor mit der internen VCC- Verbindung 4 und der Emitter mit der Konstantstromquelle 301 und der Verbindung 8 verbunden.

Die Konstantstromquelle 303 ist zwischen dem Emitter des Bipolar transistors 102 und der internen VEE-Verbindung VEE gebildet. Im folgenden wird nun der Betrieb des Referenzpotential-Erzeugerschalt kreises 11 beschrieben.

In einem ECL-Schaltkreis wird der Bipolartransistor 102 im nicht-ge sättigten Bereich betrieben, um Verarbeitungsoperationen mit hoher Geschwindigkeit auszuführen. Später wird der Aufbau der Konstant stromquellen 301 und 303 beschrieben. Diese Konstantstromquellen 301 und 303 sind so konstruiert, daß sie zu allen Zeiten einen konstan ten Strom abgeben, selbst wenn die zweite Versorgungsspannung VEE variiert. Der VBB0-Erzeugerschaltkreis 5 gibt das erste Referenzpo tential VBB0 am Knoten N10 an einem Ende des Widerstands 201 aus. Es sei nun angenommen, daß der von der Konstantstromquelle 301 in Rich tung des Pfeils in der Figur zugeführte Strom gleich I301 ist und der Wert des Widerstands 201 R201 beträgt und die Spannung der in ternen VCC-Verbindung 4 gleich V(4) ist. Dann ist die Spannung am Knoten N10, d. h. das erste Referenzpotential VBB0 durch folgende Gleichung gegeben:

VBB0 = V(4)-I301×R201

Ferner sei angenommen, daß der Spannungsabfall an der internen VCC- Verbindung 4 zwischen dem VCC-Pad 2 und dem Referenzspannungs-Erzeu gerschaltkreis 11 ΔV4 beträgt. In diesem Fall ist die Spannung an der internen VCC-Verdrahtung 4 gegeben durch:

V(4) = Vcc-ΔV4

Da VCC = 0 gilt, wird das erste Referenzpotential VBB0 durch fol gende Gleichung dargestellt:

VBB0 = -I301×R210-ΔV4 (1)

Die Konstantstromquelle 303 führt dem Bipolartransistor 102 einen konstanten Emitterstrom zu. Der Bipolartransistor 102 wird als Emit terfolger betrieben, um dessen Basisspannung durch die Emitter-Ba sis-Spannung VBE (etwa 0,8 V) zu reduzieren und diese auszugeben. Da mit ist die Spannung am Emitter des Bipolartransistors 102. d. h. das zweite Referenzpotential VBB1 durch folgenden Gleichung gegeben:

VBB1 = VBB0-VBE = I301×R201-ΔV4-VBE (2)

Das zweite Referenzpotential VBB1 wird als diejenige Spannung zum Bestimmen des Logikschwellenwertes des Eingangspufferschaltkreises 10 verwendet.

Das Diagramm in Fig. 3 zeigt ein Beispiel der Anordnung von einem der Eingangspufferschaltkreise 10. In Fig. 3 weist der Eingangspuf ferschaltkreis 10 einen npn-Bipolartransistor 103 zum Verschieben des Pegels des Eingangssignals, das an das Eingangssignalpad 9 ange legt wird, npn-Bipolartransistoren 104, 105 zum Umschalten eines Strompfades entsprechend den Stärken sowohl der Spannung am Emitter des Bipolartransistors als auch des zweiten Referenzpotentials VBB1, eine Konstantstromquelle 305 zum Zuführen eines konstanten Stroms an die Bipolartransistoren 104 und 105 sowie Widerstände 203, 204 zum Umwandeln des vom Bipolartransistor 104 bzw. 105 erzeugten Stromsi gnals in ein Spannungssignal auf.

Der Kollektor des Bipolartransistors 103 ist mit der internen VCC- Verbindung 4, der Emitter mit der Basis des Bipolartransistors 104 sowie der Konstantstromquelle 304 und die Basis mit dem Eingangssi gnalpad 9 verbunden.

Die Emitter der Bipolartransistoren 104, 105 sind gemeinsam mit der Konstantstromquelle 305 verbunden. Der Kollektor des Bipolartransi stors 104 ist über den Widerstand 203 elektrisch mit der internen VCC-Verbindung 4 und der Kollektor des Bipolartransistors 105 ferner über den Widerstand 204 elektrisch mit der internen VCC-Verbindung 4 verbunden. Außerdem ist die Basis des Bipolartransistors 105 elek trisch mit der internen VBB1-Verbindung 8 verbunden. Von den Kollek toren der Bipolartransistoren werden interne Eingangssignale Na bzw. A abgegeben.

Die internen Eingangssignale A und NA werden entsprechend ihrer Art einem Adreßauswahlschaltkreis, einem Schreibschaltkreis oder einem Leseschaltkreis zugeführt, die Peripherieschaltkreise des Speicher zellenfeldes 1 darstellen.

Das andere Ende von jeder der Konstantstromquellen 304, 305 ist mit der internen VEE-Verbindung 12 verbunden, über die Strom zugeführt wird. Im folgenden wird nun der Betrieb des Eingangspufferschalt kreises 10 beschrieben.

Betrachtet sei ein Fall, in dem ein Signal VIH mit hohem Pegel dem Eingangssignalpad 9 zugeführt wird. In diesem Fall wird der Pegel des Signals VIH mit hohem Pegel durch die Basis-Emitter-Spannung VBE des Bipolartransistors 103 verschoben und dieser anschließend der Basis des Bipolartransistors 104 zugeführt. Im ECL-Schaltkreis fließt der gesamte Strom im wesentlichen unter allen Bipolartransi storen, deren Emitter miteinander verbunden sind, nur in dem Bipo lartransistor, der die größte Basisspannung empfängt. Die restlichen Bipolartransistoren geben nur einen kleinen Strom ab. Diese zwei Zu stände werden in der folgenden Beschreibung als "durchgeschaltet" bzw. "gesperrt" bezeichnet.

Die Spannung an der Basis des Bipolartransistors 104 beträgt VIH- VBE, während die Spannung an der Basis des Bipolartransistors 105 gleich V(8) ist. Hier ist die Basisspannung V(8) gleich VBB1 -ΔV8 (d. h., V(8) = VBB1-ΔV8) und .V8 stellt den Umfang des Spannungsab falls entlang der Verbindung 8 dar. Ist die Basisspannung des Bipo lartransistors 104 größer als diejenige des Bipolartransistors 105, so wird der Transistor 104 in einen durchgeschalteten Zustand ge bracht. Folglich fließt der Strom in einem Strompfad über den Wider stand 203, den Bipolartransistor 104 und die Konstantstromquelle 305, während über den Widerstand 204 kein Stromfluß stattfindet. Da her wird die Spannung am Kollektor des Bipolartransistors 104 auf niedrigem und die Spannung am Kollektor des Bipolartransistors 105 auf hohem Pegel gehalten, wodurch komplementäre interne Signale NA und A erzeugt werden.

Wenn die Spannung des an das Eingangssignalpad 9 angelegten Signals auf niedrigem Pegel VIL befindet, so wird die Basisspannung des Bi polartransistors 104 auf die Spannung VIL-VBE gebracht. Ist (VIL- VBE) kleiner als V(8), so wird der Transistor 104 gesperrt und der Transistor 105 durchgeschaltet. Folglich steigt die Kollektorspan nung des Bipolartransistors 104 auf hohen Pegel an und die Kollek torspannung des Bipolartransistors 105 fällt auf niedrigen Pegel ab. Entsprechend wird das interne Signal NA auf einen hohen Pegel und das interne Signal A auf einen niedrigen Pegel gebracht.

Die Pegel der internen Eingangssignale A, NA werden durch die Pegel des an das Eingangssignalpad 9 angelegten Signals und die Basisspan nung V(8) des Bipolartransistors 105 bestimmt. Dies bedeutet, daß die Basisspannung V(8) des Bipolartransistors 105 den Logikschwel lenwert des Eingangspufferschaltkreises 10 festlegt. Erfüllt die Ba sisspannung V(8) des Bipolartransistors 105 die folgende Ungleichung (3)

VIL-VBE < V(8) < VIH-VBE (3)

so wird der Eingangspufferschaltkreis 10 normal betrieben, um die internen Eingangssignale A, NA entsprechend dem Pegel des Eingangs signals zu erzeugen.

Selbst wenn die Basisspannung V(8) des Bipolartransistors 105 die oben angeführte Ungleichung (3) entsprechend dem folgenden Ausdruck:

V(8)-(VIL-VBE) ≠ -V(8)+(VIH-VBE)

erfüllt, so unterscheidet sich die Schaltgeschwindigkeit des Ein gangspufferschaltkreises 10 in einem Fall, in dem sich das Eingangs signal auf einem hohen Pegel VIH befindet, von dem Fall, in dem sie auf niedrigem Pegel VIL liegt. Da die Schaltgeschwindigkeit des Ein gangspufferschaltkreises 10 durch die geringste Schaltgeschwindig keit in diesem bestimmt wird, wird seine Schaltgeschwindigkeit klein, wodurch die Hochgeschwindigkeits-Reaktionseigenschaft des Eingangspufferschaltkreises 10 verschlechtert wird. Da der Betriebs rahmen des Eingangspufferschaltkreises 10 ferner durch die kleinste Differenz zwischen der Basisspannung V(8) und dem Pegel des Ein gangssignals bestimmt wird, wird auch der Betriebsrahmen klein. Nimmt man an, daß der Spannungsabfall an der Verbindung 8 ΔV8 be trägt, so erhält man die Basisspannung V(8) des Bipolartransistors 105 aus Gleichung (2) als folgende Größe:

V(8) = VBB1-ΔV4-ΔV8 (4)

Vom Blickpunkt der Hochgeschwindigkeits-Reaktionseigenschaft aus ge sehen ist der ideale Zustand ein Zustand, in dem die Basisspannung V(8) des Bipolartransistors 105 auf einen Pegel zwischen den hohen und niedrigen Pegeln des Basisspannung des Bipolartransistors 104, d. h. dem Pegel der Spannung, die durch folgenden Ausdruck darge stellt wird, gesetzt wird:

{(VIH-VIL)/2}-VBE (5)

Nun werden Aufbau und Betrieb der Konstantstromquellen 301, 303, 304 und 305 beschrieben. Jeder der in den Fig. 4A bis 4C gezeigten Schaltkreise kann als Konstantstromquelle verwendet werden.

Die in Fig. 4A dargestellte Konstantstromquelle besteht aus einem npn-Bipolartransistor 401 und einem Widerstand 410. Der Kollektor des Bipolartransistors 401 ist mit einem Stromzuführungsknoten 20, die Basis mit der konstanten Vorspannung VCS und der Emitter mit ei nem Ende des Widerstands 410 und das andere Ende des Widerstands 410 mit der internen VEE-Verbindung 12 verbunden. Der Stromzuführungs knoten 20 ist mit den Widerständen oder Emittern der Bipolartransi storen in den Fig. 2 und 3 verbunden. Nimmt man an, daß der dem Stromzuführungsknoten 20 zugeführte Strom gleich I ist, so ist die ser Strom durch folgende Gleichung gegeben:

I = -(1/R410){V(12)-(VCS-VBE)}
= -a(V(12)-VCS+VBE)
= -a(VEE+ΔV12+VBE-VCS)
= a(VDIF-ΔV12-VBE), wobei VDIF = VCS-VEE (6)

Hierbei stellen ΔV12 den Umfang des Spannungsabfalls über die in terne VEE-Verbindung 12, "a" eine positive Proportionalitätskon stante und R410 den Wert des Widerstands 410 dar. In Gleichung (6) wird die Vorspannung VCS erzeugt, um die Schwankung der zweiten in ternen Versorgungsspannung VEE aufzuheben (wodurch VDIF konstant ge halten wird). Der von dieser Konstantstromquelle erzeugte Strom wird die dabei die ganze Zeit konstant gehalten, wenn der Spannungsabfall ΔV12 über die interne VEE-Verbindung 12 unterdrückt wird.

Die in Fig. 4B gezeigte Konstantstromquelle weist einen n-Kanal MOS- Transistor 402 auf. Dem Gate des MOS-Transistors 402 wird eine kon stante Vorspannung VCS zugeführt, ein Leitungsanschluß ist mit dem Stromzuführungsknoten 20 und der andere Leitungsanschluß mit der in ternen VEE-Verbindung 12 verbunden. Wird der MOS-Transistor 402 im Triodenbereich betrieben, so ist der Drain-Strom proportional zum Quadrat der Spannungsdifferenz zwischen Gate und Source. Daher ist der vom Stromzuführungsknoten 20 der Konstantstromquelle von Fig. 4B abgegebene Strom I durch folgende Gleichung gegeben:
I=K(VDIF-ΔV12)².

Die in Fig. 4C dargestellte Konstantstromquelle stellt einen Strom spiegel-Konstantstromschaltkreis dar, der npn-Bipolartransistoren 403, 404 aufweist. Der Kollektor des npn-Bipolartransistors 403 ist über einen Widerstand 411 mit einem Versorgungsknoten zum Zuführen einer Vorspannung VCS, die Basis mit dem Kollektor und der Basis des npn-Bipolartransistors 404 und der Emitter mit der internen VEE-Ver bindung 12 verbunden. Der Kollektor des Bipolartransistors 404 ist mit dem Stromzuführungsknoten 20, die Basis mit der Basis und dem Kollektor des npn-Bipolartransistors 403 und der Emitter mit der in ternen VEE-Verbindung 12 verbunden. Diese Konstantstromquelle gibt am Stromquellenknoten 20 den Strom ab, der durch den Widerstand 411 fließt. Der so abgegebene Strom I ist durch folgende Gleichung gege ben:
I=a(-VEE-ΔV12-VBE+VCS)
=a(VDIF-ΔV12-VBE).

Im folgenden werden nun Aufbau und Betrieb eines Schaltkreises zum Erzeugen der konstanten Spannung VCS beschrieben.

Das Diagramm in Fig. 5 zeigt ein Beispiel für den Aufbau des Schalt kreises zum Erzeugen der konstanten Spannung VCS. Bezüglich Fig. 5 weist der VCS-Erzeugerschaltkreis npn-Bipolartransistoren Q1, Q2, Q3, Q4 und Q5 sowie Widerstände R1, R2, R3, R4 und R5 auf.

Der Widerstand R1 ist zwischen die interne VCC-Verbindung 4 und einen internen Knoten N12 geschaltet. Der Kollektor des npn-Bipolar transistors Q1 ist mit dem internen Knoten N12, die Basis mit einem internen Knoten N14 und der Emitter mit der internen VEE-Verbindung 12 verbunden. Die Basis des Bipolartransistors Q2 ist mit der inter nen VCC-Verbindung 4 und der Emitter mit einem Ende des Widerstands R2 verbunden. Ferner ist der Kollektor des Bipolartransistors Q3 über den internen Knoten N14 mit dem anderen Ende des Widerstands R2 und der Basis des npn-Bipolartransistors Q1, die Basis mit einem in ternen Knoten N15 und der Emitter über den Widerstand R3 mit der in ternen VEE-Verbindung 12 verbunden.

Der Kollektor des npn-Bipolartransistors Q4 ist mit der internen VCC-Verbindung 4, die Basis mit dem internen Knoten N12 und der Emitter mit dem VCS-Ausgangsknoten VCS verbunden. Hier sind Aus gangsknoten und die zugeführten Spannungen durch dieselben Bezugs zeichen bezeichnet. Kollektor und Basis des npn-Bipolartransistors Q5 sind zusammen mit der internen VEE-Verbindung 12 verbunden. Der Widerstand R4 ist zwischen den internen Ausgangsknoten VCS und den internen Knoten N15 geschaltet. Nun erfolgt eine Beschreibung des Betriebs des VCS-Erzeugerschaltkreises.

Der VCS-Erzeugerschaltkreis ist so konstruiert, daß die Differenz zwischen der zweiten Versorgungsspannung VEE und der konstanten Spannung VCS, d. h. VCS-VEE, unabhängig von den Schwankungen der kon stanten Spannung VCS und der zweiten Versorgungsspannung VEE zu al len Zeiten konstant gehalten wird. Es sei nun angenommen, daß VDIF′ =VCS-VEE ist. Im weiteren erfolgt nun eine Beschreibung, daß VDIF′ unabhängig von den Schwankungen der Versorgungsspannungen VCC und VEE konstant gehalten wird, wobei die unten angeführten Glei chungen benutzt werden. Ferner sei angenommen, daß die Basis-Emit ter-Spannungen der npn-Bipolartransistoren Q1 bis Q5 durch VBE1 bis VBE5 dargestellt werden. Die Stromverstärkung β der jeweiligen Bipo lartransistoren Q1 bis Q5 ist ausreichend groß und daher können de ren Basispotentiale vernachlässigt werden. Außerdem sei angenommen, daß die Ströme über die Widerstände R1 bis R4 gleich I1 bis I4 sind.

Die Differenz zwischen der konstanten Spannung VCS und der zweiten Versorgungsspannung VEE ist durch die Summe der Basis-Emitter-Span nung VBE5 des Bipolartransistors Q5 und dem Spannungsabfall über den Widerstand R4 gegeben. Damit wird die Spannungsdifferenz VDIF′ durch folgende Gleichung dargestellt:

VDIF′ = VCS-VEE = VBE5+R4×I4 (a)

Die Differenz zwischen den Versorgungsspannungen VCC und VEE ist durch die Summe aus dem Spannungsabfall über den Widerstand R1 und die Basis-Emitter-Spannung VBE2 des Bipolartransistors Q2 sowie dem Spannungsabfall über den Widerstand R2 und die Basis-Emitter-Span nung VBE1 des Bipolartransistors Q1 gegeben. Entsprechend wird die Differenz durch folgende Gleichung ausgedrückt:

VCC-VEE = R1×I1+VBE2+R2×I2+VBE1 (b)

Ferner ist die Differenz zwischen den Versorgungsspannungen VCC und VEE auch durch die Summe des Spannungsabfalls über den Widerstand R1 und die Basis-Emitter-Spannung VBE4 des Bipolartransistors Q4 und des Spannungsabfalls über den Widerstand R4 und der Basis-Emitter- Spannung VBE5 des Bipolartransistors Q5 gegeben. Damit ist die Dif ferenz durch folgende Gleichung gegeben:

VCC-VEE = R1×I1+VBE4+R4×I4+VBE5 (c)

Der Spannungsabfall über den Widerstand R4 ist entsprechend den oben angeführten Gleichungen (b) und (c) somit durch die folgende Glei chung (d) gegeben:

R4×I4 = VBE1+VBE2+R2×I2-VBE4-VBE5 (3)

Hier ist die Basis-Emitter-Spannung VBE5 des Bipolartransistors Q5 durch die Summe der Basis-Emitter-Spannung des Bipolartransistors Q3 und den Spannungsabfall über den Widerstand R3 gegeben. Daher wird VBE5 folgendermaßen dargestellt:

VBE5 = VBE3+R3×I3 (f)

Wie oben beschrieben worden ist, ist der Strom in die Basis der Bi polartransistoren Q1 und Q3 jeweils ausreichend klein und kann im Vergleich mit den Strömen I2 und I3 durch die Widerstände R2 und R3 vernachlässigt werden. Daher kann die Beziehung zwischen I2 und I3 folgendermaßen ausgedrückt werden:

I2 = I3 (g)

Der Spannungsabfall über den Widerstand R2 ist entsprechend den Gleichungen (f) und (g) durch folgenden Ausdruck gegeben:

R2 I2 = R2×I3 = (VBE5-VBE3)×R2/R3 (h)

Wird Gleichung (h) in Gleichung (e) eingesetzt, so kann Gleichung (e) folgendermaßen umgeschrieben werden:

VDIF′ = VBE1+VBE2-VBE4+(VBE5-VBE3)×R2/R3 (i)

Jeder der Ströme I1 bis I4 variiert entsprechend den Schwankungen der Versorgungsspannungen VCC und VEE. Die Schwankungen der Basis- Emitter-Spannungen VBE der Bipolartransistoren durch die Stromvaria tionen sind jedoch extrem klein. Aus der oben angeführten Gleichung (i) ist somit ersichtlich, daß VDIF′ unabhängig von den Schwankungen der Versorgungsspannungen VCC und VEE zu allen Zeiten konstant ge halten wird.

Kann der Spannungsabfall über die interne VEE-Verbindung vernachläs sigt werden, so kann der Strom, der von den jeweiligen Konstant stromquellen zugeführt wird, stets auf einen vorbestimmten Wert ge setzt werden, ohne daß er von Schwankungen der Versorgungsspannungen beeinflußt wird.

Nun wird der Einfluß der Schwankungen der ersten und zweiten Versor gungsspannungen VCC und VEE im integrierten Halbleiterschaltkreis auf den Betrieb der jeweiligen ECL-Logikschaltkreise betrachtet.

Fig. 6 zeigt schematisch das Layout der Verbindungen der VCC- und VEE-Versorgungsspannungen sowie der Signaleingangsstufe in einem herkömmlichen integrierten Halbleiterschaltkreis. Ferner stellt Fig. 6 einen ECL-RAM als Beispiel für einen integrierten Halbleiter schaltkreis dar.

Bezüglich Fig. 6 weist ein RAM-Chip 100 Eingangssignalpads 9a, 9b, Eingangspufferschaltkreise 10a, 10b als jeweilige ECL-Logikschalt kreise zum Empfangen eines Eingangssignals vom zugehörigen Eingangs signalpad 9a bzw. 9b und ECL-Logikschaltkreise 15 zum Ausführen vor bestimmter Logikoperationen in Abhängigkeit von einem Signal von den zugehörigen Eingangspufferschaltkreisen 10a, 10b auf. Da die Ein gangspufferschaltkreise 10a, 10b und die ECL-Logikschaltkreise 15 symmetrisch auf gegenüberliegenden Seiten des RAM-Chips 100 in Fig. 6 gebildet sind, werden die ECL-Logikschaltkreise auf den einander gegenüberliegenden Seiten durch dasselbe Bezugszeichen bezeichnet.

Die ECL-Logikschaltkreise 15 empfangen über die Verbindungen 17a bzw. 17b die Eingangssignale von den zugehörigen Eingangspuffer schaltkreisen 10a, 10b.

Um eine Betriebsversorgungsspannung an die Eingangspufferschalt kreise 10a, 10b und den ECL-Logikschaltkreis 15 anzulegen, sind ent lang des Randes des RAM-Chips 100 auf diesem interne VCC-Verbindun gen 4, die sich von einem VCC-Pad 2 aus erstrecken, und entlang des Randes des Speicherzellenfeldes 1 interne VEE-Verbindungen 12 gebil det.

Fig. 7 zeigt ein Diagramm, das besonders ein Beispiel für den Aufbau der Eingangspufferschaltkreise 10a, 10b und des Logikschaltkreises 15 in Fig. 6 darstellt.

Im Fig. 7 ist der Eingangspufferschaltkreis 10a mit dem Eingangspuf ferschaltkreis aufbaumäßig identisch. Der Eingangspufferschaltkreis (ECL-Logikschaltkreis) 10a weist npn-Bipolartransistoren 107a, 108a zum Umschalten eines Strompfades entsprechend der Stärke eines an das Eingangssignalpad 9a angelegten Signals und der Stärke des er sten Referenzpotentials, Widerstände 205a, 206a zum Umwandeln der Stromsignale, die von den Bipolartransistoren 107a bzw. 108a zuge führt werden, in Spannungssignale und einen npn-Bipolartransistor 109a zum Verschiebend des Pegels des vom Widerstand 206a erzeugten Spannungssignals auf.

Die Emitter der npn-Bipolartransistoren 107a, 108a sind zusammen mit einer Konstantstromquelle 306a verbunden. Die Kollektoren dieser Transistoren sind über die Widerstände 205a bzw. 206a mit der inter nen VCC-Verbindung 4 verbunden. Den Basen der npn-Bipolartransisto ren 107a, 108a wird über das Eingangssignalpad 9a ein Eingangssignal bzw. ein Referenzpotential VBB1 über die interne VBB-Verbindung 8a zugeführt. Mit dem Emitter des Bipolartransistors 109a ist eine Kon stantstromquelle 307a elektrisch verbunden.

In ähnlicher Weise weist der Eingangspufferschaltkreis (ECL-Logik schaltkreis) 10b npn-Bipolartransistoren 107b, 108b, 109b, Konstant stromquellen 306b, 307b und Widerstände 205b, 206b auf. Die elektri schen Verbindungen des Eingangspufferschaltkreises 10b sind mit denen des Eingangspufferschaltkreises 10a identisch. Sie unterschei den sich nur im Suffix der Bezugszeichen.

Der ECL-Logikschaltkreis 15 stellt einen der Peripherieschaltkreise des ECL-RAM dar. Der ECL-Logikschaltkreis 15 weist npn-Bipolartran sistoren 110, 111, 112 auf, deren Emitter miteinander verbunden sind, Widerstände 207, 208 und eine Konstantstromquelle 308 auf. Die Kollektoren der npn-Bipolartransistoren 110, 111 sind gemeinsam mit einem Ende des Widerstands 207 verbunden und ihren Basen werden über die Verbindungen 17b bzw. 17a Ausgangssignale von den Eingangspuf ferschaltkreisen 10b, 10a zugeführt. Das andere Ende des Widerstands 207 ist elektrisch mit der internen VCC-Verbindung verbunden. Der Kollektor des Bipolartransistors 112 ist über den Widerstand 208 mit der internen VCC-Verbindung 4 verbunden und der Basis wird über eine Verbindung 8c ein drittes Referenzpotential VBB2 zugeführt. Am Kol lektor des Bipolartransistors 112 wird das Ausgangssignal des ECL- Logikschaltkreises 15 erzeugt.

Den Konstantstromquellen 306a, 307a, 306b, 307b, 308 werden über die interne VEE-Verbindung 12 Ströme zugeführt und sie führen die Ströme den entsprechenden Transistoren zu. Nun erfolgt eine Beschreibung des Betriebs der Eingangspufferschaltkreise 10a, 10b.

Da der Betrieb der Eingangspufferschaltkreise 10a, 10b identisch ist, wird im folgenden nur der Betrieb des Eingangspufferschaltkrei ses 10a beschrieben. Der Betrieb der Eingangspufferschaltkreise 10a, 10b stimmt mit dem des Eingangspufferschaltkreises 10 aus Fig. 3 überein. In diesem Fall wird das an die jeweiligen Eingangspuffer schaltkreise 10a, 10b angelegte Eingangssignal keiner Pegelverschie bung unterworfen, sondern der Pegel wird am Ausgang verschoben.

Wird ein Signal VIH mit hohem Pegel an das Eingangssignalpad 9a an gelegt, so schaltet der Bipolartransistor 107a durch und der Bipo lartransistor 108a sperrt, falls das Signal VIH mit hohem Pegel grö ßer als das Referenzpotential VBB1 ist. Folglich wird das Potential am Kollektor des Bipolartransistors 108a hoch. Der Pegel des Kollek torpotentials dieses Bipolartransistors 108a wird durch die Basis- Emitter-Spannung VBE des Bipolartransistors 109a verschoben und dann der Verbindung 17a zugeführt. Die Spannung V17H eines Signals mit hohem Pegel, das der internen Ausgangsverbindung 17a zugeführt wird, ist damit durch folgende Gleichung gegeben:
V17H=VBE-ΔV4.

Wird andererseits ein Signal VIL mit niedrigem Pegel, der kleiner als das Referenzpotential VBB1 ist, an das Eingangssignalpad 9a an gelegt, so wird der Bipolartransistor 107a gesperrt und der Bipolar transistor 108a durchgeschaltet. Folglich wird das Potential am Kol lektor des Bipolartransistors 108a auf niedrigen Pegel gezogen und das Potential am Emitter des Bipolartransistors, d.h. die Ausgangs spannung der imternen Ausgangsverbindung 17a des ECL-Logikschalt kreises (Eingangspufferschaltkreises) 10a wird ebenfalls niedrig. Unter der Annahme, daß der Wert des Widerstands 206 gleich R206 und der Strom, der durch die Konstantstromquelle 306a fließt, gleich I306 ist, wird das Potential V17L eines Signals mit niedrigem Pegel an der internem Ausgangsverbindung 17a durch folgende Gleichumg dar gestellt:
V17L=-R206×I306-VBE-ΔV4.

Erfüllt VBB1 die Beziehung VIL < VBB1 < V1H, so arbeiten die Ein gangspufferschaltkreise 10a, 10b normal. Die Schaltgeschwindigkeit der Eingangspufferschaltkreise 10a, 10b wird mit sinkender Amplitude V17H-V17L=R206×I306 größer. Ferner sinkt die Schaltgeschwindig keit, wenn das Referenzpotential VBBl aus der Mitte zwischen der Spannung VIL niedrigen Pegels und der Spannung VIH hohen Pegels ver schoben wird.

Nun erfolgt eine Beschreibung des Betriebs des ECL-Logikschaltkrei ses 15. Befindet sich einer der Ausgänge 17a und 17b (die interne Signalverbindung und das der internen Signalverbindung zugeführte Signal werden durch ähnliche Bezugszeichen bezeichnet) der Eingangs pufferschaltkreise 10a bzw. 1b auf hohem Pegel, so wird einer der Bipolartransistoren 110, 111 in einen durchgeschalteten und der Bi polartransistor 112 in einen gesperrten Zustand gebracht, falls das Potential V17H mit hohem Pegel größer als das Referenzpotential VBB2 ist. Folglich wird das Potential am Kollektor des Bipolartransistors 112 hoch.

Liegen beide Ausgänge 18a, 17b der Eingangspufferschaltkreise 10a, 10b auf niedrigem Pegel, so werden die beiden Bipolartransistoren 110, 111 in den gesperrten Zustand und der Bipolartransistor 112 in den durchgeschalteten Zustand gebracht, wenn das Potential V17L mit niedrigem Pegel kleiner als das Referenzpotential VBB2 ist. Folglich wird das Potential am Kollektor des Bipolartransistors niedrig.

Liegt die Referenzspannung VBB2 zwischen V17L und V17H (d. h. V17L < VBB2 < V17H), so arbeitet der ECL-Logikschaltkreis stets normal. Wie im Fall der Eingangspufferschaltkreise 10a, 10b wird die Schaltge schwindigkeit des ECL-Logikschaltkreises 15 größer, wenn die Ampli tude des Ausgangssignals sinkt. Die Schaltgeschwindigkeit wird klei ner, wenn das Referenzpotential VBB2 aus der Mitte zwischen der Spannung V17L mit niedrigem Pegel und der Spannung V17H mit hohem Pegel verschoben wird.

Nun sei angenommen, daß der vom der Konstantstromquelle zugeführte Strom konstant gehalten wird, ohne daß er von einer Schwankung der zweiten Versorgungsspannung VEE beeinflußt wird. Wie in der oben an geführten Gleichung (8) gezeigt ist, wird das Referenzpotential V(8) des Eingangspufferschaltkreises 10 von den Spannungsabfällen an der Verbindung 8 und der internen VCC-Verbindung 4 erheblich beeinflußt. Die Schwankung des Referenzpotentials V(8) übt einen großen Einfluß auf Betriebsrahmen und -geschwindigkeit des integrierten Halbleiter schaltkreises aus, der ein Signal mit ECL-Pegel behandelt.

Um die Variation des Referenzpotentials V(8) des jeweiligen Ein gangspufferschaltkreises zu kontrollieren, die durch die Versor gungsspannung, Verarbeitungsparameter, Temperatur o. ä. verursacht wird, ist es notwendig, die Spannungsabfälle ΔV4, ΔV8 durch die Ver bindungswiderstände so klein wie möglich zu halten. Auch der Wider stand R201, die Basis-Emitter-Spannung VBE u. ä. unterliegen dem Ein fluß der Verarbeitungsparameter und der Temperatur. Es ist jedoch möglich, die Schwankung des Referenzpotentials V(8) so minimieren, daß sie innerhalb eines minimalen erlaubten Bereiches der Entwurfs spezifikationen liegt. Da sich die Verbindungen 4, 8 jedoch über den Halbleiterchip erstrecken und die Versorgungsspannungen diesem di rekt zugeführt werden, wird das Referenzpotential am meisten von diesen Faktoren beeinflußt.

Da die Abstände von den verschiedenen Eingangspufferschaltkreisen zum VCC-Pad und dem VBB1-Erzeugerschaltkreis verschieden sind, un terscheidet sich die Spannungsabfälle ΔV4, ΔV8 durch die Verbin dungswiderstände für jeden Eingangspufferschaltkreis. Auch vom oben angeführten Standpunkt aus ist es daher notwendig, die Spannungsab fälle ΔV4, ΔV8 durch die Verbindungswiderstände zu minimieren.

Um den Spannungsabfall ΔV4 an der internen VCC-Verbindung 4 auf einen vernachlässigbaren Wert zu minimieren, wird der Referenzpoten tial-Erzeugerschaltkreis 11 normalerweise in der Nähe des VCC-Pads 2 angeordnet, wie dies in Fig. 1 dargestellt ist.

Mit einer Vergrößerung des integrierten Halbleiterschaltkreises steigt die Länge der Verbindung 8 an. Da die Breite der Verbindung 8 jedoch im Hinblick auf die Layout-Fläche des integrierten Halblei terschaltkreises nicht größer gemacht werden kann, steigt der Wider stand der Verbindung 8 an. Der Strom durch die Verbindung 8 ent spricht demjenigen, der in die Basis der jeweiligen Bipolartransi storen fließt. In dem Maße, wie die Zahl der Eingangspufferschalt kreise, die mit der Verbindung 8 verbunden sind, ansteigt, kann der Gesamtstrom, der in die Basen der Bipolartransistoren fließt, nicht vernachlässigt werden. Für einen 64k x 4Bit-ECL-RAM sind 22 Ein gangspufferschaltkreise erforderlich. Unter der Annahme, daß der Wi derstand der Verbindung 8 100Ω und der Basisstrom von einem Ein gangspufferschaltkreis 10 zur Verbindung 8 0,05 mA beträgt, so er reicht der Spannungsabfall ΔV8 an der Verbindung 8 aus der Berech nung 0,05×10-³×100×22 den Maximalwert 0,11 V. Folglich stellt dieser Spannungsabfall einen großen Wert bezüglich der 0,8 V dar, die die Amplitude (VIH-VIL) eines Signals darstellen, das in den ECL-Lo gikschaltkreis eingegeben wird. Damit wird der Spannungsabfall ΔV8 an der Verbindung 8 in einem herkömmlichen Halbleiterschaltkreis groß, so daß die Schwankung des Referenzpotentials V(8), die in oder zwischen integrierten Schaltkreisen auftritt, nicht vernachlässigt werden kann. Hierbei wird die Schwankung durch die Versorgungsspan nungen, Verarbeitungsparameter o. ä. bewirkt. Variiert das Referenz potential V(8) auf diese Weise, so wird der Betriebsrahmen eines Eingangspufferschaltkreises reduziert und die Betriebsgeschwindig keit ist klein. Hierdurch wird die Verzögerung im Eingangspuffer schaltkreis erhöht.

Der Einfluß des Spannungsabfalls an der internen VEE-Verbindung 12 auf den Strom, der von der Konstantstromquelle zugeführt wird, ist in der oben angeführten Diskussion vernachlässigt worden. Ein sol cher Spannungsabfall kann jedoch nicht vernachlässigt werden.

Werden die in den Fig. 4A bis 4C dargestellten Konstantstromquellen benutzt, so unterscheiden sich die Werte der Ströme aufgrund des Spannungsabfalls ΔV12 über die interne VEE-Verbindung 12 voneinan der. Wird beispielsweise die Konstantstromquelle der Fig. 4A als Konstantstromquelle im ECL-Logikschaltkreis der Fig. 7 verwendet, so ist das Potential V27L mit niedrigem Pegel der Ausgänge 17a und 17b der ECL-Logikschaltkreise (Eingangspufferschaltkreise) 10a, 10b durch folgende Gleichung gegeben:
V17L = -a R206(VDIF-ΔV12-VBE)-VBE-ΔV4.

Ferner wird das Potential Vl7H mit hohem Pegel von der folgenden Gleichung dargestellt:
V17H = VBE-ΔV4.

Hieraus ist ersichtlich, daß die Ausgangspegel der ECL-Logikschalt kreise 10a, 10b entsprechend den Spannungsabfällen ΔV4 bzw. ΔV12 der Versorgungsverbindungen variieren.

Wie aus den Fig. 1 und 6 ersichtlich ist, weisen die internen Span nungsversorgungsverbindungen 4, 12, die sich von den Spannungsver sorgungspads 2 bzw. 3 aus erstrecken, für die Eingangspufferschalt kreise 10a, 10b verschiedene Längen auf. Daher unterscheiden sich ihre Widerstandswerte voneinander und die von den Eingangspuffer schaltkreisen 10a, 10b erzeugten Ausgangssignale 17a bzw. 17b un terscheiden sich in den Spannungsabfällen ΔV4, ΔV12 voneinander. Entsprechend unterscheidet sich der Spannungspegel des Ausgangs 17a und der Spannungspegel des Ausgangs 17b voneinander, wenn sie den selben Logikwert anzeigen.

Wird die Amplitude der jeweiligen Ausgänge 7a, 17b vermindert, um die Schaltgeschwindigkeit des ECL-Logikschaltkreises zu erhöhen, so wird der Bereich des Referenzpotentials VBB2, d. h. V17L < VBB2 < Vl7H, der zum normalen Betrieben des ECL-Logikschaltkreises 15 er forderlich ist, schmaler. Unterscheiden sich die Ausgänge 17a und 17b in ihren Pegeln, so wird die untere Grenze des Bereiches für das Referenzpotential VBB2, die für einen normalen Betrieb des ECL-Lo gikschaltkreises 15 erforderlich ist, durch das höhere der Poten tiale niedrigen Pegels der Ausgänge 17a, 17b bestimmt. Andererseits wird die obere Grenze des Bereiches für das Referenzpotential VBB2 durch das untere der Potentiale hohen Pegels der Ausgänge 17a, 17b bestimmt. Daher wird der Bereich des Referenzpotentials VBB2, der für eimen normalen Betrieb des ECL-Logikschaltkreises 15 notwendig ist, schmaler.

Da das Referenzpotential VBB2 durch Schwankungen leicht aus der Mitte zwischen dem Potential V17H mit hohem Pegel und dem Potential V17L mit niedrigem Pegel verschoben werden kann, wird ferner auch die Betriebsgeschwindigkeit des ECL-Logikschaltkreises 15 klein. Un ter der Annahme, daß beispielsweise die Widerstände 4c, 12a der Spannungsversorgungsverbindungen zwischen den Eingangspufferschalt kreisen 10a und 10b jeweils 100Ω aufweisen, so beträgt der voreinge stellte Wert a(VDIF-VBE) des konstanten Stroms von der Konstant stromquelle 306 1 mA, die Differenz (VDIF-VBE) 1 V, der Wert R206 des Widerstands 206 0,5 kΩ, der Versorgungsstrom, der durch die interne VCC-Verbindung 4 fließt, 10 mA und der Versorgungsstrom, der durch die interne VEE-Verbindung 12 fließt, 12mA. Fließen die oben angege benen Versorgungsströme vom Eingangspufferschaltkreis 10a zum Ein gangspufferschaltkreis 10b, so beträgt damit die Differenz zwischen dem Potential mit hohem Pegel des Ausgangs 17a und dem Potential mit hohem Pegel des Ausgangs 17b 0,1 V und der Unterschied zwischen dem Potential mit niedrigem Pegel des Ausgangs 17a und dem Potential mit niedrigem Pegel des Ausgangs 17b wird gleich 0,05 V. In diesem Fall beträgt der voreingestellte Wert der Amplitude für jeden der Aus gänge 17a und 17b 0,5 V. Der Bereich des Referenzpotentials VBB2, der für einen normalen Betrieb des ECL-Logikschaltkreises 15 notwendig ist, fällt jedoch aufgrund des Widerstands einer jeden Spannungsver sorgungsverbindung auf einen Bereich innerhalb 0,35 V ab.

Entsprechend weist der herkömmliche integrierte Halbleiterschalt kreis das Problem auf, daß der Ausgangspegel des ECL-Schaltkreises unter dem Einfluß des Spannungsabfalls, der vom Widerstand der Span nungsversorgungsverbindungen verursacht wird, variiert. Ferner kann keine Verminderung der Amplitude für den jeweiligen Ausgang ausge führt werden, um einen Betrieb des ECL-Logikschaltkreises mit höhe rer Geschwindigkeit zu erzielen. Diese Reduzierung ist notwendig, um einen ausreichenden Betriebsrahmen und eine ausreichende Schaltge schwindigkeit der nachfolgenden Logikschaltung zu erreichen. Diese Problem hat sich insbesondere aufgrund der Erhöhung der Kapazität des zugehörigem integrierten Halbleiterschaltkreises entwickelt, die Verbindungslänge und Strom vergrößert, der durch die Verbindung fließt.

Der Einfluß der Spannungsabfälle an den oben beschriebenen Span nungsversorgungsverbindungen tritt wie bei ECL-Logikschaltungen auch in Fällen auf, wenn integrierte Halbleiterschaltkreise mit TTL-Lo gikschaltungen oder MOS-Logikschaltungen benutzt werden. Ferner er scheint ihr Einfluß nicht nur in den Eingangspufferschaltkreisen, sondern auch in beliebigen anderen internen Logikschaltkreisen.

Die Architektur zum Eliminieren des nachteiligen Einflusses eines Spannungsabfalls an der Spannungsversorgungsverbindung auf das Refe renzpotential des ECL-Logikschaltkreises ist im Artikel "BiCMOS Cur rent Source Reference Network for ULSI BiCMOS with ECL Circuitry" von H.V. Tran et al im 1989 IEEE ISSCC Digest of Technical Papers vom Februar 1989, S. 120-121 beschrieben. Die Architektur des Stan des der Technik weist einen globalen Pegelreferenzgenerator zum Er zeugen eines Referenzstroms, der durch eine lange Verbindungsleitung in einem Chip fließt, und einen lokalen Pegelreferenzgenerator, der in der Nähe eines zugehörigen ECL-Schaltkreises oder einer zugehöri gen Konstantstromquelle gebildet ist, um den Referenzstrom zu emp fangen und hierdurch den Referenzpotentialpegel zum Anlegen an den zugehörigen ECL-Schaltkreis oder die zugehörige Stromquelle zu er zeugen, auf.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen integrierten Halbleiterschalt kreis zu schaffen, der die technischen Nachteil eines herkömmlichen integrierten Halbleiterschaltkreises überwindet und einen weiten Be triebsrahmen und eine hohe Betriebsgeschwindigkeit aufweist. Ferner soll ein integrierter Halbleiterschaltkreis gebildet werden, der ein stabiles Referenzpotential bereitstellen kann, das von einem Span nungsabfall an einer Verbindung nicht beeinflußt wird. Außerdem soll ein integrierter Halbleiterschaltkreis geschaffen werden, der den Einfluß eines Spannungsabfalls an einer internen Spannungsversor gungsverbindung eliminieren kann. Aufgabe der Erfindung ist weiter hin, einen integrierten Halbleiterschaltkreis zu bilden, der den Einfluß einer Schwankung der Versorgungsspannung auf den Pegel des Ausgangssignals von einem Logikschaltkreis, der einen Stromumschalt- Schaltkreis aufweist, eliminiert. Ferner soll ein integrierter Halb leiterschaltkreis geschaffen werden, der einem Logikschaltkreis ein stabiles Referenzpotential bereitstellen kann, der in seiner Ein gangsstufe einen Stromumschalt-Schaltkreis aufweist.

In Übereinstimmung mit einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfin dung weist ein integrierter Halbleiterschaltkreis mit einem ersten Pad (VCC-Pad) zum Empfangen einer extern zugeführten ersten Versor gungsspannung (VCC) und einem zweiten Pad (VEE-Pad) zum Empfangen einer zweiten Versorgungsspannung, eine erste Referenzpotential-Er zeugereinrichtung, die in der Nähe des ersten Pads gebildet ist und der vom ersten Pad über eine erste Verbindung die erste Versorgungs spannung zugeführt wird, um ein erstes Referenzpotential zu erzeu gen, eine Mehrzahl von zweiten Referenzpotential-Erzeugereinrichtun gen, denen jeweils das erste Referenzpotential (VBB0) von der ersten Referenzpotential-Erzeugereinrichtung über eine von zweiten Verbin dungen zugeführt wird, um hierdurch ein zweites Referenzpotential zu erzeugen, und eine Mehrzahl von Logikschaltkreiseinrichtungen, die in Form einer Gruppe im Zusammenhang mit den jeweiligen der Mehrzahl von zweiten Referenzpotential-Erzeugereinrichtungen gebildet sind, auf.

Die Mehrzahl von Logikschaltkreiseinrichtungen weist jeweils eine Schaltkreiseinrichtung zum logischen Verarbeiten eines empfangenen Signals auf, wobei ein zweites Referenzpotential von der zugehörigen zweiten Referenzpotential-Erzeugereinrichtung als Logikschwellenwert verwendet wird.

Der Logikverarbeitungs-Schaltkreiseinrichtung weist einen Stromum schalt-Schaltkreis zum Umschalten eines Strompfads entsprechend den Stärken des Eingangssignals und des zweiten Referenzpotentials auf.

Die zweite Referenzpotential-Erzeugereinrichtung ist über eine dritte Verbindung mit einer zugehörigen Gruppe von Logikschaltkreis einrichtungen verbunden. Jede der zweiten Referenzpotential-Erzeu gereinrichtungen ist so in der Nähe einer zugehörigen Gruppe von Lo gikschaltkreiseinrichtungen gebildet, daß der Verbindungswiderstand, der zur dritten Verbindung gehört, kleiner als der Widerstand ist, der zur zweiten Verbindung gehört.

In Übereinstimmung mit einem zweiten Aspekt der vorliegendem Erfin dung weist ein integrierter Halbleiterschaltkreis eine Logikschalt kreiseinrichtung, deren erstem Ende der Strom von einer ersten Ver sorgungsspannung, die über eine erste Verbindung von einem ersten Spannungsversorgungspad angelegt wird, zugeführt wird, um ein Signal mit verschiedenen Spannungspegeln entsprechend einem an dessen Kno ten angelegten Eingangssignal auszugeben, eine Konstantstrom-Schalt kreiseinrichtung zum Zuführen eines konstanten Stroms an das zweite Ende der Logikschaltkreiseinrichtung, eine Einrichtung zum Erzeugen eines Referenzpotentials aus der ersten Versorgungsspannung und eine Klemmschaltkreiseinrichtung zum Festklemmen des Potentials am ersten Ende der Logikschaltkreiseinrichtung auf ein vorbestimmtes Potential in Abhängigkeit vom so erzeugten Referenzpotential auf.

Die Differenz zwischen dem ersten Referenzpotential und dem ersten Versorgungspotential wird unabhängig von der Schwankung der zweiten Versorgungsspannung auf einen festen Wert gesetzt. Das Klemmpoten tial der Klemmschaltkreiseinrichtung wird vom Referenzpotential be stimmt. Die Differenz zwischen dem Klemmpotential und der ersten Versorgungsspannung wird unabhängig von der Schwankung der zweiten Versorgungsspannung auf einen vorbestimmten festen Wert gesetzt.

In Übereinstimmung mit einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfin dung weist ein integrierter Halbleiterschaltkreis eine Logikschalt kreiseinrichtung, deren erstem Ende Strom von einer ersten Versor gungsspannung, die über eine erste Verbindung angelegt wird, zuge führt wird, und die ein Eingangssignal einer vorbestimmten Logikver arbeitung unterwirft, eine Einrichtung zum Empfangen einer zweiten Versorgungsspannung über eine zweite Versorgungsverbindung, um ein erstes Referenzpotential zu erzeugen, eine Konstantstrom-Schaltkrei seinrichtung, deren erstem Ende Strom von der zweiten Versorgungs spannnung zugeführt wird und die einen konstanten Strom vom zweiten Ende an eim zweites Ende der Logikschaltkreiseinrichtung in Abhän gigkeit vom ersten Referenzpotential abgibt, eine zweite Referenzpo tential-Erzeugereinrichtung zum Erzeugen eines zweiten Referenzpo tentials aus der zweiten Versorgungsspannung und eine Klemmschalt kreiseinrichtung zum Festklemmen des Potentials am ersten Ende der jeweiligen Konstantstrom-Schaltkreiseinrichtung auf ein vorbestimm tes festes Potential in Abhängigkeit vom zweiten Referenzpotential auf.

Die Differenz zwischen dem ersten Referenzpotential und dem zweiten Versorgungspotential wird unabhängig von der Schwankung der zweiten Versorgungsspannung auf einen vorbestimmten Wert gesetzt. Ferner wird die Differenz zwischen dem Klemmpotential der Klemmschaltkreis einrichtung und dem zweiten Versorgungspotential unabhängig von der Schwankung der zweiten Versorgungsspannung auf einen vorbestimmten Wert gesetzt.

In Übereinstimmung mit dem ersten Aspekt der Erfindung befindet sich die zweite Referenzpotential-Erzeugerschaltkreiseinrichtung so in der Nähe des zugehörigen Logikschaltkreises, daß der Widerstand der Verbindung, die zum Zuführen des zweiten Referenzpotentials an den Logikschaltkreis benutzt wird, kleiner als derjenige der Verbindung ist, die zum Zuführen des ersten Referenzpotentials an die zweite Referenzpotential-Erzeugereinrichtung benutzt wird. Da der erste Re ferenzpotential-Erzeugerschaltkreis in der Nähe des ersten Pads ge bildet ist, wird das erste Referenzpotential stabil gehalten, ohne daß es von den internen Versorgungsverbindungen beeinflußt wird. Ferner ist es möglich, den Spannungsabfall durch den Verbindungswi derstand zwischen dem zweiten Referenzpotential-Erzeugerschaltkreis und dem zugehörigen Logikschaltkreis zu minimieren. Selbst wenn eine Mehrzahl von zweiten Referenzpotential-Erzeugerschaltkreisen gebil det ist, sind sie jeweils einzeln jeder Gruppe von Logikschaltkrei sen zugeordnet und der Strom durch diese wird erheblich vermindert. Daher kann der Stromfluß durch die zweite Verbindung verkleinert werden, so daß der Spannungsabfall an de zweiten Verbindung mini miert wird. Folglich kann der Spannungsabfall an der Verbindung zum Zuführen des Referenzpotentials minimiert werden.

Entsprechend dem zweiten Aspekt der Erfindung wird das Klemmpoten tial vom eingestellten Referenzpotential bestimmt, um die Differenz zwischen der ersten Versorgungsspannung und dem Referenzpotential unabhängig von der Schwankung der zweiten Versorgungsspannung kon stant zu halten. Der Pegel des Ausgangssignals von der Logikschalt kreiseinrichtung wird dabei vom Klemmpotential bestimmt. Es ist da her möglich, den Einfluß des Spannungsabfalls der ersten Versor gungsspannung durch den Verbindungswiderstand im Ausgangspegel der Logikschaltkreiseinrichtung zu unterdrücken.

In Übereinstimmung mit dem dritten Aspekt dieser Erfindung wird das Klemmpotential vom zweiten eingestellten Referenzpotential bestimmt, um die Differenz zwischen dem zweiten Referenzpotential und dem zweiten Versorgungspotential konstant zu halten. Das Klemmpotential bestimmt dabei das Potential am Stromzuführungsknoten der Konstant stromquellen-Schaltkreiseinrichtung. Es ist daher möglich, den Ein fluß des Spannungsabfalls durch die zweite Versorgungsverbindung auf den Ausgangspegel des Logikschaltkreises zu unterdrücken.

Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibumg von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Diagramm des Layouts eines herkömmlichen integrierten Halbleiterschaltkreises, der auf einem Chip gebildet ist;

Fig. 2 ein Diagramm der Anordnung eines herkömmlichen Referenzpo tential-Erzeugerschaltkreises;

Fig. 3 ein Diagramm der Anordnung eines Eingangspufferschaltkrei ses, der im herkömmlichen integrierten Halbleiterschaltkreis verwen det wird;

Fig. 4A bis 4C Diagramme zur Erläuterung des Aufbaus von Konstant stromschaltkreisen, die jeweils im herkömmlichen integrierten Halb leiterschaltkreis benutzt werden;

Fig. 5 ein Diagramm eines Beispiels für den Aufbau eines Schalt kreises zum Erzeugen einer Vorspannung, die an einen Konstantstrom schaltkreis angelegt wird;

Fig. 6 ein schematisches Diagramm des Layouts eines weiteren her kömmlichen integrierten Halbleiterschaltkreises, der auf einem Chip gebildet ist;

Fig. 7 ein Diagramm zur besonderen Darstellung des Aufbaus eines ECL-Logikschaltkreises im integrierten Halbleiterschaltkreis der Fig. 6;

Fig. 8 ein schematisches Diagramm des Layouts eines integrierten Halbleiterschaltkreises entsprechend einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der auf einem Chip gebildet ist;

Fig. 9 ein Diagramm des Aufbaus von ersten und zweiten Referenz potential-Erzeugerschaltkreisen entsprechend der ersten Ausführungs form der Erfindung;

Fig. 10 ein Diagramm eines zweiten Aufbaus des zweiten Referenzpo tential-Erzeugerschaltkreises entsprechend der Erfindung;

Fig. 11 ein Diagramm eines dritten Aufbaus des zweiten Referenzpo tential-Erzeugerschaltkreises entsprechend der Erfindung;

Fig. 12 ein Diagramm eines vierten Aufbaus des zweiten Referenzpo tential-Erzeugerschaltkreises entsprechend der Erfindung;

Fig. 13 ein Diagramm eines ersten Beispiels für den Aufbau des er sten Referenzpotential-Erzeugerschaltkreises entsprechend der Erfin dung;

Fig. 14 ein schematisches Diagramm des Layouts eines integrierten Halbleiterschaltkreises entsprechend einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der auf einem Chip gebildet ist;

Fig. 15 ein Diagramm zur besonderen Darstellung eines Beispiels für den Aufbau eines ECL-Logikschaltkreises, der im integrierten Halbleiterschaltkreis der Fig. 14 verwendet wird;

Fig. 16 ein Diagramm zur besonderen Darstellung eines ersten Auf baus eines ersten Klemmpotential-Erzeugerschaltkreises entsprechend der Erfindung;

Fig. 17 ein Diagramm zur besonderen Darstellung eines zweiten Auf baus des ersten Klemmpotential-Erzeugerschaltkreises entsprechend der Erfindung;

Fig. 18A bis 18C Diagramme zur Erläuterung des Aufbaus eines Kon stantstromschaltkreises entsprechend der Erfindung;

Fig. 19 ein Diagramm eines weiteren Aufbaus des ECL-Logikschalt kreises entsprechend der Erfindung; und

Fig. 20 ein Diagramm zur besonderen Darstellung eines Beispiels für den Aufbau eines zweiten Klemmpotential-Erzeugerschaltkreises entsprechend der Erfindung.

Fig. 8 zeigt schematisch das Layout eines integrierten Halbleiter schaltkreises in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Er findung, die auf einem Chip gebildet ist. In Fig. 8 sind diejenigen Komponenten, die denen im herkömmlichen integrierten Halbleiter schaltkreis der Fig. 1 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen ver sehen. Bezüglich Fig. 8 ist der erfindungsgemäße integrierte Halb leiterschaltkreis auf einem Halbleiterchip 100 gebildet und weist benachbart zu einem VCC-Pad 2 einen ersten Referenzpotential-Erzeu gerschaltkreis (im weiteren als "VBB0-Erzeugerschaltkreis" bezeich net) 5 auf, der ein erste Referenzpotential VBBl empfängt.

Die Eingangspufferschaltkreise 10 sind in zwei Gruppen unterteilt (in Fig. 8 auf der rechtem und linken Seite des Chips), d. h. im dar gestellten Beispiel eine erste Gruppe von Eingangspufferschaltkrei sen 10c und eine zweite Gruppe von Eingangspufferschaltkreisen 10d. Der VBB1-Erzeugerschaltkreis 6a ist entsprechend der ersten Gruppe von Eingangspufferschaltkreisen 10c gebildet und führt diesen über eine Verbindung 8a das zweite Referenzpotential VBB1 zu. Der VBB1- Erzeugerschaltkreis 6b ist demgegenüber entsprechend der zweiten Gruppe von Eingangspufferschaltkreisen 10d gebildet und führt diesen über eine Verbindung 8b das zweite Referenzpotential VBB1 zu. Ferner wird die den VBB1-Erzeugerschaltkreisen 6a, 6b die erste Versor gungsspannung VCC über die internen VCC-Verbindungen 4 zugeführt.

Das Diagramm in Fig. 9 zeigt den Aufbau des VBB0-Erzeugerschaltkrei ses 5 der VBB-Erzeugerschaltkreise 6a, 6b, die im erfindungsgemäßen integrierten Halbleiterschaltkreis verwendet werden. Jeder der in Fig. 9 dargestellten VBB0-Erzeugerschaltkreise 5 und VBB1-Erzeuger schaltkreise 6a, 6b ist im Aufbau mit dem Referenzpotential-Erzeu gerschaltkreis 11 von Fig. 2 identisch. Die Komponenten des VBB0-Er zeugerschaltkreises 5 und der VBB1-Erzeugerschaltkreise 6a, 6b und die den Komponenten des Referenzpotential-Erzeugerschaltkreises 11 der Fig. 2 entsprechenden Komponenten sind mit identischen Bezugs zeichen versehen. Im Schaltkreisaufbau der Fig. 9 wird über die Ver bindung das erste Referenzpotential VBB0 vom VBB0-Erzeugerschalt kreis 5 den VBB1-Erzeugerschaltkreisen 6a, 6b zugeführt. Daher exi stieren in der Verbindung 7 die Verbindungswiderstände 7a, 7b. Fig. 8 zeigt, daß die VBB1-Erzeugerschaltkreise 6a und 6b parallel zum VBB0-Erzeugerschaltkreis 6 geschaltet sind. Fig. 9 zeigt jedoch als schlechtesten Fall, daß die VBB1-Erzeugerschaltkreise 6a und 6b mit diesem in Reihe geschaltet sind, da der Einfluß des Spannungsabfalls durch die Verbindungswiderstände 7a, 7b der Verbindung 7 diskutiert wird. In ähnlicher Weise existieren die Verbindungswiderstände 4a und 4b in der internen VCC-Verbindung 4. Nun erfolgt eine Beschrei bung des Betriebs des Referenzpotential-Erzeugerschaltkreises von Fig. 9. Der VBB0-Erzeugerschaltkreis 5 gibt an einem Ende (am Knoten N10) des Widerstands 201 ein Referenzpotential VBB0 aus. Hier sei angenommen, daß der Spannungsabfall durch den Verbindungswiderstand in der internen VCC-Verbindung 4 gleich ΔV4, der Wert des Wider stands 201 gleich R201 und der konstante Strom der Konstantstrom quelle 301 gleich I301 ist. In diesem Fall ist das erste Referenzpo tential VBB0 durch folgende Gleichung gegeben:
VBB0 = -R201×I301-ΔV4.

Das erste Referenzpotential VBB0 wird über die Verbindung 7 den VBB0-Erzeugerschaltkreisen 6a und 6b zugeführt, die aus Emitterfol gerschaltkreisen bestehen, in denen ihr Pegel um VBE verschoben wird. Von jedem der Emitter der Bipolartransistoren 102a, 102b wird ein zweites Referenzpotential VBB1 ausgegeben. Unter der Annahme, daß der Spannungsabfall an der Verbindung 7 gleich ΔV7 ist, ist das zweite Referenzpotential VBB1 durch folgende Gleichung gegeben:
VBB1 = VBB0-VBE-ΔV4-ΔV7.

Der von den Konstantstromquellen 301 und 303a, 303b zugeführte Strom ist so eingestellt, daß er unabhängig von der Schwankung der zweiten Versorgungsspannung VEE stets konstant ist.

Das von den VBB1-Erzeugerschaltkreisen 6a und 6b erzeugte zweite Re ferenzpotential VBB1 wird über die entsprechenden Verbindungen 8a und 8b an den entsprechenden Eingangspufferschaltkreis 10 angelegt. Es sei nun angenommen, daß der Aufbau des Eingangspufferschaltkrei ses 10 mit dem in Fig. 3 gezeigten übereinstimmt. Unter der Voraus setzung, daß der Spannungsabfall an jeder der Verbindungen 8a, 8b gleich ΔV8 ist, ist das Referenzpotential V(8) am entsprechenden Eingangspufferschaltkreis 10 durch folgende Gleichung gegeben: V(8) = VBB1-ΔV8 = -R201×I301-VBE-ΔV4-ΔV7-ΔV8.

Wie oben beschrieben worden ist besitzt die Schwankung des Referenz potentials V(8) einen großen Einfluß auf Betriebsrahmen und -ge schwindigkeit des integrierten Halbleiterschaltkreises aus, der ein Signal mit ECL-Pegel verarbeitet. Um die Schwankung des Referenzpo tentials V(8) zu unterdrücken, die durch die Stelle, an der sich der jeweilige Schaltkreis auf dem Halbleiterchip 100 befindet, die Ver sorgungsspannungen, Verarbeitungsparameter und Temperatur verursacht wird, ist es erforderlich, die Spannungsabfälle ΔV4, ΔV7 und ΔV8 in den jeweiligen Verbindungen zu minimieren. Im Hinblick auf einen vernachlässigbar kleinen Spannungsabfall ΔV4 an der internem VCC- Verbindung 4 ist der VBB0-Erzeugerschaltkreis 5 ähnlich wie beim herkömmlichen integrierten Halbleiterschaltkreis in der Nähe des VCC-Pads 2 angeordnet. Damit ist der Widerstand zwischen dem VCC-Pad 2 und dem VBB0-Erzeugerschaltkreis 5 extrem klein, so daß der Span nungsabfall in diesem Abschnitt vernachlässigt werden kann.

Die Verbindungswiderstände 7a und 7b existieren in der Verbindung 7 bezüglich jedem der VBB1-Erzeugerschaltkreise 6a und 6b. Die VBB1- Erzeugerschaltkreise 6a und 6b sind jeweils einzeln für eine Mehr zahl von Eingangspufferschaltkreisen 10 gebildet. Die Zahl der Bipo lartransistoren, die Komponenten der VBB1-Erzeugerschaltkreise 6a und 6b darstellen und deren Basen mit der Verbindung 7 verbunden sind, wird im Vergleich zu den Bipolartransistoren, die Komponenten des Eingangspufferschaltkreises 10 darstellen und deren Basen mit den Verbindungen 8a bzw. 8b verbunden sind, erheblich reduziert. Entsprechend ist der Strom (Basisstrom), der durch die Verbindung 7 fließt, erheblich geringer als der Strom (Basisstrom), der durch die Verbindung 8a oder 8b fließt. Bei der in Fig. 8 gezeigten Ausfüh rungsform sind zwei VBB1-Erzeugerschaltkreise und sechs Eingangspuf ferschaltkreise gebildet. Da die Zahl der Eingangspufferschaltkreise in einem integrierten Halbleiterschaltkreis mit großer Kapazität ex trem erhöht ist, ist der Unterschied zwischen dem Strom, der durch die Verbindung 7 fließt, und demjenigen, der durch die Verbindung 8a oder 8b fließt, in der Praxis erheblich größer. Der Basisstrom durch die Verbindung 7 wird nur den Basen von wenigen Bipolartransistoren zugeführt. Damit wird der Spannungsabfall an der Verbindung 7 im Vergleich mit dem Spannungsabfall durch den Stromfluß über die Ver bindung 8a oder 8b vernachlässigbar klein.

Der VBB1-Erzeugerschaltkreis 6a ist benachbart zu seinem entspre chenden Eingangspuffer 10c gebildet. Damit ist die Verbindung 8a, die zum Zuführen des zweiten Referenzpotentials VBB1 an den jeweili gen Eingangspufferschaltkreis 10c verwendet 37322 00070 552 001000280000000200012000285913721100040 0002004112612 00004 37203wird, signifikant kürzer als die in Fig. 1 gezeigte Verbindung 8. Somit wird ihr Verbindungs widerstand reduziert. Ferner ist auch die Zahl der Bipolartransisto ren, deren Basis mit der Verbimdung 8a verbunden ist, im Vergleich zu denen von Fig. 1 vermindert.

In ähnlicher Weise ist auch die Verbindung 8b zum Übertragen der VBB1-Spannung, die sich vom VBB1-Erzeugerschaltkreis 6b aus er streckt, ebenfalls kurz und die Zahl der mit der Verbindung 8b ver bundenen Bipolartransistoren ist kleiner. Entsprechend wird der Spannungsabfall ΔV8 an der Verbindung 8a oder 8b im Vergleich zum Spannungsabfall ΔV8 an der Verbindung 8 im integrierten Halbleiter schaltkreis von Fig. 1 beträchtlich vermindert. Im Falle eines 64k× 4Bit-ECL-RAMs sind beispielsweise 22 Eingangspufferschaltkreise ge bildet. Ist die Zahl der VBB1-Erzeugerschaltkreise, die mit der Ver bindung 7 verbunden sind, gleich zwei und beträgt der Widerstand der Verbindung 7 100Ω, so ist selbst im ungünstigsten Fall, nämlich wenn die VBB1-Erzeugerschaltkreise 6a, 6b mit der Verbindung 7 in Reihe verbunden sind, der Spannungsabfall ΔV7 an der Verbindung 0,01 V, wenn der Basisstrom von einem Bipolartransistor 0,01 mA beträgt.

Unter der Annahme, daß der Widerstand von jeder der Verbindungen 8a, 8b 50Ω beträgt, die Zahl der mit den jeweiligen Verbindungen 8a, 8b verbundenen Eingangspufferschaltkreise gleich elf ist und der erfor derliche Basisstrom für jeden Bipolartransistor 0,05 mA beträgt, so ergibt sich der Spannungsabfall an der Verbindung 8a, 8b aus der Be ziehung 0,05mA×11×50Ω zu maximal 0,03 V. Selbst wenn die Spannungsab fälle ΔV7 und ΔV8 an den Verbindungen 7 und 8 zusammengezählt wer den, wird somit der gesamte Spannungsabfall maximal 0,04 V. Dieser Wert 0,04 V ist um eine Größenordnung kleiner als der Maximalwert 0,11 V des Spannungsabfalls ΔV8 an der Verbindung 8 im herkömmlichen integrierten Halbleiterschaltkreis der Fig. 1. Die Schwankung im Re ferenzpotential V(8), die einen großen Einfluß auf den Betriebsrah men und die Zeitverzögerung eines jeden Eingangspufferschaltkreises 10c, 10d ausübt, kann signifikant unterdrückt werden. Daher kann ein integrierter Halbleiterschaltkreis mit breiten Betriebsrahmen und hoher Geschwindigkeit erhalten werden.

Die Schaltkreise, denen das Referenzpotential zugeführt wird, sind nicht notwendigerweise auf die oben angeführten Eingangspuffer schaltkreise beschränkt. Werden in einem integrierten Halbleiter schaltkreis ECL-Logikschaltkreise verwendet, so können dieselben Ef fekte wie bei der oben beschriebenen Ausführungsform erzielt werden, indem man diese ECL-Logikschaltkreise gruppiert.

Die Fig. 8 zeigt eine Anordnung, bei der zwei VBB1-Erzeugerschalt kreise mit einem VBB0-Erzeugerschaltkreis und drei Eingangspuffer schaltkreise mit einem VBB1-Erzeugerschaltkreis verbunden sind. So lange die Beziehung, daß die Zahl der mit einem VBB0-Erzeugerschalt kreis verbundenen VBB1-Erzeugerschaltkreise kleiner als die Zahl der mit einem VBB1-Erzeugerschaltkreis verbundenen Eingangspufferschalt kreise ist, erfüllt wird, kann die Zahl von VBB1-Erzeugerschaltkrei sen, die mit einem VBB0-Erzeugerschaltkreis verbunden ist, und die Zahl von Eingangspufferschaltkreisen, die mit einem VBB1-Erzeuger schaltkreis verbunden sind, beliebig sein.

Ferner ist der Referenzpotential-Erzeugerschaltkreis nicht notwendi gerweise auf den Schaltkreisaufbau von Fig. 9 beschränkt. Ist das Referenzpotential VBB1 so eingestellt, daß es unabhängig von der Schwankung der zweiten Versorgungsspannung VEE konstant gehalten wird, so können selbst bei beliebigem Schaltkreisaufbau dieselben Effekte wie bei der oben angeführten Ausführungsform erhalten wer den. Wird der Schaltkreisaufbau nämlich so eingestellt, daß die Kon stantstromquelle 303 auch bei schwankender Versorgungsspannung VEE stets einen konstanten Strom liefert, so kann ein beliebiger Schalt kreisaufbau verwendet werden.

Fig. 10 zeigt ein weiteres Beispiel für einen VBB1-Erzeugerschalt kreis. Im VBB1-Erzeugerschaltkreis 6 ist eine Diode 106 zwischen dem npn-Bipolartransistor 102, dem vom VBB0-Erzeugerschaltkreis 5 über die Verbindung 7 das Referenzpotential VBB0 zugeführt wird, und der Verbindung 8 in Vorwärtsrichtung geschaltet. In diesem Fall wird das Referenzpotential VBB0 dem Emitterfolgertransistor 102 zugeführt, in dem sein Pegel durch die Basis-Emitter-Spannung VBE und weiter durch einen Vorwärtsspannungsabfall Vf (oder VBE) der Diode 106 verschoben wird. Die Spannung mit dem so in zwei Stufen verschobenen Pegel wird als Referenzpotential VBB1 ausgegeben.

Auch der Schaltkreisaufbau von Fig. 11 kann als VBB1-Erzeugerschalt kreis 6 verwendet werden.

Der VBB1-Erzeugerschaltkreis 6 von Fig. 11 weist einen npn-Bipolar transistor 121, dessen Basis über eine Verbindung 7 ein erstes Refe renzpotential VBB0 empfängt, einen Widerstand 210, dessen erstes Ende mit dem Emitter des npn-Bipolartransistor 121 und dessen zwei tes Ende mit der Basis eines npn-Bipolartransistors 102 und einer Konstantstromquelle 310 verbunden ist, wobei der Kollektor des npn- Bipolartransistors 102 mit dem Emitter des Bipolartransistors 121, die Basis mit dem zweiten Ende des Widerstands 210 und der Konstant stromquelle 310 und der Emitter mit einer internen Ausgangsverbin dung 8 verbunden ist, und eine Konstantstromquelle 303, die zwischen eine der internen VEE-Verbindungen 12 und der internen Ausgangsver bindung 8 geschaltet ist, auf. Mit diesem Schaltkreisaufbau wird das Referenzpotential VBB1 vom Bipolartransistor 102 ausgegeben, wobei der Pegel des Referenzpotentials VBB0 durch den Emitter-Basis-Span nungsabfall VBE1 am Emitterfolgertransistor 121, einem Spannungsab fall über den Widerstand 210 und einem Basis-Emitter-Spannungsabfall am Bipolartransistor 102 verschoben wird.

Fig. 12 zeigt ein weiteres Beispiel des Aufbaus eines VBB1-Erzeuger schaltkreises. Der in Fig. 12 dargestellte VBB1-Erzeugerschaltkreis weist einen npn-Bipolartransistor 121, dessen Basis über eine Ver bindung 7 ein erstes Referenzpotential VBB0 zugeführt wird, einen Emitterwiderstand 210, der mit dem Emitter des Bipolartransistors verbunden ist, eine Konstantstromquelle 310, die mit dem ersten Ende des Widerstands 210 verbunden ist, einen npn-Bipolartransistor 102, dessen Basis mit dem zweiten Ende des Widerstands 210, dessen Kol lektor mit der internen VCC-Verbindung 4 und dessen Emitter mit der internen Ausgangsverbindung 8 verbunden ist, und eine Konstantstrom quelle 303, die mit dem Emitter des npn-Bipolartransistors 102 ver bunden ist, auf. Selbst mit diesem Aufbau kann wie im Falle des Schaltkreises von Fig. 11 ein gewünschter Erzeugerschaltkreis für ein zweites Referenzpotential VBB1 erhalten werden.

Wird eine vorbestimmte Vorspannung VB an die Basis des Bipolartran sistors 121 angelegt und wird der Schaltkreis, der aus dem Wider stand 210 und der Konstantstromquelle 310 besteht, als VBB-Erzeuger schaltkreis benutzt, so wird in jedem der in den Fig. 11 und 12 dar gestellten Schaltkreisanordnungen der Einfluß des Widerstands der internen VCC-Verbindung auf das erste Referenzpotential VBB0 redu ziert. Damit kann ein stabileres Referenzpotential VBB1 erhalten werden. In diesem Fall kann der Einfluß des Widerstands der internen VCC-Verbindung auf das erste Referenzpotential VBB0 einfach durch die Vorspannung VB gesteuert werden und es kann das Ausgangssignal von einem VBB0-Erzeugerschaltkreis 5 wie in Fig. 13 benutzt werden.

Der in Fig. 13 dargestellte VBB0-Erzeugerschaltkreis 5 weist eine Verbindung 90 auf, die mit der internen VCC-Verbindung 4 verbunden ist. Die Verbindung 7 ist nämlich direkt mit der internen VCC-Ver bindung 4 verbunden. Auch in diesem Fall wird die Länge der Verbin dung 90 zwischen der Verbindung 7 und der internen VCC-Verbindung 4 minimal. Es ist daher möglich, den Einfluß des Widerstands der Ver bindung 90 zu reduzieren. Wird der in Fig. 13 dargestellte VBB0-Er zeugerschaltkreis verwendet, so kann die Verbindung direkt mit der Basis des Bipolartransistors 121 im VBB1-Erzeugerschaltkreis 6 der Fig. 11 oder 12 verbunden werden. Damit wird das Referenzpotential VBB0 durch den Widerstand 210 erzeugt und der Einfluß des Wider stands in der internen VCC-Verbindung 4, d. h. der Spannungsabfall ΔV4 im Referenzpotential VBB0, kann auf ein Minimum reduziert wer den.

Ist der ECL-Eingangspufferschaltkreis so konstruiert, daß der Logik schwellenwert durch das Referenzpotential VBB1 bestimmt wird, so kann jeder Schaltkreisaufbau benutzt werden. Ferner ist die vorlie gende Ausführungsform nicht notwendigerweise auf die Verwendung ei nes ECL-Eingangspufferschaltkreises beschränkt. Wird der Schalt kreisaufbau so eingestellt, daß der Eingangs-Logikschwellenwert durch das Referenzpotential VBB1 bestimmt wird, so können dieselben Effekte wie bei der oben angeführten Ausführungsform bei beliebigen ECL-, TTL- oder MOS-Logikschaltkreisen erzielt werden.

Nun erfolgt eine Beschreibung eines Schaltkreisaufbaus zum Eliminie ren des Einflusses der Schwankungen in den Versorgungsspannungen VCC und VEE.

Fig. 14 zeigt das Layout eines integrierten Halbleiterschaltkreises auf einem Chip entsprechend einer weiteren Ausführungsform der Er findung. Das Layout des integrierten Halbleiterschaltkreises ent spricht dem des integrierten Halbleiterschaltkreises von Fig. 6. Be züglich Fig. 14 weist der integrierte Halbleiterschaltkreis einen ersten Klemmpotential-Erzeugerschaltkreis 16 auf, der in der Nähe eines VCC-Pads 2 gebildet ist und dem eine Versorgungsspannung von einer internen VCC-Verbindung 4 und einer internen VEE-Verbindung 12 zugeführt wird. Der erste Klemmpotential-Erzeugerschaltkreis 16 er zeugt ein Klemmpotential, das zum Festklemmen des Potentials am er sten Ende eines Widerstands auf eine vorbestimmte Spannung benutzt wird, der in jedem ECL-Logikschaltkreis als Strom-/Spannungs-Konver tierungseinrichtung dient. Ferner ist ein zweiter Klemmpotential-Er zeugerschaltkreis 19 in der Nähe eines VEE-Pads 3 gebildet, dem von der internen VCC-Verbindung 4 und der internen VEE-Verbindung 12 eine Betriebsspannung zugeführt wird und der zum Festklemmen des Po tentials an einem Stromversorgungsanschluß einer Konstantstromquelle auf einem zweiten Klemmpotential dient, die in jedem ECL-Logik schaltkreis enthalten ist. Die Klemmpotentiale der ersten und zwei ten Klemmpotential-Erzeugerschaltkreise 16, 19 werden über Verbin dungen 13 bzw. 18 den Eingangspufferschaltkreisen 10a, 10b und den ECL-Logikschaltkreisen 15 zugeführt. In dieser Schaltkreisanordnung sind die Eingangspufferschaltkreise 10a, 10b als Beispiel darge stellt. Stattdessen kann jedoch auch ein beliebiger ECL-Logikschalt kreis verwendet werden.

Fig. 15 zeigt den Aufbau der Eingangspufferschaltkreise 10a, 10b und des internen ECL-Logikschaltkreises 15. Der in Fig. 15 dargestellte Aufbau entspricht demjenigen von Fig. 7. Die Komponenten, die den im Schaltkreisaufbau der Fig. 7 dargestellten entsprechem, werden durch dieselben Bezugszeichen bezeichnet. Wie sich aus einem Vergleich zwischen den Schaltkreisanordnungen der Fig. 7 und 15 ergibt, weisen die Eingangspufferschaltkreise 10a, 10b im integrierten Halbleiter schaltkreis entsprechend der Erfindung npn-Bipolartransistoren 113a, 113b auf, an deren Basen jeweils das erste Klemmpotential angelegt wird, das über eine erste interne Klemmverbindung 13 vom ersten Po tentialerzeugerschaltkreis 16 zugeführt wird. Die Kollektoren der Bipolartransistoren 113a, 113b sind jeweils mit der internen VCC- Verbindung 4 und die Emitter mit den zugehörigen Widerständen 205a, 206a bzw. 205b, 206b verbunden.

Die Bipolartransistoren 113a und 113b dienen jeweils zum Festklemmen des Potentials am ersten Ende der Widerstände 205a, 206a bzw. 205b, 206b, die als Strom-/Spannungs-Konvertierungseinrichtung wirken, auf einem vorbestimmten Potential. Die interne Klemmverbindung 13 wird von einem Verbindungswiderstand 13a begleitet. Der restliche Aufbau des Schaltkreises von Fig. 15 stimmt mit dem Schaltkreisaufbau von Fig. 7 überein.

Das zweite Referenzpotential VBB1 und das dritte Referenzpotential VBB2 werden so eingestellt, daß die Differenz zwischen dem Referenz potential VBB1 und der Versorgungsspannung VCC und die Differenz zwischen der Referenzspannung VBB2 und der Versorgungsspannung VCC unabhängig von einer Schwankung der zweiten Versorgungsspannung VEE stets konstant bleibt. Die interne VEE-Verbindung 12 bringt die Ver bindungswiderstände 12a, 12b mit sich. Nun wird der Betrieb des ge samten, in Fig. 15 dargestellten Schaltkreises beschrieben.

Der erste Klemmpotential-Erzeugerschaltkreis 16 erzeugt ein Klemmpo tential, das so eingestellt ist, daß die Differenz zwischen dessen Klemmpotential und der Spannung VCC an der VCC-Verbindung 4 unabhän gig von einer Schwankung der zweiten Versorgungsspannung VEE kon stant gehalten wird, und legt das so erzeugte Klemmpotential an die Verbindung 13 an. Wenn ein Signal VIH mit hohem Pegel an das Ein gangssignalpad 9a oder 9b angelegt wird, so schaltet der Bipolar transistor 107a oder 107b durch und der Bipolartransistor 108a oder 108b sperrt, falls der Pegel des Signals VIH höher als der des zwei ten Referenzpotentials VBB1 ist. Folglich wird das Potential am Kol lektor des Bipolartransistors 108 (108a oder 108b) im Eingangspuf ferschaltkreis, dem das Signal mit hohem Pegel zugeführt wird, auf einen hohen Pegel gezogen, so daß der Emitter des Bipolartransistors 109 (109a oder 109b), d. h. der Ausgang 17a oder 17b des Eingangspuf ferschaltkreises 10a oder 10b auf einen hohen Pegel gebracht wird. Es sei nun angenommen, daß das vom ersten Potentialerzeugerschalt kreis 16 erzeugte Klemmpotential gleich V(16) und der Spannungsab fall an der Verbindung 13 gleich ΔV13 ist. In diesem Fall ist das Potential V(13) an der Verbindung 13 durch folgende Gleichung gege ben:
V(13) = V(16)-ΔV13.

Ist die Basis-Emitter-Spannung des Bipolartransistors 113a (113b) gleich VBE, so wird das Potential am Emitter des Bipolartransistors 113a oder 113b auf V(16)-VBE-ΔV13 festgeklemmt.

Zu diesem Zeitpunkt ist die Spannung V17H mit hohem Pegel des Aus gangs 17a oder 17b durch folgende Gleichung gegeben:
V17H = V(16)-2VBE-ΔVBE-ΔV13.

Wird ein Signal VIL mit niedrigem Pegel entweder an das Eingangssi gnalpad 9a oder 9b angelegt, so wird der Bipolartransistor 107a oder 107b in einen gesperrten Zustand und der Bipolartransistor 108a oder 108b in einen durchgeschalteten Zustand gebracht, falls der Pegel des Signals VIL niedriger als das zweite Referenzpotential VBB1 ist. Damit wird das Potential am Kollektor des Bipolartransistors 108a oder 108b auf niedrigen Pegel gezogen, so daß der Ausgang 17a des Eingangspufferschaltkreises 10a oder der Ausgang 17b des Eingangs pufferschaltkreises 10b auf niedrigen Pegel gebracht wird.

Unter der Annahme, daß die Werte der Widerstände 206a, 206b beide gleich R206 und der Strom, er durch jede der Konstantstromquellen 306a, 306b fließt, gleich I306 ist, so ist die Spannung V17L mit niedrigem Pegel des Ausgangs 17a oder 17b durch folgende Gleichung gegeben:
V17L = V(16)-R206×1306-2VBE-ΔV13.

Wird das zweite Referenzpotential VBB1 so eingestellt, daß VIL < VBB1 < VIH gilt, dann arbeitet der Eingangspufferschaltkreis 10a oder 10b normal. Wie oben beschrieben worden ist, ist die Schaltge schwindigkeit eines jeden Eingangspufferschaltkreises 10a und 10b schneller, wenn die Amplitude des jeweiligen Ausgangssignals, die durch die Gleichung V17H-V17L=R206×I306 dargestellt wird, vermindert wird. Die Schaltgeschwindigkeit wird langsamer, wenn das zweite Re ferenzpotential VBB1 aus der Mitte zwischen der Spannung VIL mit niedrigem Pegel und der Spannung VIH mit hohem Pegel verschoben wird.

Ist in diesem Fall die Stromverstärkung hFE des Transistors 113 aus reichend groß, so fließt im Vergleich zum Strom durch die internen VCC-Verbindung durch die Verbindung 13 nur ein kleiner Strom. Da die Breite der Verbindung 13 nicht größer als die interne VCC-Verbindung sein kann, wird ihr Widerstandswert größer. Der Strom durch die Ver bindung 13 ist jedoch klein und damit wird der Spannungsabfall ΔV13 an der Verbindung 13 vernachlässigbar klein. Es ist daher möglich, den Einfluß des Spannungsabfalls ΔV13 durch den Widerstand der Ver bindung 13 auf das Klemmpotential V(13) zu vernachlässigen und ein konstantes Klemmpotential V(13) zu erzeugen.

Wird das Potential an einem Ende der jeweiligen Konstantstromquellen 306a, 307a, 306b und 307b auf einem vorbestimmten Potential festge klemmt, ist in ähnlicher Weise auch der Strom durch diese klein. Da mit ist es möglich, den Einfluß des Spannungsabfalls durch den Ver bindungswiderstand auf die Spannung mit niedrigem Pegel der jeweili gen Ausgänge 17a und 17b ähnlich dem oben angeführten Fall zu ver nachlässigen. Entsprechend kann der Einfluß des Spannungsabfalls an der VEE-Verbindung 12 eliminiert werden. Es wird nun eine solche Si tuation beschrieben, indem ein bestimmter Aufbau eines Klemmpoten tial-Erzeugerschaltkreises gezeigt wird.

Fig. 16 zeigt ein Beispiel des Aufbaus des ersten Klemmpotential-Er zeugerschaltkreises. Der erste Klemmpotential-Erzeugerschaltkreis 16 weist einen Widerstand 209 und eine Konstantstromquelle 309 auf. Ein Anschluß des Widerstands 209 ist mit der internen VCC-Verbindung 4 und der andere Anschluß mit der Konstantstromquelle 309 und einer Verbindung zum Ausgeben des Klemmpotentials verbunden. Der erste Klemmpotential-Erzeugerschaltkreis 16 ist in der Nähe des VCC-Pads 2 gebildet. wie in Fig. 14 dargestellt ist. Der Spannungsabfall an der internen VCC-Verbindung 4, der einen Einfluß auf das vom Widerstand 209 am die Verbindung 13 ausgegebene Klemmpotential ausübt, besitzt einen vernachlässigbaren Wert. In diesem Fall ist das Klemmpotential V(16) durch folgende Gleichung gegeben:
V(16) = -R209×I309
worin R209 den Wert des Widerstands 209 und I309 den Strom durch die Konstantstromquelle 309 darstellt.

Der von der Konstantstromquelle 309 erzeugte Strom I309 wird kon stant gehalten, ohne von den Schwankungen der Versorgungsspannungen VEE und VCC beeinflußt zu werden.

Das Diagramm in Fig. 17 zeigt einen weiteren Aufbau für den ersten Klemmpotential-Erzeugerschaltkreis 16. Im ersten Klemmpotential-Er zeugerschaltkreis 16 von Fig. 17 ist die Verbindung 13 direkt mit der internen VCC-Verbindung 4 verbunden. In diesem Fall ist das Klemmpotential, das vom ersten Klemmpotential-Erzeugerschaltkreis 16 erzeugt wird, die schwankende Spannung VCC, die an der internen VCC- Verbindung 4 auftritt. Ist der erste Klemmpotential-Erzeugerschalt kreis 16 in der Nähe des VCC-Pads 2 gebildet, so beträgt das Klemm potential 0 V.

Eine zweite Versorgungsspannung VEE für jeden der ersten Klemmpoten tial-Erzeugerschaltkreise 16, die in den Fig. 16 und 17 dargestellt sind, wird über die interne VEE-Verbindung 12 zugeführt. Jeder der in den Fig. 16 und 17 gezeigten ersten Klemmpotential-Erzeuger schaltkreise 16 führt der Verbindung 13 das Klemmpotential zu, das so eingestellt ist, daß die Differenz zwischen dem ersten Klemmpo tential des ersten Klemmpotential-Erzeugerschaltkreises und der er sten Versorgungsspannung VCC, die an die interne VCC-Verbindung 4 angelegt wird, trotz der Schwankung der zweiten Versorgungsspannung VEE konstant gehalten wird.

Die Fig. 18A bis 18C zeigen jeweils Diagramme des Schaltkreisaufbaus der Konstantstromquellen 306, 307, 308 und 309. Diese Figuren zeigen die Schaltkreise entsprechend den Konstantstromschaltkreisen aus den Fig. 14A bis 14C. Jeder der Konstantstromschaltkreise führt einer Einrichtung, die mit dem Konstantstromanschluß 20 verbunden ist, einen Strom zu. Der konstante Strom wird von der Differenz zwischen einem Referenzpotential VCS und dem Potential am Emitter des jewei liger Bipolartransistors 115 bestimmt, wobei das Referenzpotential VCS so eingestellt ist, daß die Spannungsdifferenz bezüglich der in ternen VEE-Verbindung 12 konstant gehalten wird. Der Bipolartransi stor 115 wird von einem pnp-Bipolartransistor gebildet und dient zum Festklemmen des Potentials an seinem Emitter auf der Basis des Klemmpotentials, das von der Verbindung 18 zugeführt wird, die mit seiner Basis verbunden ist. Der Verbindung 18 wird ein zweites Klemmpotential von einem zweiten Klemmpotential-Erzeugerschaltkreis 19 zugeführt. Der Betrieb der jeweiligen Konstantstromquellen der Fig. 18A bis 18C stimmt mit dem der Konstantstromquellen der Fig. 4A bis 4C überein. Das Referenzpotential VCS ist so eingestellt, daß die Differenz, d. h. VDIF=VEE-VCS, zwischen dem zweiten Versorgungs potential VEE von der internen VEE-Verbindung 12 und dem Referenzpo tential VCS trotz der Schwankung der zweiten Versorgungsspannung VEE konstant gehalten wird. Das Referenzpotential wird vom VCS-Erzeuger schaltkreis der Fig. 5 erzeugt.

Das Klemmpotential des pnp-Bipolartransistors 115 wird vom zweiten Klemmpotential-Erzeugerschaltkreis 19 der Fig. 20 erzeugt. Im zwei ten Klemmpotential-Erzeugerschaltkreis 19 der Fig. 20 ist die Ver bindung 18 direkt mit der internen VEE-Verbindung 12 verbunden. Ent sprechend ist der pnp-Bipolartransistor 115 so konstruiert, daß des sen Basis und Kollektor direkt miteinander verbunden sind. Dieser Transistor 115 arbeitet somit wie eine Diode. Es sei nun angenommen, daß die Basis-Emitter-Spannung des pnp-Bipolartransistors 115 gleich VBEP und der Spannungsabfall an der Verbindung 18 gleich ΔV18 ist. In diesem Fall wird das Potential am Emitter des pnp-Bipolartransi stors 115 auf die Gesamtspannung festgeklemmt, die durch folgenden Ausdruck gegeben ist:
VEE+VBEP+ΔV18.

Der konstante Strom I, der dem Stromzuführungsanschluß 20 der jewei ligen Konstantstromquellen der Fig. 18A bis 18C zugeführt wird, ist durch die Differenz zwischen dem Referenzpotential VCS und dem Po tential am Emitter des jeweiligen pnp-Bipolartransistors 115 be stimmt. Wird die in Fig. 18A dargestellte Konstantstromquelle be nutzt, bei der die Proportionalitätskonstante gleich "a" ist, so ist der konstante Strom I durch folgende Gleichung gegeben:
I = a(-VEE-VBEP-VBE-ΔV18+VCS)
= a(VDIF-VBEP-VBE-ΔV18).

Wird die in Fig. 18B dargestellte Konstantstromquelle verwendet, so ist der konstante Strom I durch folgende Gleichung gegeben:
I = a′(VDIF-DBEP-ΔV18)².

Wird die in Fig. 18C gezeigte Konstantstromquelle verwendet, so ist der konstante Strom I durch folgende Gleichung gegeben:
I=a′′(VDIF-VBEP-VBE-ΣDV18).

Wird die Konstantstromquelle der Fig. 18A jeweils als Konstantstrom quelle 306a, 306b, 307a, 307b und 308 und der erste Klemmpotential- Erzeugerschaltkreis der Fig. 17 als erster Klemmpotential-Erzeuger schaltkreis benutzt, so ist das Klemmpotential V(16) gleich 0.

Daher wird die Spannung V17L mit niedrigem Pegel der jeweiligen Aus gänge 17a, 17b in den Ein-/Ausgangspufferschaltkreisen 10a, 10b durch folgemde Gleichung dargestellt:
V17L = -aR206(VDIF-VBEP-VBE-ΔV18)-2VBE-ΔV13.

Die Spannung Vl7H mit hohem Pegel der jeweiligen Ausgänge 17a und 17b wird ausgedrückt durch:
V17H = -2VBE-ΔV13.

Der Strom durch die Verbindungen 13, 18 ist der Basisstrom, der in jeden der Bipolartransistoren 113a, 113b sowie der Basisstrom, der in den npn-Bipolartransistor 115 fließt. Ist die Stromverstärkung hFE der jeweiligen Bipolartransistoren 113 und 115 ausreichend groß, so ist der Basisstrom an diese im Vergleich zum Strom durch die in terne VCC-Verbindung 4 und die interne VEE-Verbindung 12 vernachläs sigbar klein. Jede der Verbindungen 13, 18 weist eine geringere Breite als die interne VEE-Verbindung 12 und die interne VCC-Verbin dung 4 auf und ihre Widerstände sind somit hoch. Da der Strom durch die Verbindungen 13, 18 jedoch extrem klein ist, werden die Span nungsabfälle ΔV13 und ΔV18 an den Verbindungen 13 bzw. 18 vernach lässigbar klein.

Unter der Annahme, daß der Widerstand der Verbindungen 13, 18 zwi schen den Eingangspufferschaltkreisen 10a und 10b jeweils 100Ω ist, beträgt der Strom durch jede der Verbindungen 13 und 18 0,1 mA. In diesem Fall wird die Beziehung zwischen den Spannungsabfällen ΔV13 und ΔV18 durch folgende Gleichung ausgedrückt:
ΔV13 = ΔV18 = 0,01 V.

Es ist ersichtlich, daß die Spannungsabfälle ΔV13 und ΔV18 an den Verbindungen 13, 18 im Vergleich zur Basis-Emitter-Spannung VBE (etwa 0,8 V) und VDIF (etwa +1,8 V; es sei hier angenommen, daß alle Basis-Emitter-Spannungen VBE der Transistoren Q1 bis Q5 gleich sind) jeweils vernachlässigbar klein sind.

Werden das Potential an einem Anschluß des Widerstands als Strom- /Spannungs-Konvertierungseinrichtung in jedem der Eingangspuffer schaltkreise und das Potential an einem Anschluß, dem der Strom von den jeweiligen Konstantstromquellen zugeführt wird, vom ersten bzw. zweiten Klemmpotential-Erzeugerschaltkreis 16, 19 auf den ersten und zweiten Klemmpotentialen festgeklemmt, so kann der Einfluß der Span mungsabfälle durch den Verbindungswiderstamd auf den Ausgangspegel der jeweiligen Eingangspufferschaltkreise vernachlässigt werden. Es ist daher unnötig, die Schwankung des Ausgangspegels der jeweiligen Pufferschaltkreise 10a, 10b, die durch die Verbindungswiderstände entsprechend der Position auf dem Halbleiterchip verursacht werden, in Betracht zu ziehen. Ferner kann die Amplitude des Ausgangssignals der Eingangspufferschaltkreise 10a, 10b auf den kritischen Wert des Bereiches, in dem der ECL-Logikschaltkreis 15 normal arbeitet, redu ziert werden. Ferner kann auch die Arbeitsgeschwindigkeit der jewei ligen Eingangspufferschaltkreise 10a, 10b und des ECL-Logikschalt kreises 15 erhöht werden. Wird die Ausgangsamplitude der jeweiligen Eingangspufferschaltkreise 10a, 10b auf einen Wert gesetzt, der von derselben Größenordnung wie der Wert der Ausgangsamplitude im her kömmlichen integrierten Halbleiterschaltkreis ist, so kann der Be triebsrahmen des ECL-Logikschaltkreises 15 ausreichend sicherge stellt werden.

Jeder der Eingangspufferschaltkreise 10a, 10b in Fig. 15 erzeugt das Ausgangssignal direkt am Emitter des den Pegel verschiebenden Emit terfolgertransistors 109. Selbst wenn der Eingangspufferschaltkreis so konstruiert ist, daß der Pegel des Potentials am Emitter des Emitterfolgertransistors 109 mittels der Diode 114 weiter verschoben wird, können dieselben Effekte wie bei der oben beschriebenen Aus führungsform erreicht werden.

Ferner ist der erste Klemmpotential-Erzeugerschaltkreis 16 nicht notwendigerweise auf den Schaltkreisaufbau der Fig. 16 und 17 be schränkt. Solange der Schaltkreisaufbau so ist, daß der Emitter ei nes jeden Bipolartransistors, dem die Ausgangsspannung V(16) des er sten Klemmpotential-Erzeugerschaltkreises zugeführt wird, auf ein vorbestimmtes Potential festgeklemmt wird, das von einer Schwankung der zweiten Versorgungsspannung nicht beeinflußt wird, kann jeder Schaltkreisaufbau benutzt werden. In diesem Fall können dieselben Effekte wie bei der oben angeführten Ausführungsform erreicht wer den.

Ferner ist der zweite Klemmpotential-Erzeugerschaltkreis 19 nicht motwendigerweise auf den Schaltkreisaufbau von Fig. 20 beschränkt. Solange der Schaltkreisaufbau so ist, daß die Spannung am Emitter eines jeden Bipolartransistors 115, dem das Ausgangssignal des zwei ten Klemmpotential-Erzeugerschaltkreises 19 zugeführt wird, konstant gehalten wird, während eine Schwankung der zweiten Versorgungsspan nung die Differenz zwischen der Spannung an seinem Emitter und der zweiten Versorgungsspannung VEE nicht beeinflußt, könne dieselben Effekte wie in der oben angeführten Ausführungsform erzielt werden.

Ferner sind bei der oben angeführten Ausführungsform Aufbau und Be trieb der Signaleingangsschaltung eines ECL-RAMs in Form eines Bei spiels diskutiert worden. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht notwendigerweise auf die Signaleingangsschaltung beschränkt. Als Al ternative kann eine Signalausgangsschaltung für eine interne Signal verarbeitungsschaltung benutzt werden.

Der integrierte Halbleiterschaltkreis ist nicht notwendigerweise auf einen ECL-RAM beschränkt. Wird ein Logikschaltkreis mit einem Stromumschalt-Schaltkreis zum Umschalten eines Strompfads durch ein gegebenes Signal benutzt, so können dieselben Effekte wie bei der oben angeführten Ausführungsform erreicht werden, welcher Schalt kreis auch immer verwendet wird.

Wie oben beschrieben worden ist, ist entsprechend dem ersten Aspekt der Erfindung der erste Referenzpotential-Erzeugerschaltkreis in der Nähe des ersten Versorgungsspannungs-Eingangspads gebildet und die Logikschaltung ist in Gruppen unterteilt. Ferner ist der zweite Re ferenzspannungs-Erzeugerschaltkreis für jede Gruppe gebildet und in der Nähe der zugehörigen Logikschaltkreisgruppe angeordnet. Daher kann der Widerstand der ersten Verbindung zwischen dem ersten Refe renzpotential-Erzeugerschaltkreis und dem ersten Versorgungsspan nungs-Eingangspad auf einen minimalen Wert gesetzt und damit der Spannungsabfall im Bereich der ersten Verbindung auf einen vernach lässigbaren Wert eingestellt werden. Ferner kann der Widerstand der dritten Verbindung, die zum Zuführen des zweiten Referenzpotentials vom zweiten Referenzpotential-Erzeugerschaltkreis am den zugehörigen Logikschaltkreis benutzt wird, kleiner gemacht werden als der Wider stand der zweiten Verbindung, die zum Zuführen des ersten Potentials vom ersten Referenzpotential-Erzeugerschaltkreis an den zweiten Re ferenzpotential-Erzeugerschaltkreis verwendet wird. Die Zahl der Transistoren, die den Strom durch die zweite Verbindung aufnehmen, kann im wesentlichen auf denselben Wert wie die der zweiten Refe renzpotential-Erzeugerschaltkreise gesetzt und der Spannungsabfall an der zweiten Verbindung kann signifikant verkleinert werden. Da der Widerstand der dritten Verbindung klein ist, wird auch der Span nungsabfall an der dritten Verbindung klein. Es ist daher möglich, einen integrierten Halbleiterschaltkreis zu erhalten, bei dem der Einfluß des Spannungsabfalls durch den Verbindungswiderstand auf das zweite Referenzpotential unterdrückt, der Betriebsrahmen des Logik schaltkreises, der mit dem zweiten Referenzpotential als Logik schwellenwert arbeitet, erweitert und die Verzögerungszeit eines Si gnals im Logikschaltkreis minimiert werden kann. In Übereinstimmung mit dem zweiten Aspekt der Erfindung wird der Pegel des Ausgangssi gnals von einem Logikschaltkreis durch das Klemmpotential bestimmt, das so verwendet wird, daß die Differenz zwischen dem ersten Refe renzpotential und der ersten Versorgungsspannung unabhängig von ei ner Schwankung der zweiten Versorgungsspannung auf einen vorbestimm ten Wert eingestellt wird. Es ist daher möglich, den Einfluß des Spannungsabfalls der ersten Versorgungsspannung, der vom Widerstand der ersten Spannungsversorgungsverbindung verursacht wird, auf den Ausgangspegel des Logikschaltkreises zu beschränken.

In Übereinstimmung mit dem dritten Aspekt der Erfindung wird die Spannung zwischen dem Konstantstromschaltkreis und der zweiten Span nungsversorgungsverbindung vom Klemmpotential festgeklemmt, das so eingestellt ist, daß das Klemmpotential relativ zum zweiten Versor gungspotential unabhängig von einer Schwankung der zweiten Versor gungsspannung auf einen vorbestimmten Wert eingestellt ist. Es ist daher möglich, den Einfluß des Spannungsabfalls der zweiten Versor gungsspannung, der durch den Widerstand der zweiten Spannungsversor gungsverbindung verursacht wird, auf den Ausgangspegel eines Logik schaltkreises zu unterdrücken.

Entsprechend dem Aufbau des ersten, zweiten und dritten Aspektes dieser Erfindung ist es möglich, einen integrierten Halbleiter schaltkreis zu schaffen, der einen breiteren Betriebsrahmen für die Logikschaltung und eine Hochgeschwindigkeitsreaktion aufweist.

Wie oben beschrieben worden ist, ist es in Übereinstimmung mit den ersten bis dritten Aspekten dieser Erfindung möglich, einen mit ho her Geschwindigkeit betreibbaren und hochkapazitiven integrierten Halbleiterschaltkreis zu erhalten, der den Einfluß des Spannungsab falls durch den Verbindungswiderstand auf den Betriebsrahmen und die Geschwindigkeit der Logikschaltung kontrollieren kann und einen wei ten Betriebsrahmen, einen Hochgeschwindigkeitsbetrieb und eine ver minderte Ausgangsamplitude aufweist.

Claims

1. Integrierter Halbleiterschaltkreis mit einem ersten Pad (2) zum Empfangen einer extern zugeführten ersten Versorgungsspannung und einem zweiten Pad (3) zum Empfangen einer zweiten Versorgungsspan nung, aufweisend
eine erste Referenzpotential-Erzeugereinrichtung (5), die in der Nähe des ersten Pads gebildet ist und der vom erstem Pad über eine erste Verbindung (4) die erste Versorgungsspannung zugeführt wird, um ein erstes Referenzpotential zu erzeugen,
eine Mehrzahl von zweiten Referenzpotential-Erzeugereinrichtungen (6a, 6b), denen jeweils das erste Referenzpotential von der ersten Referenzpotential-Erzeugereinrichtung über eine zweite Verbindung (7) zugeführt wird, um aus dem so zugeführten ersten Referenzpoten tial ein zweites Referenzpotential zu erzeugen, und
eine Mehrzahl von Logikschaltkreiseinrichtungen (10a, 10d), die in Gruppen gebildet sind, wobei jeweils eine Gruppe für jede der Mehr zahl von zweiten Referenzpotential-Erzeugereinrichtungen gebildet ist, wobei
die Mehrzahl von Logikschaltkreiseinrichtungen jeweils eine Schalt kreiseinrichtung (107, 108) zum logischen Verarbeiten eines empfan genen Signals unter Verwendung des zweiten Referenzpotentials, das von der zugehörigen zweiten Referenzpotential-Erzeugereinrichtung über eine zugehörige dritte Verbindung (8a, 8b) zugeführt wird, als Logikschwellenwert aufweist, und
jede der zweiten Referenzpotential-Erzeugereinrichtungen so in der Nähe eimer zugehörigen Gruppe von Logikschaltkreiseinrichtungen ge bildet ist, daß der Widerstand der dritten zugehörigen Verbindung kleiner als der Widerstand der zweiten Verbindung ist.

2. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß die erste Referenzpotential-Erzeugereinrichtung eine erste Einrichtung (201, 301; 90) zum Erzeugen eines ersten Re ferenzpotentials unabhängig von einer Schwankung der zweiten Versor gungsspannumg aufweist.

3. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 2, dadurch ge kennzeichnet, daß die erste Einrichtung eine leitende Verbindung aufweist, die mit der ersten Verbindung verbunden ist.

4. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 2, dadurch ge kennzeichnet, daß die erste Einrichtung
eine Widerstandseinrichtung (201), deren erstes Ende mit der ersten Verbindung und deren zweites Ende mit einem Ausgangsknoten verbunden ist, zum Erzeugen des ersten Referenzpotentials,
eine Konstantstrom-Zuführungseinrichtung (301), deren erstes Ende mit dem zweiten Ende der Widerstandseinrichtung verbunden ist und deren zweites Ende die zweite Versorgungsspannung über eine vierte Verbindung (12) empfängt, aufweist, wobei die Konstantstrom-Zufüh rumgseinrichtung zum Ausgeben eimes konstanten Stroms eine Einrich tung (19, 115, 401; 19, 115, 402; 19, 115, 403, 404) zum Zuführen eines konstanten Stroms an die Widerstandseinrichtung unabhängig von der Schwankung der zweiten Versorgungsspannung, die an das zweite Ende der Konstantstrom-Zuführungseinrichtung angelegt wird, auf weist.

5. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Referenzpotential-Erzeu gereinrichtungen jeweils
eine Transistorelementeinrichtung (102; 102, 121), deren erstes Ende die erste Versorgungsspannung über eine erste Verbindung (4) und de ren Steueranschluß das erste Referenzpotential empfängt, wobei die Transistorelementeinrichtung zum Verschieben des Pegels des ersten Referenzpotentials an ihrem zweiten Ende dient, um das zweite Refe renzpotential auszugeben und
Konstantstrom-Zuführungseinrichtungen (303, 310), deren erste Enden mit dem zweiten Ende der Transistorelementeinrichtung verbundem sind und deren zweite Enden das zweite Versorgungspotential durch die vierte Verbindung (12) empfangen, zum Zuführen eines konstanten Stroms an das zweite Ende der Transistorelementeinrichtung, auf weist, wobei
die Konstantstrom-Zuführungseinrichtung eine Einrichtung (19, 115, 401; 19, 115, 402; 19, 115, 403, 404) zum Zuführen eines konstanten Stroms unabhängig vom Wert der zweiten Versorgungsspannung, die an die vierte Verbindung angelegt ist, aufweist.

6. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß die Logikschaltkreiseinrichtung
eine Strommodusbetriebs-Schaltkreiseinrichtung (107, 108), die einen ersten und einen zweiten Knoten besitzt, zum Umschalten eines Strompfads zwischen dem ersten und dem zweiten Knoten entsprechend den Stärken von sowohl dem Potential des empfangenen Signals als auch dem zweiten Referenzpotential,
eine Strom-/Spannungskonvertierungs-Elementeinrichtung (205, 206) mit einem ersten und einem zweiten Knoten zum Konvertieren des Stroms, der durch die Strommodusbetriebs-Schaltkreiseinrichtung fließt, in eine Spannung, wobei der erste Knoten der Strom- /Spannungskonvertierungs-Elementeinrichtung mit dem ersten Knoten der Strommodusbetriebs-Schaltkreiseinrichtung verbunden ist, und
eine Klemmeinrichtung (16, 113) zum Festklemmen des Potentials am zweiten Knoten der Strom-/Spannungskonvertierungs-Elementeinrichtung auf einem vorbestimmten Potential aufweist, wobei die Klemmeinrich tung eine Einrichtung (209, 309; 91) aufweist, die das Potential am zweiten Knoten der Strom-/Spannungskonvertierungs-Elementeinrichtung so festklemmt, daß die Differenz zwischen dem erstem Referenzpoten tial und dem Klemmpotential unabhängig von der Schwankung des zwei ten Referenzpotentials auf ein konstantes Potential gebracht wird.

7. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß die Logikschaltkreiseinrichtung
eine Strommodusbetriebs-Schaltkreiseinrichtung (106, 107, 205, 206), die einen ersten Knoten, der die erste Versorgungsspannung auf der ersten Verbindung (4) empfängt, und einen zweiten Knoten besitzt, zum Umschalten eines Strompfads zwischen dem ersten und dem zweiten Knoten entsprechend den Stärken von sowohl dem zweiten Referenzpo tential als auch dem Potential des empfangenen Signals,
eine Konstantstromzuführungs-Schaltkreiseinrichtung (306), deren er ster Knoten mit dem ersten Knoten verbunden ist und deren zweiter Knoten die zweite Versorgungsspannung durch die vierte Verbindung (12) empfängt, zum Zuführen eines konstanten Stroms an die Strommo dusbetriebs-Schaltkreiseinrichtung, und
eine Klemmeinrichtung (19, 115, 401; 19, 115, 402; 19, 115, 403, 404) zum Festklemmen des Potentials am ersten Knoten der Konstant stromzuführungs-Schaltkreiseinrichtung auf einer vorbestimmten Span nung aufweist, wobei
die Klemmeinrichtung das Potential am ersten Knoten der Konstant stromzuführungs-Schaltkreiseinrichtung so festklemmt, daß die Diffe renz zwischen dem Klemmpotential am ersten Knoten der Konstantstrom zuführungs-Schaltkreiseinrichtung und der Spannung am zweiten Knoten der Konstantstromzuführungs-Schaltkreiseinrichtung unabhängig vom Wert des zweiten Spannungsversorgungspotentials auf der vierten Ver bindung auf eine konstantes Spannung gebracht wird.

8. Integrierter Halbleiterschaltkreis mit einem ersten Pad (2), dem eine externe erste Versorgungsspannung zugeführt wird, und einem zweiten Pad (3), dem eine externe zweite Versorgungsspannung zuge führt wird, aufweisend
eine Logikschaltkreiseinrichtung (10), deren erstem Ende der Strom von der ersten Versorgungsspannung, die über das erste Pad angelegt wird, zugeführt wird, um ein Signal mit verschiedenem Spannungspegel entsprechend einem an dessen Eingangsknoten angelegten Eingangssi gnal auszugeben,
eine Konstantstromzuführungs-Schaltkreiseinrichtung (306, 307) zum Zuführen eines konstanten Stroms an das zweite Ende der Logikschalt kreiseinrichtung,
eine Einrichtung zum Erzeugen eines ersten Referenzpotentials aus der ersten Versorgungsspannung, wobei die Differenz zwischen dem er sten Referenzpotential und der ersten Versorgungsspannung unabhängig von der Schwankung der zweiten Versorgungsspannung auf einen kon stanten Wert gesetzt wird, und
eine Klemmschaltkreiseinrichtung (113) zum Festklemmen des Potenti als am ersten Ende der Logikschaltkreiseinrichtung auf ein vorbe stimmtes Potential in Abhängigkeit vom so erzeugten Referenzpoten tial, wobei
das Klemmpotential der Klemmschaltkreiseinrichtung durch das erste Referenzpotential bestimmt wird und die Differenz zwischen dem Klemmpotential und dem ersten Versorgungspotemtial unabhängig von der Schwankung der zweiten Versorgungsspannung auf einen konstanten Wert gesetzt wird.

9. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 8, dadurch ge kennzeichnet, daß die erste Referenzpotential-Erzeugereinrichtung einen Klemmpotential-Erzeugerschaltkreis (16) aufweist, der in der Nähe des ersten Pads gebildet ist.

10. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 9, dadurch ge kennzeichnet, daß der Klemmpotential-Erzeugerschaltkreis eine lei tende Verbindung aufweist, die mit dem ersten Pad verbunden ist.

11. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach einem der Ansprüche 8 bis 10, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (5), die in der Nähe des ersten Pads gebildet ist, zum Erzeugen eines zweiten Referenzpo tentials aus der ersten Versorgungsspannung, und
eine Einrichtung (6), der über eine erste Verbindung (7) ein zweites Referenzpotential zugeführt wird, zum Erzeugen eines dritten Refe renzpotentials aus diesem, wobei die Logikschaltkreiseinrichtung eine Schaltkreiseinrichtung (107, 108) aufweist, die mit einem Ein gangssignal am Eingangsknoten unter Verwendung des drittem Referenz potentials als Logikschwellenwert eine Schwellenwertauswertung durchführt.

12. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 8, gekennzeich net durch eine Einrichtung (5, 6) zum Erzeugen eines zweiten Refe renzpotentials aus der ersten Versorgungsspannung, wobei die Logik schaltkreiseinrichtung
eine Strommodusbetriebs-Schaltkreiseinrichtung (107, 108), die ein erstes und ein zweites Ende besitzt, zum Umschalten eines Strompfads zwischen dem ersten und dem zweiten Ende entsprechend den Stärken von sowohl dem Potential des an den Eingangsknoten angelegtem Si gnals als auch dem zweiten Referenzpotential,
eine Konstantstromzuführungs-Schaltkreiseinrichtung (306), die mit dem zweiten Ende der Strommodusbetriebs-Schaltkreiseinrichtung zum Zuführen eines konstanten Stroms an die Strommodusbetriebs-Schalt kreiseinrichtung verbunden ist, und
Strom-/Spannungskonvertierungs-Elementeinrichtungen (205, 206), die jeweils ein erstes Ende, das mit dem ersten Ende der Strommodusbe triebs-Schaltkreiseinrichtung verbunden ist, und ein zweites Ende besitzen, zum Zuführen von Strom an die Strommodusbetriebs-Schalt kreiseinrichtung von der ersten Versorgungsspannung über das zweite Ende und zum Umwandeln des Stroms, der durch den Strommodusbetriebs- Schaltkreiseinrichtung fließt, in eine Spannung, aufweist, wobei die Klemmschaltkreiseinrichtung eine Einrichtung (113) zum Festklem men des Potentials am zweiten Ende der Strom- /Spannungskonvertierungs-Elementeinrichtung auf dem Klemmpotential, aufweist.

13. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 12, dadurch ge kennzeichnet, daß die Klemmschaltkreiseinrichtung eine Elementein richtung (113) zum Verschieben des Pegels des ersten Referenzpoten tials aufweist, um dieses dem zweiten Ende der Strom- /Spannungskonvertierungs-Elementeinrichtung zuzuführen.

14. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 8, gekennzeich net durch eine Einrichtung (5, 6) zum Erzeugen eines zweiten Refe renzpotentials in Abhängigkeit von der ersten Versorgungsspannung, wobei die Logikschaltkreiseinrichtung
eine Strommodusbetriebs-Schaltkreiseinrichtung (107, 108, 205, 206; 107, 108, 113, 205, 206), die einen ersten Knoten, der die erste Versorgungsspannung empfängt, und einen zweiten Knoten besitzt, zum Umschalten eines Strompfads zwischen dem ersten und dem zweiten Kno ten entsprechend den Stärken von sowohl dem Potential eines an den Eingangsknoten angelegten Signals als auch dem zweiten Referenzpo tential, und
eine Konstantstromzuführungs-Schaltkreiseinrichtung (306) zum Zufüh ren eines konstanten Stroms an die Strommodusbetriebs-Schaltkreis einrichtung über einen dritten Knoten aufweist, wobei
der integrierte Halbleiterschaltkreis ferner eine zweite Klemmpoten tial-Erzeugerschaltkreiseinrichtung (19), die in der Nähe des zwei ten Pads gebildet ist, zum Erzeugen eines zweiten Klemmpotentials in Abhängigkeit von der zweiten Versorgungsspannung und eine zweite Klemmeinrichtung zum Festklemmen des Potentials am dritten Knoten auf dem dritten Potential in Abhängigkeit vom zweiten Klemmpotential aufweist, wobei die Differenz zwischen dem dritten Klemmpotential und dem Potential des vierten Knotens unabhängig von der Schwankung der zweiten Versorgungsspannung auf einem konstanten Wert gehalten wird.

15. Integrierter Halbleiterschaltkreis mit einem ersten Pad (2) zum Empfangen einer extern zugeführten ersten Versorgungsspannung und einem zweiten Pad (3) zum Empfangen einer extern angelegten zweiten Versorgungsspannung, aufweisend
eine Logikschaltkreiseinrichtung (10), deren erstem Ende Strom von einer ersten Versorgungsspannung, die vom ersten Pad angelegt wird, zugeführt wird, um das an einen Eingangsknoten angelegte Eingangssi gnal einer vorbestimmten Logikverarbeitung zu unterwerfen,
eine Einrichtung (Q1 bis Q5, R1 bis R4) zum Erzeugen eines ersten Referenzpotentials (VCS) aus der zweiten Versorgungsspannung, die über das zweite Pad zugeführt worden ist, wobei die Differenz zwi schen dem ersten Referenzpotential und der zweiten Versorgungsspan nung unabhängig von der Schwankung der zweiten Versorgungsspannung auf einen konstanten Wert gesetzt wird,
eine Konstantstrom-Schaltkreiseinrichtung (402; 403, 404), deren er stem Ende Strom von der zweiten Versorgungsspannnung zugeführt wird und die einen konstanten Strom vom zweiten Ende an das zweite Ende der Logikschaltkreiseinrichtung in Abhängigkeit vom ersten Referenz potential abgibt,
eine zweite Referenzpotential-Erzeugereinrichtung (19) zum Erzeugen eines zweiten Referenzpotentials aus der zweiten Versorgungsspan nung, wobei die Differenz zwischen dem zweiten Referenzpotential und der zweiten Versorgungsspannung unabhängig von der Schwankung der zweiten Versogungsspannung auf einen konstanten Wert gesetzt wird, und
eine Klemmeinrichtung (115) zum Festklemmen des Potentials am ersten Ende der Konstantstrom-Schaltkreiseinrichtung auf eine vorbestimmte Spannung, wobei das von der Klemmeinrichtung erzeugte Klemmpotential unabhängig von der Schwankung der zweiten Versorgungsspannung auf einen konstanten Wert gesetzt wird.

16. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 15, dadurch ge kennzeichnet, daß die Klemmeinrichtung ein Transistorelement (115) aufweist, dessen erster Leitungsanschluß mit einer leitenden Verbin dung (12), die zum Zuführen der zweiten Versorgungsspannung benutzt wird, und dessen zweiter Leitungsanschluß mit dem ersten Ende der Konstantstrom-Schaltkreiseinrichtung verbunden ist und dessen Steu eranschluß das zweite Referenzpotential empfängt.

17. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 15 oder 16, da durch gekennzeichnet, daß die zweite Referenzpotential-Erzeugerein richtung in der Nähe des zweiten Pads gebildet ist.

18. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 15, dadurch ge kennzeichnet, daß die Logikschaltkreiseinrichtung
eine Strommodusbetriebs-Schaltkreiseinrichtung (107, 108) zum Um schalten eines Strompfads zwischen dem ersten und dem zweiten Ende entsprechend den Stärken von sowohl dem Potential eines an den Ein gangsknoten angelegten Signals als auch dem dritten Referenzpoten tial aufweist und wobei der integrierte Halbleiterschaltkreis ferner eine Einrichtung (5), die in der Nähe des ersten Pads gebildet ist, zum Erzeugen eines vierten Referenzpotentials in Abhängigkeit von der ersten Versorgungsspannung, und
eine Einrichtung (6), die in der Nähe der Logikeinrichtung gebildet ist, zum Erzeugen des dritten Referenzpotentials in Abhängigkeit vom vierten Referenzpotential aufweist.

19. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 18, dadurch ge kennzeichnet, daß jeweils eine Einrichtung zum Erzeugen des dritten Referenzpotentials für eine Mehrzahl von Logikeinrichtungen gebildet ist.

20. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 15, gekenn zeichnet durch eine Einrichtung (16), die in der Nähe des ersten Pads gebildet ist, zum Erzeugen eines dritten Referenzpotentials in Abhängigkeit von der ersten Versorgungsspannung, wobei die Differenz zwischen dem dritten Referenzpotential und dem ersten Versorgungspo tential unabhängig von der Schwankung der zweiten Versorgungsspan nung gleich einen konstanten Wert ist, und eine Einrichtung (113) zum Festklemmen des Potentials am ersten Ende der Logikeinrichtung auf einem vierten Potential in Abhängigkeit vom dritten Referenzpo tential.

21. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 20, dadurch ge kennzeichnet, daß die Klemmeinrichtung ein Pegel-verschiebendes Ele ment (113) zum Verschieben des Pegels des dritten Referenzpotentials aufweist, um dieses dem ersten Ende der Logikeinrichtung zuzuführen.

22. Integrierter Halbleiterschaltkreis mit einem ersten Pad (2) zum Empfangen einer extern zugeführten ersten Versorgungsspannung und einem zweiten Pad (3) zum Empfangen einer extern angelegten zweiten Versorgungsspannung, aufweisend
eine erste Referenzpotential-Erzeugereinrichtung (5), die in der Nähe des ersten Pads gebildet ist und der vom ersten Pad über eine erste Verbindung (4) die erste Versorgungsspannung zugeführt wird, zum Erzeugen eines ersten Referenzpotentials,
wenigstens eine zweite Referenzpotential-Erzeugereinrichtung (6a, 6b), der von der ersten Referenzpotential-Erzeugereinrichtung über eine zweite Verbindung (7) das erste Referenzpotential zugeführt wird, zum Erzeugen eines zweiten Referenzpotentials aus dem so zuge führten ersten Referenzpotential; und
wenigstens einen referenzabhängigen Schaltkreis (10c, 10d) mit einer Einrichtung (107, 108) zum Verarbeiten eines empfangenen Signals un ter Verwendung des zweiten Referenzpotentials von der zugehörigen Referenzpotential-Erzeugereinrichtung, das über eine zugehörige dritte Verbindung (8a, 8b) angelegt wird, als Referenzwert, wobei die wenigstens eine zweite Referenzpotential-Erzeugereinrichtung in der Nähe der referenzabhängigen Schaltkreiseinrichtung so gebildet ist, daß der Widerstand der zugehörigen dritten Verbindung kleiner als der Widerstand der zugehörigen zweiten Verbindung ist.

23. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 22, dadurch ge kennzeichnet, daß der wenigstens eine referenzabhängige Schaltkreis eine Mehrzahl von solchen Schaltkreisen aufweist, die eine Gruppe bilden, und wobei die Gruppe von Schaltkreisen in der Nähe des we nigstens einen zweiten Referenzpotential-Erzeugerschaltkreises ge bildet ist.

24. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 22, dadurch ge kennzeichnet, daß der wenigstens eine zweite Referenzpotential-Er zeugerschaltkreis eine Mehrzahl von zweiten Referenzpotential-Erzeu gereinrichtungen aufweist, wobei sich jede der Gruppen von refe renzabhängigen Schaltkreisen in der Nähe eines entsprechenden der zweiten Referenzpotential-Erzeugereinrichtungen befindet.

25. Integrierter Halbleiterschaltkreis, aufweisend
eine Quelle eines Betriebspotentials mit einem ersten Pad (2) zum Empfangen einer extern angelegten ersten Versorgungsspannung und zum Bereitstellen eines ersten Referenzpotentials,
eine Mehrzahl von Referenzpotential-Erzeugereinrichtungen (6a, 6b), denen jeweils das erste Potential von der Quelle des Betriebspoten tials über eine erste Verbindung (7) zugeführt wird und die in Ab hängigkeit hiervon ein zweites Referenzpotential erzeugen, und
eine Mehrzahl von Schaltkreiseinrichtungen (10c, 10d), die vom Refe renzpotential abhängig und in Gruppen gebidet sind, wobei eine Gruppe für jede der Mehrzahl von Referenzpotential-Erzeugereinrich tungen geschaffen ist, wobei ferner
die Mehrzahl von Schaltkreiseinrichtungen, die vom Referenzpotential abhängig sind, jeweils eine Einrichtung (107, 108) zum Verarbeiten eines empfangenen Signals unter Verwendung des zweiten Referenzpo tentials, das über eine zugehörige zweite Verbindung (8a, 8b) von der zugehörigen Referenzpotential-Erzeugereinrichtung angelegt wird, als Referenzpotentialwert, und wobei
die zweiten Referenzpotential-Erzeugereinrichtungen jeweils in der Nähe der zugehörigen Gruppe von Schaltkreiseinrichtungen, die vom Referenzpotential abhängig sind, so gebildet sind, daß der Wider stand der zugehörigen zweiten Verbindung kleiner als der Widerstand der zugehörigen ersten Verbindung ist.

26. Integrierter Halbleiterschaltkreis mach Anspruch 25, dadurch ge kennzeichnet, daß der wenigstens eine referenzabhängige Schaltkreis eine Mehrzahl von solchen Schaltkreisen aufweist, und wobei die Gruppe von Schaltkreisen in der Nähe der wenigstens einen zweiten Referenzpotential-Erzeugereinrichtung gebildet ist.

27. Integrierter Halbleiterschaltkreis nach Anspruch 25, dadurch ge kennzeichnet, daß die wenigstens eine zweite Referenzpotential-Er zeugereinrichtung eine Mehrzahl von zweiten Referenzpotential-Erzeu gereinrichtungen aufweist, wobei jede der Gruppen von referenzabhän gigen Schaltkreisen in der Nähe einer entsprechenden der zweiten Re ferenzpotential-Erzeugereinrichtungen angeordnet ist.

28. Integrierter Halbleiterschaltkreis, aufweisend
ein Pad (2) zum Empfangen einer extern angelegten Versorgungsspan nung, das auf einem Halbleitersubstrat (100) gebildet ist,
eine auf dem Substrat gebildete erste Schaltkreiseinrichtung (10c, 10d) mit einem Eingangsknoten (9a, 9b), der ein Eingangssignal emp fängt, und einem Referenzknoten (8a, 8b) , der ein Referenzpotential empfängt,
eine in der Nähe des Pads auf dem Substrat gebildete erste Referenz potential-Erzeugereinrichtung (5) zum Erzeugen eines ersten Refe renzpotentials aus der externen Versorgungsspannung, die an das Pad angelegt wird, und
eine in der Nähe der Schaltkreiseinrichtung auf dem Substrat gebil dete zweite Referenzpotential-Erzeugereinrichtung (6a, 6b) zum Er zeugen eines zweiten Referenzpotentials aus dem ersten Referenzpo tential und zum Anlegen des zweiten Referenzpotentials an den Refe renzknoten der Schaltkreiseinrichtung.

29. Integrierter Halbleiterschaltkreis, aufweisend
ein Pad (2) zum Empfangen einer extern angelegten Versorgungsspan nung, das auf einem Halbleitersubstrat (100) gebildet ist, und
eine auf dem Substrat gebildete Schaltkreiseinrichtung (10a, 10b) mit einem Logikabschnitt (107a, 108a, 107b, 108b) und einer Versor gungsspannung-Klemmeinrichtung (16) , wobei der Logikabschnitt einen Eingangsknoten (9a, 9b, 110, 111), einen Ausgangsknoten (17a, 17b) und einen Versorgungsknoten (13) aufweist und auf dem Substrat ge bildet ist,
wobei die Versorgungsspannungs-Klemmeinrichtung erste und zweite Hauptelektroden sowie einen Steuerknoten aufweist, wobei die erste Hauptelektrode elektrisch mit dem Pad verbunden ist, um die extern zugeführte Versorgungsspannung über eine erste Verbindungsleiter schicht (14) zu empfangen, die zweite Hauptelektrode elektrisch mit dem Versorgungsknoten der Schaltkreiseinrichtung über eine zweite Verbindungsleiterschicht (13) verbunden ist, und die Steuerelektrode elektrisch mit dem Pad, das die externe Versorgungsspannung über eine dritte Verbindungsleiterschicht (209; 91), die von der ersten Verbindungsschicht verschieden ist, verbunden ist.

30. Integrierter Halbleiterschaltkreis, aufweisend
ein Pad (3) zum Empfangen einer extern angelegten Versorgungsspan nung, das auf einem Halbleitersubstrat (100) gebildet ist,
eine auf dem Substrat gebildete Schaltkreiseinrichtung (10a, 10b) mit einem Logikabschnitt (107, 108) und einer Versorgungsspannung- Klemmeinrichtung (306), wobei der Logikabschnitt einen Eingangskno ten (9a, 9b, 9), einen Ausgangsknoten (17a, 17b) und einen Versor gungsknoten (Emitter der Transistoren 107, 108) aufweist und auf dem Substrat gebildet ist,
wobei die Versorgungsspannungs-Klemmeinrichtung erste und zweite Hauptelektroden (18, 20) sowie einen Steuerknoten (VCS-Knoten) auf weist, wobei die erste Hauptelektrode elektrisch mit dem Pad verbun den ist, um die extern zugeführte Versorgungsspannung über eine er ste Verbindungsleiterschicht (12) zu empfangen, und die zweite Hauptelektrode (20) elektrisch mir dem Versorgungsknoten der Schalt kreiseinrichtung über eine zweite Verbindungsleiterschicht verbunden ist, und
eine Referenzpotential-Erzeugereinrichtung (Fig. 5 und 19) zum Er zeugen eines Referenzpotentials und zum Anlegen des erzeugten Refe renzpotentials an den Steuerknoten der Klemmeinrichtung über eine dritte Verbindungsleiterschicht (VCS-Leitung, 18 in Fig. 20), wobei das Referenzpotential bezüglich der Versorgungsspannung eine kon stante Potentialdifferenz aufweist.