DE3880328T2 - Umwandler mit hohem wirkungsgrad. - Google Patents

Umwandler mit hohem wirkungsgrad.

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DE3880328T2 DE8888909279T DE3880328T DE3880328T2 DE 3880328 T2 DE3880328 T2 DE 3880328T2 DE 8888909279 T DE8888909279 T DE 8888909279T DE 3880328 T DE3880328 T DE 3880328T DE 3880328 T2 DE3880328 T2 DE 3880328T2
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Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf Vorrichtungen zum Umwandeln von elektrischer Leistung und im besonderen auf Gleichspannungswandler und Wechselrichter, bei denen zwei oder mehr Schaltvorrichtungen der Reihe nach geschaltet werden, was ein symmetrisches Schalten von z. B. Gegentakt-, Vollbrücken- und Halbbrückentopologien zur Folge hat.
  • Die Forderungen der Industrie nach erhöhter Dichte, d. h. nach mehr in einem gegebenen Volumen übertragener Leistung, haben zur Verwendung höherer Schaltfrequenzen geführt, um die Kondensator- und Magnetkerngrößen auf ein Minimum zu reduzieren. Diese höheren Frequenzen machen eine stärkere Beachtung von Schaltverlusten erforderlich, die einen bedeutenden Anteil der Gesamtverluste der Vorrichtungen zum Umwandeln von Leistung ausmachen werden.
  • Die Summe sämtlicher Verluste wird sogar noch wichtiger, wenn eine Vorrichtung selbstkühlend sein muß. Bei einer praktischen Anwendung wird "Leistungsdichte" am besten ausgedrückt als:
  • "der Betrag an von einer Vorrichtung zum Umwandeln abgegebener Leistung, geteilt durch das Volumen, welches von den äußersten Abmessungen der Vorrichtung begrenzt ist, die als einzelner geometrischer Körper ausgedrückt wird, und einen für einen gegebenen Luftstrom geeigneten Kühlkörper einschließt, den mittleren Ausfallabstand und die Umgebungstemperatur".
  • Für eine hohe Leistungsdichte ist es notwendig, die Betriebsfrequenz eines Wandlers zu erhöhen, um das Volumen der magnetischen Komponenten und der Kondensatoren zu minimalisieren. Während diese Volumina auf diese Weise recht komplikationslos reduziert werden können, wird das Volumen des Kühlkörpers für eine gegebene Umgebung durch die Leistungsverluste bestimmt. Die baulich eingebrachte Leistungsdichte wird daher hauptsächlich von der Effizienz der Umwandlung bestimmt. Während die Frequenz erhöht wird, gewinnen Schaltverluste der Schalt- und Gleichrichtvorrichtungen an Bedeutung; deshalb ist ein Verfahren zum Erhalten eines Schaltens mit Nullspannung oder Nullstrom durch die Schaltvorrichtung zum Schaltzeitpunkt wünschenswert.
  • Bei Vorrichtungen, bei denen von einem Nullstrom-Schalten Gebrauch gemacht wird, ist die Dissipation, welche vom Produkt der Spannung quer über der Schaltvorrichtung und dem durch dieselbe fließenden Strom, der während der Periode des Umschaltens des Schalters mit einbezogen ist, verursacht wird, zwar beseitigt, aber die Dissipation, welche durch ein Entladen der Spannung auf der parasitären Kapazität der Schaltvorrichtung verursacht wird, bleibt.
  • Beim Nullspannungs-Schalten werden sowohl das Spannungsstrom-Produktintegral als auch die Entladungsenergie der parasitären Kapazität beseitigt. Bei höheren Schaltfrequenzen ist die parasitäre Kapazitätsenergie von Bedeutung; deshalb ist für Minimalverluste das Nullspannungs- Schalten vorzuziehen.
  • Es sind mehrere Techniken zum Erhalten eines Nullspannungsschaltens vorgeschlagen worden:
  • 1. Ein quasi-resonanter, eine Isolierung schaffender Rücklaufwandler hat den Nachteil, daß sowohl der Schaltvorrichtung als auch dem Ausgangsgleichrichter starke Spannungsbeanspruchungen auferlegt werden. Weiterhin hängt das Nullspannungs-Schalten vom Arbeitsstrom ab. Bei geringen Arbeitsströmen findet ein Nullspannungs- Schalten nicht statt.
  • 2. Es wurde ein quasi-resonanter Vorlaufwandler vorgeschlagen, der ein Nullspannungs-Schalten durch Nutzung des Magnetisierungsstroms des Transformators zustandebringt. Der Nachteil liegt darin, daß der Eingangsschaltvorrichtung und dem Gleichrichter starke Spannungsbeanspruchungen auferlegt werden.
  • 3. Das Aufladen der parasitären Kapazität der Schaltvorrichtung mit dem Magnetisierungsstrom und dem Arbeitsstrom während der Totzeit (das ist die Periode, in der die Schaltvorrichtung ausgeschaltet ist) ist wirksam auf einem Vollbrückenwandler angewandt worden und sorgt für eine modulierte Impulsbreitenregulierung. Ein Nachteil besteht darin, daß ein mit der Transformator-Primärwicklung in Reihe geschalteter Induktor erforderlich ist, und das Nullspannungs-Schalten hängt vom Arbeitsstrom ab.
  • 4. Es wurde eine Vollbrücke vorgeschlagen, welche zwar von dem Magnetisierungsstrom und der in der Primär-/Sekundär- Streuinduktivität des Transformators gespeicherten Energie Gebrauch macht, aber kein Nullspannungs-Schalten auf allen vier Schaltern vorsieht.
  • 5. Von einer ähnlichen Konfiguration kann bei einer Halbbrückentopologie Gebrauch gemacht werden mit einem Induktor, der mit der Primärwicklung des Transformators in Reihe geschaltet ist. Wiederum liegt ein Nachteil darin, daß das Nullspannungs-Schalten von einer gewissen Minimallast abhängt. Da die Totzeit konstant gehalten werden muß, ist zum Ausführen einer Regulierung ein Betrieb mit sehr hohen Frequenzen erforderlich.
  • 6. Ein weiteres Beispiel ist das Gerät zur hochfrequenten Leistungsversorgung, das in der US-PS 4 553 199 offenbart ist. Sämtliche in den Figuren 1, 3, 4, 5, 6 und 7 dieser Patentschrift dargestellten Ausführungsbeispiele dieser Offenbarung zeigen die Verwendung eines reiheninduktiven Bausteins und nicht die Magnetisierungsinduktivität der Transformatoren, und es werden verschiedene Verfahren zum Regulieren der Wirkleistungsabgabe vorgeschlagen.
  • Diese sechs Beispiele verdeutlichen die grundlegende Schlußfolgerung, daß zum Erhalten sowohl einer Nullspannungs-Schaltung als auch einer Regulierung innerhalb eines Wandlers eine andere als die Magnetisierungsinduktivität des Transformators vorgesehen sein muß, damit sich ein linearer Anstieg in der Spannung der parasitären Kapazität in der Totzeit ergibt, während der der Transformator belastet wird. Diese Schlußfolgerung führt zu der notwendigen Abhängigkeit vom Arbeitsstrom.
  • Die US-PS 4 5S3 199 offenbart einen Wechselrichter. Sie schlägt jedoch nicht die Verwendung einer Transformator-Primärinduktivität in einem Resonanzkreis mit zusätzlicher Schalterkapazität vor und spricht auch nicht das daraus folgende Problem an, das darin besteht, ein Belasten des Transformators während der Totzeit zu verhindern.
  • Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Nullspannungs-Schaltwandler zu schaffen, der mit hohen Frequenzen bei hoher Effizienz mit verhältnismäßig niedriger Ausgangsspannung arbeiten kann.
  • Die Erfindung schafft einen Wechselrichter, wie er durch Anspruch 1 definiert ist.
  • Auf eine Leitungsregulierung innerhalb des Wandlers wird verzichtet, was die Verwendung von Magnetisierungsinduktivität zum Schaffen der notwendigen Blindbausteine zusammen mit den als Zusatz dienenden Kapazitäten der Schaltvorrichtungen und anderen parasitären Kapazitäten für das Nullspannungs-Schalten unter allen Belastungsbedingungen ermöglicht. Um bei einer solchen Konfiguration ein Nullspannungs-Schalten zu erreichen, darf der Transformator während der Totzeit nicht belastet werden.
  • Für Gleichstrom-Ausgangswandler, die von diesem Prinzip Gebrauch machen und die inerte Komponenten wie Induktoren im Ausgang haben, ist eine Regulierung in geschlossener Schleife nur dann möglich, wenn eine synchronisierte Gleichrichtung angewandt wird, die die Transformator- Sekundärwicklung von den inerten Ausgangskomponenten während der Totzeit trennt. Als Alternative hierzu muß eine Regulierung in einem Vorregulierer oder einem Nachregulierer vorgesehen sein; in diesem Fall könnte die Rückkoppelungsschleife um den kombinierten Wandler herum geschlossen werden.
  • Figur 1 zeigt ein schematisches Schaltaderbild des Leistungszuges eines Gegentakt-Gleichspannungswandlers, der die Prinzipien der Erfindung verkörpert.
  • Figur 2 zeigt Wellenformen, die auf das Gegentaktwandler- Ausführungsbeispiel der Erfindung bezogen sind.
  • Figur 3 zeigt die Wandlungseffizienz als Funktion des Ausgangsstroms, und
  • Figuren 4A und 4B zeigen eine Draufsicht auf den und eine Seitenansicht des Transformatorkerns des Wandlers.
  • Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel eines Nullspannungsschalt-Gleichspannungswandlers, bei dem das Schalten unabhängig vom Arbeitsstrom vor sich geht, wird mit Bezug auf die Zeichnungen nachstehend beschrieben.
  • Vor dem Zeitpunkt to ist der Schalter SA an. Magnetisierungsstrom und Arbeitsstrom fließen jetzt durch den Schalter SA. Zum Zeitpunkt to wird ein Abschalten des Schalters SA bewirkt. Der Transformator T1 besitzt eine Streuinduktivität, der Energie zugeordnet ist. Wenn der Schalter SA abgeschaltet ist, strömt diese Energie weiter zum Ausgangskondensator Co, und gleichzeitig wird CA, die Schalterkapazität von SA, durch die Energie um einen geringen Betrag aufgeladen und CB, die Kapazität des Schalters SB, um einen geringen Betrag durch die Energie entladen. Zur gleichen Zeit wird Magnetisierungsstrom weiter in die gleiche Richtung fließen und die Kapazität von SA aufladen.
  • Da die Kapazität CA gerade aufgeladen wird, wird die Spannung quer über der Transformator-Primärwicklung A abnehmen. Da die Primärwicklungen A und B um den gleichen Kern gewickelt sind, wird die Spannung auf B um den gleichen Betrag abnehmen. Dies bedeutet, daß der Kondensator CB mit dem Entladen beginnen wird. Dann beginnt der Magnetisierungsstrom eher zwischen den beiden Schaltern als zwischen dem Kondensator Cc und SA oder SB zu fließen. Der Magnetisierungsstrom fließt in einer positiven Richtung in SA hinein und in einer negativen Richtung aus SB heraus. Die Spannung quer über dem Transformator beginnt mit der Polaritätsänderung; daher geschieht das gleiche auf der Sekundärwicklung.
  • Die Spannung quer über der Transformator-Sekundärwicklung B beginnt sich in einer positiven Richtung zu erhöhen. Zu diesem Zeitpunkt fließt gerade kein Strom durch die Gleichrichterdioden, da die Sekundärspannung geringer als die Summe der Spannung auf Vo und der Spannungsabfall des Gleichrichters in Durchlaßrichtung ist; das heißt, daß Co mit dem Entladen beginnt, und zwar mit einer Rate, welche vom Ausgangsstrom festgelegt ist. Zum Zeitpunkt t&sub1; wird die Spannung quer über der Sekundärwicklung B gleich der Spannung quer über Co plus dem Spannungsabfall auf dem Gleichrichter sein. Anschließend wird Strom mit dem Fließen durch den Gleichrichter B und die Primärwicklung B in den Kondensator CB hinein beginnen, weil der Schalter SB immer noch offen ist. Wegen der Streuinduktivität des Transformators steigt der Strom nicht abrupt, sondern allmählich an.
  • Zum Zeitpunkt t&sub2; wird die Spannung quer über CB Null erreichen, und die Spannung quer über CA wird zweimal so stark wie die Eingangs spannung sein. Bis zu diesem Zeitpunkt muß der Arbeitsstrom in Primärwicklung B von der Größenordnung her geringer sein als der Magnetisierungsstrom; anderenfalls wird der Gesamtbetrag an Strom, welcher in CB hineinfließt, positiv sein, und CB wird Null nicht erreichen. Zum Zeitpunkt t&sub2; ist der Schalter SB geschlossen und verbleibt in diesem Zustand bis zum Zeitpunkt t&sub3;. Während dieser Zeit fließt Strom aus SB durch den Transformator in die Last hinein.
  • Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel in Figur 1 sind SA und SB aufgesetzte Metalloxidhalbleiter-Feldeffekt-Transistorschalter, die baulich eingebrachte Zusatzkapazitäten CA und CB sowie eingebaute, zusätzliche Körperdioden DA und DB besitzen. Die gewählten Schalter gehören, für eine Eingangsspannung von annähernd 40 V Gleichstrom, zur 100 V-Art, wobei die Spitzenamplitude der Drainspannung nur wenige Volt über dem Doppelten der Eingangsspannung liegt. Cc ist der Eingangs-Filterkondensator.
  • Es könnten sehr große gesenkgeformte Metalloxidhalbleiter- Feldeffekt-Transistorschalter Verwendung finden, weil die Ausgangskapazität vorteilhaft genutzt wird. Die Gate- Source-Kapazität muß jedoch von der Treiberschaltung getrieben werden. Kleinere Arten werden gewählt aufgrund eines Minimalisierens der gesamten Treiberschaltungsdissipation, welche zu den Ohmschen Leitungsverlusten addiert wird. Wegen der geringeren Spannungsbeanspruchung können Feldeffekt-Transistorschalter niedrigeren Widerstandes für eine gegebene Gate-Source-Kapazität ausgewählt werden. Die Miller-Effektkapazität wird wegen des Nullspannungs- Schaltens ignoriert, ebenso wie die Drain-Gate-Kapazität.
  • Der Transformator T1 ist unter Verwendung von Techniken zur Herstellung von Mehrlagenplatinen spiralförmig gewickelt, wobei die Platine ein Einzelstück ist, das sämtliche Verdrahtungen und wechselweisen Verbindungen mit den Komponenten enthält und 8 Lagen umfaßt. Die Mehrlagentechnik bewirkt eine steife Steuerung der Streuinduktivität und des Kupferwiderstandes, während die Verwendung von 8 Lagen mit einer Dicke von 70 Mikron einen großen Kupferquerschnittsbereich schafft und während der Skin-Effekt minimalisiert wird. Der Ferritkern ist zu beiden Seiten der Platine montagemäßig angebracht, wobei der Kernmittelpol durch ein Mittelloch in der Platine verläuft und der Außenrand der Platine konturgefräst ist, damit er zur günstigsten Form des Kerns paßt.
  • Der in Figuren 4A und 4B dargestellte Transformatorkern ist derart ausgestaltet worden, daß sowohl die Wicklungsverluste als auch die Eisenverluste minimalisiert sind. Da der Mittelpol 1 sehr kurz ist, ist sein Gesamtvolumen sehr gering. Der Durchmesser und daher der Querschnittsbereich sind ungefähr auf die Hälfte des Querschnittsbereichs des Restes des Kerns reduziert. Die magnetische Induktion im Mittelpol 1 des Kerns ist deshalb verhältnismäßig hoch, und zwar zweimal so hoch wie der Durchschnittswert. Der Eisenverlust pro Volumeneinheit in diesem Mittelpol ist recht hoch, aber wegen des geringen, sich aus der kurzen Länge des Mittelpols ergebenden Volumens ist der Leistungsverlust niedrig. Der geringere Durchmesser des Mittelpols bedeutet, daß der Kupferwiderstand, verglichen mit einer Kerntopologie, die für die Herstellung von gewickelten Spulen optimiert wurde, stark herabgesetzt werden kann, weil für jede Wicklungswindung eine geringere durchschnittliche Weglänge und mehr Fläche auf der Platine zwischen dem Innenpol und den Außenstegen für Kupfer vorhanden ist.
  • Das Prinzip dieses Aspektes der Erfindung findet dann seine Verwirklichung, wenn der Durchmesser des Mittelpols absichtlich verringert wird, und zwar vorzugsweise derart, daß die magnetische Induktion im Mittelkern wenigstens um 35 %, höher ist als die durchschnittliche magnetische Induktion für den Rest des Transformatorkerns.
  • Die Gleichrichter DoA und DoB auf jeder Sekundärwicklung sind Vorrichtungen mit sehr geringem Abfall in Durchlaßrichtung, welche für eine Gegenspannung von 20 V konstruiert sind. Diese optimalen Arten können wegen der durch das Betriebsprinzip dieses Wandlers bewirkten geringen Spannungsbeanspruchung verwendet werden.
  • Der Kondensator Co besitzt einen äquivalenten geringen Reihenwiderstand und dient dazu, einen Strompfad für den Inertialstrom des Ausgangsinduktors LF während der Totzeit zu schaffen. Die Auswahl der Größe von Co wird von dem Bedürfnis bestimmt, daß sichergestellt sein muß, daß der Kondensator sich nicht unterhalb eines Wertes entlädt, was von dem oben Erwähnten gewährleistet wird.
  • Der durch Anbringung von Kernen auf Einzelwindungs-Mehrfachlagen der Platine hergestellte Induktor LF und der Kondensator CF bilden eine einfache Ausgangs-Siebschaltung, damit eine sehr niedrige Ausgangs-Welligkeitsspannung sichergestellt ist.
  • Zum Zeitpunkt to ist der Schalter SA an. Gerade vor diesem Zeitpunkt sind Arbeitsstrom und Magnetisierungsstrom dabei, in den Schalter SA hineinzufließen. Die Verluste auf diesem Metalloxidhalbleiter-Feldeffekt-Transistorschalter sind jetzt einfach Leitungsverluste. Es gibt auch zu diesem Zeitpunkt Kupferverluste im Transformator, Gleichrichter-Leitungsverluste und einige Ohmsche Streuverluste, die auf wechselseitige Verbindungen zurückzuführen sind.
  • Zum Zeitpunkt to wird ein Ausschalten des Schalters SA durch die Treiberschaltung bewirkt. Ein geringer Verlust wird dem Treiber zugeordnet, der die Gate-Source-Kapazität entlädt. Der Transformator T1 besitzt eine Primär-/Sekundärstreuinduktivität, und dieser Induktivität ist aufgrund des Arbeitsstroms Energie zugeordnet. Wenn der Schalter SA ausgeschaltet ist, strömt diese Energie weiter zum Ausgangskondensator Co und wird gleichzeitig CA, die Schalterkapazität von SA, um einen geringen Betrag aufladen und CB, die Kapazität des Schalters SB, um einen geringen Betrag entladen. Zur gleichen Zeit wird der Magnetisierungsstrom weiter in dieselbe Richtung fließen und CA aufladen, also die Kapazität von SA.
  • Zwischen den Zeitpunkten to und t&sub2; schwingt die Primärinduktivität des Transformators T1 mit den Kapazitäten CA und CB in Resonanz, wobei die Kurve zwischen to und t&sub2; in den Wellenformen INA und IMB verdeutlicht ist.
  • Da die Kapazität CA gerade aufgeladen wird, wird die Spannung quer über der Primärwicklung A abnehmen, und da die Primärwicklungen A und B um den gleichen Kern gewickelt sind, wird die Spannung auf der Primärwicklung B um den gleichen Betrag abnehmen. Aufgrund der Streuinduktivität zwischen den beiden Windungen der Primärwicklungen gibt es eine sehr geringe Verzögerung und ein geringes, gut gedämpftes Schwingen.
  • Dies bedeutet, daß der Kondensator CB beginnen wird, sich zu entladen. Anschließend beginnt Magnetisierungsstrom eher zwischen den beiden Schaltern zu fließen als zwischen dem Eingangskondenator Cc und einem der Schalter SA oder SB. Der Magnetisierungsstrom fließt in einer positiven Richtung in SA hinein und in einer negativen Richtung aus SB heraus. Die Spannung quer über dem Transformator beginnt mit der Polaritätsänderung; deshalb geschieht das gleiche auf der Sekundärwicklung.
  • Die Spannung quer über der Sekundärwicklung B beginnt sich in einer positiven Richtung zu erhöhen. Zu diesem Zeitpunkt fließt gerade kein Strom durch die Gleichrichterdioden, da die Sekundärspannung geringer ist als die Summe der Spannung auf Co und der Spannungsabfall des Gleichrichters in Durchlaßrichtung, was bedeutet, daß Co mit dem Entladen beginnt, und zwar mit einer Rate, welche vom Ausgangsstrom und der Größe von Co festgelegt ist.
  • Zum Zeitpunkt t&sub1; wird die Spannung quer über der Sekundärwicklung B gleich der Spannung quer über Co plus dem Spannungsabfall auf dem Gleichrichter sein. Anschließend wird Strom mit dem Fließen durch den Gleichrichter B und die Primärwicklung B in den Kondensator CB hinein beginnen, weil der Schalter SB immer noch offen ist. Wegen der Streuinduktivität des Transformators steigt der Ausgangsstrom nicht abrupt, sondern allmählich an.
  • Zum Zeitpunkt t&sub2; wird die Spannung quer über CB Null erreichen, und die Spannung quer über CA wird zweimal so stark wie die Eingangsspannung sein. Vom Zeitpunkt t&sub1; bis zum Zeitpunkt t&sub2; muß der Arbeitsstrom in Primärwicklung B von der Größenordnung her geringer sein als der Magnetisierungsstrom; anderenfalls wird der Nettobetrag an Strom, der in CB hineinfließt, positiv sein, und die Spannung auf CB wird Null nicht erreichen. Die Spannung auf CB ist also dabei, sich zu verringern, und zum Zeitpunkt t&sub2; wird, ehe die Spannung VCB Null passiert und negativ wird, d. h. ehe die integrale Körperdiode mit dem Leiten beginnt, der Schalter SB geschlossen und verbleibt in diesem Zustand bis zum Zeitpunkt t&sub3;.
  • Das Prinzip der vorliegenden Erfindung schließt die Verwendung der integralen Körperdiode der Schalter zwar nicht aus; diese wird jedoch aus den folgenden Gründen nicht verwendet: Die Totzeit wird länger als notwendig, während die VCB Null bereits passiert hat; weiterhin muß, um beim Erreichen eines Nullspannungs-Schaltens weiter voranzukommen, der Magnetisierungsstrom derart erhöht werden, daß sichergestellt ist, daß Magnetisierungsstrom in ausreichender Menge durch die Körperdiode fließt, um dem Beginn des Arbeitsstroms zwischen den Zeitpunkten t&sub1; und t&sub2; entgegenzuwirken. Da die Totzeit länger ist, ist entweder eine stärkere Welligkeitsspannung auf Co oder ein Co von erweiterter Größe für eine gegebene Ausgangswelligkeit vorhanden. Mit anderen Worten heißt dies: Die Periode zwischen t&sub1; und t&sub2; wird unnötig in die Länge gezogen.
  • Vom Zeitpunkt t&sub2; bis zum Zeitpunkt t&sub3; fließt Magnetisierungsstrom von Cc nach CB. Wegen der Streuinduktivität zwischen Primärwicklung A und Primärwicklung B wird aufgrund des Magnetisierungsstroms Energie in dieser Streuinduktivität gespeichert. Dieser Strom fließt weiter in den Kondensator CA hinein und lädt ihn auf über das Doppelte der Eingangsspannung auf; daher tritt zwischen der Primär-/Primär-Streuinduktivität und dem Kondensator CA ein geringfügiges Schwingen auf. Dieses Schwingen führt zu etwas Dissipation. Der Verlust ist sehr gering, da nur Magnetisierungsstrom mit einbezogen ist, und die Streuinduktivität ist sehr niedrig. Vom Zeitpunkt t&sub2; bis zum Zeitpunkt t&sub3; fließt Strom aus SB durch den Transformator in die Last hinein.
  • Das durch die grafischen Wellenformdarstellungen I&sub2;A und I&sub2;B verdeutlichte Schwingen ist auf den in Resonanz schwingenden Co zurückzuführen; bei erhöhter Streuinduktivität des Transformators, beispielsweise durch Hinzufügen eines extra Induktors, kann die Ausgangsschaltung "auf Resonanz gebracht werden", so daß nur eine Halbsinuswelle als Sekundärstrom-Wellenform vorliegt, wie dies bei I&sub2;A' und I&sub2;B' gezeigt ist. Wenn dieser Option gefolgt wird, wird ein Nullstrom-Schalten der Ausgangsvorrichtungen erhalten, und die elektromagnetische Interferenz des Wandlers wird weiter herabgesetzt.
  • Das bei I&sub2;A und I&sub2;B verdeutlichte Schwingen ist verlustfrei, weil es zwischen den beiden Blindkomponenten, der Streuinduktivität des Transformators und dem Kondensator Co auftritt. Die Dämpfung des Schwingens wird durch den Widerstand des Transformators und des Gleichrichters bewirkt, und während der Ohmsche Spitzenverlust während des Zeitraums von t&sub2; nach t&sub3; zwischen höher als und geringer als eine optimale Rechteckwelle schwankt, ist der Durchschnittswert für diese Periode praktisch identisch. Versuchsergebnisse haben bewiesen, daß ein In- Resonanz-Bringen des Sekundärstroms, wie dies bei I&sub2;A' und I&sub2;B' gezeigt ist, für die Verluste von vernachlässigbarer Bedeutung war.
  • VC0 und VC0' stellen die Spannung dar, welche quer über dem Kondensator Co in den Fällen vorliegt, die I&sub2;A bzw. I&sub2;A' entsprechen.
  • Es wird darauf hingewiesen, daß es auf den Kurven zwischen t&sub1; und t&sub2; einen augenscheinlichen Leistungsverlust gibt, weil weder VCB noch IB Null ist. Dies ist jedoch nicht verlustbehaftet, da zu diesem Zeitpunkt SB offen ist und der Strom einfach CB auflädt, also die parasitäre Kapazität von SB.
  • Es ist klar, daß Magnetisierungsstrom mittels einer Parallelinduktivität auf einen gewünschten Pegel abgeglichen werden kann. Es ist auch klar, daß die Zusatzkapazität der Schalter durch die Hinzufügung von Parallelkapazität ebenfalls abgeglichen werden kann.
  • Zum Zeitpunkt t&sub3; wird der Vorgang symmetrisch wiederholt, wie dies zum Zeitpunkt to geschieht und wobei SB durch SA, CB durch CA, etc. ersetzt wird.
  • In Figur 3 ist die Gesamtleistung der vorliegenden Erfindung in Gegenüberstellung zum Ausgangsstrom zeichnerisch dargestellt. Es werden zwei Variationen veranschaulicht: eine für einen Gleichstromausgang von 39 V optimierte und eine weitere für einen Gleichstromausgang von 5 V. Fachleute werden bemerken, daß die Leistung in beiden Fällen äußerst hoch ist, und zwar sogar für so geringe Lasten wie 10 % der Nennlast. Dies resultiert im wesentlichen aus der Unabhängigkeit vom Arbeitsstrom des Nullspannungs-Schaltens.

Claims (6)

1. Nullspannungsschalt-Wechselrichter, bestehend aus:
einer Transformatoreinrichtung (T1) mit vorgegebener Primärinduktivität (PrA, PrB),
dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselrichter des weiteren zwei oder mehr Schalteinrichtungen (SA, SB), die, als Zusatz, Kapazitätseinrichtungen (CA, CB) und, fakultativ, weitere Kapazitätseinrichtungen aufweisen,
wobei die Schalteinrichtungen (SA, SB) sich mit der Transformatoreinrichtung (T1) vereinigen, um zwei Schaltpfade zu bilden, und
wobei die zusätzlichen Kapazitätseinrichtungen (CA, CB) und die als fakultativ anzusehenden, weiteren Kapazitätseinrichtungen, falls überhaupt vorhanden, einen Resonanzkreis mit der Primärinduktivität (PrA, PrB) der Transformatoreinrichtung (T1) bilden,
Treibersignale aus einer Schaltung oder einem Signalgenerator zum Steuern der Schalteinrichtungen (SA, SB) derart, daß ein im wesentlichen symmetrisches Schalten der besagten Schaltpfade hervorgerufen wird, und
eine Einrichtung zum Sicherstellen, daß die besagte Transformatoreinrichtung (T1) nicht belastet wird während der Zeit, wenn keiner der symmetrischen Schaltpfade gerade leitend ist, umfaßt, und daß
die Treibersignale gesteuert werden, um die Schalteinrichtung (SA, SB) in einem der Schaltpfade, wenn die Schalteinrichtung (SB, SA) in dem anderen Schaltpfad ausgeschaltet ist, einzuschalten nach einer Zeitspanne, welche ausreicht, um ein Umkehren der Phase der Spannung quer über den Transformator (T1) durch den Resonanzkreis zu gestatten.
2. Wechselrichter nach Anspruch 1, bei dem eine oder mehr Induktivitäten mit einer oder mehr Wicklungen der Transformatoreinrichtung (T1) parallelgeschaltet sind.
3. Wechselrichter nach Anspruch 1 oder Anspruch 2 mit Einrichtungen (DoA, DoB) zur Gleichrichtung, um eine Gleichstromausgabe zu erhalten, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Sicherstellen, daß die Transformatoreinrichtung während dieser Zeitspanne nicht belastet wird, durch eine weitere Kapazitätseinrichtung (Co) geschaffen wird, die den Einrichtungen zur Gleichrichtung nachgeschaltet ist.
4. Wechselrichter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Transformatoreinrichtung (T1) eine Streuinduktivität und wenigstens eine Sekundärwicklung (Sec A, Sec B) einschließt und daß die Kapazitätseinrichtung (Co) zum Sicherstellen, daß die Transformatoreinrichtung während dieser Zeitspanne nicht belastet wird, mit der Streuinduktivität der Transformatoreinrichtung oder eines getrennten Induktors auf Resonanz gebracht wird, so daß der Strom in der Sekundärwicklung ungefähr einen Halbzyklus lang während des Leitens eines der Schaltpfade in Resonanz schwingt.
5. Wechselrichter nach Anspruch 1 oder Anspruch 2 mit Einrichtungen (DoA, DoB) zur Gleichrichtung, um eine Gleichstromausgabe zu erhalten, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Sicherstellen, daß die Transformatoreinrichtung während dieser Zeitspanne nicht belastet wird, durch gleichrichtende Vorrichtungen geschaffen wird, die derart gesteuert werden können, daß sie während dieser Zeitspanne nicht leiten.
6. Wechselrichter nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Transformatoreinrichtung (T1) einen Mittelkern (1) einschließt, der einen verringerten Durchmesser hat, damit sich in diesem Mittelkern (1) eine magnetische Induktion ergibt, welche um mehr als 35 % höher als die durchschnittliche magnetische Induktion für den Rest des Transformatorkerns ist.
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