DE4001260A1

DE4001260A1 - Leistungsschaltertreiberschaltung

Info

Publication number: DE4001260A1
Application number: DE4001260A
Authority: DE
Inventors: Daniel Mark Sable
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1989-03-29
Filing date: 1990-01-18
Publication date: 1990-10-04
Also published as: US4884183A; JPH0315295A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der mit Strominjektion injektionsgesteuerten Impulsdauermodulatoren und betrifft ins besondere stromgesteuerte Impulsdauermodulato ren zum Steuern von Motoren und Stromversorgungen.

Bei der Steuerung von Motoren und Stromversorgungen ist es erwünscht, eine Treiberschaltungsanordnung zu benutzen, die ein impulsdauermoduliertes (PDM) Ausgangssignal hat. Her kömmliche PDM-Regler oder -Steuergeräte, z. B. PDM-Regler mit fester Frequenz, regulieren Stromrichter durch Steuern des Tastverhältnisses oder der relativen Einschaltdauer des Stromrichters über die Ausgangsspannung. PDM-Regler mit fe ster Frequenz können eine beträchtliche Phasenverzögerung zwischen dem PDM-Ausgangssignal und der Ausgangsspannung erzeugen. Diese Phasenverzögerung wird üblicherweise durch den LC-Teil der Steuerkreis-Übergangsfunktion verursacht. Solche Regler erfordern eine sorgfältige Auslegung, damit Stabilität und ausreichende Ansprechgeschwindigkeit für die verschiedenen Betriebsbedingungen, die bei ihnen auftreten können, gewährleistet sind.

Von R. Redl et al ist bereits erkannt worden, vgl. "What A Design Engineer Should Know About Current-Mode Control", veröffentlicht als Teil der Proceedings of Power Electro nics Design Conference, 15.-17. Oktober 1985, S. 18-33, veröffentlicht durch die Power Sources Users Conference in Cerritos, Kalifornien, USA, daß Phasenverzögerungsprobleme überwunden werden können, indem mit Stromflußregelung statt mit Spannungsregelung gearbeitet wird. Stromflußregler be seitigen die Phasenverzögerungsprobleme von spannungsge steuerten Stromrichtern durch direktes Steuern des Stroms in der Stromrichterdrosselspule. Diese direkte Steuerung gestattet dem Drosselspulenstrom, dem Steuereingangssignal augenblicklich zu folgen, wodurch das Phasenverzögerungs problem beseitigt wird. Im Stand der Technik gibt es wenig stens fünf verschiedene Arten von Stromflußreglern, und zwar (a) mit Hysterese, (b) mit konstanter AUS-Zeit, (c) mit konstanter Frequenz und Einschalten zur Taktzeit, (d) mit konstanter EIN-Zeit und (e) mit konstanter Frequenz und Ausschalten zur Taktzeit. Von diesen Reglern arbeiten der mit Hysterese, der mit konstanter AUS-Zeit und der mit kon stanter EIN-Zeit mit variabler Frequenz. Diese fünf Arten von Reglern werden in Kombination mit drei grundlegenden Typen von gesteuerten Rechteckwellenstromrichtern benutzt, nämlich solchen mit Zuschaltung, mit Gegenschaltung sowie mit Zu- und Gegenschaltung. Bei den obengenannten fünf Stromflußreglern hat es sich gezeigt, daß der Regler mit Hysterese in dreierlei Hinsicht am besten ist: er hat den größten Phasenspielraum, ist frei von subharmonischen Schwingungen und hat einen deutlich begrenzten Kurzschluß strom.

Bei einigen Techniken mit variabler Frequenz zur Impulsdau ermodulation (PDM) wird der Spitzendrosselspulenstrom ge steuert und dem Drosselspulenstrom immer gestattet, auf null zurückzukehren, d. h. es liegt immer eine Betriebsart mit lückendem oder diskontinuierlichem Strom vor. Weder die EIN(Stromführungs)-Zeit noch die AUS(stromlose)-Zeit sind festgelegt. Vielmehr wird die EIN-Zeit beendet, wenn der gemessene Strom einen festen Wert erreicht. Das Fehlersi gnal steuert die Betriebsfrequenz direkt durch die Verwen dung eines spannungsgesteuerten Oszillators. Diese Art der PDM-Regelung weist bei geringen Belastungen erwünschte Ei genschaften auf. Diese Betriebsart ist jedoch unter Bedin gungen starker Belastung wegen des großen Verhältnisses von Spitzenstrom zu mittlerem Strom ineffizient. Sie ist außer dem in Verbindung mit Motoren unerwünscht, weil der relativ hohe Spitzenstrom zur Entmagnetisierung des Läufers führen kann. Unter Bedingungen starker Belastung ist der Betrieb in einer Hysterese-Betriebsart erwünscht. In der Hysterese Betriebsart wird das Verhältnis von Spitzenstrom zu mitt lerem Strom auf einen niedrigeren Wert als in dem Regler mit variabler Frequenz gesteuert.

Bei einem üblichen Stromflußregler mit Hysterese wird eine Spannung, die den Drosselspulenstrom in dem Stromrichter repräsentiert, in einem Komparator mit dem Fehlersignal verglichen. Bei dem Stromrichter kann es sich um die Trei berschaltungen für einen Motor oder eine geschaltete Gleichstromstromversorgung handeln. In dem Stromrichter kann das Fehlersignal eine Spannung sein, welche die Diffe renz zwischen dem Sollwert eines Parameters und seinem Ist wert darstellt. Geregelte Parameter können bei Stromversor gungen die Ausgangsgleichspannung oder bei einem Motor das Drehmoment oder die Drehzahl sein. Der Komparator macht ei nen Leistungsschalter in dem Stromrichter nichtleitend (AUS), wenn der zunehmende gemessene Drosselspulenstrom einen Entwurfswert erreicht, der in einem vorbestimmten Ausmaß über dem Fehlersignal liegt. Der Komparator schaltet den Leistungsschalter wieder EIN (macht ihn leitend), wenn der gemessene Drosselspulenstrom um ein vorbestimmtes Aus maß unter das Fehlersignal absinkt. Die Stromdifferenz zwi schen dem Ausschaltpunkt und dem Einschaltpunkt bildet ein Hysterese-Band, das um einen Referenzwert symmetrisch sein kann.

Stromflußregler mit Hysterese werden für Bedingungen star ken Drosselspulenstrombedarfs, d. h. für Bedingungen kon tinuierlichen Drosselspulenstroms, wie sie beispielsweise bei einem Motor erforderlich sind, der angelassen wird, bevorzugt. Stromflußregler mit Hysterese können für Be dingungen geringen Drosselspulenstrombedarfs ungeeignet sein, d. h. für Bedingungen lückenden Drosselspulenstroms, wie sie beispielsweise ein Motor im Betrieb mit relativ konstanter Drehzahl erfordert. Ein Zustand lückenden Dros selspulenstroms ist ein Zustand, in welchem der Drosselspu lenstrom während eines Teils des Betriebsintervalls auf null absinkt. Während diesen diskontinuierlichen Betriebs arten können Regler mit Hysterese unerwünschten Schwingun gen niedriger Frequenz ausgesetzt sein.

Eine bereits vorgeschlagene Lösung für das Problem der Schwingungen bei niedriger Belastung in Reglern mit Hy sterese ist die Kombination eines Reglers mit Hysterese und eines Reglers mit konstanter AUS-Zeit. Eine solche Kombina tion ist jedoch aus den im folgenden dargelegten Gründen unerwünscht. Der Betrieb eines üblichen Stromflußreglers mit konstanter AUS-Zeit gleicht dem eines Reglers mit Hy sterese, mit der Ausnahme, daß der Leistungsschalter für eine feste Zeitspanne ausgeschaltet wird. Die EIN-Zeit des Leistungsschalters wird beendet, wenn die Spannung, welche den Drosselspulenstrom darstellt, den Wert des Fehlersi gnals erreicht. Die feste AUS-Zeit eines solchen Reglers wird durch die Verwendung eines monostabilen Multivibrators erreicht, der auf eine vorbestimmte Zeitperiode eingestellt wird. Daher steuert der Stromflußregler mit konstanter AUS- Zeit den Maximalwert des Drosselspulenstroms, wogegen der Stromflußregler mit Hysterese den Maximal- und den Minimal wert des Drosselspulenstroms steuert. Beide ergeben einen Betrieb mit variabler Frequenz.

Das Problem bei dem Kombinieren eines Reglers mit Hysterese mit einem Regler mit konstanter AUS-Zeit besteht darin, daß die EIN-Zeit während Bedingungen geringen Drosselspulen stroms, d. h. bei minimalem Drehmoment eines Motors, so ge ring sein kann, daß sich die EIN-Zeit der Speicherzeit des Leistungstransistors des Stromrichters nähert, was zu einem Schwingungszustand führen kann. Solche Schwingungen sind, wie erwähnt, nachteilig. Somit hat der Regler mit konstan ter AUS-Zeit, der benutzt wird, um die Probleme des Reglers dern, bei niedriger Belastung selbst Probleme. Es ist des halb erwünscht, einen Stromflußregler zur Verfügung zu ha ben, der bei allen Belastungen für einen stabilen und effi zienten Betrieb sorgt.

Gemäß der Erfindung enthält eine Vorrichtung zum Erzeugen eines impulsdauermodulierten Steuersignals aufgrund eines Fehlersignals und eines Strommeßsignals eine Kombination aus einem Regler mit diskontinuierlichem Betrieb und va riabler Frequenz und einem Regler mit kontinuierlichem Be trieb und Hysterese, die zwischen den Betriebsarten auf grund von Belastungs- und Steuerungsbedingungen umschalten.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden un ter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 in Form eines vereinfachten Block schaltbilds und Stromlaufplans einen mit variabler Frequenz arbeitenden Im pulsdauermodulator (PDM) zum Steuern des mittleren Drehmoments eines mehr phasigen Gleichstrommotors, und

Fig. 2-4 Spannungs-, Strom- und Zustands-wellen formen, die in der Anordnung nach Fig. 1 während des Betriebes unter verschie denen Betriebsbedingungen auftreten.

Gemäß Fig. 1 ist eine Drosselspule 12 a, bei der es sich beispielsweise um die Ankerwicklung eines Gleichstrommotors 14 handeln kann, an einem mit Punkt versehenen Ende an eine Klemme 16 zum Empfangen einer Gleichspannung +V angeschlos sen. An ihrem anderen Ende ist die Drosselspule 12 a mit Masse über die Kollektor-Emitter-Strecke eines bipolaren NPN-Schalttransistors 20 und einen Strommeßwiderstand 23 verbunden. Eine Dämpfungsdiode 24 ist mit ihrer Katode mit dem Kollektor und mit ihrer Anode mit Masse über einen zweiten Strommeßwiderstand 22 verbunden, um den Drosselspu lenstrom während derjenigen Intervalle über den Nebenschluß zu führen, während denen der Transistor 20 nichtleitend oder AUS ist. Eine zweite Drosselspule 12 b ist mit der Drosselspule 12 a magnetisch gekoppelt, wobei die Polarität der magnetischen Kopplung durch die übliche Punktbezeichnung angegeben ist. Ein Ende der Drosselspule 12 b ist mit der Klemme 16 verbunden, und das mit Punkt versehene Ende ist mit Masse über die Reihenschaltung aus der Kollektor- Emitter-Strecke eines zweiten bipolaren NPN-Schalttransi stors 21 und eines Strommeßwiderstands 23 verbunden. Eine Dämpfungsdiode 25 ist zwischen den Kollektor des Transi stors 21 und den Widerstand 22 geschaltet, um den Drossel spulenstrom über den Nebenschluß zu führen, wenn der Tran sistor 21 AUS ist. Ein Differenzpufferverstärker 28 ist mit seinen Eingängen an die Strommeßwiderstände 22 und 23 ange schlossen, um auf einem Leiter d ein Signal zu erzeugen, das zu allen Zeiten die absolute Summe des Augenblicks stroms in den beiden Drosselspulen 12 a und 12 b darstellt. Das Ausgangssignal des Pufferverstärkers 28 wird an einen Integrator angelegt, der als ein Block 32 dargestellt ist und dazu dient, das den Strom darstellende Signal auf dem Leiter d zu integrieren, um auf einem Leiter 33 ein Signal zu erzeugen, welches den mittleren Strom in der Drossel spule 12 a oder 12 b darstellt, der bei einem Motor das mitt lere Motordrehmoment repräsentiert. Das den Strom darstel lende Signal auf dem Leiter d wird außerdem an eine Steuer schaltung 50 angelegt, was im folgenden noch näher be schrieben ist.

Ein Signal, welches den Sollwert des Drehmoments darstellt, wird aus einer externen Quelle (nicht dargestellt) an eine Eingangsklemme 8 angelegt. Ein Verstärker 40 verstärkt die Differenz zwischen dem Signal des mittleren Stroms, das auf dem Leiter 33 in Fig. 1 durch den Integrator 32 erzeugt wird, und dem Signal, welches den an die Eingangsklemme 8 angelegten Drehmomentsollwert darstellt, um ein Fehlersi gnal V _Fehler auf einem Leiter 41 zu erzeugen. Das Fehlersi gnal wird an die Klemme V _IN eines spannungsgesteuerten Os zillators (VCO) 34 angelegt, um die Schwingungsfrequenz ei nes Zweiwertesignals zu steuern, das an der Ausgangsklemme Q des Spannungsgesteuerten Oszillators 34 erzeugt wird. Das Fehlersignal auf dem Leiter 41 wird außerdem an eine Steu erschaltung 50 angelegt, was im folgenden noch näher be schrieben ist.

Das Signal auf dem Leiter d, welches den Augenblicksstrom in der Drosselspule 12 a oder 12 b darstellt, wird an die nichtinvertierende (+) Eingangsklemme eines Komparators 64 innerhalb der Steuerschaltung 50 von Fig. 1 angelegt. Die invertierende (-) Eingangsklemme des Komparators 64 ist mit einer Referenzspannung verbunden, die durch ein herkömmli ches Massesignal dargestellt ist. Der Komparator 64 ist ein Komparator "mit offenem Kollektor" bei dem die Ausgangs klemme 65 einen "Leerlauf"-Zustand annimmt, wenn der Plus eingang relativ zu dem Minuseingang positiv eingestellt wird. Im Leerlaufzustand kann der Ausgang 65 durch einen externen Widerstand, der mit einer Quelle positiver Span nung verbunden ist, auf einen logischen H- oder 1(positiven)-Zustand bezogen werden. Wenn der Pluseingang relativ zu dem Minuseingang auf derselben Spannung oder ne gativ ist, kann der Komparator 64 außerdem eine niedrige Impedanz an der negativen Schiene bilden (die in diesem Fall die Spannung null oder Massepotential ist), so daß die Ausgangsklemme auf einen logischen L- oder 0(negativen)- Wert gezogen wird. Die Ausgangsklemme 65 des Komparators 64 ist über einen Leiter e und einen Pull-up-Widerstand 48 mit einer Referenzspannung an einer Klemme 70 verbunden, die einen logischen H-Wert darstellt. Die Ausgangsklemme 65 des Komparators 64 ist außerdem mit der Ausgangsklemme 53 eines Hysterese-Komparators 52 verbunden, der auch das Signal von dem Leiter d empfängt, was im folgenden noch näher be schrieben ist.

Die Steuerschaltung 50 nach Fig. 1 enthält eine Hysterese schaltung, die insgesamt mit 51 bezeichnet ist. Die Hy stereseschaltung 51 enthält den Komparator 52, der ebenso wie der Komparator 64 ein Komparator mit offenem Kollektor ist. Die Ausgangsklemme 53 des Komparators 52 ist über einen Leiter f und einen Leiter e mit der Ausgangsklemme 65 des Komparators 64 und dem Pull-up-Widerstand 48 verbunden.

Die Hystereseschaltung 51 enthält außerdem einen regenera tiven oder Mitkopplungswiderstand 54, der zwischen die Aus gangsklemme 53 und die Pluseingangsklemme des Komparators 52 geschaltet ist, und einen weiteren Eingangswiderstand 56, der das den Augenblicksstrom darstellende Signal auf der Leitung d an die Pluseingangsklemme des Komparators 52 anlegt. Ein Spannungsteiler, der insgesamt mit 57 bezeich net ist und Widerstände 58 und 60 enthält, ist zwischen den Leiter 41 und eine V _REF-Klemme 62 geschaltet. Der Span nungsteiler 57 legt einen Teil des Fehlersignals V _Fehler von dem Ausgangsleiter 41 des Komparators 40 an die Minus eingangsklemme des Komparators 52 und außerdem eine Offset- Gleichspannung an die Minuseingangsklemme an.

Die Leiter e und f der Steuerschaltung 50 nach Fig. 1 sind mit einem Leiter g verbunden, die Steuerschaltung 50 er zeugt zusammen mit dem Pull-up-Widerstand 48 Signale auf dem Leiter g zum Ansteuern der Rücksetz(R)-Eingangsklemme eines RS-Flipflops (FF) 42. Das Flipflop 42 enthält eine erste NOR-Schaltung 44, die durch Leiter 76 und 78 über Kreuz mit einer zweiten NOR-Schaltung 46 verbunden ist. Die R-Eingangsklemme des Flipflops 42 ist mit einer Eingangs klemme der NOR-Schaltung 46 verbunden, und die S-Eingangs klemme des Flipflops 42 ist mit einer Eingangsklemme der NOR-Schaltung 44 verbunden. Der Ausgang der NOR-Schaltung 46 ist mit dem Q-Ausgang des Flipflops 42 und mit einem Leiter c verbunden. Der Leiter c überträgt Ansteuerbefehle für die Schalttransistoren 20 und 21 aus dem Flipflop 42 zu einer Kommutierungssteuerschaltung, die als ein Block 30 dargestellt ist. Ein Impulsgenerator, der als ein Block 38 dargestellt ist, empfängt ebenfalls Signale aus dem Flip flop 42 über den Leiter c.

Wie erwähnt stellen die Drosselspulen 12 a und 12 b zwei Wicklungen eines mehrphasigen Motors 14 dar, der mehrere weitere gleiche Paare von Wicklungen haben kann, die durch weitere Paare von Schalttransistoren gesteuert werden. Die Kommutierungssteuerschaltung 30 spricht auf die Drehposi tion des Läufers des Motors relativ zu dem Ständer an und wählt die Wicklungspaare aus, die zu erregen sind, und in nerhalb jedes Wicklungspaares diejenige Wicklung (12 a oder 12 b), die von Moment zu Moment zu erregen ist, indem der zugeordnete Schalttransistor 20 oder 21 leitend gemacht wird. Daher kann das Zweiwertesignal, das auf dem Leiter c durch das Flipflop 42 erzeugt wird, als das Basistreiber signal für den einen oder anderen Bipolartransistor 20 oder 21 angesehen werden, der durch die Kommutierungssteuer schaltung 30 ausgewählt wird.

Der Impulsgenerator 38 empfängt die Treiberimpulse auf dem Leiter c und spricht auf positiv gehende Flanken an, um entsprechende Impulse auf einem Leiter h zu erzeugen. Der Impulsgenerator 38 kann einfach ein RC-Differenzierglied sein. Die Impulse, die durch den Impulsgenerator 38 auf dem Leiter h erzeugt werden, werden an die Rücksetzeingangs klemme R eines D-Flipflops 36 angelegt. Die Dateneingangs klemme D des Flipflops 36 liegt an einer Spannung, welche einen logischen H-Zustand oder einen logischen Wert 1 an einer Klemme 72 darstellt. Eine Takteingangsklemme CLK des Flipflops 36 empfängt Taktsignale variabler Frequenz aus der Ausgangsklemme Q des spannungsgesteuerten Oszillators 34 über einen Leiter a.

Im Betrieb arbeitet die Anordnung nach Fig. 1 in einer Be triebsart mit diskontinuierlichem Motorstrom bei geringen Belastungen und in einer Betriebsart mit kontinuierlichem Motorstrom bei starken Belastungen. Ein diskontinuierlicher oder lückender Strom ist ein Strom, der für eine endliche Zeit auf den Wert null abnimmt, wogegen ein kontinuierli cher Strom ein Strom ist, der einen Wert behält, welcher größer als null ist.

Fig. 2 zeigt verschiedene Spannungs-, Strom- und Zustands wellenformen, die in der Anordnung nach Fig. 1 während ei nes Betriebes mit geringer Belastung auftreten. Unter Be dingungen geringer Belastung arbeitet die Anordnung nach Fig. 1 unter der Zeitsteuerung des spannungsgesteuerten Os zillators 34. Fig. 2a zeigt als eine Wellenform 210 die Rechteckschwingung an dem Ausgang Q des spannungsgesteuer ten Oszillators 34 nach Fig. 1, wobei sich eine Peri odendauer von einer Zeit T 0 bis zu der nächsten folgenden Zeit T 0 erstreckt. Fig. 2b zeigt eine Wellenform 212, die das Ausgangssignal an dem Ausgang Q des Flipflops 36 nach Fig. 1 darstellt, das zu wiederkehrenden Zeiten T 0 aufgrund der ansteigenden Flanke der Ausgangswellenform 210 des spannungsgesteuerten Oszillators 34 nach Fig. 2a auf einen logischen Wert H gesetzt wird. Das Flipflop 36 nach Fig. 1 wird zu einer Zeit T 2 fast augenblicklich durch einen Im puls rückgesetzt, der in Fig. 2h mit 296 bezeichnet ist und durch den Impulsgenerator 38 auf das Setzen des RS- Flipflops 42 hin erzeugt wird. Das Ausgangssignal 212 in Fig. 2B wird von dem Flipflop 36 (Fig. 1) an den Eingang S des Flipflops 42 angelegt. Das Flipflop 42 spricht auf den logischen Wert H der Wellenform 212 an und schaltet in sei nen Rücksetzzustand, was durch die Wellenform 214 in Fig. 2c dargestellt ist. Die Wellenform 214 macht einen positi ven Übergang zu wiederkehrenden Zeiten T 0 aufgrund des Rücksetzens des Flipflops 42 von dem Ausgang Q des Flipflops 36 aus.

Wenn das Signal 214 von Fig. 2c auf einem logischen Wert H ist, beispielsweise unmittelbar nach der Zeit T 0, wird das Ansteuersignal an die Basis des Transistors 12 a oder des Transistors 12 b in Fig. 1 angelegt, um den Transistor lei tend zu machen und eine ansteigende Rampe des Stroms in ei ner der Drosselspulen 12 a, 12 b hervorzurufen. Das wiederum hat zur Folge, daß die einen Strom darstellende Spannung an dem Leiter d einen rampenförmigen Anstieg ab einem Span nungswert null beginnt, was durch die Wellenform 216 in Fig. 2d in dem Intervall T 0- T 6 dargestellt ist. Der Strom steigt weiterhin in der Drosselspule 12 a oder 12 b an, bis das Rampensignal 216 nach Fig. 2d den oberen Hysteresewert der Hystereseschaltung 51 von Fig. 1 erreicht. Der obere Hysteresewert ist als eine Linie 218 in Fig. 2d darge stellt. Dieser Wert wird durch die Größen der Widerstände 54 und 56, die Verstärkung des Komparators 52 und die an die Minuseingangsklemme des Komparators 52 angelegte Span nung festgelegt.

Bei allen endlichen oder von null verschiedenen Werten des Drosselspulenstroms, wie in dem Intervall T 0- T 10 durch die Rampe 216 in Fig. 2d dargestellt, hat der Nullwertkompara tor 64 (Fig. 1) einen Ausgangszustand hoher Impedanz oder den Ausgangszustand OFFEN, was durch die Wellenform 222 in Fig. 2e dargestellt ist. Solange jedoch der Komparator 52 in einem Pull-down-Zustand ist, wie er durch die Wellenform 224 in Fig. 2f in dem Intervall T 0- T 6 dargestellt ist, kann die Spannung an dem Leiter g nicht ansteigen. Zur Zeit T 6 erreicht der Drosselspulenstrom 216 von Fig. 2d den hohen Grenzwert 218, und die Hystereseschaltung 52 spricht darauf an, indem sie in ihren Leerlaufzustand umschaltet, wie es in dem Intervall T 6- T 10 durch die Wellenform 224 in Fig. 2g dargestellt ist, woraufhin der Widerstand 48 die Spannung an dem Leiter g auf einen logischen Wert H zieht, was durch die Wellenform 226 in Fig. 2 dargestellt ist. Der logische H- oder hohe Spannungswert an dem Leiter g stellt einen Nullsetzbefehl für das Flipflop 42 dar, welcher bewirkt, daß das Ausgangssignal des Flipflops 42 auf dem Leiter c auf einen logischen Wert L sinkt, wie es zu der Zeit T 6 und im Anschluß an dieselbe durch die Wellenform 214 in Fig. 2c dargestellt ist.

Zur Zeit T 6 empfängt der besondere Schalter, der durch die Kommutierungssteuerschaltung 30 ausgewählt und durch das Ausgangssignal des Flipflops 42 auf dem Leiter c in Fig. 1 gesteuert wird, kein Basisansteuersignal mehr und wird nichtleitend. Bei nichtleitendem Schalter beginnt der Strom in der Drosselspule 12 a oder 12 b abzunehmen, was durch die Wellenform 216 in Fig. 2d unmittelbar nach der Zeit T 6 dar gestellt ist. Der abnehmende Strom bewirkt nicht das Rück setzen der Hystereseschaltung 51, weil der untere Hystere sebandgrenzwert, der durch eine gestrichelte Linie 220 in Fig. 2d dargestellt ist unter dem Wert liegt, der den Strom null darstellt. Der Strom 216 fällt in dem Intervall T 6- T 10 linear auf null ab und erreicht den Wert null zur Zeit T 10, wie es in Fig. 2d gezeigt ist.

Wenn der Strom in der Drosselspule 12 a oder 12 b von Fig. 1 den Wert null oder einen nahe bei null gelegenen Wert er reicht, wie es durch die Wellenform 216 in Fig. 2d zur Zeit T 10 dargestellt ist, schaltet der Komparator 64 seine Aus gangsklemme 65 auf seinen Pull-down-Zustand niedriger Impe danz, wie es durch die Wellenform 222 in Fig. 2e darge stellt ist. Wenn der Komparator 64 auf seinen Pull-down-Zu stand umschaltet, sinkt die Spannung Vg an dem Leiter g auf null ab, was durch die Wellenform 226 in Fig. 2g gezeigt ist. Das hat keine Auswirkung auf den Ausgangszustand des Flipflops 42, versetzt dieses aber in die Lage, durch das an seine Eingangsklemme S angelegte Signal gesteuert zu werden. Das Erniedrigen der Spannung Vg an dem Leiter g zur Zeit T 10 bewirkt, daß die Hystereseschaltung 51 ihre Aus gangsklemme 53 auf die Pull-down-Betriebsart umschaltet, wie es durch die Wellenform 224 in Fig. 2f zu und nach der Zeit T 10 veranschaulicht wird.

In der diskontinuierlichen Betriebsart bei niedriger Bela stung bleibt das System bis zu der nächsten folgenden Zeit T 0 in Ruhe, zu der der Zyklus aufgrund der ansteigenden Flanke des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszil lators 34 von Fig. 1 wieder beginnt, wie es durch die Wel lenform 210 in Fig. 1a veranschaulicht wird. Der sich wie derholende Zyklus führt zu diskontinuierlichen Stromimpul sen in dem wiederkehrenden Intervall T 0- T 10, die, wie oben erwähnt, einen relativ hohen Wert des Verhältnisses von Spitzenstrom zu mittlerem Strom haben.

Fig. 3 zeigt Strom- und Spannungswellenformen, die in der Anordnung nach Fig. 1 bei einer Belastung auftreten, welche etwas größer als die in Fig. 2 dargestellte ist und eine Zunahme der Fehlerspannung bewirkt, die auf dem Leiter 41 von Fig. 1 erzeugt wird, was die Frequenz des spannungsge steuerten Oszillators 34 erhöht, so daß der Strom marginal diskontinuierlich wird. Die Wellenformen von Fig. 3, welche den Wellenformen von Fig. 2 entsprechen, mit Ausnahme ihrer Zeitsteuerung, sind mit denselben Bezugszahlen in der 300- Serie statt in der 200-Serie bezeichnet.

In Fig. 3 ist die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszil lators 34 von Fig. 1 relativ zu der in Fig. 2 dargestellten als Ergebnis der Änderung der Fehlerspannung angestiegen. Infolgedessen erscheint das Ruheintervall nicht mehr, das zwischen den Zeiten T 10 und der nächsten folgenden Zeit T 0 in Fig. 2 auftritt. Daher entsprechen die Zeiten T 0 und T 10 in Fig. 3 einander oder sind identisch. Da sie identisch sind, sind sie mit T 0/10 bezeichnet. Zu wiederkehrenden Zeiten T 0/10 nimmt das einen Strom darstellende Signal 316 in Fig. 3d einfach bloß auf den Strom null ab und beginnt sofort mit einem weiteren Zyklus des linearen Ansteigens. Das ist noch eine diskontinuierliche Betriebsart, die durch die negativgehenden Teile der Wellenform 322 von Fig. 3e identifizierbar ist, welche das Umschalten des Nullstrom komparators 64 von Fig. 1 darstellen.

Fig. 4 zeigt Spannungs- und Stromwellenformen in der Anord nung nach Fig. 1 während eines Übergangs von der marginal diskontinuierlichen Betriebsart, die in Fig. 3 gezeigt ist, auf die Hysteresebetriebsart infolge eines weiteren An stiegs der Belastung. In Fig. 4 sind die Wellenformen, wel che denjenigen nach den Fig. 2 und 3 entsprechen (mit Aus nahme der Zeitsteuerung und in einigen Fällen der Ampli tude) mit denselben Bezugszahlen in der 400-Serie statt in der 100- oder 300-Serie bezeichnet.

Unter den Belastungs- und Fehlerspannungsbedingungen, die in Fig. 4 dargestellt sind, hat der spannungsgesteuerte Os zillator 34 seine Frequenz erhöht und die Kontrolle über die Systembetriebsfrequenz verloren. Statt dessen wird die Systembetriebsfrequenz durch das Hystereseband und durch die Drosselspulenstromanstiegsgeschwindigkeit gesteuert. Die Drosselspulenstromanstiegsgeschwindigkeit ihrerseits wird durch die Größen der Drosselspulen 12 a und 12 b und durch die an die Klemme 16 angelegte Spannung minus der Mo tor-Gegen-EMK (falls vorhanden) und in geringerem Ausmaß durch die Größen der Strommeßwiderstände 22, 23, die Wider stände der Drosselspulen und der Transistoren 20, 21 be stimmt.

Gemäß der Darstellung in Fig. 4 spielt sich ein vollständi ger Betriebszyklus in dem Intervall von der Zeit T 0/10 bis zur nächsten folgenden Zeit T 0/10 ab. Der Zyklus des span nungsgesteuerten Oszillators 34 ist durch das Intervall von der Zeit Ta bis zur nächsten folgenden Zeit Ta dargestellt. Die Zeiten Ta sind im allgemeinen nicht mit den Zeiten T 0/10 synchronisiert, so daß die Zeiten Ta in dem durch die wiederkehrenden Zeiten T 0/10 festgelegten Zyklus "driften". Beispielsweise liegt links in Fig. 4 die Zeit Ta zwischen Zeiten T 6 und der nächsten folgenden Zeit T 0/10, nahe der Mitte von Fig 4 ist die Zeit Ta in der Nähe der Zeit T 6, und rechts in Fig. 4 liegt die Zeit Ta zwischen Zeiten T 4 und T 6.

Während des Betriebes steigt der Drosselspulenstrom, der durch die Wellenform 416 in Fig. 4d dargestellt ist, linear an, bis er zur Zeit T 6 den oberen Grenzwert des Hysterese bandes der Hystereseschaltung 51 erreicht, der durch die gestrichelte Linie 418 in Fig. 4d dargestellt ist. Zur Zeit T 6 schaltet die Hystereseschaltung 51 den Zustand ihrer Ausgangsklemme 53 in einen Leerlaufzustand um, was durch die Wellenform 424 in Fig. 4f gezeigt ist. Der Drosselspu lenstrom sinkt niemals auf null ab, so daß der Zustand der Ausgangsklemme 65 des Komparators 64 ebenfalls der eines offenen Kollektors oder einer hohen Impedanz ist, was durch die Wellenform 422 in Fig. 4e dargestellt ist. Infolgedes sen wird die Spannung an dem Leiter g ausschließlich durch den Zustand der Hystereseschaltung 51 gesteuert. Zur Zeit T 6 geht deshalb, wenn die Ausgangsimpedanz der Hysterese schaltung 51, die durch die Wellenform 424 in Fig. 4f dar gestellt ist, auf den Wert H geht, die Spannung Vg an dem Leiter g ebenfalls auf den Wert H, was durch die Wellenform 426 in Fig. 4g in dem Intervall T 6 bis T 0/10 dargestellt ist. Der logische Wert H, der an die Eingangsklemme R des RS-Flipflops 42 angelegt wird, und zwar beginnend zur Zeit T 6, bewirkt, daß der Ausgang Q einen logischen Wert L an nimmt. Wenn der Ausgang Q des Flipflops 42 in dem sich an die Zeit T 6 anschließenden Intervall auf einem logischen Wert L ist, ist das Ansteuersignal von den Leistungsschal tern entfernt, und diese werden nichtleitend. Im Anschluß an die Zeit T 6 nimmt deshalb der Strom in den Drosselspulen 12 a oder 12 b ab, was durch die Wellenform 416 in Fig. 4d dargestellt ist. Der Strom nimmt weiterhin ab, bis das den Strom darstellende Signal, das an der Hystereseschaltung 51 von Fig. 1 anliegt, auf den unteren Hysteresegrenzwert ab nimmt. Der untere Hysteresegrenzwert ist ein Wert, der po sitiver als null ist, was durch die gestrichelte Linie 42 in Fig. 4d dargestellt ist, und zwar als Ergebnis von Ände rungen in der Fehlerspannung aufgrund der starken Bela stung. Bevor der abnehmende Drosselspulenstrom null er reicht, schaltet deshalb die Hystereseschaltung 51 auf ih ren Pull-down-Zustand um, wie es zu der und anschließend an die Zeit T 0/ T 10 durch die Wellenform 424 in Fig. 4f gezeigt ist. Das wiederum hat zur Folge, daß das RS-Flipflop 42 auf eine Betriebsart umschaltet, in der eine Basisansteuerung der Schalttransistoren erfolgt, womit der Zyklus wieder be ginnt.

Die beschriebene Schaltung arbeitet somit in einer Be triebsart mit diskontinuierlichem Strom bei niedriger Bela stung (Fig. 2). Wenn die Belastung zunimmt, werden die Im pulse häufiger, bis die Stromimpulse ohne dazwischengelege nes Intervall sich wiederholen (Fig. 3). Wenn die Last wei ter ansteigt, beginnt das Hystereseband, in dessen Grenzen die linearen Stromanstiege oszillieren, anzusteigen, wo durch die Stromimpulse einer kontinuierlichen Stromkompo nente überlagert werden.

Claims

1. Leistungsschaltertreiberschaltung, die den mittleren Strom in einer Drosselspule veranlaßt, einem Sollsignal zu folgen, gekennzeichnet durch:
einen steuerbaren Leistungsschalter (20, 21), der eine Steuereingangsklemme hat;
eine Drosselspule (12 a, 12 b), die mit dem steuerbaren Lei stungsschalter (20, 21) in einer Reihenschaltung verbunden ist, wobei die Reihenschaltung an die Klemmen einer Span nungsquelle (16) anschließbar ist, um zu bewirken, daß ein zunehmender rampenförmiger Strom fließt, wenn der Schalter (20, 21) leitend ist;
eine Strommeßeinrichtung (22, 23, 28), die mit der Reihen schaltung verbunden ist, zum Erzeugen eines den Strom dar stellenden Signals;
eine Integriereinrichtung (32), die mit der Strommeßein richtung (22, 23, 28) verbunden ist, zum Erzeugen eines Si gnals, das den Mittelwert des den Strom darstellenden Si gnals darstellt;
eine erste Komparatoreinrichtung (64), die mit der Inte griereinrichtung (32) verbunden ist und das Sollsignal emp fängt, um das Sollsignal mit dem Signal zu vergleichen, welches den Mittelwert des den Strom darstellenden Signals darstellt, um daraus ein Fehlersignal zu erzeugen;
einen spannungsgesteuerten Oszillator (34), der mit dem er sten Komparator (64) verbunden ist, zum Erzeugen von Schwingungen mit einer Frequenz, die durch die Größe des Fehlersignals gesteuert wird;
ein D-Flipflop (36), das eine Dateneingangsklemme (D) hat, die mit einer Quelle eines Signals verbunden ist, welches einen ersten logischen Wert darstellt, und außerdem eine Takteingangsklemme (CLK), die mit dem spannungsgesteuerten Oszillator (34) verbunden ist, und ferner eine Ausgangs klemme (Q), um, wenn das D-Flipflop 36 in einem Rücksetzzu stand ist, den ersten logischen Wert zu der Ausgangsklemme (Q) des D-Flipflops (36) zu leiten, wenn ein Übergang der Schwingungen erfolgt, wobei das D-Flipflop (36) weiter eine Rücksetzeingangsklemme (R) aufweist;
ein RS-Flipflop (42) mit einer Setzeingangsklemme (S), die mit der Ausgangsklemme (Q) des D-Flipflops (36) verbunden ist, mit einer Rücksetzeingangsklemme (R) und mit einer Ausgangsklemme (Q), die mit der Steuereingangsklemme des Leistungsschalters (20, 21) verbunden ist, zum Ansteuern des Schalters während derjenigen Intervalle, in denen das RS-Flipflop (42) in einem Rücksetzzustand ist;
einen Pull-up-Widerstand (48), der mit der Rücksetzein gangsklemme (R) des RS-Flipflops (42) und mit einer Quelle (70) eines Signals, welches den ersten logischen Wert dar stellt, verbunden ist;
eine zweite Komparatoreinrichtung (52), die mit der Strom meßeinrichtung (22, 23, 28) und mit einer Quelle eines Re ferenzsignals, das einen Mindeststromzustand darstellt, verbunden ist und außerdem eine Ausgangsklemme (53) auf weist, die mit der Rücksetzeingangsklemme (R) des RS- Flipflops (42) verbunden ist, um einen zweiten logischen Wert an der Ausgangsklemme (53) der zweiten Komparatorein richtung (52) anzunehmen, wenn das den Strom darstellende Signal einen Wert null hat, und um einen Zustand hoher Im pedanz an der Ausgangsklemme (53) der zweiten Komparator einrichtung (52) einzunehmen, wenn das den Strom darstel lende Signal einen von null verschiedenen Wert hat;
eine Hystereseeinrichtung (51), die eine erste Eingangs klemme aufweist, welche mit der ersten Komparatoreinrich tung (64) verbunden ist, eine zweite Eingangsklemme, die mit der Strommeßeinrichtung (22, 23, 28) verbunden ist, und eine Ausgangsklemme, die in der Lage ist, den zweiten logi schen Zustand und einen Leerlaufzustand anzunehmen, wobei die Ausgangsklemme mit der Rücksetzeingangsklemme (R) des RS-Flipflops (42) verbunden ist, um die Ausgangsklemme in den Leerlaufzustand umzuschalten, wenn das den Strom dar stellende Signal einen vorbestimmten Wert oberhalb des Si gnals erreicht, das den Mittelwert des den Strom darstel lenden Signals darstellt, und um die Ausgangsklemme auf den zweiten logischen Wert umzuschalten, und zwar unter einer der Bedingungen, daß (a) das den Strom darstellende Signal einen vorbestimmten Wert erreicht, der kleiner als das Si gnal ist, das den Mittelwert des den Strom darstellenden Signals darstellt, und daß (b) die Ausgangsklemme (53) der zweiten Komparatoreinrichtung (52) den zweiten logischen Wert annimmt; und
eine Impulserzeugungseinrichtung (38), die mit der Aus gangsklemme (Q) des RS-Flipflops (42) verbunden ist, zum Erzeugen eines Impulses bei einem Übergang einer besonderen Polarität an der Ausgangsklemme (Q) des RS-Flipflops (42), und mit der Rücksetzeingangsklemme (R) des D-Flipflops (36), um den Impuls als einen Rücksetzimpuls an das D- Flipflop (36) aufgrund jedes Übergangs einer besonderen Po larität anzulegen.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Strommeßeinrichtung (22, 23, 28) einen Stommeßwider stand aufweist, der mit der Reihenschaltung in Reihe ge schaltet ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich net, daß die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (34) bei zunehmenden Größen des Fehlersignals zunimmt.

4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeich net durch
eine Referenzspannungsquelle (V _REF); und
einen Spannungsteiler (57), der mit der Referenzspannungs quelle (V _REF) und mit der Strommeßeinrichtung (22, 23, 28) verbunden ist und einen Abgriff aufweist, der mit der er sten Eingangsklemme der Hystereseeinrichtung (51) verbunden ist.