DE3834509A1 - Plusdauermodulationssteuersystem und -verfahren fuer einen elektronikmotor - Google Patents
Plusdauermodulationssteuersystem und -verfahren fuer einen elektronikmotorInfo
- Publication number
- DE3834509A1 DE3834509A1 DE3834509A DE3834509A DE3834509A1 DE 3834509 A1 DE3834509 A1 DE 3834509A1 DE 3834509 A DE3834509 A DE 3834509A DE 3834509 A DE3834509 A DE 3834509A DE 3834509 A1 DE3834509 A1 DE 3834509A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- pdm
- signal
- voltage
- clock
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/04—Arrangements for controlling or regulating the speed or torque of more than one motor
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
Description
Die Erfindung bezieht sich auf Motorsteuersysteme und betrifft
insbesondere eine Pulsdauermodulationssteuerung eines
elektronisch kommutierten Motors.
Leistungssteuersysteme für elektronisch kommutierte Motoren,
sogenannte Elektronikmotoren, die manchmal auch als
bürstenlose Gleichstrommotoren bezeichnet werden, können zum
Steuern des Motorbetriebes vorteilhafterweise mit
Pulsdauermodulation (PDM) arbeiten. Im allgemeinen werden bei
solchen Systemen steuerbare Leistungsschaltvorrichtungen wie
beispielsweise Leistungstransistoren, Thyristoren oder
abschaltbare Thyristoren (GTO) benutzt, die in Reihe zwischen
eine Stromquelle und passende Klemmen des Motors geschaltet
sind. Bei einem Dreiphasenmotor kann das System eine
dreiphasige Brückenanordnung aufweisen, wobei die drei
Motorleistungsklemmen jeweils mit einem entsprechenden Zweig
der dreiphasigen Brücke verbunden sind. Jeder Zweig der Brücke
kann zwei in Reihe geschaltete Schaltvorrichtungen enthalten,
wobei mittels einer der Vorrichtungen die Motorklemme mit
einer positiven Spannungsquelle zur Zufuhr von Strom zu dem
Motor und mittels der anderen Vorrichtung die Motorklemme
mit einer negativen Spannungsquelle zum Gestatten des
Abfließens von Strom aus dem Motor verbindbar ist. Jede
Schaltvorrichtung spricht auf ein Ansteuersignal an, um leitend
zu werden und dem Strom zu gestatten, in die zugeordnete
Wicklungsphase des Motors zu fließen. Die Ansteuersignale
werden bei einem Elektronikmotorsteuersystem an ausgewählte
Schaltvorrichtungen derart angelegt, daß die Wicklungen des
Motors in einer vorbestimmten Sequenz gespeist werden. In einem
PDM-System erzeugt entweder eine Stromüberwachungsschaltung
oder eine Spannungssteuerschaltung Ansteuerfreigabesignale,
wenn der Motorstrom und/oder die Spannung niedriger als ein
vorbestimmter Wert ist. Das Ansteuerfreigabesignal, welches
das pulsdauermodulierte Signal ist und im folgenden als PDM-Freigabesignal
bezeichnet wird, gestattet, die Ansteuersignale
an die passenden Schaltvorrichtungen anzulegen. Durch
Beseitigen des PDM-Freigabesignals wird das Anlegen der
Ansteuersignale an die Leistungsschaltvorrichtungen blockiert.
Die Pulsdauermodulation des Ansteuerfreigabesignals kann zum
Bilden einer mittleren Spannung oder eines gewünschten
Motorstroms benutzt werden. Da das Motordrehmoment eine
Funktion des Motorstroms ist, kann das Drehmoment gesteuert
werden, indem der Strom eingestellt wird, solange eine
ausreichende Spannung verfügbar ist. Da die Motordrehzahl eine
Funktion der mittleren Motorspannung ist, kann die Drehzahl
durch Einstellen der mittleren Spannung gesteuert werden,
solange eine ausreichende Stromstärke in den
Leistungsvorrichtungen verfügbar ist. In Systemen, in denen
die Pulsdauermodulation zur Spannungssteuerung benutzt wird,
wird die an eine Last angelegte Spannung durch das PDM-Tastverhältnis
multipliziert mit der verfügbaren
Versorgungsspannung definiert. Die Schaltfrequenz, d. h. die
Taktzeit, ist im allgemeinen konstant, so daß die
Spannungseinstellung nur eine Bestimmung des Verhältnisses der
Zeit des leitenden Zustands zur Zeit des nichtleitenden
Zustands während jedes Zyklus erfordert.
PDM-Systeme, bei denen der Strom eingestellt wird, erfordern
das ständige Überwachen des Laststroms, um eine unkontrollierte
Umschaltung mit hoher Frequenz zu vermeiden, oder haben eine
Diskontinuität im Steuerausgangssignal, wenn sich der
Laststrom dem eingestellten Wert nähert, oder ergeben keinen
gleichmäßigen Übergang von einer Stromsteuerungsbetriebsart
auf eine Spannungssteuerungsbetriebsart. Wenn der Laststrom
nicht ständig überwacht werden kann, beispielsweise in einem
Vollwellenbrückenschaltkreis für einen Elektronikmotor mit Gegen-EMK-Läuferpositionsmessung,
ist eine Einrichtung zum Steuern
des Intervalls der Aus-Zeit oder der Zeit des nichtleitenden
Zustands erforderlich, um ein Umschalten mit übermäßig hoher
Frequenz zu verhindern. Bei zwei üblichen Verfahren wird
entweder ein freilaufender Oszillator oder ein monostabiler
Taktgeber benutzt. Der freilaufende Oszillator wird benutzt,
um eine feste maximale Betriebsfrequenz festzulegen. Der
monostabile Taktgeber wird benutzt, um eine feste Aus-Zeit
festzulegen. In der Schaltung, welche eine feste maximale
Betriebsfrequenz festlegt, wird ein Flipflop benutzt, das
durch den freilaufenden Oszillator getaktet wird. Der
Oszillator erzeugt Taktsignale, welche den PDM-Zyklus
festlegen. Diese erstgenannte Schaltung zeigt eine
Dikontinuität, wenn der Laststrom nahe einem eingestellten
Wert ist, da das PDM-Freigabesignal fast in Koinzidenz mit den
Oszillatortaktsignalen auftreten und dazu führen wird, daß
abwechselnde Zyklen im Aus-Zustand sind. Bei der
zweitgenannten Schaltung wird ein monostabiler Taktgeber
benutzt, um ein Flipflop zu verriegeln und eine
Ansteuerfreigabeverzögerung zu bewirken. Diese zweitgenannte
Schaltung erzeugt eine feste Aus-Zeit und ruft ein Problem
bei dem Übergang von Strom- auf Spannungssteuerung hervor, da
die Spannungssteuerung im allgemeinen ein festes
Integrationsintervall zum Bilden eines Zeitintegrals der an
eine Last, z. B. einen Elektronikmotor, angelegten Spannung
erfordert.
Jede dieser Schaltungen hat ihre Vorteile und Nachteile. Der
Oszillator mit fester Frequenz ist die beste Einrichtung zur
Steuerung der mittleren Spannung; wenn jedoch keine anderen
Einrichtungen vorhanden sind, erzeugt diese Art der Steuerung
eine Diskontinuität im Steuerausgangssignal als ein
Stromregler, wenn sich der Strom dem geregelten Wert auf
nahezu 100% Ein-Zeit der festen Periode nähert. Selbst wenn
andere Einrichtungen benutzt werden, um die Diskontinuität bei
nahezu 100% Ein-Zeit zu vermeiden, ist das Aus-Intervall nicht
festgelegt, sondern ist das verbleibende Intervall der festen
Periode des Oszillators, was häufig dazu führen wird, daß
keine ausreichende Zeit für das Abklingen des induktiven
gespeicherten Stroms in der Last verfügbar ist, um ein
Dauereinschalten am Beginn der nächsten Oszillatorperiode zu
gestatten. Der monostabile Multivibrator mit fester Aus-Zeit
ist die beste Einrichtung zur Stromsteuerung; sie ergibt aber
keinen gleichmäßigen Übergang auf die Spannungssteuerung und
kann bei geringer Belastung zu einer Schaltfrequenz führen,
die höher als erwünscht ist.
Die Lösung mit dem freilaufenden Oszillator kann verbessert
werden, indem ein Intervall mit fester Aus-Zeit am Ende jedes
Oszillatorzyklus eingeführt wird. Durch diese Aus-Zeit wird
vermieden, daß das Oszillatortaktsignal und das
Ansteuerfreigabesignal nahezu koinzident sind. Das Ergebnis
ist jedoch eine Beschränkung der Systemausgangsleistung auf
einen Prozentsatz des Zyklus, der durch den Wert der Aus-Zeit
eingestellt ist. Da die Zykluszeit fest ist, wird daher das
maximale PDM-Verhältnis durch die feste Aus-Zeit festgesetzt.
Es scheint zwar so, daß die oben erwähnten Nachteile beseitigt
werden können, indem die Oszillatorfrequenz geändert wird,
solche Änderungen können jedoch zu erhöhten Umschaltverlusten
(Verlustwärme) in den Leistungsschaltvorrichtungen führen, die
durch das PDM-System angesteuert werden, d. h. zu höheren
Wärmeverlusten verbunden mit höherer Schaltfrequenz. PDM-Systeme
mit fester Taktfrequenz werden deshalb bevorzugt, um die
Umschaltverluste auf vorbestimmte Maximalwerte zu begrenzen.
Schaltungen mit fester Taktfrequenz ergeben jedoch auch ein
ungünstiges Verhältnis von Spitzenstrom zu mittlerem Strom in
Elektronikmotorsteuersystemen, da die Taktfrequenz nur für
einen Betrieb entweder mit niedriger Drehzahl oder mit hoher
Drehzahl aber nicht für beides optimiert werden kann.
In einigen Fällen kann die Schaltfrequenz eines PDM-Systems
durch die Anstiegs- und Abfallzeit des Laststroms begrenzt
werden. In einem Elektronikmotorsystem verändert sich aber die
Anstiegs- und die Abfallzeit des Laststroms in einem breiten
Bereich als Funktion der Motordrehzahl und ist deshalb zum
Begrenzen der Schaltfrequenzen nicht zuverlässig. Selbst wenn
die Schaltfrequenzen vorhersagbar wären, würde ein Kurzschluß
niedriger Induktanz zu unakzeptablen hohen Umschaltfrequenzen
führen.
Ein weiterer Nachteil in Elektronikmotorsystemen ist, daß der
Motorkreisstrom zur direkten Beobachtung nicht verfügbar ist,
wenn einige der Leistungsschaltvorrichtungen, z. B. die
Vorrichtungen an der unteren Schiene in einer Vollwellen-Brückenschaltung,
unter PDM-Steuerung umgeschaltet werden.
Dieser Nachteil erfordert, daß entweder auf eine PDM-Schaltung
mit fester Taktfrequenz oder auf eine Schaltung mit fester
Aus-Zeit zurückgegriffen wird, um den leitenden Zustand
wiederherzustellen, nachdem ein voreingestellter Maximalstrom
das Abschalten der Schaltvorrichtungen bewirkt hat, weil die
Größe des Stromabbaus in den Motorwicklungen nicht überwacht
werden kann. Eine Schaltung mit fester Aus-Zeit ermöglicht
ein zeitgesteuertes Aus-Intervall, das einen optimalen
Stromabbau bei einem Betrieb des Motors mit hoher Drehzahl
ermöglicht, aber eine zu hohe Umschaltfrequenz bei einem
Betrieb des Motors mit niedriger Drehzahl gestattet und daher
Schalter mit höherer Wärmekapazität verlangt. Im Vergleich
dazu begrenzt eine PDM-Schaltung mit fester Taktfrequenz die
Umschaltgeschwindigkeit der Leistungssteuervorrichtungen bei
sämtlichen Motordrehzahlen. Bei hohen Drehzahlen erfolgt der
Stromabbau in den Motorwicklungen jedoch schnell. Bei einer
festen Taktfrequenz wird der Strom auf einen ungeeigneten
niedrigen Wert abgesunken sein, bevor ein Schalter wieder
leitend gemacht wird.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein pulsdauermoduliertes
Leistungssteuersystem für einen Elektronikmotor oder einen
anderen Permanentmagnetmotor zu schaffen, welches die oben
erläuterten Nachteile und Merkmale sowie weitere Nachteile des
Standes der Technik beseitigt. Zu den besonderen Zielen und
Merkmalen der Erfindung gehören eine verbesserte
Einraststeuerschaltung und ein Verfahren zum Verhindern einer
EIN-AUS-Diskontinuität in abwechselnden Zyklen, die erzeugt
wird, wenn eine PDM-Rückstellung fast in Koinzidenz mit einem
PDM-Taktsignal erfolgt; eine verbesserte Schaltung und ein
Verfahren zum Begrenzen des Schwingens von PDM-Signalen während
eines einzelnen Taktintervalls; eine verbesserte Schaltung und
ein Verfahren zum Vergrößern des Verhältnisses von mittlerem
Strom zu Spitzenstrom in einem PDM-Elektronikmotor, ohne mit
hoher Frequenz zu arbeiten; eine verbesserte Schaltung und ein
Verfahren zum Festlegen eines Mindest-AUS-Intervalls in einem
PDM-Zyklus; und eine verbesserte Schaltung und ein Verfahren
zum Bewirken eines optimalen Stromabbaus bei hoher
Motordrehzahl bei gleichzeitiger Blockierung von hohen PDM-Schaltfrequenzen
bei niedrigen Motordrehzahlen.
Insgesamt beinhaltet die Erfindung eine exemplarische
Ausführungsform eines PDM-Steuersystems für einen
Elektronikmotor, d. h. einen elektronisch kommutierten Motor,
der aus einer Gleichstromquelle speisbar ist und eine
stationäre Baugruppe aufweist, die mehrere Wicklungsstufen
hat, welche in wenigstens einer vorgewählten Sequenz
elektronisch kommutiert werden können, und eine drehbare
Baugruppe, die in gewählter magnetischer Kopplungsbeziehung
den Wicklungsstufen zugeordnet ist, wobei jeder
Wicklungsstufe eine Klemme zugeordnet ist. In dem
Steuersystem wird eine elektronische Schalteinrichtung, die an
jede Wicklungsstufenklemme angeschlossen ist, benutzt, um
jede Klemme wahlweise mit der Gleichstromquelle zu verbinden,
um an wenigstens einige der Wicklungsstufen eine Gleichspannung
in der wenigstens einen vorgewählten Sequenz anzulegen und den
Wicklungsstufen den Strom zu liefern, der den Elektronikmotor
erregt und die Drehung der drehbaren Baugruppe bewirkt. Das
System enthält weiter eine Takteinrichtung zum Liefern von
periodischen Taktsignalen zum Festlegen eines
Pulsdauermodulationszyklus und eine
Signalverarbeitungseinrichtung zum Erzeugen von
Umschaltsignalen zum Identifizieren von ausgewählten
elektronischen Leistungsschalteinrichtungen zur Erregung, um
jede Klemme mit der Gleichstromquelle in der vorgewählten
Sequenz zu verbinden. Eine Pulsdauermodulationseinrichtung ist
vorgesehen zum Erzeugen eines PDM-Freigabesignals zum Speisen
der ausgewählten elektronischen Leistungsschalteinrichtungen
in den Pulsdauermodulationszyklen. Eine
Stromüberwachungseinrichtung liefert ein erstes Signal, wenn
der dem Elektronikmotor zugeführte Strom niedriger als ein
vorbestimmter Wert ist, und ein zweites Signal, wenn der dem
Elektronikmotor zugeführte Strom größer als der vorbestimmte
Wert ist. Eine Logikeinrichtung, die auf das zweite Signal
anspricht, beendigt das PDM-Freigabesignal, um dadurch die
Ansteuersignale an den elektronischen
Leistungsschalteinrichtungen zu beseitigen. In einer
Ausführungsform initiiert die Logikeinrichtung die PDM-Freigabesignale
bei dem Empfang eines der Taktsignale, die
während des Vorhandenseins des ersten Signals aus der
Stromüberwachungseinrichtung auftreten. Wenn das Taktsignal
während des Vorhandenseins des zweiten Signals empfangen wird,
wird das Taktsignal gespeichert, bis das erste Signal
erscheint, und wird dann zum Erzeugen der PDM-Freigabesignale
benutzt. Bei einer weiteren Ausführungsform spricht die
Logikeinrichtung auf die Beendigung eines PDM-Freigabesignals
während eines PDM-Zyklus an, um die Takteinrichtung zum
Festlegen eines weiteren PDM-Zyklus zurückzustellen, wenn
wenigstens ein Mindestzeitintervall seit einer unmittelbar
vorhergehenden PDM-Zyklus-Beendigung verstrichen ist. Bei
noch einer weiteren Ausführungsform begrenzt die
Logikeinrichtung das Schwingen des PDM-Freigabesignals auf
einmal pro Taktintervall. Bei Bedarf enthält die
Logikeinrichtung Vorkehrungen zum wahlweisen Festlegen einer
Mindestzeitspanne während jedes Taktintervalls, in welcher das
PDM-Freigabesignal blockiert werden kann, um ein Mintest-AUS-Intervall
für den Stromabbau in jedem Zyklus bereitzustellen.
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird das
Stromüberwachungssystem durch das Hinzufügen eines
Spannungssteuersystems zum Einstellen der an den
Elektronikmotor angelegten mittleren Spannung verbessert. Das
Spannungssteuersystem ist in das Stromsteuersystem integriert
und enthält eine Einrichtung zum Beendigen des PDM-Freigabesignals,
wenn ein Zeitintegral der an den
Elektronikmotor angelegten Spannung einen vorbestimmten Wert
erreicht. In einer Spannungssteuerbetriebsart bewirkt die
Logikeinrichtung, daß die Mindestzeitspanne oder das Mindest-AUS-Intervall
während jedes PDM-Zyklus blockiert wird, wenn
das Spannungssteuersystem benutzt wird, um ein PDM-Freigabesignal
zu beendigen. In einem System, bei dem sowohl
die Stromüberwachungs- als auch die Spannungssteueranordnung
benutzt werden, ist auch eine Ereigniszeitsteuereinrichtung
vorgesehen zum Rückstellen der Taktoszillatoreinrichtung bei
Beendigung eines PDM-Freigabesignals über die
Stromüberwachungsvorrichtung, wenn wenigstens ein
Mindestzeitintervall seit einer unmittelbar vorangehenden
Beendigung eines PDM-Freigabesignals verstrichen ist. Diese
zusätzliche Ausführungsform bietet ein Mindest-AUS-Intervall
für optimalen Stromabbau bei hoher Motordrehzahl, blockiert
aber eine zu hohe Schaltfrequenz bei niedriger Motordrehzahl.
In einer illustrativen Ausführungsform ist eine Form einer
Taktoszillatoreinrichtung dargestellt, die das Rücksetzen der
Taktoszillatoreinrichtung aufgrund der Beendigung des PDM-Freigabesignals
während eines PDM-Zyklus gestattet. Die
Taktoszillatoreinrichtung ist als ein RC-Spannungsintegrator
dargestellt, der die an den Motor angelegte tatsächliche
Spannung verarbeitet, wodurch die Zeitintegralspannung, die an
dem Ausgang des Integrators gebildet wird, sowohl als
Referenzwert zur Spannungssteuerung als auch als
Zeitsteuerwellenform benutzt werden kann. Ein steuerbarer
elektronischer Schalter ist mit dem RC-Oszillator verbunden,
damit der Oszillator bei der Beendigung des PDM-Freigabesignals
rückgesetzt wird. Ein Ereigniszeitgeber liefert eine
Darstellung eines Zeitintervalls zwischen aufeinanderfolgenden
Beendigungen des PDM-Freigabesignals, die mit einem
vorbestimmten Referenzwert, welcher ein Mindestzeitintervall
angibt, immer dann verglichen wird, wenn das PDM-Freigabesignal
durch die Stromüberwachungseinrichtung
beendigt wird. Wenn die Zeitintervalldarstellung ein Intervall
angibt, das länger als das Mindestzeitintervall ist, wird ein
Signal an die elektronische Schalteinrichtung abgegeben,
welche mit der RC-Taktoszillatoreinrichtung verbunden ist, um
ein Rücksetzen des Taktoszillators zu bewirken. Der
Ereigniszeitgeber ist in dem System so angeschlossen, daß ein
Rücksetzen aufgrund der Spannungssteuerung nicht ein
Rücksetzen der Taktoszillatoreinrichtung bewirkt.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter
Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt
Fig. 1 ein Blockschaltbild, welches die
Hauptkomponenten eines Steuersystems in
Kombination mit einem Elektronikmotor zeigt,
Fig. 2 eine auseinandergezogene perspektivische
Darstellung der Hauptelemente eines elektronisch
kommutierten Permanentmagnetgleichstrommotors,
der durch ein Steuersystem nach der Erfindung
steuerbar ist,
Fig. 3 ein Schaltbild, das die Wicklungsstufen und
Klemmen des Motors nach Fig. 2 zeigt,
Fig. 4 ein Blockschaltbild, welches ausführlicher als
Fig. 1 die Hauptkomponenten eines Steuersystems
nach der Erfindung zeigt,
Fig. 5 ein Diagramm der Ausgangsklemmenspannung über
der Zeit zum Veranschaulichen von
Spannungswellenformen in einem PDM-Elektronikmotorsystem,
Fig. 6 ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung zum
Steuern der mittleren Spannung für ein PDM-Elektronikmotorsystem,
Fig. 7 ein Blockschaltbild einer PDM-Einraststeuerschaltung
in einer Ausführungsform
der Erfindung zum Verhindern einer EIN-AUS-Diskontinuität
in abwechselnden Zyklen aufgrund
von Beinahekoinzidenz der Takt- und der
Stromstellsignale,
Fig. 8 ein Wellenformtaktdiagramm der
Einraststeuerschaltung nach Fig. 7,
Fig. 9 ein Blockschaltbild einer weiteren
Ausführungsform der PDM-Einraststeuerschaltungsanordnung
nach der
Erfindung,
Fig. 10 ein Wellenformtaktdiagramm der
Einraststeuerschaltungsanordnung nach Fig. 9,
Fig. 11 eine PDM-Oszillatorschaltung, die zur
Verwendung bei dem Erzeugen der erforderlichen
Taktsignale sowohl in Fig. 7 als auch in Fig. 9
geeignet ist,
Fig. 12 ein Wellenformtaktdiagramm der PDM-Oszillatorschaltung
nach Fig. 11,
Fig. 13 ein Blockschaltbild eines gesamten PDM-Steuersystems
nach der Erfindung, wobei der
Hauptteil der Fig. 9 und 11 in einer
integrierten Schaltung vereinigt worden ist,
Fig. 14 ein Wellenformtaktdiagramm der Schaltung nach
Fig. 13,
Fig. 15 ein Blockschaltbild einer Schaltung in einer
Ausführungsform der Erfindung zum Erzwingen
eines Rücksetzens des PDM-Oszillators außerhalb
der integrierten PDM-Regelschaltung nach
Fig. 13,
Fig. 16 ein Wellenformtaktdiagramm für die Schaltung
nach Fig. 15,
Fig. 17 ein Blockschaltbild einer weiteren
Ausführungsform der erfindungsgemäßen PDM-Steuerung
zum Festlegen einer Mindestperiode
und einer festen Aus-Zeit, und
Fig. 18 ein Wellenformtaktdiagramm für die Schaltung
nach Fig. 17.
In den Zeichnungen tragen gleiche Teile gleiche Bezugszeichen.
Die hier angegebenen Beispiele veranschaulichen bevorzugte
Ausführungsformen der Erfindung in einer Ausgestaltung
derselben und beschränken den Schutzumfang der Erfindung in
keinster Weise.
Fig. 1 der Zeichnungen zeigt schematisch ein Motorsteuersystem,
bei dem die hier beschriebene Erfindung benutzt werden kann.
Das System enthält einen elektronisch kommutierten Motor (EKM
oder Elektronikmotor) M, der aus einer Gleichstromquelle
gespeist wird und gemäß Fig. 2 eine stationäre Baugruppe mit
einem Ständer oder Blechpaket 13 und eine drehbare Baugruppe
mit einem Permanentmagnetläufer 15 und einer Welle 17 aufweist.
Der Ständer 13 enthält mehrere (z. B. drei) Wicklungsstufen S 1,
S 2 und S 3 (Fig. 3), die in wenigstens einer vorgewählten
Sequenz elektronisch kommutiert werden können, obgleich die
Erfindung sich nicht auf diese besondere Anzahl von
Wicklungsstufen beschränkt. Ein Satz Klemmen T₁, T₂, T₃ ist
gezeigt, wobei wenigstens eine Klemme jeder Wicklungsstufe
zugeordnet ist.
Wenn die Wicklungsstufen S 1, S 2, S 3 in einer zeitlichen Sequenz
gespeist werden, werden Sätze von acht Magnetpolen gebildet,
die ein radiales Magnetfeld ergeben, welches sich im
Uhrzeigersinn oder im Gegenuhrzeigersinn um die Ständerbohrung
bewegt, je nach der gewählten Sequenz oder Reihenfolge, in
der die Stufen erregt werden. Dieses sich bewegende Feld
schneidet das Flußfeld des Permanentmagnetläufers, was bewirkt,
daß sich der Läufer 15 relativ zu dem Ständer 13 in der
gewünschten Richtung dreht, um ein Drehmoment zu entwickeln,
das eine direkte Funktion der Intensitäten oder Stärken der
Magnetfelder ist. Bei Bedarf findet sich eine ausführlichere
Beschreibung des Aufbaus des Elektronikmotors M in der
US-PS 45 28 485 vom 9. Juli 1985, auf die bezüglich weiterer
Einzelheiten verwiesen wird.
Weiter ist hier zwar der Elektronikmotor M zu Erläuterungszwecken
dargestellt, es können jedoch andere derartige Motoren mit
anderem Aufbau und/oder anderer Wicklungsanordnung in der
einen oder anderen Ausgestaltung der Erfindung benutzt werden.
Die Wicklungsstufen des Motors M werden gemäß der Erläuterung
in der US-PS 46 54 566 vom 31. März 1987 ohne Bürsten kommutiert,
indem die Drehposition der drehbaren Baugruppe oder des Läufers
15 gemessen wird, wenn dieser sich in der Bohrung des Ständers
13 dreht, und elektrische Signale, die als Funktion der
Drehposition des Läufers erzeugt werden, benutzt werden, um
sequentiell eine Gleichspannung an jede der Wicklungsstufen
in unterschiedlichen vorgewählten Folgen oder Sequenzen
anzulegen, welche die Richtung der Drehung des Läufers
bestimmen. Das Messen der Position kann durch eine
Positionserfassungsschaltung erfolgen, die auf die Gegen-EMK
des Elektronikmotors hin ein simuliertes Signal liefert, welches
die Drehposition des Motorläufers angibt, um das zeitgerechte
sequentielle Anlegen der Spannung an die Wicklungsstufen des
Motors zu steuern.
Gemäß Fig. 1 wird Strom, den ein 115 V, 60 Hz-Wechselstromnetz
oder eine andere geeignete Quelle liefert, durch eine
Gleichrichterschaltung 29 gleichgerichtet, die eine
Gleichstromquelle darstellt, und an einen Leistungsschaltkreis
31 angelegt, der eine Einrichtung zum Steuern des Anlegens
der Gleichspannung an die Wicklungsstufen darstellt, um an
denselben eine resultierende effektive Spannung zu erzeugen.
Der Leistungsschaltkreis 31 spricht auf einen Satz Steuersignale
aus einer Steuersignalschaltung 33 an und kommutiert die
Wicklungsstufen durch Anlegen der Gleichspannung an dieselben
in wenigstens einer vorgewählten Sequenz, um die Drehung des
Läufers 15 zu bewirken. Die Steuersignalschaltung 33 bildet
daher eine Einrichtung, mit deren Hilfe wenigstens eine der
Wicklungsstufen des elektronisch kommutierten Motors M
gleichzeitig elektronisch kommutierbar ist, indem an dieselbe
eine Gleichspannung aus der Stromquelle in der wenigstens einen
vorgewählten Sequenz angelegt wird, um das Erregen des
elektronisch kommutierten Motors und die Drehung des Läufers
15 zu bewirken. Der Satz Steuersignale der Steuersignalschaltung
33 ist eine Funktion der Läuferposition, welche eine
Positionsmeßschaltung 35 liefert, und von ausgewählten
Bedinungen und Parametern, wie beispielsweise der angelegten
Spannung (wie zum Teil durch ein angelegtes Befehlssignal
dargestellt).
Die Positionsmeßschaltung 35 (Fig. 4) enthält eine Gruppe von
Spannungsteilern 51 zum Messen der Klemmenspannungen der
Wicklungsstufen, wobei die Klemmenspannungen eine Gegen-EMK
und eine Feldzusammenbruchsspannung umfassen, welche durch
den Kommutierungsstrom verursacht wird, der endet, bevor die
Gegen-EMK erscheint. Das besondere Ausgangssignal der
Spannungsteiler, das in irgendeiner besonderen
Kommutierungsperiode benötigt wird, ist die Klemmenspannung
der einen Wicklungsstufe, an der nicht die Gleichspannung
während dieser Kommutierungsperiode verglichen mit dem Nullpunkt
N anliegt. Die Klemmenspannung dieser nichterregten Wicklungsstufe
wird durch einen Signalselektor 53 gewählt, der auf den
besonderen Platz des Systems in der Kommutierungssequenz zu
dieser Zeit anspricht, um das gewünschte Ausgangssignal der
Spannungsteiler an eine Positionssensorschaltung 55 anzulegen.
Die Positionssensorschaltung 55 gibt ein genaueres Signal, das
die Winkelposition des Läufers angibt, selbst bei schnellen
Motordrehzahländerungen an eine Kommutierungssteuerschaltung
57 ab, deren Ausgangssignale der Satz von Steuersignalen
B 1, B 3, B 5, B 7, B 9, B 11 an dem Leistungsschaltkreis 31 sind.
Wenn der Läufer eine vorbestimmte Winkelposition erreicht,
ändert die Kommutierungssteuerschaltung 57 (vgl. Fig. 9 in der
US-PS 46 54 566) die Steuersignale, die an den
Leistungsschaltkreis 31 angelegt werden, um die Wicklungsstufen
zu kommutieren. Die Kommutierungssteuerschaltung 57 hat außerdem
ein Eingangssignal aus einer Nichtkommutierungssteuerschaltung
59, von der zu Erläuterungszwecken angenommen wird, daß sie
ein Pulsdauermodulationssteuersignal oder PDM-FREIGABE-Signal
liefert.
Zum besseren Verständnis der Auswirkung der PDM-Steuerung bei
einem Elektronikmotorsystem wird auf Fig. 5 Bezug genommen,
die eine vereinfachte Ansicht der Klemmenspannungen 101 (S 1)
(gerade endend), 101 (S 2) und 101 (S 3) zeigt, welche die
Positionssensorschaltung 55 während aufeinanderfolgender
Kommutierungsperioden ermittelt. Die Klemmenspannungen werden
an den verschiedenen Wicklungsstufen S 1, S 2 und S 3 während
jeder zugeordneten Kommutierungsperiode abgenommen, die als
sich wiederholend von 0° bis 60° erstreckend dargestellt ist.
Unmittelbar anschließend an den Beginn einer Kommutierung bei
0° (Zeit 112) geht die Spannung durch null, während eine
Wicklungsstufe S 2 in eine Meßverbindung geschaltet wird.
Danach folgt ein dargestelltes 10°-Intervall, wenn der Teil
103 (S 2) der Klemmenspannung 101 (S 2) dieselbe Polarität wie
die erwartete Gegen-EMK 105 (S 2) am Ende der
Kommutierungsperiode hat. Der Teil 103 (S 9) rührt jedoch nicht
von der Gegen-EMK her. Diese Feldzusammenbruchsspannung 103 (S 2)
resultiert aus einem Strom, der in der Wicklungsstufe S 2
vorhanden war, während diese in der vorhergehenden
Kommutierungsperiode erregt war. Die Feldzusammenbruchsspannung
103 (S 2) ist zwar so dargestellt, daß sie für 10° andauert, die
Winkeldauer ist jedoch tatsächlich sehr motor- und lastabhängig.
Die Winkeldauer ist außerdem davon abhängig, welche Transistoren
in dem Leistungsschaltkreis 31 pulsdauermoduliert sind, und
zwar wegen Differenzen in den Bedingungen, unter denen dem
Kommutierungsstrom Energie entnommen wird, um die
Feldzusammenbruchsspannung 103 zu erzeugen.
Die Klemmenspannung 101 kann nullspannungs- oder sich
null nähernde Ereignisse 120 aufweisen, welche durch die
Verwendung der Pulsdauermodulation (PDM) verursacht werden.
Wenn die Pulsdauermodulation in Kombination mit einer
Reiheninduktivität benutzt wird, um Einschaltstromstöße an
den Leistungsschaltern zu begrenzen, kann diese Spannung 120
irrtümlich einen Taktzyklus triggern, bevor die
Feldzusammenbruchsspannung zu Ende ist, sofern nicht die
Schaltung langsam genug ist, um diesen relativ schnellen
Übergangsvorgang zu ignorieren. Üblicherweise wird ein
ausreichender Schutz vor Einschaltstromstößen mit einer
Drossel erzielt, die einen Übergangsvorgang von weniger als
fünf Mikrosekunden Dauer verursacht, der durch die meisten
aus diskreten Komponenten aufgebauten Operationsverstärker
und Komparatoren ignoriert wird.
Von längerer Dauer sind jedoch sich null nähernde Spannungen,
die die Konsequenz des Auswählens eines Leistungsschalters
für PDM-Zwecke sind, der der Spannung an der Meßwicklung
gestattet, für die Dauer einer PDM-Aus-Periode zusammenzubrechen.
Wenn die Leistungsvorrichtungen, die abgeschaltet wird, dieselbe
Polarität wie die Vorrichtung hat, welche die gemessene
Wicklung vor der Kommutierung angesteuert hat, dann besteht
die Konsequenz des Abschaltens dieser Vorrichtung darin, daß
den Klemmenspannungen von allen drei Wicklungen gestattet wird,
auf nahezu dasselbe Potential zu gehen, wenn der Strom in der
einen eingeschaltet bleibenden Leistungsvorrichtung und der
Rücklaufdiode der abwechselnd gespeisten Wicklung
aufrechterhalten wird. Wenn jedoch die Leistungsvorrichtung
entgegengesetzter Polarität für die Pulsdauermodulation gewählt
wird, wird die Spannung an der gemessenen Wicklung ansteigen,
da die eingeschaltet bleibende Vorrichtung die zu der Polarität
an der Klemme der gemessenen Wicklung entgegengesetzte Polarität
haben wird. Die erste Methode der Wahl der PDM-Vorrichtung wird
wegen der reduzierten Geschwindigkeit der Energieentnahme
während der PDM-Aus-Zeit als langsame Kommutierung bezeichnet,
und die zweite beschriebene Methode wird wegen der größeren
Geschwindigkeit der Energieentnahme als schnelle Kommutierung
bezeichnet.
Fig. 6 zeigt einen Mikrocomputer MC 1, z. B. einen Intel 8051,
der so programmiert ist, daß er den Spitzenmotorstrom und die
mittlere pulsdauermodulierte Spannung, die an die Wicklungsstufen
angelegt wird, steuert sowie die Wicklungsstufen kommutiert.
Die tatsächliche verfügbare Versorgungsspannung, die zu
irgendeiner bestimmten Zeit an die Wicklungsstufen angelegt
wird, ist mit V ACT bezeichnet und bildet ein Eingangssignal der
Schaltungsanordnung in Fig. 6 ebenso wie die Spannung an einem
Motorstrommeßshuntwiderstand R s (vgl. auch Fig. 4).
Der Mikrocomputer MC 1 gibt ein 2-Bit-Signal an einem Anschluß
1 (P 1), das den maximalen gewünschten Spitzenmotorstrom I REF
an Stiften 6 und 7 darstellt (Stift 7 repräsentiert das
höchstwertige Bit MSB), über eine Addierschaltung AN aus
Widerständen an den nichtinvertierenden Eingang eines
Operationsverstärker-Komparators A 5 ab. Die Spannung an dem
Shuntwiderstand R s wird über zwei angepaßte Widerstände RM und
ein Filter FT 1 an die Eingänge des Komparators A 5 angelegt, so daß
das Ausgangssignal des Komparators A 5 angibt, ob der tatsächliche
Spitzenmotorstrom den Referenzspitzenmotorstrom I REF ,
der durch die Signale an den Stiften 6 und 7 des Mikrocomputers
eingestellt worden ist, übersteigt oder nicht. Der Komparator
A 5 bildet somit eine Einrichtung zum Vergleichen des
Spitzenmotorstroms mit dem vom Computer eingestellten
Stromreferenzwert. Wenn während des Betriebes andere
Motorstromwerte an anderen Punkten in dem Betrieb des Motors
erwünscht sind, kann der Motorstrom direkt durch den
Mikrocomputer zu der gewünschten Zeit geändert werden, indem
die Signale an den P1-Stiften 6 und 7 geändert werden. Wenn
feinere Abstufungen des Motorstroms erwünscht sind als bei
nur zwei Bits verfügbar sind, könnten selbstverständlich
zusätzliche Ausgangsstifte des Mikrocomputers benutzt werden,
um ein gewünschtes Motorstromwort abzugeben, das aus mehr
Bits besteht. In einem solchen Fall könnte die Verwendung
eines Digital/Analog-Wandlers zum Umwandeln des
Mikrocomputerausgangssignals in Analogform erwünscht sein.
Wenn der Ist- oder tatsächliche Motorstrom den Soll- oder
Referenzmotorstrom aus dem Mikrocomputer übersteigt, geht das
Ausgangssignal des Komparators A 5 auf den Signalwert L
(logisch 0). Dieses L Signal wird an den L-aktiven
Rücksetzeingang eines D-Auffang-Flipflops LTH angelegt,
was bewirkt, daß der mit QZ bezeichnete -Ausgang den
Signalzustand H (logisch 1) annimmt. Das Ausgangssignal QZ
wird an zwei NAND-Glieder ND 1 und ND 3 angelegt, deren andere
Eingangssignale Signale sind, die von den Stiften 6 bzw. 7
eines Anschlusses P0 des Mikrocomputers geliefert werden.
Die P0-Stifte 6 und 7 bestimmen, welcher Satz Transistoren
(entweder die Vorrichtungen der oberen Schiene () oder die
Vorrichtungen der unteren Schiene ()) in dem
Leistungsschaltkreis 31 eingeschaltet zu lassen ist, wenn der
Strom abgeschaltet wird, um dem Strom in den Wicklungen zu
kreisen zu gestatten, was in der oben erwähnten US-PS 46 54 566
näher erläutert ist. Die Signale an den P0-Stiften 6 und 7
sind komplementär, so daß, wenn das Ausgangssignal QZ in den
H-Zustand geht, es bewirkt, daß das Ausgangssignal eines der
Glieder ND 1 und ND 3 in den H-Zustand geht und das andere in
dem L-Zustand bleibt. Das Ausgangssignal des Glieds ND 1 wird
über einen Inverter an einen Satz von drei NOR-Gliedern NG 5
angelegt, deren Ausgangssignale die Steuersignale der unteren
Transistoren B 3, B 7 und B 11 sind, welche den
Wicklungsstufenverbindungen A-, B- und C- entsprechen. Ebenso
wird das Ausgangssignal des Glieds ND 3 über einen Inverter
an einen Satz von drei NOR-Gliedern NG 7 angelegt, deren
Ausgangssignale die Steuersignale der oberen Transistoren
B 1, B 5 und B 9 sind, welche den Wicklungsstufenverbindungen
A+, B+ und C+ entsprechen. Wenn das Ausgangssignal des Glieds
ND 1 in den L-Zustand geht, weil das Ausgangssignal QZ in dem
H-Zustand und der P0-Stift 6 in dem H-Zustand ist, werden die
Glieder NG 5 gesperrt. Das unterbricht den Stromkreis von
V ACT über die erregten Wicklungen zur Masse und reduziert
dadurch den Motorstrom. Wenn das Ausgangssignal des Glieds
ND 3 in den L-Zustand geht, weil das Ausgangssignal QZ in dem
H-Zustand und der P0-Stift 7 in dem H-Zustand ist, werden die
Glieder NG 7 gesperrt, was wiederum ebenso den Stromkreis
unterbricht, aber an einer anderen Stelle darin. In jedem Fall
bewirkt das Signal aus dem Komparator A 5, welches angibt, daß
der Motorstrom seinen gewünschten Spitzenwert erreicht hat,
daß das externe Anlegen der Spannung an die Wicklungen aufhört.
Da es die Hauptaufgabe des Komparators A 5 ist, das
Auffang-Flipflop LTH rückzusetzen, wird das Signal aus dem
Komparator A 5, welches eine Beendigung der Stromzufuhr zu den
Motorwicklungen bewirkt, als ein RÜCKSETZ-Signal bezeichnet,
wogegen die Kombination von Ausgangszuständen des Komparators
A 5 als ein Stromstellsignal bezeichnet wird. Das Anlegen einer
Spannung an die Wicklungen erfolgt wieder, wenn der PDM-Oszillator
bei UA 7 das Auffang-Flipflop LTH wieder eintaktet. Daher
repräsentiert das QZ-Signal ein PDM-Signal, das im folgenden
als ein FREIGABE-Signal bezeichnet wird, welches durch das
RÜCKSETZ-Signal beendet und durch das Taktsignal aus UA 7
initiiert wird.
Der Mikrocomputer MC 1 steuert außerdem die mittlere Spannung,
die an die Wicklungen über einem nominellen 10 bis 20 kHz PDM-Zyklus
angelegt wird, indem er ein 8-Bit-Wort, das eine
Referenzspannung darstellt, über die P2-Stifte 7-0 an einen
D/A-Wandler DAC abgibt. Wie in dem Fall des
Spitzenstromreferenzwertes kann der Referenzwert der mittleren
Spannung von Zyklus zu Zyklus oder sogar auch innerhalb eines
Zyklus, je nach Bedarf, geändert werden, um die gewünschten
Betriebskennwerte des Motors M zu erzielen. Die
Analogausgangsspannung V ACT-REF des D/A-Wandlers DAC wird über
einen Verstärker A 13, der als Inverter geschaltet ist, an den
nichtinvertierenden Eingang eines Komparators UA 5 angelegt,
der die Referenzspannung V ACT-REF , die durch den Mikrocomputer
eingestellt worden ist, mit einer Funktion der tatsächlichen
Versorgungsgleichspannung V ACT, welche an die Motorwicklungen
angelegt wird, vergleicht. Die Referenzspannung V ACT-REF wird
durch den Komparator UA 5 mit dem Integral der tatsächlichen
angelegten Spannung verglichen, die durch eine RC-Schaltung
R 87, R 89, C 91 approximiert wird, die insgesamt mit RC 1 bezeichnet
ist und eine Einrichtung zum Erzeugen einer direkten Funktion
der angelegten Spannung darstellt. Wenn die Spannung an dem
Kondensator der Schaltung RC 1 die Referenzspannung erreicht,
geht das Ausgangssignal des Komparators UA 5 in den L-Zustand.
Der Komparator UA 5 stellt daher eine Einrichtung dar zum
Vergleichen der Funktion der angelegten Spannung mit einem
Referenzwert und zum Liefern einer Anzeige, wenn die Funktion
den Referenzwert erreicht. Da der Ausgang des Komparators UA 5
mit dem -Eingang des Auffang-Flipflops LTH verbunden ist,
geht das -Ausgangssignal des Auffang-Flipflops in den H-Zustand,
wenn das Integral der Spannung den Spannungsreferenzwert
erreicht, was die Zufuhr von externer Leistung zu den
Wicklungsstufen stoppt, wie es oben in Verbindung mit der
Motorstromsteuerung beschrieben worden ist.
Es sei beachtet, daß, wenn das Integral der angelegten Spannung
den Referenzwert erreicht, die Spannung an dem Kondensator
C 91 der Schaltung RC 1 nicht rückgesetzt wird (z. B. zu
null gemacht wird). Vielmehr wird das Fortsetzen der
Integration gestattet, obgleich die externe Leistungszufuhr
aufgehört hat. Der Zyklus, in welchem den Wicklungen Leistung
zugeführt wird, wird also nicht gestoppt, weil das Integral
den Referenzwert erreicht. Vielmehr wird die Zykluslänge durch
einen Spannungsteiler DV 3 und einen zweiten Komparator UA 7
gesteuert. Der invertierende Eingang des Komparators UA 7 ist
wie der des Komparators UA 5 mit der Integralapproximierschaltung
RC 1 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang ist jedoch mit
dem Spannungsteiler DV 3 verbunden.
Der Spannungsteiler DV 3, die Schaltung RC 1 und die Komparatoren
UA 7 und UA 9 bilden eine Sägezahnoszillatorschaltung. Der
Komparator UA 7 signalisiert, wenn der Kondensator C 91 mit dem
Aufladen beginnen und anschließend das Aufladen stoppen sollte.
Veränderungen in der Zykluslänge der Sägezahnschwingungen, die
auf Grund von Veränderungen in der Versorgungsgleichspannung
V ACT auftreten können, werden minimiert oder eliminiert, indem
V ACT sowohl an den Spannungsteiler DV 3 als auch an die
Ladeschaltung RC 1 angelegt wird. Eine potentielle Zyklusverkürzung,
die auf Grund eines Anstiegs von V ACT auftreten könnte, welcher
bewirkt, daß sich der Kondensator C 91 auf eine bestimmte
Spannung in einer kürzeren Zeit auflädt, wird dadurch kompensiert,
daß der Spannungsteiler DV 3 eine höhere Spannung liefert, auf
die sich der Kondensator C 91 aufladen muß, bevor der Komparator
UA 7 seinen Zustand ändert. Die Werte der Widerstände R 81, R 82,
R 85 in dem Spannungsteiler DV 3 und der Komponenten R 87, R 89 und
C 91 der Schaltung RC 1 werden so gewählt, daß die Zykluslänge
für das Anlegen der Spannung an die Wicklungen auf einen
vorbestimmten Wert eingestellt wird. Beispiele der Komponentenwerte
sind:
R 81 = 1,37 Megohm;
R 83 = 13 kΩ;
R 85 = 13 kΩ;
R 87 = 5,5 Megohm;
R 89 = 1,8 kΩ,
C 91 = 0,001 Mikrofarad.
R 83 = 13 kΩ;
R 85 = 13 kΩ;
R 87 = 5,5 Megohm;
R 89 = 1,8 kΩ,
C 91 = 0,001 Mikrofarad.
Die tatsächliche angelegte
Spannung V ACT wird an das obere Ende des Spannungsteilers DV 3
angelegt, und der vorbestimmte Bruchteil derselben wird an
den nichtinvertierenden Eingang des Komparators UA 7 angelegt.
Wenn die Funktion der angelegten Spannung, die durch die
Spannung an dem Kondensator C 91 der Schaltung RC 1 dargestellt
wird, den vorbestimmten Bruchteil der angelegten Spannung
erreicht, geht das Ausgangssignal des Komparators UA 7 in den
L-Zustand. Der Komparator UA 7 bildet daher eine Einrichtung,
die das Ende jedes Spannungszyklus signalisiert, wenn die
Funktion der angelegten Spannung den vorbestimmten Wert
erreicht. Wenn das Ausgangssignal von UA 7 in den L-Zustand
geht, hat das zur Folge, daß der Transistor QN vorübergehend
die -Klemme des Auffang-Flipflops LTH in den L-Zustand
steuert, bis das Ausgangssignal Q von LTH antwortet, indem
es in den L-Zustand geht. Der Transistor QN dient daher als
ein elektronisch gesteuerter Schalter zum Verbinden des
Ausgangs des Komparators UA 7 mit dem Eingang des Auffang-Flipflops
LTH, wobei die Basis des Transistors QN mit dem Q-Ausgang des
Auffang-Flipflops verbunden ist. Wenn der Q-Ausgang in den
L-Zustand gesteuert wird, geht der -Ausgang in den H-Zustand,
was wie oben zur Beendigung der Zufuhr von externer Leistung
zu den Wicklungsstufen führt, wenn das nicht bereits erfolgt
ist. Das Auffang-Flipflop LTH bildet somit eine Einrichtung
zum Beendigen des externen Anlegens einer Spannung an die
Last, wenn die Funktion der angelegten Spannung den Referenzwert
erreicht, und zum Beendigen des gegenwärtigen Zyklus.
Der Ausgang des Komparators UA 7 ist außerdem mit dem
nichtinvertierenden Eingang des Komparators UA 9 verbunden,
dessen anderer Eingang auf ungefähr 2,5 V gehalten wird. Wenn
das Ausgangssignal des Komparators UA 7 in den L-Zustand geht,
verringert eine Diode D 9, die zwischen den Spannungsteiler DV 3
und die Ausgangsklemme von UA 7 geschaltet ist, die
DV 3-Teilerspannung, und das Ausgangssignal des Komparators
UA 9 geht ebenfalls in den L-Zustand, wodurch der Kondensator
C 91 der Schaltung RC 1 über R 89 steuerbar entladen wird. Wenn
der Kondensator C 91 entladen ist, geht das Ausgangssignal des
Komparators UA 7 wieder in den H-Zustand, weil eine
DV 3-Spannung, die gleich etwa der Hälfte des Spannungsabfalls
an der Diode D 9 ist, an den nichtinvertierenden Eingang von
UA 7 angelegt wird. Wenn der Komparator UA 7 in den H-Zustand
geht, wird der Spannungsteiler DV 3 wieder hergestellt, da
die Diode D 9 in den Betrieb in Sperrichtung gelangt. Außerdem
geht zu dieser Zeit der Komparator UA 9 in den H-Zustand, so
daß V ACT wieder den Kondensator C 91 auflädt, womit ein neuer
Zyklus begonnen hat. Der in den H-Zustand gehende Komparator
UA 7 taktet dem LTH--Ausgang in den L-Zustand, wodurch das
Anlegen der externen Spannung an die Wicklungsstufen
wiederhergestellt wird. Der Komparator UA 9 gewährleistet somit,
weil er den Kondensator steuerbar entlädt, daß die Mindest-Aus-Periode
am Ende jedes Zyklus eine ausreichende Länge hat, um dem
Komparator A 5 zu gestatten, den gemessenen Spitzenstromzustand
zu beseitigen, bevor mit einem neuen Zyklus begonnen wird. Wenn
dieses Merkmal nicht vorhanden ist, ergibt sich eine
Diskontinuität der Motorsteuerung, wenn sich der ansteigende
Laststrom zum ersten Mal dem Spitzenstromeinstellpunkt nähert.
Obige Darlegungen zeigen, daß dieselbe Schaltung, nämlich die
Schaltung RC 1, das Integral der angelegten Spannung zum Vergleich
mit der Referenzspannung V ACT-REF und die Zeiteinstellung
für das Beendigen jedes Zyklus liefert. Eine solche Anordnung
gestattet die Verwendung von Kondensatoren geringer Genauigkeit
(z. B. ±10%) für C 91, weil der Kapazitätsfehler dieses
Kondensators der Schaltung RC 1 sich in der Berechnung der
mittleren Spannung, die in einem Zyklus an die Wicklungsstufen
angelegt wird, aufhebt. Wenn separate RC-Schaltungen zum
Berechnen des Integrals und zum Bestimmen der Zykluslänge
benutzt würden, könnte der Fehler in der mittleren Spannung
(die ihr Verhältnis ist), welcher durch die Verwendung von
Kondensatoren geringer Genauigkeit in jeder Schaltung
verursacht wird, beträchtlich sein. Mit der hier beschriebenen
Anordnung heben sich jedoch der Fehler im Integralwert und
der Fehler in der Zykluslänge, die durch Fertigungsabweichung
in der Kapazität des Kondensators der Schaltung RC 1 verursacht
werden, effektiv auf, was eine viel bessere Genauigkeit ergibt.
Während das in Fig. 6 dargestellte System PDM-Steuersignale
zum Betreiben des Motors M auf die bis hierher beschriebene
Weise liefert, zeigt Fig. 7 eine Modifizierung zum Verhindern
einer EIN-AUS-Diskontinuität in abwechselnden Zyklen, die durch
Beinahekoinzidenz des RÜCKSETZ-Signals aus dem Komparator A 5
(das an die Rücksetzklemme des Auffang-Flipflops LTH angelegt
wurde) und eines Taktsignals aus einem Oszillator 100 verursacht
wird. Ein zusätzliches D-Flipflop (DFF) 102 und zwei UND-Glieder
104, 106 sind in die Schaltung mit dem Auffang-Flipflop LTH
eingefügt. Das RÜCKSETZ-Signal aus dem Komparator A 5 wird über
einen Inverter 108 an eine Takteingangsklemme von DFF 102
und an eine erste Eingangsklemme des UND-Glieds 104 angelegt.
Darüber hinaus wird das RÜCKSETZ-Signal direkt an eine erste
Eingangsklemme des UND-Glieds 106 angelegt. Der Oszillator 100
liefert sowohl ein Taktsignal OSC als auch ein invertiertes
Taktsignal. Das Signal wird an eine zweite Eingangsklemme
des UND-Glieds 106 angelegt, wogegen das Signal OSC an eine
Setzeingangsklemme von DFF 102 angelegt wird. Eine dritte
Eingangsklemme des UND-Glieds 106 ist mit einer Q-Ausgangsklemme
von DFF 102 verbunden. Eine Ausgangsklemme des UND-Glieds 106
ist mit einer Takteingangsklemme CLK des Auffang-Flipflops LTH
verbunden. Eine Ausgangsklemme des UND-Glieds 104 ist mit der
Rücksetzklemme R des Auffang-Flipflops LTH verbunden. Die
D-Eingangsklemme des Auffang-Flipflops LTH ist mit einer
positiven Spannungsquelle verbunden, wogegen die Setzeingangsklemme
des Auffang-Flipflops LTH an Masse liegt. Bei dem D-Flipflop
102 liegen die D- und die Rücksetzklemme an Masse. Die
Q-Ausgangsklemme des Auffang-Flipflops LTH, welche das
PDM-FREIGABE- oder QZ-Ausgangssignal zum Ansteuern der
PDM-ODER-Glieder NG 7 und NG 5 liefert, ist außerdem mit einer
zweiten Eingangsklemme des UND-Glieds 104 verbunden. Es ist
nunmehr zu erkennen, daß das Auffang-Flipflop LTH in Fig. 7
so angeordnet ist, daß die R- und die Q-Klemme statt der
- und der -Klemme wie bezüglich Fig. 6 beschrieben benutzt
werden. Die Wahl der Signallogik kann zwischen den Realisierungen
in Abhängigkeit davon, welches Format einfacher zu realisieren
oder zu beschreiben ist, variieren. Die Wahl, entweder eine
positive oder eine negative Logik für diesen Verwendungszweck
zu benutzen, ist eine Frage der Entwurfswahl. Wenn das Signal
aus dem Auffang-Flipflop LTH oder das an LTH angelegte Signal
einen umgekehrten Logikzustand erfordert, können Inverter
auf im Stand der Technik bekannte Weise benutzt werden. Eine
Realisierung einer Schaltung zum Erzeugen der OSC- und
-Signale ist in Fig. 11 gezeigt.
Aufgabe des D-Flipflops 102 ist es, das Taktsignal OSC aus dem
Oszillator 100 zu speichern, bis das RÜCKSETZ-Signal an der
Rücksetzeingangsklemme, d. h. das Signal aus einem Stromdetektor
63 auf einem Wert logisch 1 ist und dadurch anzeigt, daß die
Speiseschaltung, welche den Motor M mit Strom versorgt,
freigegeben werden sollte. Wenn das RÜCKSETZ-Signal an der
Rücksetzklemme auf einem Wert logisch 1 ist, wird die Vorderflanke
des OSC-Signals, das an die SETZ-Klemme des DFF 102 angelegt
wird, bewirken, daß dessen Q-Ausgang einen Setzzustand annimmt
und das UND-Glied 106 freigibt. Das wird dann ein Taktsignal
an der Takteingangsklemme CLK des Auffang-Flipflops LTH ergeben.
Das UND-Glieds 104 gewährleistet, daß ein Wettbewerb in dem
Wiederherstellen des EIN-Zustands und dem Anlegen des Taktsignals
an das Auffang-Flipflop LTH nicht mit einem noch fallenden
Rücksetzen des Auffang-Flipflops LTH in Konflikt gerät. Das
UND-Glied 106 blockiert außerdem jedes schnelle Recycling
während irgendeines Intervalls, in welchem das
Oszillatorausgangssignal OSC in dem H-Zustand und das
Q-Ausgangssignal von DFF 102 in dem H-Zustand ist.
Wenn der in dem Stromshunt R s fließende Strom größer als der
Referenzwert ist, wird das RÜCKSETZ-Signal zu einem Wert
logisch 0 zurückkehren, wodurch DFF 102 getaktet wird, was
bewirkt, daß sein Q-Ausgangssignal auf einen Wert logisch 0
fällt und das UND-Glied 106 blockiert. Gleichzeitig wird das
invertierte RÜCKSETZ-Signal, das bei angegeben ist, das
Glied 104 freigeben und somit das Auffang-Flipflop LTH
rücksetzen, so daß dessen Q-Ausgangssignal in einen Zustand
logisch 0 geht. Dieser Vorgang wird das Schwingen des
Freigabe- oder Q-Ausgangssignals des Auffang-Flipflops LTH
auf eine Schwingung pro Oszillatortaktperiode begrenzen.
Zum besseren Verständnis der Arbeitsweise der Anordnung nach
Fig. 7 wird auf die Taktdiagramme Bezug genommen, die in
Fig. 8 gezeigt sind. Die unterste Zeile, die mit FR für
FREIGABE bezeichnet ist, repräsentiert die Q-Ausgangssignale
des Auffang-Flipflops LTH, welche an die NAND-Glieder ND 1
und ND 3 in Fig. 6 angelegt werden. Das FREIGABE-Signal ist
das pulsdauermodulierte oder PDM-Signal, das in dem
Blockschaltbild in Fig. 4 beschrieben ist. Der Mikrocomputer
MC 1 arbeitet auf oben beschriebene Weise und wählt die
Schaltvorrichtung aus, an die das PDM-Signal über die Glieder
NG 5 und NG 7 angelegt wird. Die oberen Diagramme in Fig. 8
repräsentieren die beiden Oszillatorausgangszustandssignale
OSC und . Die mit RÜCKSETZ bezeichnete Zeile repräsentiert
das Spitzenstromstellsignal aus dem Komparator A 5 von Fig. 6.
Wenn das RÜCKSETZ-Signal in einem Zustand L oder logisch 0
ist, liegt der durch den Shunt RS fließende Strom über dem
Schwellen- oder Stromreferenzwert, und der Leistungsschaltkreis
muß blockiert werden, damit kein zusätzlicher Strom dem
Motor M zugeführt wird. Die mit A, B und C bezeichneten Zeilen
repräsentieren das Q-Ausgangssignal von DFF 102, das
Ausgangssignal des UND-Glieds 106 bzw. das Ausgangssignal des
UND-Glieds 104.
Fig. 8 zeigt zur Zeit T 1, daß bei einem Zustand, in welchem
der durch den Shunt R s fließende Strom den Referenzstrom
übersteigt, bevor das Taktsignal OSC aus dem Oszillator 100
empfangen wird, und in welchem die Dauer des L-Zustands des
RÜCKSETZ-Signals sich über das Taktsignalintervall hinaus
erstreckt, das FREIGABE-Signal für die Dauer des
RÜCKSETZ-Signals blockiert wird. Am Ende der RÜCKSETZ-Signalzeit
wird das FREIGABE-Signal wiederhergestellt, d. h., das
Auffang-Flipflop LTH ändert seinen Zustand zu der Zeit, zu
der der Vergleichsverstärker A 5 seinen Zustand ändert oder,
genauer, das FREIGABE-Signal wird bei der Wiederherstellung
des RÜCKSETZ-Signals wiederhergestellt.
Zu der Zeit, die mit T 2 bezeichnet ist, hat das RÜCKSETZ-Signal
einen Zustand logisch 0 vor dem Empfang eines OSC-Taktimpulses
angenommen, ist aber in einen Zustand logisch 1 unmittelbar
anschließend noch vor dem Empfang des Taktimpulses zurückgekehrt.
Unter dieser Bedingung wird das FREIGABE-Signal beseitigt,
sobald das RÜCKSETZ-Signal in den Zustand logisch 0 geht. Das
FREIGABE-Signal wird bis zu dem Ende eines Taktsignals nicht
wiederhergestellt.
Zu der Zeit, die mit T 3 bezeichnet ist, geht das RÜCKSETZ-Signal
in einen Zustand logisch 0 während eines Taktsignals, was dazu
führt, daß das FREIGABE-Signal sofort auf seinen Zustand
logisch 0 abfällt. In diesem Zustand wird das Taktsignal im
wesentlichen gespeichert, so daß, sobald das RÜCKSETZ-Signal
in einen Zustand logisch 1 zurückkehrt, das FREIGABE-Signal
sofort folgt. Zu der mit T 4 bezeichneten Zeit erscheint das
Taktsignal, während das RÜCKSETZ-Signal noch in einem Zustand
logisch 1 ist. Das FREIGABE-Signal wird durch das Auftreten
des Taktsignals in Abwesenheit irgendeiner Änderung in dem
RÜCKSETZ-Signal nicht beeinflußt. Die Zeit T 5 zeigt den
Zustand, in welchem das RÜCKSETZ-Signal in einen Zustand
logisch 0 vor dem Empfang des Taktsignals zurückkehrt, aber
dann während des Taktsignals seinen Zustand logisch 1 wieder
annimmt. Es ist zu erkennen, daß das FREIGABE-Signal sofort auf
einen Zustand logisch 0 abfällt, wenn das RÜCKSETZ-Signal auf
logisch 0 geht. Das FREIGABE-Signal wird jedoch bis zu dem Ende
des Taktsignals nicht wieder in einen Zustand logisch 1 gebracht.
Das zusätzliche D-Flipflop DFF 102 und die beiden UND-Glieder
104 und 106 bewirken somit, daß das Schwingen des
FREIGABE-Signals auf einmal pro Oszillatortaktzyklus oder
Oszillatorzeitperiode begrenzt wird.
Fig. 9 zeigt eine weitere Ausführungsform der
PDM-Einraststeuerschaltung, welche die Funktion des UND-Glieds
106 auf zwei zusätzliche Glieder 110 und 112 aufteilt.
Die Glieder 110 und 112 sind Standard-NAND-Logikglieder und
sind im Aufbau einfacher als das drei Eingänge aufweisende
UND-Glied 106 von Fig. 7. Das zwei Eingänge aufweisende
UND-Glied 114 ersetzt das UND-Glied 106. Die Funktion des
UND-Glieds 104 in Fig. 7 wird durch das NOR-Verknüpfungsglied 116
ersetzt. Ein zusätzlicher Inverter 118 gewährleistet, daß
eine niedrige Geschwindigkeit des Anstiegs oder Abfalls des
RÜCKSETZ-Signals nicht zu einem zweideutigen Betrieb auf Grund
eines unterschiedlichen Schwellenwerts an den Vorrichtungen
108, 110 und 112 führen wird. Ein zusätzliches ODER-Verknüpfungsglied
120 ist mit dem NAND-Glied 110 kombiniert, um die Option eines
festen "AUS"-Intervalls am Ende jeder Oszillatorzeitperiode
zu geben. Ein solches Mindest-AUS-Intervall reduziert die
maximale Ausgangsspannung, was oben bereits beschrieben worden
ist, kann aber auch gewisses Rauschen im Hörbereich reduzieren,
das durch niedrigere Pulsdauermodulationsfrequenzen erzeugt
wird. Ein Eingangssignal, das mit P 1 bezeichnet ist, blockiert,
wenn es im H- oder Zustand logisch 1 ist, das Vorsehen des
"AUS"-Intervalls, und der Betrieb ist derselbe wie bei Fig. 5.
Das Taktdiagramm in Fig. 10 veranschaulicht den Betrieb der
Schaltung nach Fig. 9 für den Fall, daß das Signal P 1 auf
einem Wert logisch 0 ist. Die Taktintervalle, die mit T 1, T 2
T 3 und T 5 bezeichnet sind, sind mit den entsprechenden
Taktintervallen T 1, T 2, T 3 und T 5 in Fig. 8 im wesentlichen
identisch. Das heißt, für diese Intervalle arbeiten die
Schaltungen nach den Fig. 7 und 9 identisch. Das Intervall
das bei T 4 angegeben ist, veranschaulicht das "AUS"-Intervall,
das am Ende jeder Oszillatorperiode für diese besondere
Betriebsart erzwungen wird. Es sei beachtet, daß das
RÜCKSETZ-Signal während eines Taktintervalls im H-Zustand
geblieben ist, daß aber der Taktgeber bewirkt hat, daß das
FREIGABE-Signal auf einen Wert logisch 0 während des
Taktintervalls gezwungen worden ist. Es ist somit ein Mindest-"AUS"-Intervall
am Ende jeder Oszillatorzeitperiode gewährleistet,
wogegen die Schaltung nach Fig. 7, wie es die Taktdiagramme
in Fig. 8 und insbesondere zur Zeit T 4 zeigen, kein
"AUS"-Intervall erzwingt, solange das RÜCKSETZ-Signal auf
einem Wert logisch 1 ist.
Um die folgende Beschreibung etwas zu vereinfachen, wird nun
auf Fig. 11 Bezug genommen, die einen PDM-Oszillator des
Typs zeigt, der entweder bei der Schaltung nach Fig. 7 oder
bei der Schaltung nach Fig. 9 benutzt werden kann. In gewissem
Maße ist die Schaltung nach Fig. 11, welche die Schaltung
repräsentiert, die mit dem Oszillator 100 in den Fig. 7 und 9
dargestellt ist, in der Schaltung nach Fig. 6 gezeigt. Die
Verwendung einer Widerstands- und Kondensatorschaltung zum
Bilden einer RC-Taktschaltung zum Erzeugen einer Taktwellenform
findet sich in dem Kondensator C 91 und den Widerständen R 87
und R 89 in Fig. 6. Der Oszillator nach Fig. 11 liefert eine
Sägezahnwellenform, die zur Steuerung der mittleren Spannung
brauchbar ist, wie es in der US-PS 46 42 537 beschrieben ist,
und bietet außerdem die Option für das Vorsehen des festen
"AUS"-Intervalls sowie des steuerbaren Festlegens der Dauer
des AUS-Intervalls.
Ein Widerstand 122, der mit einem Kondensator 124 zwischen der
Referenzspannung V ACT und Masse in Reihe geschaltet ist, legt
in Kombination mit den in Reihe geschalteten Widerständen 126
und 128 das Taktintervall für den Oszillator fest. Zur
Erleichterung des Verständnisses wird auf die in Fig. 12
gezeigten Taktdiagramme in Verbindung mit der Beschreibung
von Fig. 11 Bezug genommen. In Fig. 12 ist die
Oszillatorwellenform mit Vo bezeichnet. Diese Wellenform
erscheint an dem mit Vo bezeichneten Schaltungspunkt in Fig. 11
an der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand 122 und dem
Kondensator 124. Die invertierende Eingangsklemme eines
Komparators 130 ist mit einer Verbindungsstelle zwischen den
Widerständen 126 und 128 verbunden, um ein
Spannungsreferenzsignal VR zu empfangen. Da die Widerstände
126 und 128 zwischen Masse und die Spannung V ACT geschaltet
sind, stellt VR eine Zwischenspannung dar, auf die die Spannung
Vo bezogen wird. Die Spannung Vo an der Verbindungsstelle
zwischen dem Kondensator 124 und dem Widerstand 122 wird an
die nichtinvertierende Eingangsklemme des Komparators 130
angelegt. Der Komparator 130 bestimmt die Spitzenaufladespannung
des Kondensators 124. Kreuzgkoppelte NOR-Glieder 132 und 134
dienen als ein RS-Flipflop. Wenn der Komparator 130 seinen
Zustand ändert, weil die Spannung Vo die Referenzspannung
VR erreicht, werden die NOR-Gatter 132 und 134 gesetzt, so
daß das mit OSC bezeichnete Ausgangssignal des Glieds 134
den Wert logisch 1 und das Ausgangssignal des Glieds 130
den Wert logisch 0 annimmt. Diese Signale repräsentieren die
Oszillatorausgangssignale OSC und , die oben für den
Oszillator 100 in den Fig. 7 und 9 erwähnt worden sind.
Das Ausgangssignal des Glieds 134 wird an einen Gateanschluß
eines MOSFET Q 1 angelegt, der einen Kollektor-Anschluß hat,
welcher mit der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand
122 und dem Kondensator 124 verbunden ist, und einen
Drain-Anschluß, der mit Masse verbunden ist. Wenn das
Oszillatorsignal aus dem Glied 134 auf einen H-Wert geht,
bewirkt das Signal, daß der FET Q 1 leitend wird und die
Spannung an dem Kondensator 124 sofort entlädt. Der Effekt
ist deshalb, daß der RC-Oszillator jedesmal dann rückgesetzt
wird, wenn die Spannung Vo den Wert der Spannung VR erreicht.
Das Flipflop, das die NOR-Glieder 132 und 134 umfaßt, wird
durch die Wirkung eines Komparators 136 rückgesetzt. Ein
invertierender Eingangsanschluß des Komparators 136 empfängt
das Signal Vo. Der nichtinvertierende Eingangsanschluß ist mit
einer Referenzspannung V v verbunden, die einen vorbestimmten,
von null verschiedenen Wert haben kann (vgl. Fig. 12). Wenn die
Kondensatorspannung V o rückgesetzt wird, sinkt die Spannung Vo
wenigstens auf die Spannung V v , was bewirkt, daß der Komparator
136 seinen Zustand ändert und ein Torsteuersignal über ein
UND-Glied 138 an einen Eingangsanschluß des NOR-Glieds 134
anlegt. Der Effekt ist, daß das Flipflop, welches die NOR-Glieder
132 und 134 umfaßt, rückgesetzt wird. Das UND-Glied 138
ist vorgesehen, um das Blockieren des Rücksetzens zu gestatten,
damit ein festes AUS-Intervall am Ende jedes Taktzyklus
geschaffen wird. Der PDM-Oszillator, der soweit mit Bezug auf
Fig. 11 beschrieben worden ist, enthält eine Takteinrichtung
zum Liefern von periodischen Taktsignalen zum Festlegen eines
PDM-Zyklus, wobei die Taktsignale OSC sequentielle
Taktintervalle vorbestimmter Dauer festlegen.
Die Schaltung, die in einem Block 139 dargestellt ist, dient
als ein Speicherglied zum Festlegen eines festen "AUS"-Intervalls
während jedes PDM-Zyklus, d. h. einer
Mindestzeitspanne, während der das PDM-FREIGABE-Signal
blockiert ist. Ein Kondensator 140, ein Widerstand 142 und ein
FET 144 legen das feste "AUS"-Intervall für den PDM-Oszillator
fest. Der FET 144 hat einen Source-Anschluß, der mit einer
positiven Spannungsquelle verbunden ist, welche mit +V
bezeichnet ist, und einen Drain-Anschluß, der über den
Widerstand 142 mit dem Kondensator 140 verbunden ist. Ein Gate-Anschluß
des FET 144 empfängt das -Signal aus dem NOR-Glied
132. Wenn das -Signal auf dem Wert logisch 0 ist, ist der
FET 144 leitend und gestattet dem Kondensator 140, sich über
den Widerstand 142 zu entladen. Wenn die Spannung V 3 an der
Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand 142 und dem
Kondensator 140 die Referenzspannung V p übersteigt, wird das
AUS-Intervall beendet. Das AUS-Intervall wird durch einen
Komparator 146 festgelegt, dessen invertierender
Eingangsanschluß die Spannung V p und dessen nichtinvertierender
Eingangsanschluß die Spannung V 3 empfängt. Der Ausgangsanschluß
des Komparators 146 ist mit einem Eingangsanschluß des UND-Glieds
138 verbunden.
Die Signale, die an dem Ausgangsanschluß des Komparators 146
gebildet werden, sind die bei der Erläuterung von Fig. 9
erwähnten P 1-Signale. Während der Zeit, während welcher das
-Signal auf einem Wert logisch 1 ist, d. h. während der Zeit
zwischen den Taktsignalen entlädt sich die Spannung an dem
Kondensator 140 über einen parallel geschalteten Widerstand
148. Wenn das feste AUS-Intervall am Ende jeder
Oszillatorzeitperiode nicht benutzt werden soll, kann ein
Schalter 150 geschlossen werden, um die Spannung +V direkt an
die Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand 142 und dem
Kondensator 140 anzulegen, so daß die Spannung V 3 auf +V
geklemmt wird und immer höher ist als die Spannung V p , was
bewirkt, daß das Signal P 1 in einem konstanten Zustand logisch
1 bleibt, wie es beginnend zur Zeit T 3 in Fig. 12 gezeigt ist.
Das Unterdrücken des Mindest-AUS-Intervalls bewirkt außerdem,
daß das Zeitintervall geändert wird, weil der Kondensator 124
sich nur auf die Spannung V v entladen wird, bevor der
Oszillator durch die Wirkung des Komparators 136 rückgesetzt
wird.
Die Entladung des Kondensators 124 auf 0 Volt ist zur Regelung
der mittleren Spannung bei dem Kompensieren von Eingangsnetzspannungsänderungen
geeigneter. Wenn sowohl eine minimale
Regelabweichung bei Netzspannungsänderungen verlangt wird als
auch eine maximale Ausgangsspannung erwünscht ist, kann der
Widerstand 128 mit einer Vorspannung verbunden werden, die
gleich der Spannung V v ist, statt mit Masse.
Die Schaltung nach Fig. 11 ist so aufgebaut, daß sämtliche
Schaltungselemente jeweils rechts von den Spannungspunkten Vo,
VR und V 3 in eine integrierte Schaltung aufgenommen werden
können und trotzdem ermöglichen, die Benutzung des
Widerstands 148 und des Kondensators 140 nach Bedarf zu wählen,
um eine feste Aus-Zeit festzulegen oder die feste Aus-Zeit zu
blockieren, ohne einen hohen Strom in einem
Entladungstransistor, z. B. dem Transistor 144, hervorzurufen.
Die Schaltung begrenzt jedoch die Wahl des Widerstands 148 auf
einen Wert, der größer als der ist, der zum Bilden einer
Aufladespannung erforderlich ist, welche die Referenzspannung
V p übersteigt. Die Spannungsteileranordnung aus den
Widerständen 148 und 142 muß mit Bezug auf die Spannung +V so
gewählt werden, daß die Spannung V 3 größer als die Spannung V p
ist. Der Wert des Widerstands 148 muß dann größer sein als
der Wert des Widerstands 142 multipliziert mit dem Verhältnis
von V p zu der Differenz zwischen +V und V p . Für diese
Beschränkung des Widerstands 148 muß das Aufladeintervall des
Kondensators 140 kürzer sein als das Entladungsintervall
zwischen aufeinanderfolgenden Taktimpulsen. Man vergleiche
beispielshalber das V 3-Aufladungsintervall zur Zeit T 1 mit dem
Entladungsintervall zwischen T 1 und T 2 in Fig. 12.
Fig. 13 vereinigt die Elemente von Fig. 9 und 11 zu einer PDM-Regelschaltung
152, in welcher die mit VR, Vo, V 3, EIN und FR
bezeichneten Eingangsanschlüssen den identisch bezeichneten
Verbindungsstellen in den Fig. 9 und 11 entsprechen. Die
Anordnung gestattet, die PDM-Regelschaltung als eine
integrierte Schaltung mit Elementen herzustellen, welche die
Zeitsteuerung der Taktsignale und deren Längen, die extern an
die integrierte Schaltung angelegt werden, verändern. Die PDM-Regelschaltung
152 ersetzt im wesentlichen das Auffang-Flipflop
LTH nach Fig. 6. Ein Komparator 154 in Fig. 13 entspricht
dem Komparator UA 5 in Fig. 6, wogegen der Komparator UA 7 von
Fig. 6 nun in die PDM-Regelschaltung 152 aufgenommen worden
ist. Ebenso entspricht der Komparator 156 von Fig. 13 dem
Komparator A 5 von Fig. 6. Die Schaltung 63′ von Fig. 13
entspricht zwar im wesentlichen der Schaltung 63 von Fig. 6,
einige der Filterelemente sind jedoch der übersichtlicheren
Darstellung halber weggelassen worden. Außerdem ist zur
Klarstellung der Verwendung des PDM-Regel-FREIGABE-Signals eine
Wicklung, als Beispiel S 1 von Fig. 3, des Motors M schematisch
dargestellt, welche wahlweise mittels eines
Reihenleistungsschalttransistors 158 an die Spannung V ACT
gelegt wird. Der Transistor 158 bildet eine elektronische
Leistungsschalteinrichtung, die einen Teil des
Leistungsschaltkreises 31 von Fig. 1 bildet, zum wahlweisen
Verbinden jeder Wicklungsstufenklemme mit der Gleichstromquelle.
Das FREIGABE-Signal ist zwar an einen Basisanschluß des
Transistors 158 angelegt dargestellt, es ist jedoch klar, daß
das FREIGABE-Signal die NOR-Verknüpfungsglieder NG 5 und NG 7
freigibt, um den Leistungsschaltersteuersignalen aus MC 1 zu
gestatten, ausgewählte Leistungsschalter während des
Zeitintervalls zu erregen, in welchem das FREIGABE-Signal auf
einem Wert logisch 1 ist, um so eine Motorwicklung (dargestellt
durch eine Drosselspule 160 und einen Widerstand 162) an die
Spannung V ACT zu legen, so daß ein Motorstrom I L fließen kann.
Wenn das FREIGABE-Signal an der Basis des Transistors 158
beseitigt wird, bewirkt die Energie in der Motorwicklung, daß
ein induktiver Strom I L über die rückwärts geschaltete
Freilaufdiode 164 fließt. In der Schaltung, die in Fig. 6
gezeigt ist, gibt es mehrere Leistungsschalttransistoren, welche
dem Transistor 158 entsprechen, von denen jeder durch eines der
Ausgangssignale aus den NOR-Gliedern NG 5 und NG 7 gesteuert wird.
Ein besonderer Transistor unter den Transistoren, der aufgrund
des FREIGABE-Signals aus der PDM-Regelschaltung 152 zu erregen
ist, wird durch den Mikrocomputer MC 1 ausgewählt.
Die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 13 wird unter
Bezugnahme auf die in Fig. 14 gezeigten Taktdiagramme am besten
verständlich. Oben in den Taktdiagrammen ist eine vereinfachte
Darstellung der sich wiederholenden
Sägezahntaktspannungswellenform V o , die der an dem Kondensator
124 gebildeten Spannung entspricht, gezeigt. (Eine genauere
Wellenform ist in Fig. 12 gezeigt.) Zu Erläuterungszwecken ist
die Referenzspannung V REF die Taktspannungswellenform
überlappend dargestellt. Unmittelbar unterhalb der
Taktwellenform V o ist eine vereinfachte Darstellung der
Wellenform gezeigt, welche dem Strom I S in dem Stromshunt Rs
und dem Strom I L in der Wicklung S 1 entspricht. Wenn der
Transistor 158 nicht leitend ist, kreist der
Motorwicklungsstrom I L durch die Freilaufdiode 164 und geht
nicht durch den Stromshunt Rs. Dieser Teil der Wellenform, der
mit I S & I L bezeichnet ist, zeigt den Strom während der
Zeitspanne, in der der Transistor 158 leitend ist, d. h. die
Stromwellenform, die durch den Stromshunt R s gemessen wird,
stellt den Last- oder Motorwicklungsstrom dar. Wenn der
Transistor 158 nicht leitend ist, wie z. B. während der
Zeitspanne T 2, ist der Strom I S im wesentlichen nicht
vorhanden, während der Strom I L sich aufgrund des Widerstands
162 in der Motorstromschleife abbaut. Während der Zeitspanne
T 3 sind die Leistungsschalter freigegeben, und der Strom I L in
der ausgewählten Motorwicklung nimmt zu, bis er den
Stromreferenzwert I REF erreicht, in welchem Zeitpunkt der
Komparator 156 seinen Zustand ändert und das Signal an der
EIN-Klemme der PDM-Regelschaltung 152 auf einen L-Wert zieht,
wodurch das FREIGABE-Signal an dem Transistor 158 beendet wird.
Zur selben Zeit wird ein Kondensator 166, der mit einem
Ausgangsanschluß des Komparators 156 verbunden ist, entladen.
Das EIN-Signal ist in dem in Fig. 14 mit EIN bezeichneten
Diagramm gezeigt. Dieses Diagramm veranschaulicht, daß das
EIN-Signal auf den Wert von +V geklemmt wird, solange der
Strom in dem Shunt Rs kleiner als der Wert von I REF ist.
Sobald der Komparator 156 den Zustand ändert und eine
Abschaltung des Transistors 158 bewirkt, hört der Strom in dem
Shunt Rs auf, was zur Folge hat, daß der Komparator 156 seinen
vorherigen Zustand wieder annimmt und dem Kondensator 166
gestattet, sich über einen Widerstand 168 schnell aufzuladen.
Beide Komparatoren 154 und 156 sind Ausgänge mit offenem
Kollektor, die den Pull-up-Widerstand 168 erfordern und eine
fest verdrahtete ODER-Verbindung gestatten. Eine Diode 170,
die zwischen die Ausgangsanschlüsse der Komparatoren 154 und
156 geschaltet ist, begrenzt das Mindest-AUS-Intervall für den
Stromabbau auf nur den Betrieb der Stromregelschaltung 63′. Da
der Laststrom I L zur direkten Beobachtung nicht verfügbar ist,
wenn der Transistor 158 nicht leitend ist, bildet das
Speicherglied 139 in der PDM-Regelschaltung 152, die mit Bezug
auf Fig. 11 beschrieben worden ist, eine Einrichtung zum
Schaffen eines ausreichenden AUS-Intervalls, das durch die
Wirkung des Kondensators 166 und des Widerstands 168 an dem
Ausgang des Komparators 156 weiter erhöht wird. Sowohl der
PDM-Oszillator, der in der PDM-Regelschaltung 152 enthalten
ist, als auch die RC-Schaltung, die mit dem Komparator 156
verbunden ist, kann benutzt werden, um ein festes AUS-Intervall
zum Blockieren des PDM-FREIGABE-Signals zu schaffen.
Es wird nun die Beschreibung der in Fig. 14 gezeigten
Wellenformen fortgesetzt. Wenn die Referenzspannung V REF auf
einen niedrigeren Wert eingestellt wird, wie es während der
Zeitspanne T 5 gezeigt ist, beseitigt der Komparator 154 das
EIN-Signal an dem EIN-Anschluß der PDM-Regelschaltung 152, was
zur Folge hat, daß das FREIGABE-Signal an dem Transistor 158
beseitigt wird, wenn die Spannung V o die Spannung V REF erreicht.
Dieser Vorgang ist zu erkennen, wenn die Zeitspanne T 6
betrachtet wird. Für die Zeitspannen, welche die Zeiten T 1, T 2,
T 3 und T 4 umfassen, wird der Strom auf einen durch das
Stromreferenzsignal I REF festgelegten Spitzenwert geregelt. In
den Zeitspannen T 5, t 6 und T 7 wird der Strom I L geregelt, indem
die mittlere Versorgungsspannung der Last durch Verringern des
Signals V REF und den Betrieb der Spannungsregelschaltung 152
und des Komparators 154 begrenzt wird. Es sei beachtet, daß das
AUS-Intervall T 2 in dem Oszillatortaktzyklus früh genug
eingeleitet wurde, daß aber die Dauer der AUS-Zeit durch den
Oszillatortakt festgelegt wurde, d. h. das FREIGABE-Signal
wurde zu der Zeit wieder eingeleitet, zu der die Spannung an
dem Kondensator 124 auf ihren niedrigen Wert rückgesetzt wurde.
Das AUS-Intervall bei T 4 wurde so spät eingeleitet, daß das
Mindest-AUS-Intervall durch die Wirkung des Kondensators 166
und des Widerstands 168 und den inneren Schwellenwert der PDM-Regelschaltung
152 gebildet wurde. Die Werte des Widerstands
168 und des Kondensators 166 werden zum Optimieren des
Ansprechens auf verschiedene Belastungen benutzt, die durch
die Motorreaktanz-Spule 160 und den Widerstand 162 dargestellt
sind.
Die Schaltung nach Fig. 13 eliminiert zwar nicht die
Diskontinuität im Steuerausgangssignal, wenn der Motorstrom
sich dem Regelwert nähert, das Erfordernis, daß die ansteigende
Flanke der Stromwellenform nach einem Takt den Triggerwert des
Komparators 156 erreichen muß, damit sich das maximale AUS-Intervall
ergibt, bildet jedoch einen Widerstand gegen Einrasten in
ein stark reduziertes Ausgangssignal von abwechselnden EIN-AUS-Zyklen,
den die früheren Schaltungen nicht aufwiesen.
Die bis hierher mit Bezug auf die Fig. 7 bis 14 beschriebene
Erfindung betrifft also eine Schaltungsanordnung zum besseren
Regeln der Leistung und Abgeben derselben an einen
Permanentmagnetmotor wie den Motor M. Der Teil dieser
Schaltungsanordnung, der als PDM-Regelschaltung 152 bezeichnet
worden ist, wird vorzugsweise in eine integrierte Schaltung
aufgenommen, und eine externe Schaltungsanordnung wird dann mit
der integrierten Schaltung verbunden, damit die Regelschaltung
die verbesserten Funktionen erhält. Ein Merkmal, das zur
Verwendung bei der PDM-Regelschaltung erwünscht ist, ist eine
Steigerung des Verhältnisses des mittleren Stroms zum
Spitzenstrom, das sich ergibt, ohne daß ein Betrieb mit einer
zu hohen Schaltfrequenz riskiert wird. Wenn die
Leistungsschaltvorrichtungen gemäß obiger Beschreibung zu
hohen Schaltfrequenzen ausgesetzt sind, nimmt die
Verlustleistung zu und erfordert Bauelemente mit höheren
Nennwerten für die Leistungssteuerung. Wenn die
Schaltkomponenten mit einer festen Taktfrequenz betrieben
werden, kann sich darüber hinaus ein ungünstiges Verhältnis von
Spitzenstrom und mittlerem Strom einstellen. Trotzdem werden
PDM-Schaltungen mit fester Taktfrequenz im allgemeinen benutzt,
um das Ausmaß der Umschaltverluste in den Leistungsvorrichtungen
auf ein vorbestimmtes Maximum zu begrenzen. In einigen Systemen
kann die Anstiegs- und Abfallzeit des Laststroms zur
Pulsdauermodulationssteuerung benutzt werden. Mit Bezug auf
Fig. 13 ist jedoch bereits erläutert worden, daß bei einem
Elektronikmotorsteuersystem der Motorkreisstrom zur direkten
Beobachtung nicht verfügbar ist, wenn die
Leistungsschaltvorrichtungen nicht leitend sind. Wenn die
Leistungsschalter in den nichtleitenden Zustand geschaltet sind,
kreist der Motorstrom intern aufgrund der Induktivität in den
Wicklungen, wobei aber dieser Kreisstrom nicht durch den
Stromshunt Rs geht. Da das Ausmaß des Stromabbaus, zu dem es
kommt, während die Schaltvorrichtungen nicht leitend sind,
überwacht wird, wird im allgemeinen ein voreingestelltes, festes
Aus-Zeit-Intervall geschaffen, und die Schaltvorrichtungen
werden am Ende des festen Aus-Zeit-Intervalls in den leitenden
Zustand gescha 25217 00070 552 001000280000000200012000285912510600040 0002003834509 00004 25098ltet. Das weiter oben erwähnte Problem bestand
darin, daß ein festes Aus-Zeit-Intervall, das für einen
optimalen Stromabbau bei einem Motorbetrieb mit hoher Drehzahl
ausgelegt ist, eine zu hohe Schaltfrequenz bei einem
Motorbetrieb mit niedriger Drehzahl gestatten kann. Ein Problem
ergibt sich, weil die Stromanstiegszeit bei hohen
Motordrehzahlen dazu tendiert, langsamer zu sein als die
Stromanstiegszeit bei niedrigen Motordrehzahlen, und zwar wegen
der Differenz in der Gegen-EMK, die in dem Motor bei niedriger
Drehzahl gegenüber einer hohen Drehzahl gebildet wird. Ebenso
tendiert bei hohen Drehzahlen die Stromabbauzeit dazu, schneller
zu sein als die Stromabbauzeit bei niedrigen Drehzahlen, und
zwar aufgrund der größeren Gegen-EMK bei hohen Drehzahlen.
Eine Schaltung mit fester Taktfrequenz hat daher zwar die
Eigenschaft, die Schaltfrequenz bei allen Motordrehzahlen zu
begrenzen, sie hat jedoch den Nachteil, daß sie eine zu lange
Aus-Zeit bei hoher Motordrehzahl für einen optimalen
Stromabbau gestattet. Die Schaltungen, die mit Bezug auf die
Fig. 7 bis 14 beschrieben worden sind, bieten eine gewisse
Korrektur für dieses Problem, indem sie eine Mindest-Aus-Zeit
festlegen, welche ein zu schnelles Wiederherstellen der
Leistungszufuhr am Ende des festen Taktintervalls verhindert.
Wenn jedoch der Stromregelimpuls, d. h. das EIN- oder
RÜCKSETZ-Signal in der Nähe des Beginns des festen
Taktintervalls auftritt, d. h. zu der Zeit, zu der das Signal
OSC empfangen wird, kann die Aus-Zeit für den Rest des festen
Taktintervalls andauern. Die in Fig. 15 gezeigte Schaltung
bietet einen zusätzlichen Schaltgeschwindigkeitsschutz, indem
sie ein Rücksetzen des Taktoszillators mit zusätzlicher
Schaltungsanordnung erzwingt, wenn wenigstens ein gewisses
Mindestintervall seit der letzten Schaltepisode verstrichen ist.
Das ergibt das Mindest-AUS-Intervall für einen optimalen
Stromabbau bei hoher Motordrehzahl, blockiert aber eine zu
hohe Schaltgeschwindigkeit bei niedriger Drehzahl.
Es wird nun auf Fig. 15 Bezug genommen. Die PDM-Regelschaltung
152 ist im wesentlichen die gleiche Schaltung wie die oben mit
Bezug auf die Fig. 11 und 13 beschriebene. Die Komparatoren
154 und 156 sind in Fig. 13 ebenfalls gezeigt, und zwar
zusammen mit ihrer zugeordneten Stromüberwachung über den
Stromshunt Rs und die Mindest-AUS-Intervall-Schaltung, welche
den Widerstand 168, den Kondensator 166 und die Diode 170
umfaßt. Der Oszillatorteil der Schaltung, der die Widerstände
122, 126 und 128 sowie den Kondensator 124 umfaßt, ist in
Fig. 13 ebenfalls gezeigt. Die zusätzlichen Merkmale sind in
den Blöcken 172 und 174 dargestellt. Die Blöcke 172 und 174
bilden gemeinsam einen Ereignistaktgeber, der bewirkt, daß der
PDM-Oszillator (Block 176) bei Beendigung des PDM-FREIGABE-Signals
durch die Stromüberwachungsschaltung 63′ rückgesetzt
wird, wenn wenigstens eine Mindestzeit seit einer unmittelbar
vorhergehenden Beendigung des PDM-FREIGABE-Signals
verstrichen ist. Der Block 172 ist mit einem Ausgangsanschluß
des Komparators 154 über eine Diode 178 verbunden, deren Anode
mit einem nichtinvertierenden Eingangsanschluß eines
Komparators 180 verbunden ist. Ein Widerstand 182 verbindet den
nichtinvertierenden Eingangsanschluß mit einer Spannungsquelle
+V, wogegen ein Rückkopplungswiderstand 184 zwischen den
nichtinvertierenden Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß
des Komparators 180 geschaltet ist. Die Taktfunktion wird durch
eine Rückkopplungsschleife von dem Ausgangsanschluß des
Komparators 180 über einen Widerstand 186 zu dem invertierenden
Eingangsanschluß des Komparators beeinflußt. Die Schleife
enthält ein Zeitglied in Form einer Parallelschaltung aus einem
Widerstand 188 und einem Kondensator 190, die mit Masse
verbunden sind. Das Signal, das an dem Ausgang des Blockes 172
gebildet wird, im wesentlichen an dem invertierenden
Eingangsanschluß des Komparators 180, wird über eine RC-Schaltung,
die einen Widerstand 192 und einen Kondensator 194
umfaßt, an den invertierenden Eingangsanschluß eines weiteren
Komparators 196 in dem Block 174 angelegt. Ein
Ausgangsanschluß des Komparators 196 ist mit der VR-Klemme der
PDM-Regelschaltung 152 verbunden. Der Block 174 enthält weiter
einen Spannungsteiler, der Widerstände 198 und 200 enthält,
welche in Reihe zwischen den Ausgangsanschluß des Komparators
156 und die positive Spannungsquelle +V geschaltet sind. Der
Anschluß zwischen den Widerständen 198 und 200 ist mit einem
nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Komparators 196
verbunden. Der Block 172 bildet daher eine Zeitsteuereinrichtung
zum Liefern einer Darstellung eines Zeitintervalls zwischen
aufeinanderfolgenden Beendigungen des PDM-FREIGABE-Signals,
wogegen der Block 174 eine Einrichtung bildet zum Vergleichen
der Zeitintervalldarstellungen, die durch den Block 172 geliefert
wird, mit einer vorbestimmten Referenzspannung, welche ein
gewähltes Mindestzeitintervall darstellt, immer dann, wenn die
Stromüberwachungseinrichtung 63 des PDM-FREIGABE-Signal
beendigt. Wenn das Zeitintervall seit der letzten PDM-FREIGABE-Beendigung
größer ist als das gewählte Mindestzeitintervall,
gibt der Block 174 ein Signal an die PDM-Taktoszillatoreinrichtung
176 ab, um ein Rücksetzen zu
bewirken und ein neues Taktintervall zu beginnen.
Zur Erläuterung der Arbeitsweise des Ereigniszeitgebers in
Verbindung mit der PDM-Regelschaltung wird nun auf Fig. 16
Bezug genommen, die eine Reihe von Taktdiagrammen für die
Gesamtschaltung in Fig. 15 zeigt. Das obere Diagramm zeigt die
Spannung Vo, die auf einem Kondensator CO gebildet wird. Diese
Spannung ist im wesentlichen die linear ansteigende Spannung,
die oben z. B. mit Bezug auf Fig. 12 beschrieben worden ist.
Das mit I S bezeichnete Diagramm zeigt den überwachten Strom,
der in dem Stromshunt Rs fließt. Das mit VR 198 bezeichnete
Diagramm zeigt die Spannung, die zwischen den Widerständen 198
und 200 gebildet wird und in funktionaler Beziehung zu dem
Betrieb des Komparators 156 steht. Das mit VC 194 bezeichnete
Diagramm repräsentiert die Spannung, die an dem invertierenden
Eingangsanschluß des Komparators 196 an dem Kondensator 194
gebildet wird. Das mit V EIN bezeichnete Diagramm repräsentiert
die Spannung, die an dem Ausgangsanschluß des Komparators 154
gebildet und an den EIN-Eingangsanschluß der PDM-Regelschaltung
152 angelegt wird. Das mit VR 182 bezeichnete
Diagramm repräsentiert die Spannung, die an dem
nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Komparators 180
gebildet wird, wogegen das mit VC 190 bezeichnete Diagramm die
Spannung repräsentiert, welche an dem invertierenden
Eingangsanschluß des Komparators 180 gebildet wird.
Zuerst wird die Zeitspanne T 1 betrachtet. Die Spannung Vo folgt
ihrem normalen Muster und steigt ab der Talreferenzspannung V v
auf die obere Referenzspannung V R an, welche durch die PDM-Schaltung
152 eingestellt wird. Wenn die Spannung V o den Wert
von V R erreicht, erzeugt die PDM-Schaltung 152 ein
Taktoszillatorsignal OSC und erregt gleichzeitig den
Rücksetztransistor Q 1 (vgl. Fig. 11), um den Kondensator 124
zu entladen und den Oszillator 176 rückzusetzen. Da die
Spannung Vo den Wert V REF nicht erreichte, ändert der
Komparator 154 zu der Zeit, zu der die Spannung Vo rückgesetzt
wird, seinen Zustand nicht. Infolgedessen ändern die
Schalttransistoren, z. B. der Transistor 158, welche den in die
Motorwicklungen fließenden Strom steuern, ihren Zustand nicht,
und Strom fließt weiterhin durch den Stromshunt Rs, was durch
das Diagramm I S als ein ansteigender Motorstrom dargestellt
ist. Am Beginn der Zeitspanne T 2 erreicht der Strom I S den Wert
I REF , was bewirkt, daß der Komparator 156 seinen Zustand
ändert und die Spannung an der EIN-Klemme der PDM-Regelschaltung
152 sofort erniedrigt, wodurch ein Abschalten
des den Motorwicklungen Strom liefernden Schalttransistors
bewirkt wird. Wenn der Komparator 156 seinen Zustand ändert,
geht er auf einen niedrigen Wert, wodurch die Spannung zwischen
den Widerständen 198 und 200 auf einen niedrigeren Wert gezogen
wird, so daß die Spannung VR 198, die an den nichtinvertierenden
Eingangsanschluß des Komparators 196 angelegt wird, plötzlich
unter die Spannung VC 194 an dem invertierenden Eingangsanschluß
sinkt. Das hat zur Folge, daß der Komparator 196 seinen Zustand
ändert und den VR-Anschluß der PDM-Regelschaltung 152 auf einen
niedrigeren Wert zieht. Durch Vergleich mit Fig. 11 ist zu
erkennen, daß, nachdem die VR-Klemme auf einen niedrigeren Wert
gezogen worden ist, diese ein sofortiges Rücksetzen des PDM-Oszillators
bewirkt, indem sie eine Entladung des Kondensators
124 bewirkt. Das Rücksetzen des Kondensators 124 ist zur Zeit
T 2 gezeigt. Da die Spannung V EIN an dem Ausgang des
Komparators 154 ebenfalls durch die Wirkung des Komparators 156
erniedrigt wird, wird diese reduzierte Spannung über die Diode
178 an den nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Komparators
180 angelegt, was bewirkt, daß der Komparator 180 seinen
Zustand ändert und den Kondensator 190 zwingt, mit dem Entladen
zu beginnen. Die Auswirkung der Entladung ist in dem Diagramm
VC 190 gezeigt. Die Entladung des Kondensators 190 wird
fortgesetzt, bis die Kondensatorspannung auf den Wert der
Spannung VR 182 an dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des
Komparators 180 sinkt. An diesem Punkt, d. h. am Ende der
Zeitspanne T 2 ändert der Komparator seinen Zustand und
gestattet dem Kondensator 190, mit dem Aufladen zu beginnen.
Den Vorrichtungen, die die Leistungsaufnahme des
Elektronikmotors M steuern, wird der leitende Zustand nicht
gestattet, bis die Spannung V EIN an dem EIN-Eingangsanschluß
der PDM-Regelschaltung 152 durch den Spannungsschwellenwert
geht, der intern durch die PDM-Regelschaltung eingestellt
worden ist. Am Ende der Zeitspanne T 3 ändert der Komparator 156
wieder seinen Zustand, wenn der Spitzenstrom in dem Shunt Rs
den Wert des Referenzstroms I REF übersteigt. Zu dieser Zeit ist
jedoch die Spannung VC 194 an dem invertierenden
Eingangsanschluß des Komparators 196 nicht ausreichend
angestiegen, damit die Spannung VR 198 unter den Wert der
Spannung VC 194 sinken kann. Mit anderen Worten, die Zeit seit
dem letzten Rücksetzen des PDM-Oszillators hat nicht
ausgereicht, um dem Kondensator 194 zu gestatten, sich auf eine
Spannung aufzuladen, die über der vorbestimmten Mindestspannung
VR 198 liegt. Infolgedessen ändert der Komparator 196 seinen
Zustand nicht, und der PDM-Oszillator 176 wird durch die
Wirkung des Komparators 156 rückgesetzt. Infolgedessen werden
am Ende des nächsten PDM-Oszillatorzyklus die
Schalttransistoren wieder freigegeben, wie es zur Zeit T 5
gezeigt ist. Die Mindestzeit, die ab dem vorherigen AUS-Signal
(Unterbrechung des Stroms I S ) erforderlich ist, sollte für ein
richtiges Arbeiten kürzer sein als die Periode des PDM-Oszillators.
Zur Zeit T 6 wird die Referenzspannung V REF gesenkt, so daß das
System in eine Betriebsart geht, in der die mittlere Spannung
geregelt wird, statt in eine Betriebsart, in der der
Spitzenstrom geregelt wird, was dazu führt, daß der Komparator
154 zu der Zeit seinen Zustand ändert, zu der die Spannung Vo
durch den Schwellenwert V REF geht. Der Komparator 154 bewirkt,
daß die Schalttransistoren, die die Stromzufuhr zu dem Motor
M steuern, abgeschaltet werden, was durch die sofortige
Beendigung des Stroms I S zur Zeit T 6 gezeigt ist. Weil die
Diode 170 den Betrieb des Komparators 154 von dem Kondensator
166 entkoppelt, erfolgt ein Rücksetzen der
Ereignistaktgeberschaltung jedes Mal dann, wenn der Komparator
154 seinen Zustand ändert, was durch die Spannung VC 190
gezeigt ist, wobei aber die Spannung VR 198 auf einem konstanten
hohen Wert bleibt. Das verhindert ein Rücksetzen des
PDM-Oszillators 176 während der Steuerung der mittleren
Spannung, da der Komparator 196 daran gehindert wird, seinen
Zustand zu ändern. Der Grund für das Vermeiden des Rücksetzens
des Oszillators ist, daß dieses Rücksetzen das Regeln der
mittleren Spannung stören würde. Weiter würde das Rücksetzen
des Oszillators bei oder nahe bei dem Wert der geregelten
Spannung den gewünschten Anstieg im Verhältnis von Mittelwert
zu Spitzenstrom stören.
Fig. 17 zeigt Änderungen, die in der PDM-Regelschaltung 152
vorgenommen werden können, um wenigstens einige der Ziele der
Erfindung ohne die externe Schaltungsanordnung nach Fig. 15
zu erreichen. Die Schaltungsanordnung, die in Fig. 17 gezeigt
ist, umfaßt wenigstens einen Teil der Schaltungsanordnung,
die gemäß Fig. 11 den PDM-Oszillator 100 und gemäß Fig. 9
die PDM-Einrastschaltung bildet. In der Schaltung nach Fig. 17
tragen gleiche Elemente wie in den Fig. 9 und 11 gleiche
Bezugszeichen. Allgemein beinhalten die Änderungen in der
Schaltung das Eleminieren des Mindest-AUS-Intervalls am Ende
der PDM-Oszillatorperiode und das Hinzufügen von gesonderten
Spannungs- und Stromregelanschlüssen zu der Schaltungsanordnung,
welche das Rücksetzen des PDM-Oszillators am Beginn eines
Stromregel- oder RÜCKSETZ-Signals freigibt. Es sei jedoch
angemerkt, daß das NOR-Verknüpfungsglied 132 durch ein
NOR-Glied 132′ ersetzt worden ist, welches eine zusätzliche
Eingangsklemme hat, um ein erzwungenes Rücksetzen des
PDM-Oszillators zu gestatten. Ein zusätzliches D-Flipflop 202
ist hinzugefügt worden, um den vorherigen Zustand des
Flipflops 102 an der ansteigenden Flanke des Oszillatortaktsignals
zu speichern, das an dem Ausgang des NOR-Glieds 134 abgegeben
wird. Die Q-Ausgangsklemme des Flipflops 102 ist mit der
D-Eingangsklemme des Flipflops 202 über einen ersten und einen
zweiten Inverter 204 und 206, die in Reihe geschaltet sind,
verbunden. Die beiden Inverter sind vorgesehen, um die
Signalübertragung von dem Flipflop 102 zu dem Flipflop 202
für eine Zeitspanne zu verzögern, die ausreicht, um zu
gewährleisten, daß sich zwischen der Zeit, zu der das
Oszillatortaktsignal erzeugt wird, und der, zu der es jedem
der Flipflops 102 und 202 zugeführt wird, kein Wettbewerbszustand
einstellt. Die Q-Ausgangsklemme des Flipflops 202 ist mit
einer ersten Eingangsklemme eines UND-Glieds 208 verbunden,
dessen Ausgangsklemme mit der dritten Eingangsklemme des
NOR-Glieds 132′ verbunden ist. Das UND-Glied 208 leitet das
Rücksetzen des Glieds 132′ ein, wenn ein Spitzenstromregelimpuls
(ein RÜCKSETZ-Signal) erkannt wird und der Zustand der
Q-Ausgangsklemme des Flipflops 202 anzeigt, daß wenigstens
eine PDM-Oszillatorperiode seit dem letzten PDM-AUS-Signal
verstrichen ist. Diesbezüglich empfängt eine zweite
Eingangsklemme des UND-Glieds 208 das RÜCKSETZ-Signal, welches
durch den Komparator 156 (Fig. 13) erzeugt und an das
UND-Glied 208 über eine invertierende Schmitt-Triggerschaltung
210 angelegt wird. Der Übersichtlichkeit halber ist das
RÜCKSETZ-Signal als ein Stromregelsignal in Fig. 17 angegeben.
Das Stromregelsignal umfaßt beide logischen Ausgangszustände
des Komparators 156, d. h. einen Zustand logisch 0 oder
RÜCKSETZ-Signal-Zustand, wenn der Strom I S größer als der
Strom I REF ist, und einen Zustand logisch 1, wenn I S kleiner
als I REF ist. Das Flipflop 202 und seine zugeordneten
Verknüpfungsglieder 214, 208, 206 und 204 bilden daher eine
Einrichtung zum Blockieren des Rücksetzens der
Taktoszillatoreinrichtung, die in einem Block 152′ gezeigt ist,
während irgendeines Taktintervalls, wenn ein unmittelbar
vorhergehendes Taktintervall kürzer als eine normale
Taktintervalldauer war, d. h. Rücksetzen in aufeinanderfolgenden
Taktintervallen ist nicht gestattet.
Die Schaltung 210 legt außerdem das Stromregelsignal oder
RÜCKSETZ-Signal an eine erste Eingangsklemme eines UND-Glieds
212 an, dessen Ausgangsklemme über ein ODER-Glied 214 mit
einer Rücksetzklemme R des Flipflops 202 verbunden ist. Eine
zweite Eingangsklemme des UND-Glieds 212 empfängt das
Taktoszillatorsignal OSC aus dem NOR-Glied 134. Das UND-Glied
212 hat die Aufgabe, das Rücksetzen des Flipflops 202 zu
verzögern, bis der PDM-Oszillator rückgesetzt wird, obgleich
ein Stromregelimpuls vor einem Taktsignal empfangen wird.
Der Spannungsregelimpuls, der durch den Komparator 154 (Fig. 13)
erzeugt wird, wird über eine weitere invertierende
Schmitt-Triggerschaltung 216 an eine weitere Eingangsklemme
des ODER-Glieds 214 angelegt. Die Schaltungen 210 und 216
geben dem System einen Grad an Störfestigkeit, insbesondere
beim Einschalten der Stromzufuhr, wenn Strom- und
Spannungsspitzen üblich sind. Das ODER-Glied 214 gestattet
entweder den Stromregel- oder den Spannungsregelsignalen,
das Rücksetzen des Flipflops 202 zu steuern. Ausgangssignale,
die durch die beiden Schaltungen 210 und 216 erzeugt werden,
werden außerdem an die Eingangsklemmen eines ODER-Glieds 218
angelegt, dessen Ausgangsklemme mit der Taktklemme des
Flipflops 102 und außerdem mit der Eingangsklemme des Inverters
118 verbunden ist. Das ODER-Glied 218 verknüpft effektiv die
Strom- und Spannungsregelsignale zum Erzeugen des oben
beschriebenen EIN-Signals, das an die PDM-Regelschaltung 152
angelegt wird.
Zum besseren Verständnis der Arbeitsweise des Systems nach
Fig. 17 wird auf Fig. 18 bezug genommen, die Taktdiagramme
und logische Signalwerte, die für den Betrieb der Schaltung
nach Fig. 17 kritisch sind, zeigt. Das erste oder obere
Diagramm repräsentiert wieder die Oszillatorspannung Vo, die
an dem Kondensator 124 gebildet wird. Die Spannung V REF ist
dem Vo-Diagramm überlagert gezeigt. Das zweite Diagramm, das
mit I S bezeichnet ist, repräsentiert wieder den Strom in dem
Stromshunt Rs. Das Diagramm, das mit PC bezeichnet ist,
repräsentiert das Stromregelsignal, das an dem Ausgang des
Komparators 156 gebildet wird. Das Diagramm PV repräsentiert
das Spannungsregelsignal, das durch den Komparator 154
gebildet wird. Das Diagramm, das mit OSC bezeichnet ist,
repräsentiert das entsprechende Taktsignal an dem Ausgang des
NOR-Glieds 134. Die Zeile A repräsentiert die Signale, die
an der Q-Ausgangsklemme des Flipflops 102 gebildet werden,
wogegen die Zeile B die Signale repräsentiert, die an der
Ausgangsklemme des Verknüpfungsglieds 114 gebildet werden. Die
Zeile C repräsentiert die Signale, die an dem Ausgang des
Verknüpfungsglieds 116 gebildet werden, und die Zeile D
repräsentiert die Signale, die an der Q-Ausgangsklemme des
Flipflops 202 gebildet werden. Die Zeile E repräsentiert die
Ausgangssignale, die an der Ausgangsklemme des Glieds 214
gebildet und an die Rücksetzklemme des Flipflops 202 angelegt
werden. Die mit FR bezeichnete Zeile repräsentiert wieder die
FREIGABE-Signale, d. h. das PDM-Signal, welches an die
Kommutierungssteuerschaltung 57 (vgl. Fig. 4) für die
Schalttransistoren abgegeben wird, welche den dem Elektronikmotor
zugeführten Strom steuern. Das erste signifikante Ereignis ist
zur Zeit T 1 gezeigt, wenn die PDM-Oszillatorspannung Vo
rückgesetzt wird, weil der Strom I S den Schwellenwert I REF
erreicht. Das Stromregelsignal, das an der Klemme PC gebildet
wird, ändert seinen Zustand, und, da der Signalwert an der
Q-Ausgangsklemme des Flipflops 202 der Wert H ist, weil der
Signalwert an dem Ausgang des Flipflops 102 der Wert H ist,
wird das UND-Glied 208 getriggert, um ein Rücksetzen des
PDM-Oszillators und das Erzeugen eines Taktsignals OSC zu
bewirken. Es sei beachtet, daß das Taktsignal OSC über die
Verknüpfungsglieder 212 und 214 geleitet wird, um ein Rücksetzen
des Flipflops 202 zu bewirken.
Wenn das PC- oder Stromregelsignal die Schmitt-Triggerschaltung
210 triggert, wird der geänderte Ausgangssignalzustand der
Schaltung 210 über das ODER-Glied 218 geleitet, um ein Rücksetzen
des Auffang-Flipflops LTH zu bewirken und ein FREIGABE-Signal
zu erzeugen, welches gestattet, die Leitstungsschaltvorrichtungen
in den leitenden Zustand zu schalten und den Motorwicklungen
wieder Strom zuzuführen. Zur Zeit T 2 erscheint das nächste
Spitzenstromregelsignal (RÜCKSETZ-Signal), das eine Beendigung
des FREIGABE-Signals bewirkt. Da die vollständige
PDM-Oszillatorperiode seit dem vorherigen PDM-AUS-Signal noch
nicht verstrichen war, gelingt es dem Spitzenstromregelsignal
nicht, ein Rücksetzen des PDM-Oszillators zu erzwingen. Zur
Zeit T 3 ist die Wirkung des Absinkens der Spannung V REF unter
die Spannung Vo zum Erzwingen eines Abschaltens der
Leistungsschaltvorrichtungen gezeigt. Es sei beachtet, daß
der Effekt, daß Vo V REF übersteigt, nicht ein Rücksetzen des
PDM-Oszillators erzwingt. Gemäß der Darstellung in der Zeile
D wird jedoch das Q-Ausgangssignal des Flipflops 202 durch
die Wirkung des Spannungsregelsignals rückgesetzt. Trotzdem
wird das nächste FREIGABE-Signal erst nach der Erzeugung eines
Oszillatortaktsignals OSC am Ende des durch die Spannung Vo
festgelegten Taktzyklus erzeugt.
Claims (14)
1. Pulsdauermodulations(PDM)-Steuersystem für einen
Elektronikmotor (M), der aus einer Gleichstromquelle (29)
speisbar ist und eine stationäre Baugruppe (13) mit mehreren
Wicklungsstufen (S 1, S 2, S 3), die in wenigstens einer
vorgewählten Sequenz elektronisch kommutierbar sind, und
eine drehbare Baugruppe (15, 17) aufweist, die den
Wicklungsstufen in wahlweiser magnetischer Kopplungsbeziehung
zugeordnet ist, wobei jede Wicklungsstufe eine zugeordnete
Klemme (T 1, T 2, T 3) hat, gekennzeichnet durch:
eine elektronische Schalteinrichtung (31), die mit jeder Wicklungsstufenklemme (T₁, T₂, T₃) verbunden ist, zum wahlweisen Verbinden jeder Klemme mit der Gleichstromquelle (29), um an wenigstens einige der Wicklungsstufen (S 1, S 2, S 3) eine Gleichspannung in der wenigstens einen vorgewählten Sequenz anzulegen und den Wicklungsstufen (S 1, S 2, S 3) einen Strom zuzuführen, der die Erregung des Elektronikmotors (M) und die Drehung der drehbaren Baugruppe (15, 17) bewirkt;
eine Takteinrichtung (UA 7), die periodische Taktsignale zum Festlegen eines Pulsdauermodulationszyklus liefert;
eine Einrichtung (33), die mit der Schalteinrichtung (31) verbunden ist, um die Schalteinrichtung in Pulsdauermodulationszyklen freizugeben, mit einer Einrichtung (59) zum Gewinnen eines PDM-Freigabesignals auf eines der Taktsignale hin, wenn der Strom, der dem Elektronikmotor (M) zugeführt wird, kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, wobei die Freigabeeinrichtung weiter eine Einrichtung (UA 9) enthält, die, wenn das PDM-Freigabesignal innerhalb einer vorbestimmten Zeit des Auftretens eines der Taktsignale beendet wird, das Einleiten eines Pulsdauermodulationszyklus bis nach dem Auftreten des einen Taktsignals verzögert; und
eine Einrichtung (A 5), die auf die Beendigung des PDM-Freigabesignals während eines PDM-Zyklus hin die Takteinrichtung (UA 7) rücksetzt, um einen weiteren Pulsdauermodulationszyklus festzulegen, wenn wenigstens ein Mindestzeitintervall seit einer unmittelbar vorhergehenden PDM-Zyklusbeendigung verstrichen ist.
eine elektronische Schalteinrichtung (31), die mit jeder Wicklungsstufenklemme (T₁, T₂, T₃) verbunden ist, zum wahlweisen Verbinden jeder Klemme mit der Gleichstromquelle (29), um an wenigstens einige der Wicklungsstufen (S 1, S 2, S 3) eine Gleichspannung in der wenigstens einen vorgewählten Sequenz anzulegen und den Wicklungsstufen (S 1, S 2, S 3) einen Strom zuzuführen, der die Erregung des Elektronikmotors (M) und die Drehung der drehbaren Baugruppe (15, 17) bewirkt;
eine Takteinrichtung (UA 7), die periodische Taktsignale zum Festlegen eines Pulsdauermodulationszyklus liefert;
eine Einrichtung (33), die mit der Schalteinrichtung (31) verbunden ist, um die Schalteinrichtung in Pulsdauermodulationszyklen freizugeben, mit einer Einrichtung (59) zum Gewinnen eines PDM-Freigabesignals auf eines der Taktsignale hin, wenn der Strom, der dem Elektronikmotor (M) zugeführt wird, kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, wobei die Freigabeeinrichtung weiter eine Einrichtung (UA 9) enthält, die, wenn das PDM-Freigabesignal innerhalb einer vorbestimmten Zeit des Auftretens eines der Taktsignale beendet wird, das Einleiten eines Pulsdauermodulationszyklus bis nach dem Auftreten des einen Taktsignals verzögert; und
eine Einrichtung (A 5), die auf die Beendigung des PDM-Freigabesignals während eines PDM-Zyklus hin die Takteinrichtung (UA 7) rücksetzt, um einen weiteren Pulsdauermodulationszyklus festzulegen, wenn wenigstens ein Mindestzeitintervall seit einer unmittelbar vorhergehenden PDM-Zyklusbeendigung verstrichen ist.
2. Pulsdauermodulations(PDM)-Steuersystem für einen
Elektronikmotor (M), der aus einer Gleichstromquelle (29)
erregbar ist und eine stationäre Baugruppe (13) aufweist,
die mehrere Wicklungsstufen (S 1, S 2, S 3) hat, welche in
wenigstens einer vorgewählten Sequenz elektronisch kommutierbar
sind, und eine drehbare Baugruppe (15, 17), die den
Wicklungsstufen (S 1, S 2, S 3) in wahlweiser magnetischer
Kopplungsbeziehung zugeordnet ist, wobei jeder Wicklungsstufe
eine Klemme (T₁, T₂, T₃) zugeordnet ist, gekennzeichnet durch:
Leistungsschalteinrichtungen (31), die mit jeder Wicklungsstufenkklemme (T₁, T₂, T₃) verbunden sind, zum wahlweisen Verbinden jeder Klemme mit einer Gleichstromquelle (29), um an wenigstens einige der Wicklungsstufen (S 1, S 2, S 3) eine Gleichspannung in der wenigstens einen vorgewählten Sequenz anzulegen und die Erregung des Elektronikmotors (M) und die Drehung der drehbaren Baugruppe (15, 17) zu bewirken;
eine Signalverarbeitungseinrichtung (33) zum Erzeugen von Schaltsignalen zum Identifizieren von ausgewählten Leistungsschalteinrichtungen (31) zur Erregung, um jede Klemme (T₁, T₂, T₃) mit der Gleichstromquelle (29) in der wenigstens einen vorgewählten Sequenz zu verbinden;
eine Pulsdauermodulationseinrichtung (LTH) zum Erzeugen eines PDM-Freigabesignals zum Erregen der ausgewählten Leistungsschalteinrichtungen (31), wobei die Pulsdauermodulationseinrichtung eine Takteinrichtung (100) enthält zum Erzeugen von periodischen Taktsignalen (OSC), die sequentielle Taktintervalle vorbestimmter Dauer festlegen, eine Stromüberwachungseinrichtung (63) zum Liefern eines ersten Signals, wenn der dem Elektronikmotor (M) zugeführte Strom niedriger als ein vorbestimmter Wert ist, und eines zweiten Signals, wenn der dem Elektronikmotor (M) zugeführte Strom größer als der vorbestimmte Wert ist, eine Verknüpfungseinrichtung (102, 104, 106), die auf das zweite Signal hin das PDM-Freigabesignal beendigt, wobei die Verknüpfungseinrichtung (102, 104, 106) die PDM-Signale einleitet, wenn der Empfang eines der Taktsignale während des Vorhandenseins des ersten Signals erfolgt, und wobei die Verknüpfungseinrichtung (102, 104, 106) eines der Taktsignale (OSC) speichert, das es während des Vorhandenseins des zweiten Signals empfängt, um dadurch die PDM-Freigabesignale bei dem Auftreten des ersten Signals zu erzeugen.
Leistungsschalteinrichtungen (31), die mit jeder Wicklungsstufenkklemme (T₁, T₂, T₃) verbunden sind, zum wahlweisen Verbinden jeder Klemme mit einer Gleichstromquelle (29), um an wenigstens einige der Wicklungsstufen (S 1, S 2, S 3) eine Gleichspannung in der wenigstens einen vorgewählten Sequenz anzulegen und die Erregung des Elektronikmotors (M) und die Drehung der drehbaren Baugruppe (15, 17) zu bewirken;
eine Signalverarbeitungseinrichtung (33) zum Erzeugen von Schaltsignalen zum Identifizieren von ausgewählten Leistungsschalteinrichtungen (31) zur Erregung, um jede Klemme (T₁, T₂, T₃) mit der Gleichstromquelle (29) in der wenigstens einen vorgewählten Sequenz zu verbinden;
eine Pulsdauermodulationseinrichtung (LTH) zum Erzeugen eines PDM-Freigabesignals zum Erregen der ausgewählten Leistungsschalteinrichtungen (31), wobei die Pulsdauermodulationseinrichtung eine Takteinrichtung (100) enthält zum Erzeugen von periodischen Taktsignalen (OSC), die sequentielle Taktintervalle vorbestimmter Dauer festlegen, eine Stromüberwachungseinrichtung (63) zum Liefern eines ersten Signals, wenn der dem Elektronikmotor (M) zugeführte Strom niedriger als ein vorbestimmter Wert ist, und eines zweiten Signals, wenn der dem Elektronikmotor (M) zugeführte Strom größer als der vorbestimmte Wert ist, eine Verknüpfungseinrichtung (102, 104, 106), die auf das zweite Signal hin das PDM-Freigabesignal beendigt, wobei die Verknüpfungseinrichtung (102, 104, 106) die PDM-Signale einleitet, wenn der Empfang eines der Taktsignale während des Vorhandenseins des ersten Signals erfolgt, und wobei die Verknüpfungseinrichtung (102, 104, 106) eines der Taktsignale (OSC) speichert, das es während des Vorhandenseins des zweiten Signals empfängt, um dadurch die PDM-Freigabesignale bei dem Auftreten des ersten Signals zu erzeugen.
3. Steuersystem nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine
Einrichtung (102) zum wahlweisen Festlegen einer
Mindestzeitspanne während jedes Taktintervalls, in welcher
das PDM-Freigabesignal blockiert ist.
4. Steuersystem nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine
Spannungssteuereinrichtung (UA 5, RC 1) zum Beendigen des
PDM-Freigabesignals, wenn ein Zeitintegral der an den
Elektronikmotor (M) angelegten Spannung einen vorbestimmten
Wert erreicht.
5. Steuersystem nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine
Einrichtung (UA 9) zum Blockieren der Mindestzeitspanne, wenn
die Spannungssteuereinrichtung (UA 5, RC 1) das PDM-Freigabesignal
beendet.
6. Steuersystem nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine
Einrichtung (172) zum Rücksetzen der Takteinrichtung (UA 7)
bei der Beendigung des PDM-Freigabesignals durch die
Stromüberwachungseinrichtung (63), wenn wenigstens ein
Mindestzeitintervall seit einer unmittelbar vorhergehenden
Beendigung des PDM-Freigabesignals verstrichen ist.
7. Steuersystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß
die Rücksetzeinrichtung enthält:
eine Zeitsteuereinrichtung (172) zum Liefern einer Darstellung eines Zeitintervalls zwischen aufeinanderfolgenden Beendigungen des PDM-Freigabesignals, wobei die Zeitsteuereinrichtung mit der Spannungssteuereinrichtung (UA 5, RC 1) und der Stromüberwachungseinrichtung (63) verbunden ist, um die Beendigung des PDM-Freigabesignals festzustellen; und
eine Einrichtung (174) zum Vergleichen der Zeitintervalldarstellung mit einer vorbestimmten Referenzdarstellung, welche das Mindestzeitintervall darstellt, bei der Erzeugung des zweiten Signals aus der Stromüberwachungseinrichtung (63), wobei die Vergleichseinrichtung (174) mit der Takteinrichtung (UA 7) verbunden ist, um ein Rücksetzen derselben zu bewirken, wenn die Zeitintervalldarstellung die Mindestzeitintervallreferenzdarstellung übersteigt.
eine Zeitsteuereinrichtung (172) zum Liefern einer Darstellung eines Zeitintervalls zwischen aufeinanderfolgenden Beendigungen des PDM-Freigabesignals, wobei die Zeitsteuereinrichtung mit der Spannungssteuereinrichtung (UA 5, RC 1) und der Stromüberwachungseinrichtung (63) verbunden ist, um die Beendigung des PDM-Freigabesignals festzustellen; und
eine Einrichtung (174) zum Vergleichen der Zeitintervalldarstellung mit einer vorbestimmten Referenzdarstellung, welche das Mindestzeitintervall darstellt, bei der Erzeugung des zweiten Signals aus der Stromüberwachungseinrichtung (63), wobei die Vergleichseinrichtung (174) mit der Takteinrichtung (UA 7) verbunden ist, um ein Rücksetzen derselben zu bewirken, wenn die Zeitintervalldarstellung die Mindestzeitintervallreferenzdarstellung übersteigt.
8. Steuersystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß
die Verknüpfungseinrichtung eine Einrichtung enthält zum
Blockieren des Rücksetzens der Takteinrichtung (UA 7) während
eines Taktintervalls, wenn ein unmittelbar vorhergehendes
Taktintervall kürzer ist als die vorbestimmte
Taktintervalldauer.
9. Pulsdauermodulations(PDM)-Steuersystem für einen
Elektronikmotor (M), der aus einer Gleichstromquelle (29)
erregbar ist und eine stationäre Baugruppe (13) mit mehreren
Wicklungsstufen (S 1, S 2, S 3), die in wenigstens einer
vorgewählten Sequenz elektronisch kommutierbar sind, und eine
drehbare Baugruppe (15, 17) aufweist, die den Wicklungsstufen
(S 1, S 2, S 3) in wahlweiser magnetischer Kopplungsbeziehung
zugeordnet ist, wobei jeder Wicklungsstufe eine Klemme
(T₁, T₂, T₃) zugeordnet ist, gekennzeichnet durch:
Leistungsschalteinrichtungen (31), die mit jeder Wicklungsstufenklemme (T₁, T₂, T₃) verbunden sind, zum wahlweisen Verbinden jeder Klemme mit einer Gleichstromquelle (29), um an wenigstens einige der Wicklungsstufen (S 1, S 2, S 3) einige Gleichspannung in der wenigstens einen vorgewählten Sequenz anzulegen, um die Erregung des Elektronikmotors (M) und die Drehung der drehbaren Baugruppe (15, 17) bewirken;
eine Signalverarbeitungseinrichtung (31) zum Erzeugen von Schaltsignalen zum Identifizieren von ausgewählten Leistungsschalteinrichtungen (31) zur Erregung, um jede Klemme (T₁, T₂, T₃) mit der Gleichstromquelle (29) in der wenigstens einen vorgewählten Sequenz zu verbinden;
eine Pulsdauermodulationseinrichtung (33) zum Erzeugen eines PDM-Freigabesignals zum Erregen der ausgewählten Leistungsschalteinrichtungen (31), wobei die Pulsdauermodulationseinrichtung (33) eine Takteinrichtung (100) zum Erzeugen von periodischen Taktsignalen enthält, welche sequentielle Taktintervalle vorbestimmter Dauer festlegen; und
eine Verknüpfungseinrichtung (102, 104, 106), die mit der Pulsdauermodulationseinrichtung (33) verbunden ist, zum Begrenzen des Schwingens des PDM-Freigabesignals auf einmal pro Taktintervall.
Leistungsschalteinrichtungen (31), die mit jeder Wicklungsstufenklemme (T₁, T₂, T₃) verbunden sind, zum wahlweisen Verbinden jeder Klemme mit einer Gleichstromquelle (29), um an wenigstens einige der Wicklungsstufen (S 1, S 2, S 3) einige Gleichspannung in der wenigstens einen vorgewählten Sequenz anzulegen, um die Erregung des Elektronikmotors (M) und die Drehung der drehbaren Baugruppe (15, 17) bewirken;
eine Signalverarbeitungseinrichtung (31) zum Erzeugen von Schaltsignalen zum Identifizieren von ausgewählten Leistungsschalteinrichtungen (31) zur Erregung, um jede Klemme (T₁, T₂, T₃) mit der Gleichstromquelle (29) in der wenigstens einen vorgewählten Sequenz zu verbinden;
eine Pulsdauermodulationseinrichtung (33) zum Erzeugen eines PDM-Freigabesignals zum Erregen der ausgewählten Leistungsschalteinrichtungen (31), wobei die Pulsdauermodulationseinrichtung (33) eine Takteinrichtung (100) zum Erzeugen von periodischen Taktsignalen enthält, welche sequentielle Taktintervalle vorbestimmter Dauer festlegen; und
eine Verknüpfungseinrichtung (102, 104, 106), die mit der Pulsdauermodulationseinrichtung (33) verbunden ist, zum Begrenzen des Schwingens des PDM-Freigabesignals auf einmal pro Taktintervall.
10. Verfahren zur Pulsdauermodulations (PDM)-Steuerung eines
Permanentmagnetmotors, der aus einer Gleichstromquelle erregbar
ist und eine stationäre Baugruppe mit mehreren Wicklungsstufen,
die in wenigstens einer vorgewählten Sequenz elektronisch
kommutierbar sind, eine drehbare Baugruppe, welche den
Wicklungsstufen in wahlweiser magnetischer Kopplungsbeziehung
zugeordnet ist, wobei jede Wicklungsstufe eine zugeordnete
Klemme hat, und elektronische Schalteinrichtungen aufweist, die
mit jeder Wicklungsstufenklemme verbunden sind, um jede Klemme
mit der Gleichstromquelle wahlweise zu verbinden und an
wenigstens einige der Wicklungsstufen eine Gleichspannung in
der wenigstens einen vorgewählten Sequenz anzulegen, um den
Wicklungsstufen einen Strom zuzuführen, der die Erregung des
Motors und die Drehung der drehbaren Baugruppe bewirkt,
gekennzeichnet durch folgende Schritte:
Liefern von Steuersignalen zum Anlegen an die elektronischen Schalteinrichtungen, um die Schalteinrichtungen in der wenigstens einen vorgewählten Sequenz freizugeben;
Erzeugen einer Sequenz von periodischen Taktsignalen, die eine vorbestimmte Zeitdauer zwischen aufeinanderfolgenden Signalen haben;
Erzeugen eines PDM-Freigabesignals auf jedes Taktsignal hin;
Summieren der Steuersignale und des PDM-Freigabesignals;
Anlegen der summierten Signale an die elektronischen Schalteinrichtungen zum Erregen der Wicklungsstufen des Elektronikmotors und zum Ausbilden eines Stroms in denselben;
Beendigen des PDM-Freigabesignals, wenn der Strom in den Wicklungsstufen einen vorbestimmten Wert erreicht;
Blockieren des Erzeugens eines PDM-Freigabesignals für wenigstens die Zeitdauer eines der Taktsignale, wenn der Schritt des Beendigens innerhalb eines vorbestimmten Zeitintervalls des einen Taktsignals ist;
Beendigen des PDM-Freigabesignals für wenigstens eine vorbestimmte Mindestzeitspanne, wenn das Taktsignal erzeugt wird, bevor der Strom in den Wicklungsstufen den vorbestimmten Wert erreicht; und
Blockieren des PDM-Freigabesignals für wenigstens eine weitere vorbestimmte Mindestzeitspanne während jedes PDM-Zyklus.
Liefern von Steuersignalen zum Anlegen an die elektronischen Schalteinrichtungen, um die Schalteinrichtungen in der wenigstens einen vorgewählten Sequenz freizugeben;
Erzeugen einer Sequenz von periodischen Taktsignalen, die eine vorbestimmte Zeitdauer zwischen aufeinanderfolgenden Signalen haben;
Erzeugen eines PDM-Freigabesignals auf jedes Taktsignal hin;
Summieren der Steuersignale und des PDM-Freigabesignals;
Anlegen der summierten Signale an die elektronischen Schalteinrichtungen zum Erregen der Wicklungsstufen des Elektronikmotors und zum Ausbilden eines Stroms in denselben;
Beendigen des PDM-Freigabesignals, wenn der Strom in den Wicklungsstufen einen vorbestimmten Wert erreicht;
Blockieren des Erzeugens eines PDM-Freigabesignals für wenigstens die Zeitdauer eines der Taktsignale, wenn der Schritt des Beendigens innerhalb eines vorbestimmten Zeitintervalls des einen Taktsignals ist;
Beendigen des PDM-Freigabesignals für wenigstens eine vorbestimmte Mindestzeitspanne, wenn das Taktsignal erzeugt wird, bevor der Strom in den Wicklungsstufen den vorbestimmten Wert erreicht; und
Blockieren des PDM-Freigabesignals für wenigstens eine weitere vorbestimmte Mindestzeitspanne während jedes PDM-Zyklus.
11. Verfahren nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch den
weiteren Schritt des Beendigens des PDM-Freigabesignals, wenn
ein Zeitintegral der an die Wicklungsstufen angelegten
Spannung einen vorbestimmten Wert erreicht.
12. Verfahren nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch den
Schritt des Blockierens der Beendigung des PDM-Freigabesignals
bei dem Auftreten der Taktsignale während der Spannungsregelung
des Elektronikmotors.
13. Verfahren nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch den
Schritt des Rücksetzens der Taktsignale bei Beendigung des
PDM-Freigabesignals, wenn der Strom des Elektronikmotors einen
vorbestimmten Wert erreicht und wenigstens eine Mindestzeit
seit einer unmittelbar vorhergehenden PDM-Freigabesignalbeendigung
verstrichen ist.
14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß
der Schritt des Rücksetzens die Schritte beinhaltet:
Bestimmen des Zeitintervalls zwischen aufeinanderfolgenden Beendigungen des PDM-Freigabesignals;
Vergleichen des bestimmen Zeitintervalls mit dem Mindestzeitintervall; und
Einleiten eines neuen Taktzyklus, wenn das Mindestzeitintervall kürzer als das bestimmte Zeitintervall ist.
Bestimmen des Zeitintervalls zwischen aufeinanderfolgenden Beendigungen des PDM-Freigabesignals;
Vergleichen des bestimmen Zeitintervalls mit dem Mindestzeitintervall; und
Einleiten eines neuen Taktzyklus, wenn das Mindestzeitintervall kürzer als das bestimmte Zeitintervall ist.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US109535 | 1987-10-19 | ||
US07/109,535 US4757241A (en) | 1987-10-19 | 1987-10-19 | PWM system for ECM motor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3834509A1 true DE3834509A1 (de) | 1989-05-18 |
DE3834509B4 DE3834509B4 (de) | 2007-04-26 |
Family
ID=22328189
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3834509A Expired - Lifetime DE3834509B4 (de) | 1987-10-19 | 1988-10-11 | Plusdauermodulationssteuersystem und -verfahren für einen Elektronikmotor |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4757241A (de) |
JP (1) | JPH01157287A (de) |
KR (1) | KR970003206B1 (de) |
CA (1) | CA1290392C (de) |
DE (1) | DE3834509B4 (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4302383A1 (en) * | 1992-02-03 | 1993-08-05 | Walbro Corp | Fuel and air supply to IC engine e.g. for road vehicle or water-craft - is controlled by electronic circuit adjusting fuel pump speed in accordance with rate of air intake |
Families Citing this family (67)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4928043A (en) * | 1988-11-14 | 1990-05-22 | Synektron Corporation | Back EMF sampling circuit for phase locked loop motor control |
US4967134A (en) * | 1989-02-27 | 1990-10-30 | Losic Novica A | Synthesis of load-independent ac drive systems |
JP2755667B2 (ja) * | 1989-03-27 | 1998-05-20 | 株式会社東芝 | モータ駆動回路及びワイヤボンディング装置 |
US5241251A (en) * | 1990-05-21 | 1993-08-31 | Asahi Kogaku Kogyo Kabushiki Kaisha | Drive signal generating device |
DE4124240C2 (de) * | 1990-08-21 | 1994-08-04 | Heidelberger Druckmasch Ag | Verfahren zur Regelung des Motorstroms eines bürstenlosen Gleichstommotors |
US5220255A (en) * | 1990-10-12 | 1993-06-15 | Lennox Industries Inc. | Interface for interconnecting a thermostat and an electronically commutated motor |
NZ280025A (en) * | 1990-12-19 | 1997-12-19 | Fisher & Paykel | Speed control of multiphase electronically controlled motor |
US5423192A (en) * | 1993-08-18 | 1995-06-13 | General Electric Company | Electronically commutated motor for driving a compressor |
US5506487A (en) * | 1991-03-28 | 1996-04-09 | General Electric Company | Systems and methods for driving a compressor with a motor |
JP3156269B2 (ja) * | 1991-04-10 | 2001-04-16 | 松下電器産業株式会社 | ディジタル三相pwm波形発生装置 |
US5592058A (en) * | 1992-05-27 | 1997-01-07 | General Electric Company | Control system and methods for a multiparameter electronically commutated motor |
US5281902A (en) * | 1992-08-05 | 1994-01-25 | Eaton Corporation | Voltage compensation of a pulse-width-modulated servomechanism |
US5676069A (en) * | 1993-02-22 | 1997-10-14 | General Electric Company | Systems and methods for controlling a draft inducer for a furnace |
US5616995A (en) * | 1993-02-22 | 1997-04-01 | General Electric Company | Systems and methods for controlling a draft inducer for a furnace |
US5773908A (en) * | 1993-02-22 | 1998-06-30 | General Electric Company | Single phase motor with positive torque parking positions |
USRE37576E1 (en) * | 1993-02-22 | 2002-03-12 | General Electric Company | Single phase motor with positive torque parking positions |
JP3354003B2 (ja) * | 1994-06-13 | 2002-12-09 | 富士通株式会社 | パルス幅制御を用いた駆動装置及び駆動方法 |
US6080352A (en) * | 1994-07-11 | 2000-06-27 | Seagate Technologies, Inc. | Method of magnetizing a ring-shaped magnet |
US5598071A (en) * | 1994-07-11 | 1997-01-28 | Seagate Technology | Method for starting and commutating a permanent-magnet direct current motor having a single phase winding |
US5598070A (en) * | 1994-12-09 | 1997-01-28 | Psc Inc. | Optical scanner control systems and circuits |
US5525874A (en) * | 1995-01-30 | 1996-06-11 | Delco Electronics Corp. | Digital slope compensation in a current controller |
US5739658A (en) * | 1995-03-31 | 1998-04-14 | International Business Machines Corporation | Noise dithering system for transistor switched devices |
US5646491A (en) * | 1995-05-11 | 1997-07-08 | General Electric Company | Electrical motor with a differential phase back EMF sensing circuit for sensing rotor position |
US5821722A (en) * | 1995-06-06 | 1998-10-13 | General Electric Company | Multiphase electrical motor, control and method using overlapping conduction periods in the windings |
US5637971A (en) * | 1995-06-12 | 1997-06-10 | Solectria Corporation | Suppression of multiple noise-related signals in pulse width modulated signals |
US5635810A (en) * | 1995-09-20 | 1997-06-03 | Analog Devices, Inc. | Control system for a permanent magnet synchronous motor |
US5675276A (en) * | 1995-09-27 | 1997-10-07 | Analog Devices, Inc. | Gate driver circuit and hysteresis circuit therefor |
US5637976A (en) * | 1995-09-29 | 1997-06-10 | Allen-Bradley Company, Inc. | Method and apparatus for RMS current measurement in induction motors without a current transformer |
US5825145A (en) * | 1995-12-18 | 1998-10-20 | Siliconix Incorporated | Quiet commutation circuit for an electric motor |
US5767643A (en) * | 1996-02-02 | 1998-06-16 | Siliconix Incorporated | Commutation delay generator for a multiphase brushless DC motor |
US5736879A (en) * | 1996-02-02 | 1998-04-07 | Siliconix Incorporated | Closed-loop frequency-to-current converter with integrable capacitances |
US5675231A (en) * | 1996-05-15 | 1997-10-07 | General Electric Company | Systems and methods for protecting a single phase motor from circulating currents |
US5796194A (en) * | 1996-07-15 | 1998-08-18 | General Electric Company | Quadrature axis winding for sensorless rotor angular position control of single phase permanent magnet motor |
US5825597A (en) * | 1996-09-25 | 1998-10-20 | General Electric Company | System and method for detection and control of circulating currents in a motor |
US5838127A (en) * | 1996-12-05 | 1998-11-17 | General Electric Company | Single phase motor for laundering apparatus |
US5757211A (en) * | 1996-12-27 | 1998-05-26 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | IC precision resistor ratio matching with different tub bias voltages |
US5859519A (en) * | 1997-05-29 | 1999-01-12 | General Electric Company | Single phase motor drive |
US5994869A (en) * | 1997-12-05 | 1999-11-30 | General Electric Company | Power conversion circuit for a motor |
USRE38406E1 (en) | 1998-01-15 | 2004-01-27 | Nailor Industries Of Texas Inc. | HVAC fan-powered terminal unit having preset fan CFM |
US6021252A (en) * | 1998-01-15 | 2000-02-01 | Nailor Industries Of Texas Inc. | HVAC fan-powered terminal unit having preset fan CFM |
US6104113A (en) * | 1998-05-14 | 2000-08-15 | General Electric Company | Coil assembly for sensorless rotor angular position control of single phase permanent magnet motor |
DE19858697A1 (de) * | 1998-12-18 | 2000-07-27 | Mannesmann Vdo Ag | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Überwachung des Betriebszustandes einer Last |
JP3698024B2 (ja) * | 2000-07-07 | 2005-09-21 | セイコーエプソン株式会社 | モータの駆動装置 |
JP2003174791A (ja) * | 2001-12-06 | 2003-06-20 | Nec Corp | モータ駆動回路 |
US20030210009A1 (en) * | 2002-05-10 | 2003-11-13 | Analog Devices, Inc. | Pulse width modulated drive system for electronically commutated motors |
JP3749237B2 (ja) * | 2003-07-11 | 2006-02-22 | ファナック株式会社 | 主軸モータ駆動制御装置 |
GB0317629D0 (en) * | 2003-07-28 | 2003-08-27 | Ami Semiconductor Belgium Bvba | Control of current in an inductance with pulse width modulation at controlled frequency |
WO2005076455A1 (de) * | 2004-02-03 | 2005-08-18 | Ebm-Papst St. Georgen Gmbh & Co. Kg | Elektronisch kommutierter elektromotor und verfahren zur steuerung eines solchen |
US7143597B2 (en) * | 2004-06-30 | 2006-12-05 | Speakman Company | Indirect-direct evaporative cooling system operable from sustainable energy source |
DE102005028344A1 (de) * | 2005-02-05 | 2006-08-17 | Diehl Ako Stiftung & Co. Kg | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Regelung eines mehrphasigen bürstenlosen Elektromotors |
DE102005016077A1 (de) * | 2005-04-08 | 2006-10-19 | Minebea Co., Ltd. | Modulationsverfahren für Brückenschaltungen, insbesondere zur Ansteuerung von Gleichstrommotoren |
US7573217B2 (en) * | 2005-05-31 | 2009-08-11 | Regal-Beloit Corporation | Methods and systems for automatic rotation direction determination of electronically commutated motor |
EP1748545B1 (de) * | 2005-07-28 | 2015-11-11 | ebm-papst St. Georgen GmbH & Co. KG | Elektronisch kommutierter Motor und Verfahren zur Steuerung eines elektronisch kommutierten Motors |
US7482770B2 (en) * | 2005-11-30 | 2009-01-27 | Regal-Beloit Corporation | Methods and systems for providing PWM control signals to an electronically commutated motor |
US7466089B2 (en) * | 2005-12-01 | 2008-12-16 | Regal Beloit Corporation | Methods and systems for controlling an electronically commutated motor |
US7535186B2 (en) * | 2006-02-23 | 2009-05-19 | Regal-Beloit Corporation | Methods and systems for controlling operation of electronicallly commutated motors |
EP1932233A4 (de) * | 2006-10-25 | 2017-07-12 | LG Electronics Inc. | Apparat und verfahren zum betreiben eines zwei-phasen-srm |
US8368331B2 (en) | 2008-08-29 | 2013-02-05 | Rbc Manufacturing Corporation | Methods and apparatus for monitoring average current and input power in an electronically commutated motor |
CA2794210C (en) * | 2010-03-25 | 2017-08-22 | Gerald K. Langreck | High acceleration rotary actuator |
US8896248B2 (en) * | 2011-07-27 | 2014-11-25 | Regal Beloit America, Inc. | Methods and systems for controlling a motor |
US20140021927A1 (en) * | 2012-07-19 | 2014-01-23 | Hamilton Sundstrand Corporation | Adaptive current control for inductive loads |
CN202841046U (zh) * | 2012-08-31 | 2013-03-27 | 中山大洋电机股份有限公司 | 一种风机电机 |
CN106558871A (zh) * | 2015-09-25 | 2017-04-05 | 光宝电子(广州)有限公司 | 侦测输出欠相的马达驱动电路与方法 |
KR102520720B1 (ko) * | 2015-11-30 | 2023-05-02 | 삼성전자주식회사 | 브러시리스 직류 전동기의 센서리스 구동 장치 및 그 제어 방법 |
US10063170B2 (en) * | 2016-06-15 | 2018-08-28 | Texas Instruments Incorporated | Methods and apparatus for robust and efficient stepper motor BEMF measurement |
JP7225820B2 (ja) * | 2019-01-21 | 2023-02-21 | 株式会社アイシン | 車両用開閉体制御装置 |
US11638052B2 (en) * | 2021-05-28 | 2023-04-25 | The Nielsen Company (Us), Llc | Methods, apparatus, and articles of manufacture to identify candidates for media asset qualification |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3119161A1 (de) * | 1981-05-14 | 1982-12-09 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Selbstgetaktete vollbrueckenschaltung als vierquadrantensteller fuer elektromotore |
US4544868A (en) * | 1984-07-20 | 1985-10-01 | General Motors Corporation | Brushless DC motor controller |
US4642537A (en) * | 1983-12-13 | 1987-02-10 | General Electric Company | Laundering apparatus |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4654566A (en) * | 1974-06-24 | 1987-03-31 | General Electric Company | Control system, method of operating an electronically commutated motor, and laundering apparatus |
DE3145232A1 (de) * | 1981-11-13 | 1983-06-01 | Quick-Rotan Elektromotoren GmbH, 6100 Darmstadt | Antrieb fuer arbeitsmaschinen, insbesondere industrienaehmaschinen |
US4528485A (en) * | 1982-04-13 | 1985-07-09 | General Electric Company | Electronically commutated motor, method of operating such, control circuit, laundry machine and drive therefor |
US4546293A (en) * | 1982-08-24 | 1985-10-08 | Sundstrand Corporation | Motor control for a brushless DC motor |
US4485337A (en) * | 1983-05-09 | 1984-11-27 | Control Data Corporation | Servo data driven motor speed control |
DE3529591A1 (de) * | 1985-08-19 | 1987-02-26 | Siemens Ag | Verfahren und vorrichtung zum betrieb eines wechselrichters |
-
1987
- 1987-10-19 US US07/109,535 patent/US4757241A/en not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-10-06 CA CA000579528A patent/CA1290392C/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-10-11 DE DE3834509A patent/DE3834509B4/de not_active Expired - Lifetime
- 1988-10-19 JP JP63261696A patent/JPH01157287A/ja active Pending
- 1988-10-19 KR KR1019880013636A patent/KR970003206B1/ko not_active IP Right Cessation
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3119161A1 (de) * | 1981-05-14 | 1982-12-09 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Selbstgetaktete vollbrueckenschaltung als vierquadrantensteller fuer elektromotore |
US4642537A (en) * | 1983-12-13 | 1987-02-10 | General Electric Company | Laundering apparatus |
US4544868A (en) * | 1984-07-20 | 1985-10-01 | General Motors Corporation | Brushless DC motor controller |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4302383A1 (en) * | 1992-02-03 | 1993-08-05 | Walbro Corp | Fuel and air supply to IC engine e.g. for road vehicle or water-craft - is controlled by electronic circuit adjusting fuel pump speed in accordance with rate of air intake |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR970003206B1 (ko) | 1997-03-15 |
US4757241A (en) | 1988-07-12 |
KR890007488A (ko) | 1989-06-20 |
JPH01157287A (ja) | 1989-06-20 |
DE3834509B4 (de) | 2007-04-26 |
CA1290392C (en) | 1991-10-08 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3834509B4 (de) | Plusdauermodulationssteuersystem und -verfahren für einen Elektronikmotor | |
DE4009258C2 (de) | Verfahren und elektronische Regelschaltung zum Anlassen eines bürstenlosen Gleitstrommotors | |
DE3311876C2 (de) | ||
DE4113732C2 (de) | Lichtmaschine für Kraftfahrzeuge | |
DE3836516A1 (de) | Gleichstrommotor-geschwindigkeitssteuerung mit schutzvorrichtung | |
DE3890698C2 (de) | ||
DE3414592A1 (de) | Elektrische bremsregelung fuer gleichstrommotoren | |
DE4002996C2 (de) | Schaltungsanordnung zum Betreiben eines bürstenlosen Motors | |
DE3321458A1 (de) | Schnelladegeraet | |
DE2556952A1 (de) | Kombiniertes, digitales steuerungs- und regelungssystem fuer einen gleichstrommotor | |
DE4339553C1 (de) | Treiberschaltung für einen Schrittmotor | |
EP0142837A2 (de) | Kollektorloser Mehrphasen-Gleichstrommotor | |
DE4108259C2 (de) | ||
DE2432977A1 (de) | Automatisches ladegeraet fuer elektrische batterien | |
DE3237199C2 (de) | Implantierbare medizinische Prothese | |
DE3722762C2 (de) | ||
DE2522041A1 (de) | Adaptive sperrung von inverterschaltungen | |
DE60002711T2 (de) | Bürstenloser Motor, Verfahren und Schaltung zu seiner Regelung | |
DE4008663C1 (de) | ||
DE3922286A1 (de) | Verfahren und einrichtung zum detektieren einer verminderung der eingangsspannung fuer eine stromversorgung | |
DE2633314A1 (de) | Schaltungsanordnung zur geschwindigkeitsregelung fuer einen gleichstrommotor | |
DE2839712C3 (de) | Schaltung mit Zerhackerfunktion für einen bürstenlosen Gleichstrommotor | |
DE3609678A1 (de) | Antriebsanordnung mit kollektorlosem gleichstrommotor | |
EP0964508A2 (de) | Schaltungsanordnung zum Speisen eines Elektromotors | |
DE1538321B2 (de) | Einrichtung zum regeln der ausgangsspannung eines mit stark wechselnden drehzahlen antreibbaren mehrphasengenerators |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8128 | New person/name/address of the agent |
Representative=s name: VOIGT, R., DIPL.-ING., PAT.-ASS., 6232 BAD SODEN |
|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8125 | Change of the main classification |
Ipc: H02P 6/08 |
|
8364 | No opposition during term of opposition |