JPH01157287A - Ｅｃｍ電動機用のｐｗｍシステム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は電動機制御システム、更に具体的に云えば、
電子転流形電動機のパルス幅変調制御に関する。

発明の背景 無ブラシ直流電動機とも呼ばれる電子転流形電動機（Ｅ
ＣＭ）に対する電力制御システムは、電動機の運転を制
御する為にパルス幅変調（ＰＷＭ）方式を有利に利用す
ることができる。一般的に、こう云うシステムは、例え
ば電力トランジスタ、シリコン制御整流器（ＳＣＲ）又
はゲート・ターンオフ装置（ＧＴＯ）の様な制御可能な
電力スイッチング装置を電源と電動機の適当な端子の間
に直列接続して用いることができる。３相電動機では、
システムは３相ブリツジ装置を利用することができ、電
動機の３つの電力端子が３相ブリツジの対応する脚に接
続される。ブリッジの各々の脚は直列接続した一対のス
イッチング装置を含んでいてよく、一方の装置が電動機
の端子を正の電圧源に接続して、電動機に電流を供給し
、他方の装置が電動機の端子を負の電圧源に接続して、
電流が電動機の外へ循環することができる様に作用し得
る。各々のスイッチング装置がゲート信号に応答して導
電し、電動機の関連した巻線の相に電流が通れる様にす
る。ゲート信号が、電動機の巻線を予定の順序で付勢す
る様な形で、ＥＣＭ制御システム内の選ばれたスイッチ
ング装置に結合される。ＰＷＭシステムでは、電流監視
回路又は電圧制御回路が、電動機の電流及び／又は電圧
が予定の値より小さい時、駆動材部信号を発生する様に
作用する。駆動材部信号は、パルス幅変調された信号で
あって、以下ＰＷＭ付能材部と呼ぶが、適当なスイッチ
ング装置にゲート信号を結合することができる様にする
。ＰＷＭ付能材部がなくなると、ゲート信号を電力スイ
ッチング装置に結合することが禁止される。

駆動材部信号のパルス幅変調を利用して、平均電圧又は
所望の電動機電流を設定することができる。電動機のト
ルクは電動機電流の関数であるから、適当な電圧を利用
し得る限り、電流を調整することにより、トルクを制御
することができる。

電動機速度は平均電動機電圧の関数であるから、電力装
置に適切な電流定格が利用できる限り、平均電圧を調整
することによって、速度を制御することができる。電圧
制御にＰＷＭを使うシステムでは、負荷に結合される電
圧は、ＰＷＭのデユーティ・サイクルに利用し得る電源
電圧を乗じた値によって定められる。スイッチング周波
数、即ち、サイクル時間は一般的に一定であり、従って
電圧調整には各サイクルの間の導電時間と非導電時間の
比を決定すればよい。

電流を調整するＰＷＭシステムは、制御されない高周波
スイッチングを避ける為に負荷電流を連続的に監視する
ことを必要とするか、又は負荷電流が調整値に近づく時
に制御出力の不連続性を生じたり、或いは電流制御モー
ドから電圧制御モードへの滑らかな切換えができなかっ
た。例えば逆起電力によって回転子の位置を感知するＥ
ＣＭ電動機に対する両波ブリッジスイッチング回路で、
負荷電流を連続的に監視することができない場合、過度
の高周波スイッチングを防止する為に、オフ時間、即ち
、非導電時間を制御する手段が必要である。２つの普通
の方法は、フリーランニング発振器又は単安定タイマの
何れかを用いる。フリーランニング発振器を使って、一
定の最大動作周波数を設定する。単安定タイマを使って
一定のオフ時間を設定する。一定の最大動作周波数を設
定する回路は、フリーランニング発振器のクロック作用
を受けるフリップフロップを利用する。発振器がＰＷＭ
サイクルを設定するクロック信号を発生する。この第１
の形式の回路は、負荷電流が調整値に近い時、ＰＷＭ付
能材部が発振器のクロック信号と大体一致する時に発生
し、その結果、交互のサイクルがオフになるので、不連
続を持つ。別の形式の回路は単安定タイマを使って、フ
リップフロップをラッチし、駆動材部遅延を持たせる。

この第２の形式の回路は一定のオフ時間を作り、電流制
御から電圧制御へ切換わる際に問題を招（。

それは、一般的に電圧制御はＥＣＭの様な負荷に印加さ
れる電圧の時間積分を発生する為に一定の積分期間を必
要とするからである。

この各々の回路は夫々得失がある。一定周波数発振器が
平均電圧を制御する最もよい手段であるが、他の手段を
設けないと、この制御方式は、電流が一定期間の１００
％に近いオン時間の調整値に近づく時、電流調整器とし
て制御出力に不連続を生ずる。他の手段を用いて１００
％に近いオン時間に於ける不連続を避けても、オフ期間
が一定ではなく、発振器の一定期間の残りの期間であり
、その結果、発振器の次の周期の始めに持続的なターン
オンができる様にするには、負荷に蓄積された誘導電流
を減衰させる為の時間が不適切になる場合が多い。一定
のオフ時間のワンショットが、電流制御にとって最もよ
い手段であるが、これは電圧制御への滑らかな切換えが
できず、軽負荷状態では、希望するよりも高いスイッチ
ング周波数を招くことがある。

各々の発振器サイクルの終りに一定のオフ期間を挿入す
ることにより、フリーランニング発振器方式を改善する
ことができる。このオフ時間が、発振器のクロック信号
と駆動材部信号が殆ど一致することを避ける。然し、そ
の結果、システムの電力出力は、オフ時間の値によって
定められたサイクルの百分率に制限される。云換えれば
、サイクル時間が一定であるから、最大のＰＷＭ比が一
定のオフ時間によって定められる。

発振器周波数を変えることにより、上に述べた欠点を解
決することができる様に思われようが、この変更は、Ｐ
ＷＭシステムによって駆動される電力スイッチング装置
のスイッチング損失（熱散逸）を増加することがある。

即ち、熱散逸がスイッチング周波数の増加と共に増大す
る。従って、一定のクロック速度のＰＷＭシステムが、
スイッチング損失を予定の最大値に制限する為に好まし
い。然し、一定のクロック速度の回路は、ＥＣＭ制御シ
ステムに於いてピーク電流と平均電流の好ましくない比
を招く。これは、クロック速度を低速運転又は高速運転
の何れかに対して最適にすることしかできず、両方に対
して最適にすることはできないからである。

用途によっては、ＰＷＭシステムのスイッチング速度が
、負荷電流の立上り及び立下り時間によって制限される
ことがある。然し、ＥＣＭシステムでは、負荷電流の立
上り及び立下り時間が、電動機速度の関数として広い範
囲にわたって変化し、従ってスイッチング速度を制限す
るのにあてにすることはできない。スイッチング速度が
予測可能であっても、低インダクタンスの短絡により、
許容し難い程高いスイッチング速度になる。

ＥＣＭシステムの別の欠点は、ある電力スイッチング装
置、例えば両波ブリッジ回路の下側レールの装置がＰＷ
Ｍ制御によって切換えられている時、直接的に観測する
為に、電動機の循環電流を利用することができないこと
である。この欠点の為、電動機巻線の電流の減衰の大き
さを監視することができないので、予め設定された最大
電流によってスイッチング装置がターンオフされた後、
導電を回復する為に、一定クロック速度のＰＷＭ回路又
は一定オフ時間の回路の何れかに頼ることが必要になる
。一定オフ時間の回路は、電動機の高速運転で、電流の
減衰を最適にするのに見合ったオフ期間がとれるが、低
速の電動機運転でスイッチング速度が高くなりすぎるこ
とがあり、この為、熱容量が一層大きいスイッチを必要
とする。

これと比較して、一定クロック速度のＰＷＭ回路は、あ
らゆる電動機速度で、電力制御装置のスイッチング速度
を制限する。然し、高速の時、電動機巻線の電流の減衰
速度が速い。一定のクロック速度では、スイッチを再び
導電させる前に、電流が不満足な程低いレベルに下がっ
ている。

発明の要約 この発明の目的は、ＥＣＭ又はその他の永久磁石電動機
に対するパルス幅変調電力制御システムとして、従来の
上に述べた欠点を解決するパルス幅変調電力制御システ
ムを提供することである。

この発明の特定の目的及び特徴としては、ＰＷＭのリセ
ットがＰＷＭクロック信号と一致に近い状態で起る時に
生ずる交互のサイクルのオン／オフの不連続を防止する
改良されたラッチ制御回路及び方法、１つのクロック期
間中のＰＷＭ信号のサイクル動作を制限する改良された
回路と方法、高い周波数で動作せずに、ＰＷＭ　　ＥＣ
Ｍの平均電流とピーク電流の比を高める改良された回路
と方法、ＰＷＭサイクルの最小オフ期間を設定する改良
された回路と方法、及び電動機が低速の時の高Ｌ）ＰＷ
Ｍスイッチング速度を禁止しながら、電動機の高速で最
適の電流の減衰を行なう改良された回路と方法を提供す
ることである。

一般的に云うと、この発明の一面では、少なくとも１つ
の予め選ばれた順序で電子的に転流される複数個の巻線
段を持つ不動の集成体と、該巻線段と選択的な磁気結合
関係を持つ回転自在の集成体とを含み、各々の巻線段に
端子が付設されている様な、直流電源から付勢される電
子転流形電動機（ＥＣＭ）に対するＰＷＭ制御システム
を提供する。制御システムは、各々の巻線段の端子に接
続された電子式スイッチング手段を利用して、各々の端
子を直流電源に選択的に結合することにより、前記少な
くとも１つの予め選ばれた順序で少なくとも若干の巻線
段に直流電圧を印加して、ＥＣＭを付勢して回転自在の
集成体を回転させる為に巻線段に電流を供給する。更に
システムは、パルス幅変調サイクルを設定する周期的な
クロック信号を発生するクロック手段と、各々の端子を
予め選ばれた順序で直流電源に接続する為に、付勢の為
の電子式電力スイッチング手段を選定するスイッチング
信号を発生する信号処理手段とを含む。

またパルス幅変調サイクルで、選ばれた電子式電力スイ
ッチング手段を付勢するＰＷＭ付能材部を発生するパル
ス幅変調手段が設けられる。電流監視手段が、ＥＣＭに
供給される電流が予定の値より小さい時は第１の信号を
、そしてＥＣＭに供給される電流が前記予定の値より大
きい時は第２の信号を発生する。第２の信号に応答する
論理手段がＰＷＭ付能材部を終了させ、こうして電子式
電力スイッチング手段からゲート信号を取去る。一実施
例では、論理手段が、電流監視手段からの第１の信号が
存在する間に発生する１つのクロック信号を受取ったこ
とに応答して、ＰＷＭ付能材部を開始する。第２の信号
が存在する間にクロック信号を受取ると、このクロック
信号は、第１の信号が現われるまで記憶され、その後そ
れを利用してＰＷＭ付能材部を発生する。別の実施例で
は、論理手段がＰＷＭサイクルの間、ＰＷＭ付能材部の
終了に応答して、クロック手段をリセットし、直前のＰ
ＷＭサイクルの終了から少なくとも最小期間が経過した
時、別のＰＷＭサイクルを設定する。更に別の実施例で
は、論理手段がＰＷＭ付能材部のサイクル動作を１クロ
ック期間当り１回に制限する。希望によっては、論理手
段は、各サイクルに於ける電流の減衰の為の最小オフ期
間を設ける為に、各々のクロック期間中、ＰＷＭ付能材
部を禁止することができる最小期間を選択的に設定する
手段を含む。

この発明の別の面では、ＥＣＭに印加される平均電圧を
調整する電圧制御装置を追加することにより、電流監視
装置を強化する。電圧制御装置を電流制御装置と一体化
し、これはＥＣＭに印加される電圧の時間積分が予定の
値に達した時、ＰＷＭ付能材部を終了させる手段を含む
。電圧制御モードでは、電圧制御装置を利用してＰＷＭ
付能材部を終了させる時は、論理手段が、各々のＰＷＭ
サイクルの間、最小期間又は最小オフ期間を禁止する。

電流監視及び電圧制御装置の両方を利用するシステムで
は、直前のＰＷＭ付能材部の終了から少なくとも最小期
間が経過した後で、電流監視装置を介してＰＷＭ付能材
部が終了した時に、クロック発振器手段をリセットする
事象タイミング手段も設ける。この別の実施例は、電動
機が高速の時は、電流の減衰が最適になる様な最小オフ
期間を用いるが、電動機が低速の時は高すぎるスイッチ
ング速度を禁止する。

一実施例では、ＰＷＭサイクルの間、ＰＷＭ付能材部の
終了に応答してリセットできる一形式のクロック発振器
手段が設けられる。このクロック発振器手段がＲＣ形電
圧積分器で構成され、これは電動機に印加された実際の
電圧で動作し、この為、積分器の出力に発生される時間
積分電圧を電圧制御基準としてもタイミング波形として
も使うことができる。制御自在の電子スイッチをＲＣ発
振器に接続して、ＰＷＭ付能材部の終了に応答して、発
振器をリセットすることができる様にする。

事象タイマが、ＰＷＭ付能材部の相次ぐ終了の間の期間
の表示を発生する。ＰＷＭ付能材部が電流監視手段によ
って終了させられる時には、いつでも最小期間を表わす
予定の基準に対し、この表示を比較する。期間の表示が
、最小期間より長い期間であることを示す時、ＲＣクロ
ック発振器手段に結合された電子スイッチング手段に信
号を供給して、クロック発振器をリセットする。事象タ
イマは、このシステム内で、電圧制御に応答したリセッ
トがクロック発振器手段のリセットをしない様に接続さ
れている。

好適実施例の詳しい説明 図面全体にわたり、同様の部分には同じ参照記号を用い
ている。

以下説明する例はこの発明の好ましい実施例であるが、
この例をこの発明の範囲を何らかの形で制約するものと
解してはならない。

第１図には、この発明を利用し得る電動機制御システム
が略図で示されている。このシステムは、直流電源から
付勢される電子転流形量動機（ＥＣＭ）Ｍを含み、これ
は固定子又は鉄心１３を含む不動の集成体と、永久磁石
回転子１５及び軸１７を含む回転自在の集成体とを有す
る（第２図参照）。固定子１３が少なくとも１つの予め
選ばれた順序で電子的に転流される複数個（例えば３個
）の巻線段Ｓｌ、Ｓ２及びＳ３（第３図）を持つが、こ
の発明は巻線段の特定の数に制限されない。１組の端子
ＴＩ、Ｔ２．Ｔ３が示されている。各々の巻線段には少
なくとも１つの端子が付設されている。

巻線段Ｓｌ、８２．Ｓ３が時間的な順序で付勢されると
、８個の磁極の組が設定され、それによって、各段を付
勢する予め選ばれた順序に応じて、固定子の中孔を時計
廻り又は反時計廻りに移動する半径方向の磁界が発生さ
れる。この移動する磁界が永久磁石回転子の磁束と交叉
して、回転子１５を固定子１３に対して所望の方向に回
転させて、トルクを発生する。このトルクは磁界の強度
の直接的な関数である。電子転流形電動機Ｍの構成につ
いて更に詳しいことは、１９８５年７月９日に付与され
た米国特許箱４，５２８，４８５号を参照されたい。

例として電子転流形電動機Ｍを示したが、構造並びに／
又は巻線の配置が異なるこの他の電動機もこの発明の一
形式又は別の形式で利用して、その少なくとも若干の目
的を満たすことができると考えられる。

１９８７年３月３１日に付与された米国特許箱４．６５
４．５６６号に記載される電動機Ｍの巻線段は、固定子
１３の中孔の中で回転する時の回転自在の集成体、即ち
、回転子１５の回転位置を感知し、回転子の回転位置の
関数として発生される電子信号を利用して、回転子の回
転方向を決定する相異なる予め選ばれた順序で、各々の
巻線段に逐次的に直流電圧を印加することにより、ブラ
シを使わずに転流される。位置の感知は、ＥＣＭの逆起
電力に応答して、電動機の回転子の回転位置を表わす模
擬信号を発生する位置検出回路によって行なうことがで
き、こうして電動機の巻線段に対する調時された電圧の
逐次的な印加を制御する。

第１図に戻って説明すると、交流１１５Ｖ、６０Ｈｚの
線路又はその他の適当な源から供給された電力が、整流
回路２９によって整流される。この整流回路が直流電源
を構成し、その出力が電力スイッチング回路３１に印加
される。電力スイッチング回路は、巻線段に対する直流
電圧の印加を制御する手段を構成して、巻線段に対し合
成実効電圧を供給する。電力スイッチング回路３１が、
制御信号回路３３からの１組の制御信号に応答して、少
なくとも１つの予め選ばれた順序で直流電圧を印加する
ことにより、巻線段を転流し、回転子１５を回転させる
。従って、制御信号回路３３が、電子転流形電動機を付
勢して回転子１５を回転させる為に、少なくとも１つの
予め選ばれた順序で電源からの直流電圧を印加すｇこと
により、電子転流形電動機Ｍの巻線段を少なくとも１度
に１つ電子的に転流する様に作用し得る手段を構成する
。

制御信号回路３３の１組の制御信号は、回転子位置（こ
れは位置感知回路３５から導き出される）及び印加電圧
（部分的に印加される指令信号によって表わされている
）の様な選ばれた状態及びパラメータの関数である。

位置感知回路３５（第４図参照）が巻線段の端子電圧を
感知する１組の分圧器５１を含む。この端子電圧は、逆
起電力と、逆起電力が現われる前に転流電流が終ること
によって生ずる磁界消滅電圧とを含む。任意の特定の転
流期間中に必要な分圧器の特定の出力は、中性点Ｎに対
し、この転流期間中に直流電圧が印加されなかった１つ
の巻線段の端子電圧である。この付勢されていない巻線
段の端子電圧が信号選択器５３によって選択される。こ
の選択器は、その時点に於ける転流順序中のシステムの
特定の場所に応答して、位置センサ５５に対し、分圧器
の所望の出力を供給する。位置センサ５５は、回転子速
度が急速に変化する時でも、回転子の角度位置を表わす
更に正確な信号を転流制御回路５７に供給する。転流制
御回路５７の出力が、電力スイッチング回路３１に対す
る１組の制御信号Ｂｌ、Ｂ３．Ｂ５．ＢＴ、Ｂ９゜Ｂｌ
ｌである。回転子が予定の角度位置に達すると、転流制
御回路５７（米国特許箱４．６５４゜５６６号の第９図
参照）が電力スイッチング回路３１に供給される制御信
号を変えて、巻線段を転流する。転流制御回路５７は非
転流制御回路５９からの入力も持つが、今の説明では、
これはパルス幅変調制御信号、即ちＰＷＭ付能材部を表
わすと理解されたい。

ＥＣＭシステムにＰＷＭ制御を適用した効果を理解する
為、第５図に、相次ぐ転流期間の間の位置センサ５５か
ら見た端子電圧１０１（Ｓｌ）（ちょうど終る所）、１
０１　（Ｓ２）及び１０１（Ｓ３）を簡単に示す。端子
電圧は、反復的にＯ″から６０’にわたるものとして示
しである夫々の転流期間の間、異なる巻線段Ｓｌ、Ｓ２
．Ｓ３から取出される。０°　（時刻１１２）に於ける
転流開始の直後、巻線段Ｓ２が感知接続に切換えられつ
つある間、電圧がゼロと交叉する。次に続く図示の１０
″の期間、端子電圧１０１（Ｓ２）の部分１０３（Ｓ２
）が転流期間の終りに予想される逆起電力１０５（Ｓ２
）と同じ極性になる。

然し部分１０３（Ｓ２）は逆起電力によるものではない
。この磁界消滅電圧１０３（Ｓ２）は、前の転流期間で
付勢されている間に、巻線段Ｓ２に流れていた電流によ
るものである。磁界消滅電圧１０３（Ｓ２）が１０″の
間続くものとして示しであるが、持続する角度は実際に
は電動機及び負荷に依有する。この持続する角度は、電
力スイッチング回路３１でどのトランジスタがパルス幅
変調されるかにも関係する。これは、磁界消滅電圧１０
３を発生する為に転流電流からエネルギーを抽出する状
態の違いの為である。

端子電圧１０１は、パルス幅変調（ＰＷＭ）を使うこと
によるゼロ電圧又はゼロ接近の発生１２０を表わすこと
がある。電力スイッチに対する突入電流を制限する為の
直列インダクタンスと組合せて、ＰＷＭを使う時、回路
がこの比較的急速な過渡状態を無視する位に遅くないと
、電圧１２０が、磁界消滅電圧が終了する前に、タイミ
ング・サイクルを誤ってトリガすることがある。普通は
、持続時間が５マイクロ秒未満の過渡状態を招く様なイ
ンダクタを用いて、適切な突入保護が得られる。大抵の
個別部品の演算増幅器及び比較器はこう云う過渡状態を
無視する。

然し、ＰＷＭのオフ期間の持続時間の間、感知巻線の両
端の電圧を消滅させる様な、ＰＷＭ用の電力スイッチを
選択する結果としてのゼロ接近電圧は、持続時間が一層
長い。ターンオフされる電力装置が、転流前に感知され
る巻線を駆動していた装置と同じ極性である場合、この
装置をターンオフする結果として、３つの巻線全部の端
子電圧は、残っている１つのオンの電力装置及び交代的
に給電される巻線のフライバック・ダイオードに電流が
維持されているとき同じ電圧近くになることがある。然
し、ＰＷＭの為に、反対の極性の電力装置が選択される
と、感知された巻線の両端の電圧は、残りのオンの装置
が感知された巻線の端子とは反対の極性であるとき、増
加する。ＰＷＭ装置を選択する第１の方法は、ＰＷＭが
オフの間、エネルギー抽出速度が低下する為に遅い転流
と呼び、２番目に述べた方法は、エネルギー抽出速度が
一層高い為に、速い転流と呼ぶ。

第６図で、インテル８０５１装置の様なマイクロコンピ
ュータＭＣＩが、ピーク電動機電流及び巻線段に印加さ
れる平均パルス幅変調（ＰＷＭ）電圧を制御すると共に
、巻線段を転流する様にプログラムされている。任意の
所定の時刻に巻線段に印加される実際に利用し得る電源
電圧をｖＡｏ□と記してあり、これが電動機電流を感知
する分路抵抗ＲＳ　　（第４図参照）の両端の電圧と共
に、第６図の回路の入力になる。

マイクロコンピュータＭＣＩがピン６及び７（ピン７は
最上位ビットＭＳＢを表わす）の所望の最大ピーク電動
機電流ＩＲ□を表わすボート１（Ｐｌ）の２ビット信号
を抵抗の加算回路ＡＮを介して、演算増幅器の比較器Ａ
５の非反転入力に供給する。分路抵抗Ｒｓの両端の電圧
が一対の整合抵抗ＲＭ及びフィルタＦＴＩを介して比較
器Ａ５の入力に印加され、この為比較器Ａ５の出力は、
実際のピーク電動機電流が、マイクロコンピュータのピ
ン６及び７の信号によって定められた基準ピーク電動機
電流１ＲＥＦを越えたかどうかを表わす。従って、比較
器Ａ５がピーク電動機電流をマイクロコンピュータによ
って設定された電流基準と比較する手段を構成する。動
作中、電動機の相異なる動作時点で、異なる電動機電流
レベルを希望する場合、所望の時刻に、Ｐ１ビン６及び
７のの信号を変えることにより、直接的にマイクロコン
ピュータによって電動機電流を変えることができる。勿
論″、電動機電流を２ビツトだけで得られるよりも更に
小刻みにしたい場合、マイクロコンピュータの追加の出
力ビンを使って、更に多くのビットで構成された所望の
電動機電流ワードを出力することができる。この場合、
マイクロコンピュータの出力をアナログ形式に変換する
ディジタル・アナログ変換器を使うことが望ましい。

実際の電動機電流がマイクロコンピュータの基準電動機
電流を越える時、比較器Ａ５の出力が低（論理０）にな
る。この低がＤ形うッチＬＴＨの低で作動するリセット
（Ｒ）に供給され、ＱＺと記したＧ出力が高（論理１）
になる。出力ＱＺが一対のナンド・ゲートＮＤＩ及びＮ
Ｄ３に供給され、このゲートの別の入力が夫々マイクロ
コンピュータのボートＰＯのビン６及び７からの信号で
ある。ＰＯピン６及び７は、米国特許箱４，６５４．５
６６号に説明されている様に、巻線の電流が循環するこ
とができる様にする為に、電力を遮断する時、電力スイ
ッチング回路３１のどの組のトランジスタ（上側レール
の装置（Ｕ）か又は下側レールの装置（Ｌ））をオンの
ままにしておくかを決定する。ＰＯビン６及び７の信号
は相補形であり、従って出力ＱＺが高になる時、ゲート
ＮＤ１及びＮＤ３の内の一方の出力が高になり、他方は
低に止まる。ゲートＮＤＩの出力がインバータを介して
３個１組のノア費ゲートＮＧ５に接続され、このゲート
の出力が、巻線段の接続部Ａ−。

Ｂ−及びＣ−に対応する下側トランジスタ制御信号Ｂ３
．Ｂ７．Ｂｌｌである。同様に、ゲートＮＤ３の出力が
インバータを介して３個１組のノア・ゲー）ＮＯ３に接
続され、その出力が巻線段の接続部Ａ＋、Ｂ十、Ｃ＋に
対応する上側トランジスタ制御信号Ｂｌ、Ｂ５．Ｂ９で
ある。出力ＱＺが高でＰＯピン６が高である為に、ゲー
トＮＤＩの出力が低になると、ゲートＮＧ５が不作動に
なる。これによって、ｖＡｃＴから、付勢された巻線を
介して大地に至る回路が遮断され、こうして電動機電流
が減少する。同様に、出力ＱＺが高でＰＯピン７が高で
ある為に、ゲートＮＤ３の出力が低になる時、ゲートＮ
Ｇ７が不作動にされ、これがやはり回路を遮断するが、
遮断する点は異なる。

何れの場合も、電動機電流が所望のピーク値に達したこ
とを示す、比較器Ａ５からの信号により、外部から巻線
に対する電圧の印加が中断される”。

比較器Ａ５の主な仕事がラッチＬＴＨをリセットするこ
とであるから、電動機巻線に対する電力を終了させるた
めの比較器Ａ５からの信号をリセット信号と呼び、比較
器Ａ５の出力状態の組合せを電流調整信号と呼ぶ。ＵＡ
７に示したＰ　Ｖｉ　Ｍ発振器がラッチＬＴＨを再びオ
ン状態にクロック作用する時、巻線に対する電圧の印加
が再開される。

従って、ＱＺ倍信号、以下材部信号と呼ぶＰＷＭ信号を
表わし、この材部信号はリセット信号によって終了し、
ＵＡ７からのクロック信号によって開始する。

マイクロコンピュータＭＣＩは基準電圧を表わす８ビツ
ト・ワードをＰ２ビン７−０を介してディジタル争アナ
ログ変換器ＤＡＣに供給することにより、公称１０乃至
２０ｋＨｚのＰＷＭサイクルにわたり、巻線に印加され
る平均電圧をも制御する。ピーク電流基準の場合と同じ
く、平均電圧基準はサイクル毎に変えてもよいし、或い
は必要な場合、電動機Ｍの所望の動作特性を達成する為
に、１サイクルの中でも変えることが考えられる。変換
器ＤＡＣのアナログ出力Ｖ　　　　が、インバＡＣＴ−
ＲＥＰ −タとして構成された増幅器Ａ１３を介して、比較器Ｕ
Ａ５の非反転入力に供給される。この比較器が、マイク
ロコンピュータによって設定された基準電圧Ｖ　　　　
を、電動機巻線に供給されてＡＣＴ−ＲＥＦ いる実際の直流電源の電圧■い。、の関数と比較する。

具体的に云うと、基準電圧ｖＡＣＴ−ＲＥＦは、比較器
ＵＡ５により、印加電圧の直接的な関数を発生する手段
を構成する、全体をＲＣＩと記した抵抗コンデンサ回路
Ｒ８７，Ｒ８９，Ｃ９１によって近似する実際の印加電
圧の積分と比較される。

回路ＲＣＩのコンデンサの電圧が基準電圧に達すると、
比較器ＵＡ５の出力が低になる。従って、比較器ＵＡ５
は、印加電圧の関数を基準と比較し、関数が基準に達し
た時を表示する手段を構成する。

比較器ＵＡ５の出力がラッチＬＴＨのＲ入力に接続され
るから、電圧の積分が電圧基準に達した時、ラッチのＧ
出力が高になり、それが電動機電流制御について前に説
明した様に、巻線段に対する外部電力の印加を停止する
。

印加電圧の積分が基準に達した時、回路ＲＣＩのコンデ
ンサＣ９１の電圧がリセット（例えば、ゼロにする）さ
れないことに注意されたい。その代わりに、電力の外部
からの印加は中断しても、積分をそのまま続ける。云い
換えれば、巻線に印加されている電力に対するサイクル
は、積分が基準値に達したからといって停止しない。そ
の代わりに、サイクルの長さは、分圧器ＤＶ３及び第２
の比較器ＵＡ７によって制御される。比較器ＵＡ７の反
転入力が、比較器ＵＡ５の反転入力と同じく、積分近似
回路ＲＣＩに接続される。然し非反転入力が分圧器ＤＶ
３に接続される。

分圧器ＤＶ３、回路ＲＣＩ及び比較器ＵＡ７及びＵＡ９
が鋸歯状発振回路に相当する。比較器ＵＡ７は、コンデ
ンサＣ９１が充電を開始し、その後充電を停止すべき時
に信号を出す。直流電源電圧ｖＡｃＴの変動に応答して
起る様な鋸歯状発振のサイクル長の変化は、ＶＡＣｌを
分圧器ＤＶ３及び充電回路ＲＣＩの両方に印加すること
によって、最小限に抑え、又はなくする。ＶＡｃＴが上
昇して、コンデンサＣ９１が一層短い時間の内に所定の
電圧まで充電されることによって起る様なサイクルが短
くなる可能性は、分圧器ＤＶ３が、比較器ＵＡ７が状態
を変える前にＣ９１が充電されなければならない電圧を
一層高くすることによって補償される。分圧器ＤＶ３の
抵抗Ｒ８１，Ｒ８２，Ｒ８５及び回路ＲＣＩの部品Ｒ８
７，Ｒ８９，Ｃ９１の数値は、巻線に電圧を印加する為
のサイクル長を予定の値に設定する様に選ばれる。部品
の数値例をあげると、Ｒ８１−１，３７メグオーム、Ｒ
１１１３−１３に、Ｒ８５纏１３ＫＳＲ８７轄５゜５メ
グオーム、Ｒ８９−１，８に、Ｃ９１−０゜００１マイ
クロフアラツドである。実際の印加電圧ＶＡＣＴが分圧
器ＤＶ３の上側に供給され、その予定の分圧が比較器Ｕ
Ａ７の非反転入力に供給される。

回路ＲＣＩのコンデンサＣ９１の電圧によって表わされ
る印加電圧の関数が、印加電圧の予定の分圧に達すると
、比較器ＵＡ７の出力が低になる。

従って、比較器ＵＡ７は、印加電圧の関数が予定の値に
達したとき、即ち各電圧サイクルの終りを知らせる手段
を構成する。ＵＡ７が低になることにより、トランジス
タＱＮが、ＬＴＨの出力Ｑが低になることによって応答
するまで、ラッチＬＴＨのＲ端子を低に一時的に駆動す
る。従って、トランジスタＱＮが比較器ＵＡ７の出力を
ラッチＬＴＨの入力に接続する電子制御スイッチとして
作用する。トランジスタＱＮのベースがラッチのＱ出力
に接続されている。Ｑ出力が低に駆動されると、Ｑ出力
が高になり、これによって上に述べた様に、それまでに
そうなっていなければ、巻線段に対する外部電力の印加
が中断される。従って、ラッチＬＴＨは、印加電圧の関
数が基準に達した時に、負荷に対する外部からの電圧の
印加を終了させ、現在のサイクルを終了させる手段を構
成する。

比較器ＵＡ７の出力が比較器ＵＡ９の非反転入力にも接
続されており、この比較器の他方の入力は約２，５ｖに
保たれている。比較器ＵＡ７の出力が低になると、分圧
器ＤＶ３とＵＡ７の出力端子の間に接続されたダイオー
ドＤ９がＤＶ３の分圧電圧を引下げ、比較器ＵＡ９の出
力も低になり、回路ＲＣＩのコンデンサＣ９１をＲ８９
を介して制御自在に放電させる。コンデンサＣ９１が放
電すると、ダイオードＤ９のダイオード降下の大体半分
に等しいＤＶ３の電圧がＵＡ７の非反転入力に供給され
る為に、比較器ＵＡ７の出力が再び高になる。比較器Ｕ
Ａ７が高になると、ダイオードＤ９が逆バイアスされる
為、分圧器ＤＶ３が回復する。やはりこの時、比較器Ｕ
Ａ９が高になり、従って、ｖＡｃＴがコンデンサＣ９１
の充電を再開し、新しいサイクルが開始される。ＵＡ７
が高になることが、クロック作用によってＬＴＨのす出
力を低にし、これが巻線段に対する外部電力の印加を回
復する。比較器ＵＡ９は、コンデンサ′を制御自在に放
電させるから、各々のサイクルの終りの最小オフ期間が
、新しいサイクルを開始する前に、比較器Ａ５から感知
されたピーク電流状態が除かれる様にするのに十分な長
さであることを保証する。この特徴を設けないと、増加
する負荷電流が最初にピーク電流の調整点に近づく時、
電動機制御に不連続が生ずる。

上に述べたところから、同じ回路、即ち、回路ＲＣＩが
、ＶＡＣｌ−□Ｆ電圧基準と比較する為に印加電圧の積
分を供給すると共に、各サイクルを終了させるタイミン
グを定めることが分かる。この構成により、回路ＲＣＩ
のコンデンサＣ９１の静電容量の誤差が、あるサイクル
で巻線段に印加される平均電圧の計算から相殺される為
に、Ｃ９１に精度の低い（例えば、±１０％の）コンデ
ンサを使うことができる。積分の計算用とサイクル長の
決定用とにそれぞれ別々の抵抗−コンデンサ回路を使っ
た場合、各々の回路に精度の低いコンデンサを使うと、
それによって起る平均電圧の誤差（その比）はかなりに
なる可能性がある。然し、この発明の構成では、回路Ｒ
ＣＩのコンデンサの静電容量の製造時の変動による積分
値の誤差及びサイクル長の誤差が事実上相殺され、ずっ
と良い精度になる。

第６図に示す回路は、これまで説明した様に電動機Ｍを
運転する為のＰＷＭ制御信号を供給する様に作用するが
、第７図は比較器Ａ５からの（ラッチＬＴＨのリセット
端子Ｒに印加された）リセット信号と発振器１００から
のクロック信号が殆ど一致することによる交互のサイク
ルのオン−オフの不連続を防止する変形を示す。別のＤ
形フリップフロップ（ＤＦＦ）１０２及び一対のアンド
・ゲート１０４，１０６がラッチＬＴＨと回路接続され
ている。比較器Ａ５からのリセット信号がインバータ１
０８を介して、ＤＦＦ　　１０２のクロック入力端子に
印加されると共に、アンド・ゲート１０４の第１の入力
端子に印加される。更に、リセット信号がアンド・ゲー
ト１０６の第１の入力端子に直接的に印加される。発振
器１００がクロック信号Ｏ８Ｃと反転クロック信号σ丁
での両方を発生する。信号５百テかアンド・ゲー）１０
６の第２の入力端子に供給され、信号Ｏ８ＣがＤＦＦ　
　１０２のセット入力端子に結合される。アンド・ゲー
ト１０６の第３の入力端子がＤＦＦ１０２のＱ出力端子
に結合される。アンド・ゲート１０６の出力端子がラッ
チＬＴＨのクロック入力端子（ｃＬＫ）に結合される。

アンド・ゲート１０４の出力端子がラッチＬＴＨのリセ
ット端子Ｒに結合される。ラッチＬＴＨのＤ入力端子が
正の電圧源に接続され、ラッチＬＴＨのセット入力端子
が接地される。Ｄ形フリップフロップ１０２では、Ｄ端
子及びリセット端子の両方が接地される。ラッチＬＴＨ
のＱ出力端子は、ＰＷＭオア・ゲートＮＧ？及びＮＧ５
を駆動する為のＰＷＭ付能材部又はＱＺ出力信号を発生
するが、アンド・ゲート１０４の第２の入力端子にも結
合されている。今度は、第７図のラッチＬＴＨは、第６
図について述べた様にＲ及びＱ端子ではなく、Ｒ及びＱ
端子を使う様に構成されている。信号の論理状態の選択
は、どの形式の方が実施し又は記述するのが簡単である
かに応じて、これらの構成の間で変えることができる。

この用途に正又は負の論理の何れを使うかの選択は、設
計の選択事項である。

ラッチＬＴＨからの信号又はＬＴＨに印加される信号が
、逆の論理状態を必要とする場合、周知の様に、インバ
ータを使うことができる。Ｏ２０及びＯ８Ｃ信号の両方
を発生する回路の構成が第１１図に示されている。

ＤＦＦ　　１０２の作用は、リセット入力端子のリセッ
ト信号、即ち電流センサ６３からの信号が、論理ルベル
になって、電動機Ｍに給電する駆動回路を材部すべきで
あることを示すまで、発振器１００からのクロック信号
Ｏ８Ｃを記憶することである。リセット端子のリセット
信号が論理ルベルである時、ＤＦＦ　　１０２のセット
端子に印加されるＯＳＣ信号の前縁によりＱ出力がセッ
ト状態になり、アンド・ゲート１０６を材部する。

これによってラッチＬＴＨのクロック入力端子ＣＬＫに
対してクロック信号が供給される。アンド・ゲート１０
４は、オン状態を再び設定し且つラッチＬＴＨにクロッ
クを送り出す作用が、ラッチＬＴＨをリセットする作用
の妨げにならない様に保証する。またアンド・ゲート１
０６は、発振器の出力Ｏ８Ｃが高で且つＤＦＦ　　１０
２のＱ出力が高である任意の期間の間の急速なサイクル
の繰返しを禁止する。

電流分路部ＲＳを通る電流が基準レベルより高い時、リ
セット信号が論理０レベルに戻り、こうしてクロック作
用によってＤＦＦ　　１０２のＱ出力を論理θレベルに
下げ、アンド・ゲート１０６を禁止する。同時に、ＯＮ
で示した反転リセット信号がゲート１０４を材部し、こ
うしてラッチＬＴＨをリセットするので、そのＱ出力が
論理０状態になる。この作用が、ラッチＬＴＨの材部信
号又はＱ出力信号のサイクル動作を、発振器のクロック
周期当り１サイクルに制限する。

第７図の装置の動作が分かり易い様に、第８図に示す時
間線図を参照されたい。材部信号を表わすＥＮと記した
１番下の線は、ラッチＬＴＨからのＱ出力信号を表わし
、この信号が第６図のナンド・ゲートＮＤＩ及びＮＤ３
に結合される。材部信号は、第４図のブロック図で説明
したパルス幅変調信号、即ち、ＰＷＭ信号である。マイ
クロコンピュータＭＣＩが前に述べた様に動作して、ゲ
−）ＮＧ５及びＮＧ７を介してＰＷＭ信号を結合するス
イッチング装置を選択する。第８図の１番上のグラフは
、発振器の２つの出力状態信号Ｏ８Ｃ及びσ茗テ°を表
わす。リセットと記した線は、第６図の比較器Ａ５から
のピーク電流調整信号を表わす。リセット信号が低又は
論理０状態にある時、分路部Ｒ５を通る電流は閾値又は
電流基準レベルより高く、電力スイッチング回路は禁止
すべきであり、従って電動機Ｍには追加の電流が供給さ
れない。Ａ、Ｂ及びＣと記したタイミング線は、ＤＦＦ
　　１０２のＱ出力、アンド−ゲート１０６の出力信号
、及びアンド・ゲート１０４の出力信号を夫々表わす。

第８図を見ればわかるように、分路部ＲＳを通る電流が
、時刻Ｔ１に発振器１００からのクロック信号（ＯＳＣ
）を受取る前に基準電流を越えて、リセット信号の低状
態の持続時間がクロック信号の期間を越える状態では、
リセット信号の持続時間の間、材部信号が禁止される。

リセット信号の時間が終った時、材部信号が回復する。

即ち、ラッチＬＴＨは、比較増幅器Ａ５が状態を変える
のと同時に状態を変える。更に具体的に云えば、材部信
号は、リセット信号が再び設定された時に回復する。

時刻Ｔ２にＯ８Ｃクロック争パルスを受取る前に、リセ
ット信号は論理０状態に変化するが、その直後、まだク
ロック・パルスを受取る前に、論理１状態に復帰する。

この状態では、リセット信号が論理０状態になるやいな
や、材部信号が消える。クロック信号の終りまで、材部
信号は回復しない。

時刻Ｔ３に受取ったクロック信号の期間の間、リセット
信号が論理０状態になり、その結果材部信号は直ちに論
理０状態に下がる。この状態では、クロック信号が実質
的に記憶され、その為、リセット信号が論理１状態に戻
るやいなや、直ちに材部信号が回復する。時刻Ｔ４に、
リセット信号がまだ論理１状態にある間に、クロック信
号が発生する。リセット信号に同等変化が存在しない時
、材部信号はクロック信号が発生したことによって影響
を受けない。時刻Ｔ５は、リセット信号がクロック信号
を受取る前に論理０状態に戻るが、その後、クロック信
号の期間の間に論理１状態に戻る状態を示す。これから
分かる様に、リセット信号が論理０になる時、材部信号
が直ちに論理Ｏに下がる。然し、このクロック信号の終
りまで、材部信号は論理１状態に復帰しない。従って、
追加のフリップフロップＤＦＦ　　１０２及び２つのア
ンド・ゲート１０４．１０６の作用は、材部信号のサイ
クル動作を、発振器のクロック・サイクル又は発振器の
周期当り１回に制限することである。

第９図には論理ゲート１０６の作用を２つの別のゲート
１１０．１１２に分けた別の形のＰＷＭラッチ制御回路
が示されている。ゲート１１０゜１１２は標準的なナン
ド論理ゲートであり、第７図の３人カアンド・ゲート１
０６よりも構成が簡単である。２人カアンド・ゲート１
１４がアンド・ゲート１０６の代わりになる。第７図の
アンド争ゲート１０４の作用が、ノア論理ゲート１１６
に置換えられている。追加したインバータ１１８は、リ
セット信号の低い上昇及び下降速度により、装置１０８
，１１０．１１２に於ける閾値が異なることによって、
動作が曖昧にならない様に保証する。追加のオア論理ゲ
ート１２０を論理ゲート１１０と組合せて、各々の発振
器周期の終りに・−定の「オフ」期間をオプションとし
てとれる様にする。この最小オフ期間は、前に説明した
様に、最大出力電圧を下げるが、パルス幅変調周波数が
一層低いことによって生ずる可聴雑音を減少することが
できる。Ｐｌに示す入力信号は、高、即ち、論理１状態
の時、「オフ」期間を含めることを禁止し、動作は第５
図と同じである。

第１０図の時間線図は、信号Ｐ１が論理θレベルにある
状態の時の第９図の回路の動作を示す。

Ｔ’ｌ、Ｔ２．Ｔ３及びＴ５で示すタイミングの間隔は
、夫々第８図のＴｌ、Ｔ２．Ｔ３及びＴ５の場合と路間
−である。即ち、こういう間隔では、第７図及び第９図
の回路の動作は同一である。Ｔ４に示す期間は、この特
定の動作モードで、各々の発振器周期の終りに強制的に
入れた「オフ」期間を示す。リセット信号がクロック期
間の間高に止まっているが、クロックの作用は、クロッ
ク期間の間、材部信号を強制的に論理Ｏレベルにするこ
とであることに注意されたい。従って、各々の発振器周
期の終りに最小「オフ」期間が保証されるが、これに対
して第７図の回路は、第８図の時間線図、特に時刻Ｔ４
に示す様に、リセット信号が論理ルベルにある限り、強
制的にオフ期間を作らない。

以下の説明を簡単にする為、第７図又は第９図の何れの
回路にも使うことができる様な形式のＰＷＭ発振器を示
す第１１図について説明する。第１１図の回路は、第７
図及び第９図の発振器１００に使われる回路を表わして
いるが、ある程度は第６図の回路に示されている。特に
、タイミング波形を発生する為のＲＣタイミング回路を
作る為に、抵抗及びコンデンサ回路を使うことが、第６
図のコンデンサＣ９１及び抵抗Ｒ８７，Ｒ８９に認めら
れる。第１１図の発振器は、米国特許第４゜６４２．５
３７号に記載される様な平均電圧制御に役立つ鋸歯状波
形を発生すると共に、随意選択によって一定「オフ」期
間を含めると共に、オフ期間の持続時間を制御自在に設
定する。

電圧基準ｖＡｃＴと大地の間にコンデンサ１２４と直列
に接続された抵抗１２２が、直列接続の抵抗１２６及び
１２８と組合さって、発振器のタイミング期間を設定す
る。分かり易い様に、第１１図の説明と共に、第１２図
の時間線図を参照されたい。第１２図では、発振器の波
形を■０で示しである。この波形が第１図の回路のｖＯ
と記した点、即ち抵抗１２２とコンデンサ１２４の接続
点に現われる。比較器１３０の反転入力端子が、抵抗１
２６．１２８の中間の接続点に接続され、電圧基準信号
ｖＲを受取る。抵抗１２６．１２８が大地と電圧Ｖ八〇
Ｔの間に接続されているから、ｖＲが、電圧Ｖｏの基準
となる中間電圧を表わす。

コンデンサ１２４及び抵抗１２２の間の接続点の電圧Ｖ
ｏが比較器１３０の非反転入力端子に結合される。比較
″ＪＳ１３０がコンデンサ１２４のピーク充電電圧を設
定する。交叉結合されたノア・ゲ−）１３２，１３４が
Ｒ８形フリップフロップとして作用する。電圧ｖＯが基
準電圧ｖＲに達した結果として、比較器１３０が状態を
変える時、その作用はノアやゲート１３２，１３４をセ
ットして、ゲート１３４からのＯ２０と記した出力信号
が論理ルベルになり、ゲート１３２からの出力信号が論
理０レベルになる様にすることである。

これらの信号が、前に第７図及び第９図の発振器１００
について述べた発振器の出力信号Ｏ８Ｃ及びＯ２０を表
わす。

ゲート１３４からの出力信号がＭＯＳＦＥＴＱｌのゲー
ト端子に結合される。このＦＥＴのコレクタ端子が、抵
抗１２２及びコンデンサ１２４の間の接続点に接続され
、ドレイン端子が大地に接続される。ゲート１３４から
の発振器信号が高レベルになる時、その信号がＦＥＴ　
　Ｑｌを導電させ、直ちにコンデンサ１２４の電圧を放
電させる。従って、その効果は、電圧ｖＯが電圧ｖＲの
レベルに達する度に、ＲＣ発振器をリセットすることで
ある。

ノア・ゲート１３２．１３４で構成されたフリップフロ
ップが、比較器１３６の作用によってリセットされる。

比較器１３６の反転入力端子が信号Ｖｏを受取る様に結
合される。非反転入力端子がゼロ以外の予定の値を持っ
ていてよい基準電圧Ｖｖに接続される（第１２図参照）
。コンデンサ電圧Ｖｏがリセットされる時、電圧ｖＯが
少なくとも電圧Ｖｖまで下がり、比較器１３６の状態を
変えさせ、アンド・ゲート１３８を介してノア−ゲート
１３４の入力端子に対するゲート信号を供給させる。そ
の効果は、ノア・ゲート１３２．１３４で構成されたフ
リップフロップをリセ・ソトすることである。アンド・
ゲート１３８は、各々のクロック・サイクルの終りに一
定オフ期間を作る為に、リセットを禁止することができ
る様にする為に設けられている。これまで説明した第１
１図のＰＷＭ発振器は、ＰＷＭサイクルを設定する周期
的なクロック信号を供給するクロック手段を持ち、クロ
ック信号Ｏ８Ｃが予定の持続時間を持つ逐次的なクロッ
ク期間を限定する。

ブロック１３９に示す回路はラッチとして作用し、各々
のＰＷＭサイクルの間、一定「オフ」期間、即ちその間
ＰＷＭ付能材部が禁止される最小期間を設定する。コン
デンサ１４０、抵抗１４２及びＦＥＴ１４４がＰＷＭ発
振器に対する一定「オフ」期間を設定する。ＦＥＴ１４
４のソース端子が＋Ｖと記した正の電圧源に接続され、
ドレイン端子が抵抗１４２を介してコンデンサ１４（）
に接続される。ＦＥＴ１４４のゲート端子がノア・ゲー
ト１３２からの信号Ｏ８Ｃを受取る様に接続される。信
号Ｏ８Ｃが論理Ｏレベルにある時、ＦＥＴ１４４が導電
し、抵抗１４２を介してコンデンサ１４０が充電される
様にする。抵抗１４２とコンデンサ１４０の間の接続点
の電圧ｖ３が基準電圧Ｖｐを越えると、オフ期間が終了
する。オフ期間は比較器１４６によって設定される。こ
の比較器の反転入力端子が電圧Ｖｐを受取る様に接続さ
れ、非反転入力端子が電圧ｖ３に接続される。

比較器１４６の出力端子がアンド・ゲート１３８の入力
端子に接続される。

比較器１４６の出力端子に発生される信号が、第９図の
説明で述べた信号Ｐ１である。信号ｎＣが論理ルベルに
ある時間の間、即ち、クロック信号の合間の時間の間、
コンデンサ１４０の電圧が並列接続の抵抗１４８を介し
て放電する。各々の発振器周期の終りに一定オフ期間を
使いたくない場合、スイッチ１５０を閉じて、電圧＋Ｖ
を抵抗１４２とコンデンサ１４０の間の接続点に直接的
に接続して、電圧ｖ３が＋Ｖにクランプされ、常に電圧
Ｖｐより高く、第１２図の時刻Ｔ３の始めに示す様に、
信号Ｐ１が一定の論理１状態に止まる様にすることがで
きる。最小オフ期間を削除した効果として、タイミング
期間が変わる。これは、発振器が比較器１３６の作用に
よってリセットされる前に、コンデンサ１２４が電圧Ｖ
ｖまでしか放電しないからである。

コンデンサ１２４が０ボルトまで放電することが、入力
線路電圧の変化を補償する上で、平均電圧制御にとって
更に適している。線路電圧の変化に応答する調整誤差を
最小限にすると共に、最大の電圧出力を希望する時、抵
抗１２８は、大地ではなく、電圧ｖｖに等しいバイアス
電圧に接続することができる。

第１１図の回路構成は、各々の電圧の点Ｖｏ。

ＶＲ，Ｖ３の右側にある全ての回路素子を集積回路にま
とめても、放電トランジスタ、例えばトランジスタ１４
４に大電流を導入せずに、一定オフ時間を設定する為、
又は一定オフ時間を禁止する為に、抵抗１４８及びコン
デンサ１４０の利用を随意選択によりて選ぶことが依然
としてできる様になっている。然し、この回路では、抵
抗１４８の選択が、電圧基準Ｖｐを越える充電電圧を発
生するのに必要な値より大きい値に制限される。具体的
に云うと、抵抗１４８及び１４２で構成された分圧装置
は、電圧＋Ｖに対し、電圧Ｖ３が電圧Ｖｐより大きくな
る様に選ばなければならない。

この時、抵抗１４８の値は、抵抗１４２の値に、十Ｖと
Ｖｐの間の差に対するＶｐの比を乗じた値より大きくし
なければならない。抵抗１４８がこの様に制限される為
、コンデンサ１４０の充電期間は、相次ぐクロック・パ
ルスの間の放電期間よりもずっと短くしなければならな
い。例えば、第１２図で、時刻Ｔ１の■３放電期間をＴ
１及びＴ２の間の放電期間と比較されたい。

第１３図は第９図及び第１１図の素子をＰＷＭ調整回路
１５２に組合せたものであり、ＶＲ。

Ｖｏ、Ｖ３．ＯＮ及びＥＮと記した入力端子は、第９図
及び第１１図の同じ符号の接続点に対応する。この構成
はＰＷＭ調整回路を集積回路として作ることができる様
にし、クロック信号のタイミング及び夫々の持続時間を
変える素子は、集積回路の外部に接続する。ＰＷＭ調整
回路１５２は実質的に第６図のラッチＬＴＨに置き換わ
る。第１３図の比較器１５４が第６図の比較器ＵＡ５に
対応し、第６図の比較器ＵＡ７が今度はＰＷＭ調整回路
１５２の中に入っている。同様に、第１３図の比較器１
５６が第６図の比較器Ａ５に対応する。

第１３図の回路６３′は実質的に第６図の回路６３に対
応するが、見品くする為に、あるフィルタ素子を省略し
である。更に、ＰＷＭ調整調整付呼信号い方を分かり易
くする為に、直列電力スイッチング・トランジスタ１５
８によって、電圧ＶＡＣＴと選択的に回路接続される電
動機Ｍの１つの巻線、例えば第３図の８１を略図で示し
である。

トランジスタ１５８は、第１図の電力スイッチング回路
３１の一部分を形成する１つの電子式電力スイッチング
手段を表わしており、各々の巻線段の端子を直流電源に
選択的に結合する。材部信号がトランジスタ１５８のベ
ース端子に結合される場合を示しであるが、材部信号が
ノア論理ゲートＮＧ５及びＮＯ３を付能して、ＭＣＩか
らの電力スイッチ制御信号が、材部信号が論理ルベルに
ある期間の間、選ばれた電力スイッチを付勢し、こうし
て電動機巻線（インダクタ１６０と抵抗１６２で表わす
）を電圧ＶＡｏＴと回路接続して、電動機電流ＩＬが流
れることができる様にすることが理解されよう。トラン
ジスタ１５８のベースから材部信号が取去られると、電
動機巻線のエネルギーが、逆向きに接続されたフリーホ
イール・ダイオード１６４に誘導電流ＩＬを循環させる
。第６図に示す様な回路では、トランジスタ１５８に対
応する複数個の電力スイッチング・トランジスタがあり
、その各々がノア・ゲートＮＧ５及びＮＯ３からの１つ
の出力によって制御される。ＰＷＭ調整回路１５２から
の材部信号に応答して付勢すべき特定の１つのトランジ
スタが、マイクロコンピュータＭＣＩによって選択され
る。

第１３図の回路の動作は、第１４図に示す時間線図を見
れば理解されよう。この時間線図の１番上には、コンデ
ンサ１２４の両端に発生する電圧に対応する反復的な鋸
歯状タイミング電圧波形Ｖｏが簡単にして示されている
（更に正確な波形が第１２図に示されている）。例とし
て、電圧基準ｖＲＥＰがタイミング電圧波形と重なるこ
とが示されている。タイミング波形Ｖｏのすぐ下には、
電流分路部Ｒ３を通る電流Ｉｓ及び巻線Ｓ１を通る電流
ＩＬに対応する波形が著しく簡単にした形で示されてい
る。すぐ分かることであるが、トランジスタ１５８が導
電していない時、電動機巻線電流ＩＬがフリーホイール
・ダイオード１６４を循環し、電流分路部Ｒ８を通らな
い。波形の内、ＩＳ＆ＩＬと記した部分は、トランジス
タ１５８が導電している期間中の電流を示す。即ち、電
流分路部ＲＳによって測定される電流波形は負荷又は電
動機巻線電流を表わす。期間Ｔ２の様に、トランジスタ
１５８が導電していない時、電流Ｉｓは実質的に存在せ
ず、他方電流ＩＬは電動機電流ループにある抵抗１６２
の為に減衰する。期間Ｔ３の間、電力スイッチが付能さ
れ、選ばれた電動機巻線を通る電流ＩＬは、電流基準値
１ＲＥＰに達するまで増加し、達した時、比較器１５６
が状態を変え、ＰＷＭ調整回路１５２のＯＮ端子の信号
を低の値に引張り、こうしてトランジスタ１５８に対す
る材部信号を終了させる。同時に、比較器１５６の出力
端子に接続されたコンデンサ１６６が放電する。ＯＮ信
号が第１４図のＯＮと記した線に示されており、分路部
ＲＳを通る電流がＩＲＥＦの値より小さい限り、ＯＮ信
号が＋Ｖの値にクランプされることを示している。比較
器１５６が状態を変え、トランジスタ１５８を遮断する
やいなや、分路部ＲＳを通る電流が止み、比較器１５６
が前の状態をとる様にして、コンデ：／す１６６が抵抗
１６８を介して急速に充電される様にする。両方の比較
器１５４，１５６はコレクタ開放出力であり、プルアッ
プ抵抗１６８を必要とし、ハードワイヤード「オア」接
続ができる様にする。

比較器１５４，１５６の出力端子の間に接続されたダイ
オード１７０が、電流減衰の最小オフ期間を、電流調整
回路６３′の動作だけに制限する。

負荷電流ＩＬが、トランジスタ１５８が導電していない
時は直接的に観測する為に利用することができないので
、第１１図について述べた様に、ＰＷＭ調整回路１５２
内のラッチ１３９によって、適切なオフ期間が用意され
、それが更に比較器１５６の出力にあるコンデンサ１６
６及び抵抗１６８の作用によって補われる。具体的に云
うと、ＰＷＭ調整回路１５２に入っているＰＷＭ発振器
及び比較器１５６に接続されたＲＣ回路の両方を使って
、ＰＷＭ付能材部を禁止する為の一定オフ期間を設定す
ることができる。

第１４図の波形の説明を続けると、電圧基準ｖＲＥＦが
、期間Ｔ５の間に示す様に、−層低い値に設定された場
合、比較器１５４は、ＰＷＭ調整回路１５２のＯＮ端子
に対するＯＮ信号を削除し、Ｖｏ雷電圧ｖＲＥＦ”圧に
達した時、トランジスタ１５８から材部信号を取去る。

期間Ｔ６を調べれば、この作用が理解されよう。期間Ｔ
Ｉ、Ｔ２゜Ｔ３及びＴ４を含む期間の間、電流は、電流
基準信号ＩＲＥＦによって設定されたピーク値に調整さ
レル。期間Ｔ５．Ｔ６及びＴ７の間、信号”　ｌ？ＥＰ
を減少すると共に、電圧調整回路１５２及び比較器１５
４の動作により、負荷に対する平均供給電圧を制限する
ことによって、電流ＩＬが調整される。オフ期間Ｔ２が
、発振器クロック・サイクル中の十分早い時に開始され
るが、オフ時間の持続時間が発振器クロックによって設
定されることに注意されたい。即ち、コンデンサ１２４
の電圧がその低レベルにリセットされた時に、材部信号
が再開される。オフ期間Ｔ４が開始が非常に遅くて、最
小オフ期間は、コンデンサ１６６、抵抗１６８の作用と
ＰＷＭ調整回路１５２の内部閾値によって発生される。

抵抗１６８及びコンデンサ１６６の値を用いて、電動機
のりアクタンス・インダクタ１６０及び抵抗１６２によ
って表わす様な種々の負荷に対する応答を最適にする。

第１３図の回路は、電動機電流が調整値に近づく時、制
御出力の不連続性をなくすものではないが、最大オフ期
間に達する為には、電流波形の立上りがクロックの後に
比較器１５６のトリガ・レベルに達しなければならない
という条件により、これまでの回路では得られなかった
が、交互のオン・オフ・サイクルの著しく減少した出力
に固定されることに対する抵抗が得られる。

これまで第７図乃至第１４図について説明してきたこの
発明では、電力を一層よく調整して、それを電動機Ｍの
様な永久磁石電動機に送り出す回路を説明した。この回
路の内、ＰＷＭ調整回路１５２と呼んできた部分は、集
積回路に取入れることが好ましく、その時外部回路をこ
の集積回路に接続して調整回路の作用を強化する。ＰＷ
Ｍ調整回路に使うのに望ましい１つの特徴は、スイッチ
ング速度が高過ぎるところでの動作の慣れを伴わずに、
ピーク電流に対する平均電流の比を高めることである。

前に述べた様に、電力スイッチング装置が高いスイッチ
ング速度になると、消費電力が増加し、電力制御に一層
定格の高い部品が必要になる。更に、スイッチング部品
が一定のクロック速度で動作する時、ピーク電流と平均
電流の好ましくない比が発生することがある。それでも
、クロック速度が一定のＰＷＭ回路が一般的に用いられ
るのは、電力装置のスイッチング損失の量を予定の最大
値に制限する為である。ある装置では、負荷電流の立上
り及び立下り時間を利用して、パルス幅変調制御を行な
うことができる。然し、第１３図について説明した様に
、ＥＣＭ制御システムでは、電力スイッチング装置が導
電していない時、電動機循環電流を直接的に観測する為
に利用することができない。電力スイッチが導電しない
状態にゲート作用を受けた時、電動機電流が巻線のイン
ダクタンスの為に内部を循環するが、この循環電流は電
流分路部Ｒ３を通らない。スイッチング装置が導電して
いない間に起る電流の減衰量を監視しないから、一般的
に一定のオフ期間を用い、スイッチング装置はこの一定
のオフ期間の終りに導電状態に切換える。前にふれた問
題は、高速で電動機が運転する時に、電流の減衰が最適
になる様に設計された一定のオフ期間は、電動機の低速
に於ける運転の時にはスイッチング速度が高くなり過ぎ
ることがあるということである。速度が高い時に比べて
、速度が低い時に電動機に発生される逆起電力（ｃＥＭ
Ｆ）の違いの為、電動機速度が高い時の電流の立上り時
間は電動機速度が低い時の電流の立上り時間よりもずっ
と遅くなる傾向がある為、問題が起る。同様に、速度が
高い時、電流減衰時間は、速度が高い時はＣＥＭＦが一
層大きい為に、速度が低い時の電流減衰時間よりもずっ
と早くなる傾向がある。従って、クロック速度が一定の
回路は、あらゆる電動機速度でスイッチング速度を制限
すると云う特性を持つが、最適の電流減衰の為には、電
動機速度が高い時にオフ時間が長くなり過ぎると云う短
所がある。第７図乃至第１４図について説明した回路は
、一定クロック期間の終りに電力の再開が早くなり過ぎ
ることを禁止する最小オフ時間を設定することによって
、幾分かこの問題を是正するが、電流調整パルス、即ち
、ＯＮ又はリセット信号が、一定クロック期間の始めの
近く、即ち、Ｏ５Ｃ信号を受取った時に発生すると、オ
フ時間が一定クロック期間の残りの間持続することがあ
る。第１５図に示す回路は、前のスイッチング事象から
少なくともある最小期間が経過した時、追加の回路を用
いて、クロック発振器を強制的にリセットすることによ
って、更にスイッチング速度を保護する。これによって
、電動機速度が高い時は最適の電流減衰の為の最小オフ
期間が得られるが、速度が低い時はスイッチング速度が
高くなり過ぎることを禁止する。

次に第１５図について説明すると、ＰＷＭ調整回路１５
２は、前に第１１図及び第１３図について説明したもの
と略同じ回路である。比較器１５４．１５６は第１３図
にも示されており、それらに関連した電流の監視が、電
流側路部ＲＳと抵抗１６８、コンデンサ１６６及びダイ
オード１７０によって構成された最小オフ期間回路によ
って行なわれる。抵抗１２２，１２６．１２８及びコン
デンサ１２４で構成された回路の発振器部分は第１３図
にも示されている。追加の特徴がブロック１７２及び１
７４に示されている。ブロック１７２及び１７４を合せ
たものが事象タイマを構成し、これはＰＷＭ付能材部の
直前の終了から少なくとも最小時間が経過した時、電流
監視回路６３′によってＰＷＭ付能材部が終了させられ
た時に、ＰＷＭ発振器（ブロック１７６）をリセットす
る様に作用する。ブロック１７２が、比較器１８０の非
反転入力端子に陽極を接続したダイオード１７８を介し
て、比較器１５４の出力端子に結合される。抵抗１８２
が非反転入力端子を電圧源＋Ｖに接続し、フィードバッ
ク抵抗１８４が比較器１８０の非反転入力端子及び出力
端子の間に接続されている。タイミング機能は、比較器
１８０の出力端子から抵抗１８６を通って比較器の反転
入力端子に至るフィードバック・ループの影響を受ける
。

このループが大地に接続されたタイミング抵抗１８８及
びコンデンサ１９０を並列に接続したものを含む。ブロ
ック１７２の出力、即ち実質的には比較器１８０の反転
入力端子に発生される信号が、抵抗１９２及びコンデン
サ１９４で構成されたＲＣ回路を介して、ブロック１７
４にある別の比較器１９６の反転入力端子に結合される
。比較器１９６の出力端子がＰＷＭ調整回路１５２のｖ
Ｒ端子に接続される。更にブロック１７４が、比較器１
５６の出力端子と正の電圧源＋Ｖの間に直列接続した抵
抗１９８．２００で構成される分圧器を含む。抵抗１９
８，２００の中間の端子が比較器１９６の非反転入力端
子に接続される。従って、ブロック１７２が、ＰＷＭ付
能材部の相次ぐ終了の間の期間の表示を発生するタイミ
ング手段を構成し、ブロック１７４が、電流監視手段６
３がＰＷＭ付能材部を終了させる時には、いつでも、ブ
ロック１７２によって発生されたこの期間の表示を、選
ばれた最小期間を表わす予定の電圧基準と比較する手段
を構成する。最後のＰＷＭ付能材部の終了からの期間が
、選ばれた最小期間より長ければ、ブロック１７４がＰ
ＷＭクロック発振器手段１７６に信号を供給して、リセ
ットを行ない、新しいクロック期間を開始する。

ＰＷＭ調整回路と共に事象タイマの動作を理解するには
、第１５図の回路全体の一連の時間線図を示す第１６図
を参照されたい。１番上の線図はコンデンサＣＯに発生
される電圧Ｖｏを示す。この電圧は実質的に例えば第１
２図について前に説明した傾斜電圧である。ＩＳと記し
たグラフは、電流分路部Ｒ８を通る監視される電流を表
わす。

ＶＲ１９ｇと記すグラフは、抵抗１９８及び２００の中
間に発生される電圧を表わし、これは比較器１５６の動
作と機能関係を有する。ＶＣ１９４と記したグラフは、
比較器１９６の反転入力端子で、コンデンサ１９４の両
端に発生される電圧を表わす。ｖｏＮは、比較器１５４
の出力端子に発生され、ＰＷＭ調整回路１５２のＯＮ入
力端子に供給される電圧を表わす。ＶＲ１８２と記した
グラフは、比較器１８０の非反転入力端子に発生される
電圧を表わし、ＶＣ１９０と記したグラフは、比較器１
８０の反転入力端子に発生される電圧を表わす。

最初に期間Ｔ１を考えると、電圧Ｖｏは、谷の基準電圧
ＶｖからＰＷＭ回路１５２によって設定された上側の基
準電圧ｖＲまで増加する普通のパターンに従う。電圧ｖ
ＯがＶＲＯ値に達すると、ＰＷＭ回路１５２がクロック
発振器信号Ｏ８Ｃを発生し、それと同時にリセット拳ト
ランジスタＱ１　（第１１図参照）を付勢して、コンデ
ンサ１２４を放電させ、発振器１７６をリセットする。

電圧ＶｏがｖＲＥＦレベルに達しなかったから、比較器
１５４は、■０電圧がリセットされる時、状態を変えな
い。従って、電動機巻線に対する電流を制御するスイッ
チング・トランジスタ、例えば、トランジスタ１５８は
状態を変えず、グラフＩｓに増加する電動機電流として
示す様に、電流が引続いて電流分路部ＲＳに流れる。期
間Ｔ２の始めに、電流Ｉｓが！ＲＥＰレベルに達し、比
較器１５６の状態を変えさせ、直ちにＰＷＭ調整回路１
５２のＯＮ端子の電圧を引下げ、こうして電動機巻線に
電流を供給するスイッチング・トランジスタをターンオ
フする。比較器１５６が状態を変える時、低レベルにな
り、こうして抵抗１９８及び２００の中間の電圧を一層
低いレベルに引張り、この為比較器１９６の非反転入力
端子に印加される電圧ＶＲ１９８が、反転入力端子の電
圧ＶＣ１９４よりも突然に低くなる。これによって比較
器１９６が状態を変え、ＰＷＭ調整回路１５２のｖＲ端
子を一層低い値に引張る。第１１図と比較して、−旦ｖ
Ｒ端子が一層低い値に引張られると、それがコンデンサ
１２４を放電することにより、ＰＷＭ発振器を直ちにリ
セットすることが理解されよう。コンデンサ１２４のリ
セットが期間Ｔ２に示されている。比較器１５４の出力
の電圧ｖｏＮも比較器１５６の作用によって引下げられ
るから、この低下した電圧がダイオード１７８を介して
比較器１８０の非反転入力端子に結合され、比較器１８
０の状態を変えさせ、強制的にコンデンサ１９０の放電
を開始する。この放電の効果がＶＣ１９０のグラフに示
されている。コンデンサ１９０の放電は、コンデンサ電
圧が比較器１８０の非反転入力端子の電圧ＶＲ１８２の
レベルに下るまで続く。その点で、即ち、期間Ｔ２の終
りに、比較器１８０が状態を変え、再びコンデンサ１９
０を充電することができる様にする。ＥＣＭ電動電動機
対する電力を制御する装置は、ＰＷＭ調整回路１５２の
ＯＮ入力端子の電圧Ｖ。Ｎが、ＰＷＭ調整回路によって
内部で設定された電圧閾値ｖＴＩ（と交叉するまで、導
電することが許されない。期間Ｔ３の終りに、比較器１
５６が、分路部Ｒ８を通るピーク電流が基準電流’　Ｒ
ＥＰの値を越える時、再び状態を変える。然し、今度は
、比較器１９６の反転入力端子の電圧ＶＣ１９４は、電
圧ＶＲ１’９Ｂが電圧ＶＣ１９４のレベルより低くなる
程には上昇していない。云い換えれば、ＰＷＭ発振器の
最後のリセットからの時間が、コンデンサ１９４を予定
の最小のＶＲ１９８電圧より高い電圧まで充電するのに
十分ではなかった。その為、比較器１９６は状態を変え
ず、ＰＷＭ発振器１７６は比較器１５６０作用によって
リセットされない。その結果、次のＰＷＭ発振器サイク
ルの終りに、スイッチング・トランジスタが、期間Ｔ５
に示す様に、再び付能される。前のオフ信号（電流Ｉｓ
の中断）からの所要最小時間が、正しい動作の為には、
ＰＷＭ発振器の周期よりも短くすべきであることは明ら
かである。

期間Ｔ６に、基＊電圧ＶＲＥＦが下り、この為装置はピ
ーク電流調整モードではなく、平均電圧調整モードに入
り、その結果、電圧Ｖｏが閾値ＶＲＨＦと交叉する時に
、比較器１５４が状態を変える。比較器１５４の作用は
、期間Ｔ６に電流Ｉｓが直ちに中断されることによって
示す様に、電動機Ｍに対する電流を制御するスイッチン
グ・トランジスタのターンオフを行なうことである。

ダイオード１７０が比較器１５４の動作をコンデンサ１
６６から減結合しているから、事象タイマ回路のリセッ
トは、電圧ＶＣ１９０で示す様に、比較器１５４が状態
を変える度に行なわれるが、電圧ＶＲ１９８は一定の高
いレベルにと譬まる。

この為、比較器１９６は状態を変えることができないの
で、平均電圧制御の間、ＰＷＭ発振器１７６のリセット
が防止される。発振器のリセットを避ける理由は、この
リセットが平均電圧の調整の妨げになるからである。更
に、電圧の調整値又はその近くで発振器をリセットする
ことは、平均電流とピーク電流との比の所望の増加の妨
げになる。

第１７図は、第１５図に示す外部回路を用いないで、こ
の発明の少なくとも若干の目的を達成する為に、ＰＷＭ
調整回路１５２の中で行なうことができる変更を示す。

第１７図に示す回路は、少なくとも、第１１図に示した
ＰＷＭ発振器１００を形成する回路及び第９図に示した
ＰＷＭラッチ回路で構成されることが認められよう。第
１゛７図の回路では、第９図及び第１１図と共通の素子
には同じ参照数字を用いている。一般的に、この回路の
変更は、ＰＷＭ発振器の周期の終りの最小オフ期間を除
いたこと、並びに電流調整信号又はリセット信号が始ま
る時に、ＰＷＭ発振器のリセットを付能する回路に別々
の電圧及び電流調整端子を追加したことである。然し、
論理ノア・ゲート１３２が、ＰＷＭ発振器の強制的なリ
セットができる様にする追加の入力端子を持つノア・ゲ
ート１３２′に置き換えられていることが認められよう
。追加のＤ形フリップフロップ２０２を入れたのは、ノ
ア・ゲート１３４の出力から得られる発振器クロック信
号の立上りで、フリップフロップ１０２の前の状態を記
憶する為である。フリップフロップ１０２のＱ出力端子
が直列接続の第１及び第２のインバータ２０４及び２０
Ｂを介して、フリップフロップ２０２のＤ入力端子に接
続される。２つのインバータを用いたのは、発振器クロ
ック信号が発生されてからフリップフロップ１０２．２
０２の各々の供給される時間の間にレース状態が起らな
い様に保証するのに十分な期間の間、フリップフロップ
１０２からフリップフロップ２０２への信号の伝送を遅
延させる為である。フリップフロップ２０２のＱ出力端
子がアンド・ゲート２０８の第１の入力端子に接続され
、このゲートの出力端子がノア・ゲート１３２′の第３
の入力端子に接続される。アンド・ゲート２０８は、ピ
ーク電流調整パルス（リセット信号）が検出され、且つ
フリップフロップ２０２のＱ出力端子の状態が、最後の
ＰＷＭオフ信号から少なくともＰＷＭ発振器周期１個が
経過したことを示す時に、ゲート１３２′のリセットを
開始する。この点、アンド・ゲート２０８の第２の入力
端子が、比較器１５６（第１３図）によって発生され、
反転シュミット・トリガ回路２１０を介してアンド・ゲ
ート２０８に結合されるリセット信号を受取る様に接続
されている。分かり易くする為、第１７図では、リセッ
ト信号が電流調整信号として示されている。この電流調
整信号は、比較器１５６の両方の出力論理状態、即ち、
電流Ｉｓが電流■２．。

より大きい時の論理０又はリセット信号状態と、Ｉｓが
’　ＲＥＦより小さい時の論理１状態の両方を含む。フ
リップフロップ２０２及びそれに付設された論理ゲート
２１４，２０８，２０６．２０４が、直前のクロック期
間が普通のクロック期間の持続時間より短い様な任意の
クロック期間の間、ブロック１５２′に示すクロック発
振器手段のリセットを禁止する手段を構成する。即ち、
相次ぐクロック期間でリセットが許されるのではない。

回路２１０は電流調整信号又はリセット信号をアンド・
ゲート２１２の第１の入力端子にも結合する。このゲー
トの出力端子がオア・ゲート２１４を介してフリップフ
ロップ２０２のリセット（Ｒ）端子に接続される。アン
ド・ゲート２１２の第２の入力端子が、ノア・ゲート１
３４からクロック発振器信号ＯＳＣを受取る様に接続さ
れている。アンド・ゲート２１２の作用は、クロック信
号より前に電流調整パルスを受取９ても、ＰＷＭ発振器
がリセットされるまで、フリップフロップ２０２のリセ
ットを遅延させることである。

比較器１５４（第１３図）によって発生された電圧調整
パルスが、別の反転シュミット・トリガ回路２１６を介
してオア・ゲート２１４の別の入力端子に結合される。

回路２１０及び２１６は、特に電流及び電圧スパイクが
普通に起る電力のターンオフ時に、ある程度の雑音に対
する免疫性を装置に持たせる。オア・ゲート２１４は電
流調整信号又は電圧調整信号がフリップフロップ２０２
のリセットを制御することができる様にする。回路２１
０及び回路２１６の両方によ１て発生された出力信号が
、オア・ゲート２１８の夫々の入力端子にも結合される
。このゲートの出力端子がフリップフロップ１０２のク
ロック端子及びインバータ１１８の入力端子に結合され
る。オア・ゲート２１８は実効的に電流及び電圧調整信
号を組合せて、ＰＷＭ調整回路１５２に印加される前に
述べたＯＮ信号を発生する。

第１７図の装置の動作が更によく理解される様に、第１
７図の回路の動作にとって重要な時間線図及び論理レベ
ルを示す第１８図を参照されたい。

最初、即ち１番上のグラフは、やはりコンデンサ１２４
の両端に発生される発振器電圧Ｖｏを表わす。電圧ｖＲ
ＥＦがＶｏのグラフに重ねて示されている。Ｉｓと記し
た２番目のグラフは電流分路部ＲＳを通る電流を表わす
。ＰＣと記したグラフは比較器１５６の出力に発生され
る電流調整信号を表わす。グラフＰｖは比較器１５４に
よって発生される電圧調整信号を表わす。Ｏ２０と記し
たグラフは、ノア・ゲート１３４の出力に出る対応す゛
るクロック信号を表わす。線Ａはフリップフロップ１０
２のＱ出力端子に発生される信号を表わし、線Ｂは論理
ゲート１１４の出力端子に発生される信号を表わす。線
Ｃは論理ゲート１１６の出力に発生される信号を表わし
、線りはフリップフロップ２０３のＱ出力端子に発生さ
れる信号を表わす。

線Ｅは、ゲート２１４の出力端子に発生されて、フリッ
プフロップ２０２のリセット端子に印加される出力信号
を表わす。ＥＮと記した線はやはり材部信号、すなわち
、ＰＷＭ信号を表わし、これはＥＣＭ電動機に対する電
力を制御するスイッチング・トランジスタに対する転流
制御回路５７（第４図参照）に供給される。意味のある
最初の事象が、電流Ｉｓが閾値Ｉ□）に達した結果とし
て、ＰＷＭ発振器の電圧Ｖｏがリセットされる時刻Ｔ１
に示されている。特に、端子ＰＣに発生される電流調整
信号が状態を変え、フリップフロップ１０２の出力の論
理レベルが高いレベルである為に、フリップフロップ２
０２のＱ出力端子の論理レベルが高いレベルであるから
、アンド・ゲート２０８がトリガされ、ＰＷＭ発振器を
リセットし、Ｏ８Ｃクロック信号を発生する。Ｏ８Ｃク
ロック信号が論理ゲート２１２．２１４を介して結合さ
れ、フリップフロップ２０２をリセットすることに注意
されたい。

ＰＣ，即ち、電流調整信号がシュミット回路２１０をト
リガする時、回路２１０の変化した出力状態がオア・ゲ
ート２１８を介して結合され、ラッチＬＴＨをリセット
し、材部信号を発生して、電力スイッチング装置を導電
状態にゲートして、再び電動機巻線に電流を印加するこ
とができる様にする。時刻Ｔ２に、次に発生するピーク
電流調整（リセット）信号が起り、材部信号を終了させ
る。然し、前のＰＷＭオフ信号から完全なＰＷＭ発振器
の周期が経過していない為、ピーク電流調整信号は強制
的にＰＷＭ発振器をリセットすることができない。時刻
Ｔ３には、電圧ＶＲＥＦが電圧Ｖｏよりも下って、電力
スイッチング装置のターンオフを強制的に行なう効果が
示されている。

ＶｏがｖＲＥＦを越えた効果によっては、ＰＷＭ発振器
の強制的なリセットが行なわれないことに注意されたい
。然し、線りに示す様に、ブリップフロップ２０２のＱ
出力信号が、電圧調整信号の作用によってリセットされ
る。それでも、次の材部信号は、電圧Ｖｏによって設定
されたタイミング・サイクルの終りに、発振器クロック
信号Ｏ３Ｃが発生された時にだけ発生される。

特定の実施例を図面に示して説明したが、この発明の範
囲内で種々の変更を加えることができることは明らかで
あろう。従って、特許請求の範囲は、この発明の範囲内
に属するこの様な全ての変更を包括するものであること
を承知されたい。

【図面の簡単な説明】

第１図は電子転流形量動機と共に制御システムの主な構
成回路を示した簡略ブロック図、第２図はこの発明の制
御システムによって制御することができる電子転流形永
久磁石直流電動機の主な要素の分解斜視図、第３図は第
２図の電動機の巻線段及び端子の略図、第４図はこの発
明の考えを取入れることができる制御システムの主な構
成回路を第１図よりも更に詳しく示すブロック図、第５
図はＰＷＭ　　ＥＣＭシステムの出力端子電圧を時間に
対して示す波形図、第６図はＰＷＭ　　ＥＣＭシステム
の平均電圧制御回路の回路図、第７図はクロック及び電
流調整信号が殆ど一致したことにより交互のサイクルの
オン・オフの不連続性を防止するこの発明の一形式のＰ
ＷＭラッチ制御回路の簡略ブロック図、第８図は第７図
のラッチ制御回路の波形を示す時間線図、第９図はこの
発明の別の実施例のＰＷＭラッチ制御回路のブロック図
、第１０図は第９図のラッチ制御回路の波形を示す時間
線図、第１１図は第７図及び第９図の何れに於いても必
要なクロック信号を発生するのに使うのに適したＰＷＭ
発振器回路の回路図、第１２図は第１１図のＰＷＭ発振
器回路の波形を示す時間線図、第１３図は第９図及び第
１１図の主な部分を集積回路にまとめたこの発明の包括
的なＰＷＭ制御システムの簡略ブロック図、第１４図は
第１３図の回路の波形を示す時間線図、第１５図は第１
３図の集積化ＰＷＭ調整回路の外部にあるＰＷＭ発振器
を強制的にリセットするこの発明の一形式の回路の回路
図、第１６図は第１５図の回路の波形を示す時間線図、
第１７図は最小期間及び−定オフ期間を設定するこの発
明のＰＷＭ制御の別の形式を示すブロック図、第１８図
は第１７図の回路の波形を示す時間線図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、少なくとも１つの予め選ばれた順序で電子的に転流
   される様にした複数個の巻線段を持つ不動の集成体、及
   び該巻線段と選択的な磁気結合関係を持つ回転自在の集
   成体を持っていて、各々の巻線段に端子が付設されてい
   る様な、直流電源から付勢される電子転流形電動機（Ｅ
   ＣＭ）に対するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御システムに
   於いて、各々の巻線段の端子に接続されていて、（ａ）
   各々の端子を直流電源に選択的に結合して、少なくとも
   若干の巻線段に少なくとも１つの予め選ばれた順序で直
   流電圧を印加して、ＥＣＭを付勢して回転自在の集成体
   を回転させる為に、巻線段に電流を供給する電子スイッ
   チング手段と、（ｂ）パルス幅変調サイクルを設定する
   周期的なクロック信号を発生するクロック手段と、（ｃ
   ）前記スイッチング手段に接続されていて、パルス幅変
   調サイクルで前記スイッチング手段を付能する手段とを
   有し、該付能する手段は、ＥＣＭに供給された電流が予
   定の値より小さい時、１つのクロック信号に応答してＰ
   ＷＭ付能信号を導き出す手段を含むと共に、１つのクロ
   ック信号が発生してから予定の時筒内に前記ＰＷＭ付能
   信号が終了したことに応答して、前記１つのクロック信
   号が発生する後まで、パルス幅変調サイクルの開始を遅
   延させる手段を含んでおり、更に、（ｄ）ＰＷＭサイク
   ルの間、前記ＰＷＭ付能信号の終了に応答して、前記ク
   ロック手段をリセットして、直前のＰＷＭサイクルの終
   了から少なくとも最小期間が経過した時、別のパルス幅
   変調サイクルを設定する手段を有するパルス幅変調制御
   システム。 ２、少なくとも１つの予め選ばれた順序で電子的に転流
   される複数個の巻線段を持つ不動の集成体、及び該巻線
   段と選択的な磁気結合関係を持つ回転自在の集成体を持
   っていて、各々の巻線段に端子が付設されている様な、
   直流電源から付勢される電子転流形電動機（ＥＣＭ）に
   対するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御システムに於いて、
   （ａ）各々の巻線段の端子と回路結合されていて、各々
   の端子を直流電源に選択的に接続し、少なくとも若干の
   巻線段に前記少なくとも１つの予め選ばれた順序で直流
   電圧を印加して、ＥＣＭを付勢すると共に回転自在の集
   成体を回転させる電力スイッチング手段と、（ｂ）各々
   の端子を前記少なくとも１つの予め選ばれた順序で直流
   電源に接続する為に、付勢の為の電力スイッチング手段
   を選定するスイッチング信号を発生する信号処理手段と
   、（ｃ）前記選ばれた電力スイッチング手段を付勢する
   ＰＷＭ付能信号を発生するパルス幅変調（ＰＷＭ）手段
   とを有し、該ＰＷＭ手段は、予定の持続時間を持つ逐次
   的なクロック期間を限定する周期的なクロック信号を発
   生するクロック手段、ＥＣＭに供給された電流が予定の
   値より小さい時に第１の信号を、そしてＥＣＭに供給さ
   れた電流が前記予定の値より大きい時に第２の信号を発
   生する電流監視手段、及び前記第２の信号に応答して前
   記ＰＷＭ付能信号を終了させる論理手段を含んでおり、
   該論理手段は、前記第１の信号が存在する間に発生した
   １つのクロック信号を受取ったことに応答して前記ＰＷ
   Ｍ信号を開始し、前記論理手段は前記第２の信号が存在
   する間に受取った１つのクロック信号を記憶して、前記
   第１の信号が発生した時、前記ＰＷＭ付能信号を発生す
   る様に作用するパルス幅変調制御システム。 ３、各々のクロック期間の間、前記ＰＷＭ付能信号が禁
   止される最小期間を選択的に設定する手段を有する請求
   項２記載のパルス幅変調制御システム。 ４、前記ＥＣＭに印加された電圧の時間積分が予定の値
   に達した時、前記ＰＷＭ付能信号を終了させる電圧制御
   手段を有する請求項３記載のパルス幅変調制御システム
   。 ５、前記電圧制御手段が前記ＰＷＭ付能信号を終了させ
   る時、前記最小期間を禁止する手段を有する請求項４記
   載のパルス幅変調制御システム。 ６、前記ＰＷＭ付能信号の直前の終了から少なくとも最
   小期間が経過した時、前記電流監視手段によって、前記
   ＰＷＭ付能信号が終了した時に、前記クロック手段をリ
   セットする手段を有する請求項５記載のパルス幅変調制
   御システム。 ７、前記リセットする手段が、前記ＰＷＭ付能信号の相
   次ぐ終了の間の期間の表示を発生すると共に、前記電圧
   制御手段及び前記電流監視手段に結合されて、前記ＰＷ
   Ｍ付能信号の終了を検出するタイミング手段と、前記電
   流監視手段から前記第２の信号が発生された時、前記期
   間の表示を前記最小期間を表わす予定の基準と比較する
   と共に、前記クロック手段に結合されて、前記期間の表
   示が前記最小期間の基準を超えた時に前記クロック手段
   をリセットする比較する手段とで構成されている請求項
   ６記載のパルス幅変調制御システム。 ８、前記論理手段が、直前のクロック期間が予定のクロ
   ック期間の持続時間より短い時、クロック期間の間前記
   クロック手段のリセット作用を禁止する手段を含む請求
   項７記載のパルス幅変調制御システム。 ９、少なくとも１つの予め選ばれた順序で電子的に転流
   される複数個の巻線段を持つ不動の集成体、及び該巻線
   段と選択的な磁気結合関係を持つ回転自在の集成体を持
   っていて、各々の巻線段に端子が付設されている様な、
   直流電源から付勢される電子転流形電動機（ＥＣＭ）に
   対するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御システムに於いて、
   （ａ）各々の巻線段の端子と回路結合されていて、各々
   の端子を選択的に直流電源に接続し、少なくとも若干の
   巻線段に前記少なくとも１つの予め選ばれた順序で直流
   電圧を印加して、ＥＣＭを付勢すると共に回転自在の集
   成体を回転させる電力スイッチング手段と、（ｂ）各々
   の端子を前記少なくとも１つの予め選ばれた順序で直流
   電源に接続する為に、付勢の為の電力スイッチング手段
   を選定するスイッチング信号を発生する信号処理手段と
   、（ｃ）選ばれた電力スイッチング手段を付勢するＰＷ
   Ｍ付能信号を発生すると共に、予定の持続時間を持つ逐
   次的なクロック期間を限定する周期的なクロック信号を
   発生するクロック手段を含むパルス幅変調（ＰＷＭ）手
   段と、（ｄ）該ＰＷＭ手段に結合されていて、前記ＰＷ
   Ｍ付能信号のサイクル動作を１クロック期間当り１回に
   制限する論理手段とを有するパルス幅変調制御システム
   。 １０、少なくとも１つの予め選ばれた順序で電子的に転
   流される複数個の巻線段を持ち、各々の巻線段に端子が
   付設されている不動の集成体、該巻線段と選択的な磁気
   結合関係を持つ回転自在の集成体、及び各々の巻線段の
   端子に接続されて、各々の端子を直流電源に選択的に結
   合して、少なくとも若干の巻線段に、前記少なくとも１
   つの予め選ばれた順序で直流電圧を印加して、電動機を
   付勢すると共に回転自在の集成体を回転させる為に、前
   記巻線段に電流を供給する電子スイッチング手段を持ち
   、直流電源から付勢させる永久磁石電動機のパルス幅変
   調（ＰＷＭ）制御方法に於いて、（ａ）前記少なくとも
   １つの予め選ばれた順序でスイッチング手段を付能する
   為に、前記電子スイッチング手段に印加される制御信号
   を発生し、（ｂ）相次ぐ信号の間に予定の持続時間を持
   つ一連の周期的なクロック信号を発生し、（ｃ）各々の
   クロック信号に応答してＰＷＭ付能信号を発生し、（ｄ
   ）前記制御信号及びＰＷＭ付能信号を加算し、（ｅ）加
   算信号を電子スイッチング手段に印加して、ＥＣＭの巻
   線段を付勢すると共にその中に電流を発生し、（ｆ）巻
   線段の電流が予定の値に達した時にＰＷＭ付能信号を終
   了させ、（ｇ）終了する工程が１つのクロック信号から
   予定の期間内である時、少なくとも１つのクロック信号
   の持続時間の間、ＰＷＭ付能信号の発生を禁止し、（ｈ
   ）巻線段の電流が前記予定の値に達する前に、クロック
   信号が発生される時、少なくとも予定の最小期間の間Ｐ
   ＷＭ付能信号を終了させ、（ｉ）各々のＰＷＭサイクル
   の間、少なくとも別の予定の最小期間の間ＰＷＭ付能信
   号を禁止する工程を含むパルス幅変調制御方法。 １１、巻線段に印加された電圧の時間積分が予定の値に
   達した時、ＰＷＭ付能信号を終了させる工程を含む請求
   項１０記載のパルス幅変調制御方法。 １２、ＥＣＭ電圧調整の間にクロック信号が発生した時
   、ＰＷＭ付能信号の終了を禁止する工程を含む請求項１
   １記載のパルス幅変調制御方法。 １３、直前のＰＷＭ付能信号の終了から少なくとも最小
   時間が経過した時、ＥＣＭの電流が予定の値に達したこ
   とに応答して、ＰＷＭ付能信号が終了した時にクロック
   信号をリセットする工程を含む請求項１１記載のパルス
   幅変調制御方法。 １４、リセットする工程が、ＰＷＭ付能信号の相次ぐ終
   了の間の期間を決定し、決定された期間を最小期間と比
   較し、最小期間が決定された期間より短い時、新しいク
   ロック・サイクルを開始する工程を含む請求項１３記載
   のパルス幅変調制御方法。