DE2450383C3 - Geregelte Umformerschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine geregelte Umformerschaltung der im Oberbegriff des Anspruchs angegebenen Art.

Bei einer aus der US-PS 36 14 590 bekannten Umformerschaltung dieser Art werden die Brückentransistoren zur Erzeugung einer Wechselspannung mit vorgegebener Kurvenform, insbesondere einer Sinusspannung, paarweise mit Steuersignalen sehr unterschiedlicher Frequenz angesteuert; zwei Transistoren werden abwechselnd im Takt der Halbperioden der Ausgangswechselspannung durch Steuersignale konstanter Dauer entsperrt, und an die beiden anderen Brückentransistoren werden im Inneren jeder Halbperiode Steuerimpulse mit sehr viel höherer Frequenz angelegt, die nach einem vorgegebenen Programm zur Erzielung einer gewünschten Ausgangskurvenform pulsdauermoduliert sind. Die Steuersignale konstanter

ίο Dauer, die gleich der Halbperiode der Ausgangswechselspannung ist, werden durch Frequenzteilung von Taktimpulsen sehr viel höherer Frequenz in einem mehrstufigen Binärzähler erhalten, und die gemäß dem vorgegebenen Programm pulsdauermodulierten Impulse werden durch digitale Verknüpfung der Ausgangssignale verschiedener Stufen des Binärzählers gebildet. Ferner ist eine Regelschaltung vorgesehen, welche die Ausgangswechselspannung mit einer Bezugswechselspannung vergleicht und ein Fehlersignal erzeugt, das im Sinne einer Konstanthaltung zusätzlich auf die Dauer der pulsdauermodulierten Impulse einwirkt.

Der für die Erzielung einer bestimmten Kurvenform der Ausgangswechselspannung der Transistorbrückenschaltung erforderliche Aufwand ist nur dann gerechtfertigt, wenn vom Verbraucher eine Wechselspannung mit vorgeschriebener Kurvenform gefordert wird. In vielen Fällen genügt es, daß die Transistorbrückenschaltung eine Rechteck-Wechselspannung liefert, die entweder durch einfache Siebung eine Ausgangswechselspannung ergibt oder, wenn die Umformerschaltung Bestandteil eines Gleichspannungswandlers ist, durch Gleichrichtung wieder in eine Gleichspannung umgeformt wird. In einem solchen Fall ist es aus der FR-PS 13 77 451 bekannt, an die beiden ersten Transistoren einer Transistor-Brückenschaltung gegenphasige Rechteck-Steuersignale anzulegen, deren Dauer gleich der halben Periodendauer der Ausgangswechselspannung ist, und an die beiden anderen Transistoren gegenphasige Rechteck-Steuersignale kürzerer Dauer anzulegen, so daß der Stromflußwinkel durch den Teil jeder Halbperiode bestimmt ist, in dem sich ein längeres und ein kürzeres Rechteck-Steuersignal in Koinzidenz befinden. Die längeren Rechteck-Steuersignale werden beispielsweise durch die Ausgangssignale einer bistabilen Kippschaltung gebildet, und die kürzeren Steuersignale werden durch monostabile Kippschaltungen erzeugt, die von den Ausgangssignalen der bistabilen Kippschaltung ausgelöst werden. Bei dieser Schaltung erweist es sich als ungünstig, daß die beiden von den längeren Rechtecksignalen angesteuerten ersten Transistoren, die gegensinnig in Reihe parallel zu der Primärwicklung des Ausgangstransformators liegen, im Gegentakt ohne dazwischenliegende Totzeiten geöffnet und gesperrt werden. Infolge der Speicherzeit der Transistoren und der unvermeidlichen Exemplarstreuungen kann dadurch eine Unsymmetrie in den über die beiden Halbzweige der Transistor-Brückenschaltung fließenden Strömen verursacht werden, die eine dauernd fließende Gleichstromkomponente zur Folge hätte. Da ferner die die beiden anderen Transistoren ansteuernde RechteckSi.euersignale kürzerer Dauer jeweils im gleichen Zeitpunkt beginnen wie die längeren Rechteck-Steuersignale, besteht insbesondere bei höheren Frequenzen die Gefahr, daß einer dieser anderen Transistoren geöffnet worden ist, bevor sich der damit in Reihe an die Gleichspannungsquelle liegende erste Transistor entsättigt hat. Eine Spannungsregelung ist bei dieser bekannten Umformerschaltung nicht vorge-

sehen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine geregelte Umformerschaltung der eingangs angegebenen Art zu schaffen, die bei Ansteuerung der Transistoren durch Steuersignale gleicher Frequenz eine einfache Erzeugung der Ansteuersignale unter Erzielung einer Spannungsregelung ermöglicht, ohne daß sich die Speicherzeit der Transistoren nachteilig auswirken kann.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Die erfindungsgemäße Ausbildung der Umsetzerschaltung ergibt mit Hilfe einfacher, zum großen Teil digitaler Schaltungen die Erzeugung von Steuersignalen unterschiedlicher Dauer für die Ansteuerung der Transistoren, wobei die die ersten Transistoren ansteuernden längeren Rechtecksignale voneinander durch eine Totzeit von der Dauer einer Periode der Taktfrequenz getrennt sind und die die beiden anderen Transistoren ansteuernden kürzeren Rechtecksignale, welche den Stromflußwinkel bestimmen, eine durch die Regelschaltung bestimmte Dsuer haben. Infolge der Totzeit zwischen den längeren Rechtecksignalen kann sich die Speicherzeit der Transistoren nicht nachteilig auf den Betrieb der Umsetzerschaltung auswirken.

Eine im Unleranspruch gekennzeichnete vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ergibt eine besonders einfache Steuerung der Dauer der kürzeren Rechtecksignale zur Erzielung der gewünschten Spannungsregelung.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand der Zeichnung beschrieben. Darin zeigt

F i g. 1 das Schaltbild einer geregelten Umformerschaltung nach der Erfindung und

Fig.2 Diagramme von Signalen, die in der Umforleerschaltung von Fig. 1 auftreten.

Die in F i g. 1 dargestellte geregelle Umformerschaltung enthält eine Transistor-Brückenschaltung TB mit vier Leistungstransistoren Qi bis Q 4 und den Umschaltsteuerschaltungen UX bis U4. Die Kollektoren der Transistoren Qi und Q 2 sind mil einem Pol, beispielsweise dem Pluspol, einer Gleichspannungsquelle B verbunden, bei welcher es sich beispielsweise um eine 48 Volt-Batterie handeln kann. Die Emitter der Transistoren Q 3 und Q 4 sind mit dem anderen Pol der Gleichspannungsquelle B verbunden. An die Klemmen der Gleichspannungsquelle B ist ein Kondensator C angeschlossen, der die Spannung an den Anschlüssen der soeben definierten Brückendiagonale im wesentlichen konstant hält. In der anderen Brückendiagonale liegt die Primärwicklung eines Ausgangstransformators TS. Die Sekundärwicklung des Ausgangstransformators TS hat eine an Masse liegende Mittelanzapfung, und ihre Außenklemmen sind, beispielsweise über Schottky-Dioden c/0, mit dem Eingang eines Glättung;·- filters verbunden, welches eine Längsinduktivität L und eine an Masse liegende Querkapazität CO enthält. Die durch Gleichrichtung der Brückenwechselspannung mittels der Dioden erhaltene und im Glättungsfilter L, CO geglättete Ausgangs-Gleichspannung wird an den Klemmen der Querkapazität CO ahjzenommen.

Jede der Umschaltsteuerscnaltungen i/l, i/2, t/3, t/4 enthält einen Transformator Ti, T2, T3, T4, dessen Sekundärwicklung zwischen dem Emitter und dem Kollektor des zugeordneten Transistors Qi, Q2, es Q 3, Q 4, angeschlossen ist, wobei die Verbindung mit dem Kollektor eine Diode d 1 enthält.

Die Basis jedes Transistors Q 1, Q2, Q3, Q4 ist mit einem Zwischenabgriff der Sekundärwicklung des zugeordneten Transformators Ti, Tl, TS, T4 verbunden. Dämpfungswiderstände r liegen parallel zu den beiden Teilen jeder Sekundärwicklung. Durch diese Schaltung ist sichergestellt, daü jeder Transistor außerhalb seines Sättigungsbereichs arbeitet. Eine sehr schnell umschaltende Diode d ist außerdem zwischen dem Emitter und dem Kollektor jedes Transistors angeschlossen, um zu vermeiden, daß sich die Magnetisierungsenergie des Ausgangstransformaiors TS über ihn schließt und ihn umgekehrt vorspannt, und um die Überspannungen zwischen dem Kollektor und dem Emitter zu verringern.

Am Schaltungspunkt 50 am Ausgang des Glättungsfilters L, CO wird die Ausgangs-Gleichspannung entnommen and durch einen Spannungsteiler 51 mit einer Bezugsspannung - Vr verglichen. Das am Abgriff des Spannungsteilers 51 erhaltene Fehlersignal wird einem Eingang eines analogen Komparators ACA über einen Operationsverstärker AE zugeführt. Das Ausgangssignal 510 des Operationsverstärkers AE ist eine Gleichspannung, deren Höhe von dem Abstand zwischen der Ausgangsspannung am Schaltungspunkt 50 und der Bezugsspannung — Wabhängt.

Damit die Umformerschaltung vor Überlastungen und Kurzschlüssen geschützt wird, ist ergänzend vorgesehen, daß die Fehlerspannung 510 durch die folgende Schaltung begrenzt wird: die Primärwicklung eines Stromwandlers 76 ist mit der Primärwicklung des Ausgangstransformators TS in Reihe geschaltet, und die an der Sekundärwicklung des Stromwandlers Γ6 erzeugte Spannung, die an den Abschlüssen eines einstellbaren Widerstands RO anliegt, wird durch Dioden d2 gleichgerichtet und durch ein Filter /1 gefiltert; die dadurch erhaltene Gleichspannung wird durch einen Komparator AL mit einer Bezugsspannung ■Vverglichen. Das Ausgangssignal des Komparators AL wird über eine Diode d3 an den Eingang des Komparators ACA angelegt, an dem auch die Fehlerspannung 510 anliegt. Solange die Diode d3 gesperrt bleibt, hat die Begrenzerschaltung keine Wirkung. Wenn dagegen die Diode d3 entsperrt wird, nimmt die Fehlerspannung 510 ab, wobei sie in zu der Regelung entgegengesetztem Sinne wirkt, damit die Regelwirkung begrenzt wird.

Ein Taktimpulsgenerator TG, der Taktimpuls CK (Fig. 2) liefert, besteht aus einer Triggerschaltung, deren Frequenz durch den Widerstand 52 eingestellt wird, beispielsweise auf 400 kHz. Die Frequenz der Taktimpulse wird von einem Zähler, beispielsweise einem Johnson-Zähler mit fünf Stufen 1 bis IV und IcO, durch fünf geteilt. In den Diagrammen von Fig. 2 sind lediglich die Rechtecksignale 51 und 52 dargestellt, die von den Stufen I und II abgegeben werden, da sie allein an der Bildung der Ansteuersignale für die Transistorbrückenschaltung Γβbeteiligt sind.

Die Frequenz der Rechtecksignale 51 und 52 wird von Kippschaltungen /el bzw. Ic2 durch 2 geteilt. Jede Kippschaltung hat komplementäre Ausgänge; in Fi g. 2 sind die von der Kippschaltung Ic 1 abgegebenen komplementären Rechtecksignale 55 und 5^ sowie die von der Kippschaltung Ic2 abgegebenen komplementären Rechtecksignale 57und 57dargestellt.

Das Signal 51 wird außerdem um eine Halbperiode der Taktfrequenz durch eine Kippschaltung /c3 verschoben, die zu diesem Zweck das Signal 51 und das Taktsignale CK empfängt. Das am Ausgang der Kippschaltung Ic3 erhaltene Rechecksignal 58 wird

durch ein RC-C\ied Int integriert, und das sich daraus ergebende symmetrische Sägezahnsignal 59 mit einer Periode 772 wird dem anderen Eingang des analogen Komparator ACA zugeführt.

Am Ausgang des analogen !Comparators ACA verfügt man dann über ein Pseudo-Rechlecksignal S11, welches in jeder Halbperiode 772 wiederholt wird und eine Dauer hat, die sich aus den Koinzidenzpunkten des Sägezahnsignals 59 mit der (in Fig. 2 durch eine gestrichelte Linie dargestellten) Fehlerspannung 510 ergibt und somit dieser Fehlerspannung proportional ist (abgesehen von der oben erwähnten eventuellen Begrenzung). Diese Pseudo-Rechtecksignale 511 sind durch die schraffierten Teile des Diagramms des Sägezahnsignals 59 in F i g. 2 angegeben.

Die Primärwicklung jedes der Transformatoren Tl bis TA ist in Reihe mit einem Strombegrenzungswiderstand RL über einen Transistor ql, q2, q3 bzw. q4 zwischen einer Spannung + i'und Masse angeschlossen. Ein Störschutznetzwerk ap liegt im Nebenschluß zu der Reihenschaltung aus Primärwicklung und Strombegrenzungswiderstand zwischen dem Kollektor des Transistors und der positiven Spannung. Die Emitter der Transistoren q 1 bis q 4 liegen an Masse. Die Basen der Transistoren q\ bis <j4 sind jeweils über einen Lastwiderstand rc und ein Umschaltbeschleunigungsglied Rl bis R 4 an die Spannung +v gelegt. Die Umschaltung des Zustandes jedes Transistors q 1 bis q 4 wird über einen Inverter /1, /2, /3, bzw. /4 durch den Ausgang einer NAND-Schaltung El, El, £3 bzw. £4 gesteuert.

Die NAND-Schaltungen EX und_E3 empfangen die ■ komplementären Signale 56 und Sl der Kippschaltungen /el und Ic2. Die NAND-Schaltungen £2 und £4 empfangen die direkten Signale 56 und 57 dieser Kippschaltungen. Außerdem empfangen die NAND-Schaltungen £1 und £2 das Signal 511. Die an den Ausgängen der NAND-Schaltungen £1. £2, £3, £4 erscheinenden Signale ergeben nach der Invertierung in den Invertern /1. 12, /3, /4 die in den Diagrammen 56 - 57, 56 · 57, 56 ■ 57 · 511 und 5Έ · 57 · 511 von F i g. 2 gezeigten Ansteuersignale für die Leistungstransistoren Ql bzw. Q4, durch welche jeder dieser Transistoren während der in F i g. 2 schraffiert gezeichneten Zeitabschnitte geöffnet wird. Man sieht, daß die Transistoren Ql und Q 3 einerseits und die Transistoren ζ) 2 und Q4 andererseits in Phase gesteuert werden, wobei diese Transistorpaare in Phasenopposition gesteuert werden. Man sieht weiterhin, daß die Transistoren QS und Q4 mit konstanter Dauer des leitenden Zustandes gesteuert werden, während die Transistoren Ql und Q 2 für die Regelung mit in Abhängigkeit von der Höhe des Fehlersignals 510 veränderlicher Dauer des leitenden Zustandes gesteuert werden.

Die beschriebene Regelung arbeitet in folgender Weise:

Das Diagramm 560 von Fig.2 zeigt qualitativ den Spannungsverlauf an dem Punkt 60 des Ausgangs der Umformerschaltung.

Man geht beispielsweise von einem Anfangszeitpunkt (0, in welchem die Leistungstransistoren Ql und Q 3 leiten. Die Spannung Vc der Gleichspannungsqulle B liegt, bis auf den Kollektor-Emitter-Spannungsabfall der Transistoren, an der Primärwicklung des Ausgangstransformator T5 an. Die obere Diode des Paares d0 leitet.

In dem Zeitpunkt 11 sperrt der Leistungstransistor Q 1, und der Primärstrom schließt sich wieder über den Leistungstransistor Q3 und die Diode dder Schaltung des Leistungstransistors Q4. Seine Verringerung erzeugt eine elektromotorische Kraft, die in der unleren Diode des Paares d0 einen schwachen Strom erscheinen läßt.

In dem Zeitpunkt 12 sperrt der Leislungstransistor ^3 und der Primärstrom fließt durch die Dioden όά^ν Schaltungen der Transistoren Ql und Q2 und wird dann Null. Die magnetisierende Komponente dieses Stromes fließt sich an der Sekundärwicklung des Transformators T5 über die untere Diode des Paares d0, und die ohmsche Komponente verteilt sich gleichmäßig auf die beiden Dioden dO.

Das Zeitintervall / 2 — / 3 ist die Totzeit, welche gleich einer Taktperiode und somit gleich 2,5 MikroSekunden ist, damit der Transistor Q 3 Zeit hat, vollkommen in seinen gesperrten Zustand zurückzukommen, bevor der Transistor Q 4 in den leitenden Zustand übergeht. Die Speicherungszeit plus die Abfallzeit des Transistors Q 3 kann bei einer für die Transistoren Q3 und Q 4 festgelegten Öffnungsdauer von 22,5 Mikrosekunden eine halbe Mikrosekunde nicht überschreiten.

Im Zeitpunkt t3 wird der Transistor Q4 für diese festgelegte Zeitdauer leitend. Der Primärstrom des Transformators T5 schließt sich wieder über den Transistor Q 4 und die Diode d der Schaltung des Transistors Q 3. Seine Zunahme erzeugt eine elektromotorische Kraft, die in der oberen Diode des Paares d0 einen schwachen Strom erscheinen läßt.

In dem Zeitpunkt f 4 wird der Transistor Q2 leitend und die volle Spannung Vcder Gleichspannungsquelle B liegt, bis auf den Kollektor-Emitter-Spannungsabfall der Transistoren, an der Primärwicklung des Transformators Γ5 an. Die untere Diode des Paares d0 leitet.

In dem Zeitpunkt iO' befindet man sich hinsichtlich des Ausganges in demselben Zustand wie in dem Zeitpunkt / 0, und der beschriebene Zyklus wiederholt sich in identischer Weise.

Solange beim Einschalten der Umformerschaltung die Hilfsspannungen, wie etwa die Spannungen + ν und — Vr, nicht stabilisiert sind, liefert eine Schmitt-Trigger-Schaltung 55 ein Signal, welches invertiert die NAND-Schaltungen £1 bis £4 sperrt und den Zähler sowie die Kippschaltungen IcI, Ic2, Jc3 auf Null zurückstellt.

Bei Bedarf kann man die Regelung blockieren. Für diesen Zweck genügt es, ein Regelungsblockiersignal VB der Basis eines Transistors QB zuzuführen, der, wenn er gesättigt ist, die NAND-Schaltungen £3 und £4 direkt blockiert und über die Kippschaltung /c3 und den Komparator ACA die NAND-Schaltungen £1 und £2blockierL

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Geregelte Umformerschaltung mit einer Transistor-Brückenschaltung, an deren eine Brückendiagonale eine Gleichspannungsquelle und an deren andere Brückendiagonale die Primärwicklung eines Ausgangstransformators angeschlossen sind, mit einem Taktgeber, der ein Rechtecksignal liefert, dessen Frequenz ein Vielfaches der Frequenz der am Ausgangstransformator auftretenden Wechselspannung ist, mit ersten Umschaltsteuerschaltungen, welche an zwei mit dem gleichen Brückeneckpunkt verbundene erste Transistoren vom Rechtecksignal durch Frequenzteilung abgeleitete abwechselnde Steuersignale konstanter Dauer anlegen, deren Folgefrequenz gleich der Frequenz der am Ausgangstransformator auftretenden Wechselspannung ist, zweiten Umschaltsteuerschaltungen, welche an die beiden anderen Transistoren vom Rechtecksigna] abgeleitete kürzere Steuersignale veränderlicher Dauer anlegen, derart, daß jeweils die in einander diagonal gegenüberliegenden Brückenzweigen liegenden Transistoren abwechselnd paarweise entsperrt werden, und mit einer Regelschaltung, die aufgrund eines durch Vergleich der Sekundärspannung des Ausgangstransformators mit einem Bezugssignal erhaltenen Fehlersignals die Breite der von den zweiten Umschaltsteuerschaltungen gelieferten Steuersignale im Sinne einer Regelung der Sekundärspannung beeinflußt, dadurch gekennzeichnet, daß eine Frequenzteiler- und Verknüpfungsschaltung (I, II, III, IV, /el, Ic2) aus den Taktgebersignalen (CK) zwei Rechtecksignale (S6, 56; 57, 57) erzeugt, und um eine Periode des Taktgebersignals (CK) phasenverschoben sind und deren Folgefrequenz gleich der Frequenz der am Ausgangstransformator (T 5) auftretenden Wechselspannung ist, und daß Ansteuersignale (56 · 57; 56 · ST; 56 · 57 · 511; 56 · 57 · 511} der gleichen Folgefrequenz, die der Koinzidenz der einen bzw. der anderen Halbwellen der phasenverschobenen Rechtecksignale entsprechen, an die beiden ersten Transistoren (Q 3, Q4) unverändert und an die beiden anderen Transistorten (Qi, Q2) über durch die Regelschaltung (AL, AE, ACA)gesteuerte Torschallungen (E 1, E2) angelegt werden.

2. Umformerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelschaltung einen analogen Komparator (ACA) enthält, der das Fehlersignal (SiO) mit einem symmetrischen Sägezahnsignal (59) vergleicht, das aus den Taktgebersignalen (CK) abgeleitet ist, und daß die Regelschaltung ein zwischen den festgestellten Koinzidenzpunkten liegendes Signal (S 11) als Öffnungssignal an die Torschaltungen (E i, E2) anlegt.