DE3854722T2

DE3854722T2 - Schleifenschaltung mit phasenblockierung.

Info

Publication number: DE3854722T2
Application number: DE3854722T
Authority: DE
Inventors: Mika Niemioe
Original assignee: Nokia Mobile Phones Ltd
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1988-08-04
Filing date: 1988-08-04
Publication date: 1996-04-25
Anticipated expiration: 2008-08-05
Also published as: WO1990001834A1; EP0427717B1; DE3854722D1; CA1327064C; EP0427717A1; JPH04503433A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Phasenregelkreis, der in aufeinanderfolgender Verbindung einen digitalen Phasenkomparator, an dessen einem Eingang eine Bezugsfrequenz anliegt, einen Schleifenfilter und einen spannungsgesteuerten Oszillator umfaßt, von dem ein Rückkoppelzweig zum zweiten Eingang des Phasenkomparators führt.
In der Fig. 1 ist das Blockschaltbild eines solchen Phasenregelkreises dargestellt. An den Eingang des Phasenkomparators 1 liegt die Bezugsfrequenz fref an. Der Ausgang des Phasenkomparators 1 ist mit dem Schleifenfilter 2 verbunden und der Ausgang des Schleifenfilters 2 mit dem spannungsgesteuerten Oszillator 3. Das Ausgangssignal des Oszillators 3 wird zum Phasenkomparator 1 zurückgeführt, um eine Schleife zu bilden, die mit einer bestimmten Geschwindigkeit auf die Bezugsfrequenz fref eingestellt wird.
Es ist bekannt, einen solchen Phasenregelkreis zum Beispiel in Frequenzsynthesizern zu verwenden. Wenn in einem Frequenzsynthesizer ein Phasenregelkreis verwendet wird, dessen spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) frequenzmoduliert ist, bestehen bezüglich der Schleifen-Bandbreite sich widersprechende Anforderungen. Beim Umschalten von einem Kanal auf den anderen ist eine schnelle Ankopplung erwünscht, weshalb die Schleifen-Bandbreite so groß wie möglich sein sollte Andererseits sollte die Bandbreite klein sein, damit die Schleife die Modulation weder anhebt noch abschwächt, das heißt, daß die Schleifen-Bandbreite sehr viel kleiner sein sollte als die niedrigste Modulationsfrequenz. Eine kleine Schleifen-Bandbreite hat den zusätzlichen Vorteil, daß der Trägerrauschpegel herabgesetzt und die Dämpfung der Phasenbezugsfrequenz erhöht ist.
Zum Beispiel ist in den US-Patenten 4 482 869 und 4 516 083 sowie der EP-Patentanmeldung 85 615 eine Beschleunigung des Schleifenfilters durch Andern des Widerstandswertes der Integratorstufe des Filters entweder durch das Entfernen von Widerständen oder durch Kurzschließen beschrieben. Entsprechend beruht die Verzögerung auf einem Entfernen der Kurzschlüsse oder einem Hinzufügen von Widerständen. Beim US- Patent 4 156 855 wird die Schleife zusätzlich durch Anheben des Stroms, der den Kondensator der Integratorstufe auflädt, mittels einer Strompumpe beschleunigt.
Das Steuern der Widerstände mittels Verbindungselementen stört jedoch den Betrieb der Schleife. Im Moment des Umschaltens auf eine langsame Schleife erscheint gewöhnlich eine vorübergehende Störung in der Abgleichspannung, die aus dem VCO erhalten wird, was zum Beispiel bei einer Mobiltelephonanwendung nicht akzeptabel ist. Das gleiche geschieht im Falle einer plötzlichen Änderung des Stromes, der den Integrator auflädt.
Folglich war es nicht möglich, in Fällen, bei denen einerseits eine schnelle Einstellzeit und andererseits ein lineares Modulationsfrequenzverhalten erforderlich ist, eine Frequenzsynthese mit einem Phasenregelkreis ohne Störungen zu erhalten. Wenn eine Modulationsfrequenzsynthese mit einem Phasenregelkreis ausgeführt wurde, wurden zwischen der Ankoppelzeit, der Linearität des Modulationsfrequenzverhaltens und der Bezugsfrequenzdämpfung Kompromisse eingegangen.
Zum Beispiel wurde bei Mobiltelephonanwendungen, bei denen eine kurze Ankoppelzeit und ein lineares Modulationsfrequenzverhalten erforderlich sind, ein sogenanntes Transfer- Oszillatorsystem verwendet, bei dem eine modulierte feste Transfer-Oszillatorfrequenz mit der Empfänger-Eingabefrequenz gemischt wird. Der Transfer-Oszillator hat jedoch den Nachteil, daß sich eine große Anzahl von Mischfrequenzen ergibt, die schwer zu dämpfen sind. Ein weiterer Nachteil ist die komplizierte und aufwendige Schaltung.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die obigen Probleme zu verringern und eine Schaltung zu schaffen, die seine Modulationsfrequenzsynthese erlaubt, wenn sowohl eine kurze Ankoppelzeit als auch eine kleine Schleifen-Bandbreite gefordert sind.
Die JP-A-60-142 624 beschreibt einen Phasenregelkreis, bei dem zwischen den Phasenkomparator und den Tiefpaßfilter ein Gleichstromverstärker geschaltet ist. Eine Steuerung steuert die Empfindlichkeit des VCOS und die Verstärkung des Verstärkers in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Phasenkomparators.
Die US-A-4 590 440 beschreibt einen Phasenregelkreis mit einer Einrichtung zum Verhindern des Ankoppelns harmonischer Frequenzen. Das Ausgangssignal des VCO wird dabei überwacht, um festzustellen, ob es innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbereichs liegt, und eine Begrenzerschaltung legt erforderlichenfalls eine Korrektur-Gleichspannung an den Steuereingang des VCO.
Die vorliegende Erfindung ist im Anspruch 1 definiert. Die Merkmale im Oberbegriff des Anspruchs 1 sind aus der US- A-4 590 440 bekannt.
Die Erfindung beruht auf einer Lösung, bei der die Verstärkung des Phasenregelkreises durch Einstellen der Spannung der Impulse modifiziert wird, die vom digitalen Phasenkomparator erhalten werden, wodurch es möglich wird, beim Ankoppeln eine grobe Bandbreite, d.h. eine schnelle Schleife zu verwenden und, nachdem die Schleife angekoppelt ist, eine kleine Bandbreite. Da kein Transfer-Oszillatorsystem verwendet wird, werden keine störenden Mischergebnisse hervorgerufen.
Wenn auf diese Weise durch Ändern der Spannung der Impulse, die vom digitalen Phasenkomparator erhalten werden, die Verstärkung des Phasenregelkreises modifiziert wird, stört die Änderung der Verstärkung den Betrieb der Schleife nicht.
Darüberhinaus ist die Schaltung einfach und für die üblichen digitalen Phasenkomparatoren mit zwei Ausgängen und den Integrator des Operationsverstärkertyps geeignet. Die erfindungsgemäße Schaltung erlaubt, wenn gewünscht, eine stufenlose Einstellung, und auch bei kleinen Phasenunterschieden kann die Einstellung fehlerfrei erfolgen.
Erfindungsgemäß kann demnach die Spannung der Impulse, die von einem digitalen Phasenkomparator erhalten werden, im Phasenkomparator oder außerhalb des Phasenkomparators zum Beispiel durch eine Diode, einen Transistor, einen FET oder eine andere Schaltung geändert werden, die die Spannung begrenzt. Die Impulsspannungsbegrenzung kann zum Beispiel entweder am Ausgang des Phasenkomparators oder mit einer Schaltung vor dem Schleifenfilter erfolgen. Im Phasenkomparator läßt sich die Einstellung z.B. durch Ändern der Versorgungsspannung für den Phasenkomparator oder der Versorgungsspannung für dessen Ausgangsstufe durchführen.
Es ist von Bedeutung, daß durch das Ändern der Impulsspannung in der Schaltung die Verstärkung des Phasenregelkreises beeinflußt werden kann und damit unter anderem die Bandbreite und die Ankoppelgeschwindigkeit des Kreises modifiziert werden kann.
Es ist auch von Bedeutung, daß bei dieser Änderung der Schleifenverstärkung durch Modifizieren der Spannung der Impulse, die vom Phasenkomparator erhalten werden, die Änderung der Verstärkung den Betrieb der Schleife nicht stört. Zusätzlich läßt sich die Verstärkung stufenlos einstellen.
Es ist daher möglich, beim Ankoppeln eine große Bandbreite, d.h. einen schnellen Kreis zu verwenden und die Bandbreite nach dem Ankoppeln des Kreises ohne Störung des Betriebs der Schleife zu verringern.
Auf diese Weise werden eine kurze Einstellzeit und ein lineares Modulationsfrequenzverhalten, ein kleiner Trägerrauschpegel und eine große Dämpfung der Bezugsfrequenz erreicht.
Die erfindungsgemäße Schaltung zum Einstellen der Verstärkung eines Phasenregelkreises ist bei verschiedenen Anwendungen der Phasenkopplung brauchbar, wie bei der Frequenzsynthese, bei Modulatoren und Demodulatoren (z.B. AM, FM, PM), bei Spurfiltern, der Erzeugung von Taktsignalen usw.
Die Einstellung der Phasenregelkreisverstärkung ist bei verschiedenen Anwendungen einsetzbar, z.B. der Einstellung der Schleifenbandbreite, der Beschleunigung und Verzögerung des Kreises, der Linearisierung des Modulationsfrequenzverhaltens, dem Anheben der Bezugsfrequenzdämpfung oder z.B. dem Kompensieren der Änderung der Schleifenverstärkung bei einer Änderung des Divisors.
Die Schaltung hat den weiteren Vorteil, daß sie einfach und wirtschaftlich ist, eine steuerbare und stufenlose Einstellung erlaubt und die Verstärkungseinstellung den Betrieb der Schleife nicht stört.
Darüberhinaus ist die Schaltung bei verschiedenen Arten digitaler Phasendetektoren anwendbar, zum Beispiel bei Phasendetektoren mit unsymmetrischem Ausgang (Fig. 7a, 7b) und mit symmetrischem Ausgang (Fig. 6a, 6b).
Es wird nun beispielhaft unter Bezug auf die Zeichnung die Anwendung der Erfindung auf einen FM-modulierten Frequenzsynthesizer näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild des bekannten, oben beschriebenen Phasenregelkreises;
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Frequenzsynthesizers mit einem Phasenregelkreis;
Fig. 3 eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung;
Fig. 4 Impulse bei der Schaltung der Fig. 3;
Fig. 5 das Frequenzverhalten der Schaltung der Fig. 3;
Fig. 6 Ausführungsformen eines Phasendetektors mit symmetrischem Ausgang; und
Fig. 7 Ausführungsformen eines Phasendetektors mit unsymmetrischem Ausgang.
Im Frequenzsynthesizer der Fig. 2 wird die Bezugsfrequenz von einem stabilen Quarzoszillator 4 (TCXO) erzeugt, dessen Frequenz in einem Teilerelement 5 durch R geteilt wird, um eine geeignete Phasen-Vergleichsfrequenz zu erzeugen. Die erhaltene Phasen-Vergleichsfrequenz wird zum Phasenkomparator 1 geführt, und das Signal am Ausgang davon wird an den Schleifenfilter 2 gelegt. Dieser Schleifenfilter ist ein Filter des Tiefpaßtyps, in dem die Hochfrequenzkomponenten aus dem Ausgangssignal des Phasenkomparators herausgefiltert werden, so daß dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 (VCO) eine Gleichspannung zugeführt wird. Am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 wird über einen Prescaler 6 und ein Teilerelement 7 das Rückkoppelsignal an den zweiten Eingang des Phasenkomparators 1 geführt. Wenn der Frequenzteiler 7 in der Rückkoppelschleife (Divisor N) programmierbar ist, kann durch Ändern des Divisors N eine Anzahl von Frequenzen erzeugt werden. Der Prescaler 6 wird dazu verwendet, die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 3 auf den Betriebsbereich des programmierbaren Teilers 7 zu reduzieren, dessen Frequenzbereich gewöhnlich relativ schmal ist. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 3 bildet gleichzeitig das Ausgangssignal des Synthesizers (fout) . Da diese Anordnung dem Fachmann im Prinzip bekannt ist, wird sie hier nicht im einzelnen beschrieben. Es sind heutzutage fertige integrierte Schaltungen erhältlich, die z.B. das Teilerelement 5, den Phasenkomparator 1 und den programmierbaren Teiler 7 enthalten. Eine solche Schaltung ist in der Zeichnung mit dem Bezugszeichen IC gekennzeichnet.
Die Fig. 3 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltung, bei der die obige integrierte Schaltung IC vom Typ MC145156 (Hersteller Motorola) ist.
Dies ist folglich ein Phasenkomparator mit symmetrischem Ausgang, dessen Ausgänge in der Fig. 3 mit φV und φR bezeichnet sind. Diese Ausgänge sind über Widerstände R5 und R6 mit dem Integrator verbunden, der bei der Schaltung der Zeichnung durch einen Differentialverstärker A realisiert wird.
Die Eigenfrequenz fn des Phasenregelkreises ist
wobei
Kφ die Verstärkung des Phasenkomparators,
Kvco gleich
N der Gesamt-Divisor (fout/fref)
C in der Fig. 3 etwa C2=C3, und
R in der Fig. 3 etwa R7=R8 ist.
Durch Ändern von Kφ wird
erhalten. Mit anderen Worten ist die Eigenfrequenz des Kreises der Quadratwurzel der Verstärkung des Phasenkomparators direkt proportional.
Im beschriebenen Fall wird die Spannung der Impulse, die an den Ausgängen φV und φR des Phasenkomparators erhalten werden, wie folgt beeinflußt:
Bei beiden Ausgängen ist anschließend an den Widerstand R5 bzw. R6 der Emitter des begrenzenden Transistors Q3 bzw. Q2 angeschlossen, wobei die Kollektoren der Transistoren mit der Versorgungsspannung Vdd (5V) verbunden sind. In einer normalen Situation ist eine niedrige Grenzfrequenz, d.h. eine langsame Schleife eingeschaltet, wobei der Kondensator C1 über den Widerstand R4 auf +5V aufgeladen wird und die Transistoren Q2 und Q3 die 5V-Spannungsimpulse an den Ausgängen φV und φR auf Impulse von etwa 0,5V begrenzen, wie es im Abschnitt A der Fig. 4 gezeigt ist.
Zum Zeitpunkt einer Kanalumschaltung, wenn die zum programmierbaren Teiler der Schaltung geführte Divisorinformation aktiviert wird, stellen die Aktivierungsimpulse (TSEN), die am Anschluß 13 der integrierten Schaltung anliegen, über den Widerstand R2 auch ein Steuersignal an der Basis des Schalttransistors Q1 dar. Q1 wird augenblicklich leitend, und die Ladung des Kondensators C1 fließt über den Widerstand R3 ab. Dabei nimmt die Basisspannung der Transistoren Q2 und Q3 auf ca. 0V ab, und die Höhe der Impulse an den Emittern der Transistoren steigt sofort auf 5V an, wie es im Abschnitt B der Fig. 4 gezeigt ist.
Aufgrund der gestiegenen Schleifenverstärkung steigt auch die Bandbreite und die Geschwindigkeit der Schleife an. Das Aufrechterhalten der schnellen Schleife, d.h. der hohen Verstärkung, hängt von der Zeitkonstanten ab, die vom Kondensator C1 bestimmt wird. Im beschriebenen Fall bleibt die schnelle Schleife für ca. 5 ms eingeschaltet, was ausreicht, damit sich der Kreis stabilisiert.
Die Eigenfrequenz (fn1) des obigen Phasenregelkreises mit der beschriebenen Schaltung ist bei der schnellen Schleife gleich etwa 80 Hz, während die Eigenfrequenz (fn2) der langsamen Schleife bei etwa 0,5/5 x 80 Hz, d.h. ca. 25 Hz liegt. (Kφ1 . Kvco/N = 2300 Hz).
Die Kurven der Fig. 5 zeigen das Verhalten des angekoppelten Kreises einer Beispielschaltung mit einer schnellen Schleife und mit einer langsamen. Aus dem in der Fig. 5a gezeigten Verhalten läßt sich die Eigenfrequenz fn und die -3 dB-Bandbreite der angekoppelten Schleife -3 dB ablesen. In der Fig. 5b ist das Modulationsfrequenzverhalten dieses Kreises mit einer schnellen und mit einer langsamen Schleife gezeigt. Das Modulationsfrequenzverhalten bleibt im gewünschten Bereich von 300 Hz bis 10 kHz direkt.
Die Fig. 6a und 6b zeigen externe Begrenzerschaltungen zum Begrenzen des Ausgangssignals eines Phasenkomparators mit symmetrischem Ausgang. Die Fig. 6a zeigt einen Transistorbegrenzer mit zwei Transistoren Q4, Q5, deren Emitter jeweils mit einem Widerstand R11 bzw. R12 verbunden ist. Jeder Widerstand ist mit dem entsprechenden Ausgang φR, φV des Phasenkomparators verbunden. Die Kollektoren der Transistoren sind an die Versorgungsspannung Vdd angeschlossen. Durch Ändern der Basisspannung Us der Transistoren verändern sich daher auch die Emitterspannungen so, daß das Ausgangssignal des Schleifenfilters gesteuert wird.
Die Fig. 6b zeigt einen Diodenbegrenzer für einen Phasenkomparator mit symmetrischem Ausgang. Die Kathode einer ersten Diode D1 ist mit einem Widerstand R13 verbunden, der seinerseits an den Ausgang φR des Phasenkomparators angeschlossen ist. Die Kathode einer zweiten Diode D2 ist mit einem Widerstand R14 verbunden, der seinerseits an den Ausgang φV des Phasenkomparators angeschlossen ist. Durch Andern der an den Anoden der Dioden anliegenden Spannung Us steuern die Diodenausgänge das zum Schleifenfilter geführte Ausgangssignal.
Die Fig. 7a und 7b zeigen externe Begrenzerschaltungen zum Begrenzen des Ausgangssignals eines Phasenkomparators mit unsymmetrischem Ausgang. Die Fig. 7a zeigt einen Transistorbegrenzer mit zwe emittergekoppelten Transistoren, wobei beide Emitter mit einem Widerstand R15 verbunden sind, der seinerseits an den Ausgang Pd des Phasenkomparators angeschlossen ist. Der eine Transistor Q6 ist ein NPN-Transistor, dessen Kollektor an die Versorgungsspannung Vdd angeschlossen ist, während der Kollektor des zweiten PNP-Transistors Q7 an Masse liegt. Durch Andern der an die Basis eines jeden Transistors angelegten Spannung Ua, Ub werden die Emitterspannungen der Transistoren geändert, wodurch die an den Schleifenfilter geführte Spannung modifiziert wird.
Die Fig. 7b zeigt einen Diodenbegrenzer zum Steuern eines Phasenkomparators mit unsymmetrischen Ausgang. Die Schaltung umfaßt zwei Dioden D3, D4. Die Kathode der ersten Diode D3 ist mit der Anode der zweiten Diode D4 und mit einem Widerstand R16 verbunden. Der Widerstand ist mit dem Ausgang Pd des Phasenkomparators verbunden. Durch Steuern der an die Anode von D3 angelegten Spannung Ua und der an die Kathode von D4 angelegten Spannung Ub kann das zum Schleifenfilter geführte Ausgangssignal eingestellt werden.

Claims

1. Phasenregelkreis mit einem digitalen Phasenkomparator (1), an dessen erstem Eingang eine Bezugsfrequenz (fref) anliegt, mit einem Schleifenfilter (2) , der das Impulsspannungs-Ausgangssignal des Phasenkomparators (1) zugeführt erhält, mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (3), der das Ausgangssignal des Schleifenfilters (2) zugeführt erhält, und mit einem Rückkoppelzweig, der den Ausgang des Oszillators (3) mit dem zweiten Eingang des Phasenkomparators (1) verbindet

gekennzeichnet durch eine Begrenzungseinrichtung (Q2, Q3), die direkt mit dem digitalen Phasenkomparator (1) verbunden ist und die die Amplitude des Impulsspannungs- Ausgangssignals des Phasenkomparators (1) in Reaktion auf ein externes Eingangssignal (TSEN) begrenzt, das an der Begrenzungseinrichtung anliegt, wobei das externe Eingangssignal die Bandbreite und die Ankoppelgeschwindigkeit des Phasenregelkreises bestimmt.

2. Phasenregelkreis nach Anspruch 1, wobei die Begrenzungseinrichtung im Phasenkomparator (1) vorgesehen ist.

3. Phasenregelkreis nach Anspruch 1, wobei die Begrenzungseinrichtung eine bezüglich des Phasenkomparators (1) externe Begrenzungsschaltung ist.

4. Phasenregelkreis nach Anspruch 3, wobel die Begrenzungsschaltung einen Transistorbegrenzer (Q2, Q3; Q4, Q5; Q6, Q7) umfaßt.

5. Phasenregelkreis nach Anspruch 3, wobei die Begrenzungsschaltung einen Diodenbegrenzer (D1, D2; D3, D4) umfaßt.

6. Phasenregelkreis nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Begrenzungseinrichtung die Schleifen-Bandbreite so modifiziert, daß sie beim Ankoppeln größer und nach dem Ankoppeln der Schleife kleiner ist.

7. Phasenregelkreis nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Begrenzungseinrichtung die Verstärkung und die Bandbreite der Schleife modifiziert, während die Schleife angekoppelt ist.

8. Phasenregelkreis nach Anspruch 3 oder einem der davon abhängigen Ansprüche, wobei die vom Phasenkomparator (1) ausgegebene Impulsspannung durch Steuern einer der Begrenzungsschaltung zugeführten Spannung einstellbar ist.

9. Phasenregelkreis nach Anspruch 4, wobei der Phasenkomparator zwei Ausgänge (φR, φV) und die Begrenzungsschaltung zwei Transistoren (Q4, Q5) umfaßt, wobei die Emitter der Transistoren jeweils über einen Widerstand (R11, R12) mit einem separaten Ausgang des Phasenkomparators verbunden sind und die Kollektoren der Transistoren an eine Versorgungsspannung angeschlossen sind, wodurch eine Änderung der an die Basen der Transistoren angelegten Spannung (Us) das Ausgangssignal an den Emittern der Transistoren steuert und so die Ausgangsspannung des Phasenkomparators einstellt.

10. Phasenregelkreis nach Anspruch 5, wobei der Phasenkomparator zwei Ausgänge (φR, φV) und die Begrenzungsschaltung zwei Dioden (D1, D2) umfaßt, wobei die Kathoden der Dioden jeweils über einen Widerstand (R13, R14) min einem separaten Ausgang des Phasenkomparators verbunden sind, wodurch eine Änderung der an die Anoden der Dioden angelegten Spannung (Us) das Ausgangssignal an den Kathoden der Dioden steuert und so die Ausgangsspannung des Phasenkomparators einstellt.

11. phasenregelkreis nach Anspruch 4, wobei der Phasenkomparator einen Ausgang (Pd) hat und die Begrenzungsschaltung einen ersten Transistor (Q6) und einen zweiten Transistoren (Q7) umfaßt, wobei die Emitter beider Transistoren zusammen über einen Widerstand (R15) mit dem Ausgang des Phasenkomparators verbunden sind und der erste Transistor (Q6) ein NPN- Transistor, dessen Kollektor an eine Versorgungsspannung angeschlossen ist, und der zweite Transistor (Q7) ein PNP-Transistor ist, dessen Kollektor an Masse angeschlossen ist, wodurch eine Änderung der an die Basen der Transistoren angelegten Spannungen (Ua, Ub) das Ausgangssignal an den Emittern der Transistoren steuert und so die Ausgangsspannung des Phasenkomparators einstellt.

12. Phasenregelkreis nach Anspruch 5, wobei der Phasenkomparator einen Ausgang (Pd) hat und die Begrenzungsschaltung eine erste Diode (D3) und eine zweite Diode (D4) umfaßt, wobei die Kathode der ersten Diode (D3) und die Anode der zweiten Diode (D4) zusammen über einen Widerstand (R16) mit dem Ausgang des Phasenkomparators verbunden sind, wodurch eine Änderung der an die Anode der ersten Diode und die Kathode der zweiten Diode angelegten Spannungen (Ua, Ub) die Spannung am Verbindungspunkt der ersten und zweiten Diode steuert und so die Ausgangsspannung des Phasenkomparators einstellt.