JPH0449887A - ブラシレスモータの回転速度制御装置 - Google Patents
ブラシレスモータの回転速度制御装置Info
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- JPH0449887A JPH0449887A JP2159563A JP15956390A JPH0449887A JP H0449887 A JPH0449887 A JP H0449887A JP 2159563 A JP2159563 A JP 2159563A JP 15956390 A JP15956390 A JP 15956390A JP H0449887 A JPH0449887 A JP H0449887A
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- rectangular wave
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 14
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 17
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 8
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 3
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 231100000989 no adverse effect Toxicity 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ブラシレスモータの回転速度制御装置に関す
る。
る。
従来、位置センサを用いないタイプのブラシレスモータ
の多くは誘起電圧波形を検出し、これを基に転流制御を
行っている。また、この様なタイプのブラシレスモータ
において、モータへの電流供給を高い周波数で断続制？
ｉｌ（いわゆるＰＷＭ制御）することによりモータの回
転速度を制御している。
の多くは誘起電圧波形を検出し、これを基に転流制御を
行っている。また、この様なタイプのブラシレスモータ
において、モータへの電流供給を高い周波数で断続制？
ｉｌ（いわゆるＰＷＭ制御）することによりモータの回
転速度を制御している。
しかし、上述したＰＷＭ＠＠は転流周波数以上の高い周
波数で電機子巻き線への電流供給を断続制御するために
種々の電気雑音を発生して他機器り誘起電圧にスパイク
状の高周波ノイズが重畳し、転流制御に悪影響を及ぼす
という問題もある。
波数で電機子巻き線への電流供給を断続制御するために
種々の電気雑音を発生して他機器り誘起電圧にスパイク
状の高周波ノイズが重畳し、転流制御に悪影響を及ぼす
という問題もある。
本発明は、他機器、及び転流制御に悪影響を与えない回
転速度制御装置を提供することを目的とする。
転速度制御装置を提供することを目的とする。
前記オン信号出力時に前記矩形波を積分する積分手段と
、 この積分手段の積分値に応じた通電角信号を作成する通
電角信号作成手段と、 前記通電角信号に応じて前記巻線への電流供給を断続す
るスイッチング手段とを備えることを特徴とするブラシ
レスモータの回転速度制御装置を提案する。
、 この積分手段の積分値に応じた通電角信号を作成する通
電角信号作成手段と、 前記通電角信号に応じて前記巻線への電流供給を断続す
るスイッチング手段とを備えることを特徴とするブラシ
レスモータの回転速度制御装置を提案する。
上記課題を解決する手段として本発明は第１図に示すご
とく、 所定相数からなり回転子の回転に伴って所定周期をもっ
た信号を発生する電機子巻線と、この巻線に電流を供給
する直流電圧源と、前記相数で前記所定周期を等分した
期間だけオン信号を出力するオン信号出力手段と、連続
する矩形波を作成する矩形波作成手段と、前記矩形波の
デユーティ比を設定するデユーティ比設定手段と、 〔作用〕 これにより、ブラシレスモータの回転速度により定まる
周期を相数で等分した期間だけ矩形波を積分して、この
積分値に応じた通電角信号を作成する。また矩形波のデ
ユーティ比を任意に設定することにより、通電角信号も
任意に作成される。
とく、 所定相数からなり回転子の回転に伴って所定周期をもっ
た信号を発生する電機子巻線と、この巻線に電流を供給
する直流電圧源と、前記相数で前記所定周期を等分した
期間だけオン信号を出力するオン信号出力手段と、連続
する矩形波を作成する矩形波作成手段と、前記矩形波の
デユーティ比を設定するデユーティ比設定手段と、 〔作用〕 これにより、ブラシレスモータの回転速度により定まる
周期を相数で等分した期間だけ矩形波を積分して、この
積分値に応じた通電角信号を作成する。また矩形波のデ
ユーティ比を任意に設定することにより、通電角信号も
任意に作成される。
この通電角信号の出力期間は電機子巻線に直流電圧源よ
り電流が供給される。
り電流が供給される。
本発明により、連続する矩形波のデユーティ比を増減す
ることにより所望のモータ回転速度が得られ、このとき
、電気雑音が発生せず、他機器に悪影響を与えない、ま
た各巻線にフライバック電圧が発生せず転流制御が確実
に行われるという優れた効果がある。
ることにより所望のモータ回転速度が得られ、このとき
、電気雑音が発生せず、他機器に悪影響を与えない、ま
た各巻線にフライバック電圧が発生せず転流制御が確実
に行われるという優れた効果がある。
本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第２図は、本発明実施例の全体構成図であり、ｌは直流
電源の正掻端子、２は直流電源の接地端子である。３は
デユーティ比設定手段をなす可変電圧源、４ａ〜４ｃは
モータの固定子側に設けた３相のＵ相９ ｖ相、Ｗ相の
各相の電機子巻き線を示す、５ａ〜５ｃは磁石回転子の
回転に伴って前記巻き線４ａ〜４Ｃに発生する誘起電圧
波形を所定の比較電圧と比較する比較器である。６は、
オン信号出力手段をなし、比較器５ａ〜５ｃの出力に応
じてＵ、Ｖ、Ｗの各相巻き線４ａ〜４ｃの通電を制御す
る元波形を出力する転流制御回路である。７は波高値が
一定な鋸歯状波を作成する鋸歯状波作成回路であり、Ｕ
、Ｖ、Ｗ相の転流周波数よりも十分高い周波数の鋸歯状
波を発生する。８は矩形波作成回路であり、可変電圧源
３からの電圧値Ｖｉｎに応じたデユーティ比の連続信号
を作成する。９ａ〜９Ｃは通電角制御回路であり、例え
ばＵ相の通電角を制御する通電角制御回路９ａには、Ｕ
相の１つ前のＷ相の通電を制御する元波形である■波形
と、矩形波作成回路８からの矩形波とが入力されており
、矩形波のデユーティ比に応してＵ相の通電角を制御し
ている。１０ａ−１００は論理積回路であり、例えばＵ
相の論理積回路１０ａは前記Ｕ相の通電角制御回路９ａ
の出力とＵ相の通電を制御する元形波■とに基づいてＵ
相の通電角信号のを出力している。１１は出力ドライブ
回路であり、前記論理回路１０ ａ−１０ｂの出力を増
幅し、スイッチング手段をなすＭＯＳパワートランジス
タ１２ａ〜１２ｃの各々に増幅信号を出力して、ＭＯＳ
パワートランジスタ１２ａ〜１２ｃを駆動し、ｔＩｌ子
巻き線４ａ〜４Ｃへの通電を断続している。１３は各巻
き線４ａ〜４Ｃに流れる電流を検出する電流検出抵抗で
あり、１４は電流検出抵抗１３の端子電圧を検出して各
巻き線４ａ〜４Ｃに流れる過電流を検出する過電流検出
回路であり通電流を検出するとＭＯＳパワートランジス
タ１２ａ〜１２ｃを遮断する信号を出力ドライブ回路１
１に出力する。１５は過電流検出回路１４の過電流検出
レベルを切替える検出レベル切替え回路である。１６は
起動タイマーであり、起動開始後所定時間検出レベル切
替え回路工５、及び矩形波作成回路８に信号を出力し、
この所定時間の間は、過電流検出レベルを起動電流によ
る誤判定を避けるため十分大きな値に切替える。
電源の正掻端子、２は直流電源の接地端子である。３は
デユーティ比設定手段をなす可変電圧源、４ａ〜４ｃは
モータの固定子側に設けた３相のＵ相９ ｖ相、Ｗ相の
各相の電機子巻き線を示す、５ａ〜５ｃは磁石回転子の
回転に伴って前記巻き線４ａ〜４Ｃに発生する誘起電圧
波形を所定の比較電圧と比較する比較器である。６は、
オン信号出力手段をなし、比較器５ａ〜５ｃの出力に応
じてＵ、Ｖ、Ｗの各相巻き線４ａ〜４ｃの通電を制御す
る元波形を出力する転流制御回路である。７は波高値が
一定な鋸歯状波を作成する鋸歯状波作成回路であり、Ｕ
、Ｖ、Ｗ相の転流周波数よりも十分高い周波数の鋸歯状
波を発生する。８は矩形波作成回路であり、可変電圧源
３からの電圧値Ｖｉｎに応じたデユーティ比の連続信号
を作成する。９ａ〜９Ｃは通電角制御回路であり、例え
ばＵ相の通電角を制御する通電角制御回路９ａには、Ｕ
相の１つ前のＷ相の通電を制御する元波形である■波形
と、矩形波作成回路８からの矩形波とが入力されており
、矩形波のデユーティ比に応してＵ相の通電角を制御し
ている。１０ａ−１００は論理積回路であり、例えばＵ
相の論理積回路１０ａは前記Ｕ相の通電角制御回路９ａ
の出力とＵ相の通電を制御する元形波■とに基づいてＵ
相の通電角信号のを出力している。１１は出力ドライブ
回路であり、前記論理回路１０ ａ−１０ｂの出力を増
幅し、スイッチング手段をなすＭＯＳパワートランジス
タ１２ａ〜１２ｃの各々に増幅信号を出力して、ＭＯＳ
パワートランジスタ１２ａ〜１２ｃを駆動し、ｔＩｌ子
巻き線４ａ〜４Ｃへの通電を断続している。１３は各巻
き線４ａ〜４Ｃに流れる電流を検出する電流検出抵抗で
あり、１４は電流検出抵抗１３の端子電圧を検出して各
巻き線４ａ〜４Ｃに流れる過電流を検出する過電流検出
回路であり通電流を検出するとＭＯＳパワートランジス
タ１２ａ〜１２ｃを遮断する信号を出力ドライブ回路１
１に出力する。１５は過電流検出回路１４の過電流検出
レベルを切替える検出レベル切替え回路である。１６は
起動タイマーであり、起動開始後所定時間検出レベル切
替え回路工５、及び矩形波作成回路８に信号を出力し、
この所定時間の間は、過電流検出レベルを起動電流によ
る誤判定を避けるため十分大きな値に切替える。
また起動時に回転速度を制御すると起動そのものに差し
障りがでるため上記所定時間の間は回転速度制御を禁止
するため矩形波作成回路８の作動を停止する。
障りがでるため上記所定時間の間は回転速度制御を禁止
するため矩形波作成回路８の作動を停止する。
第３図は第２図の各部における波形図である。
波形■〜◎は回転子の回転に伴って巻き線４ａ〜４ｃに
発生する誘起電圧波形である。ｖｈは比較器５ａ〜５ｃ
の比較電圧であり、各波形はそれぞれ１／３周期だけ位
相がずれている。また、■〜■は転流制御回路６のＵ、
Ｖ、Ｗ端子がらの出力波形であり、各々は比較電圧ｖｈ
が誘起電圧波形＠〜■より大きい区間のみオンレベルを
示し他区間はオフレベルを示している。波形■は鋸歯状
波作成回路７により作成された鋸歯状波である。
発生する誘起電圧波形である。ｖｈは比較器５ａ〜５ｃ
の比較電圧であり、各波形はそれぞれ１／３周期だけ位
相がずれている。また、■〜■は転流制御回路６のＵ、
Ｖ、Ｗ端子がらの出力波形であり、各々は比較電圧ｖｈ
が誘起電圧波形＠〜■より大きい区間のみオンレベルを
示し他区間はオフレベルを示している。波形■は鋸歯状
波作成回路７により作成された鋸歯状波である。
また波形■は矩形波作成回路８により作成された矩形波
であり、この矩形波は、鋸歯状波形■が可変電圧源３の
電圧値Ｖｉｎより小さいときハイレベルを示し、大きい
ときはロウレベルを示している。
であり、この矩形波は、鋸歯状波形■が可変電圧源３の
電圧値Ｖｉｎより小さいときハイレベルを示し、大きい
ときはロウレベルを示している。
この矩形波■のデユーティ比は電圧値Ｖｉｎが大きくな
ると大きくなる。波形■〜■は後述する通電制御回路９
ａ〜９ｃ内のコンデンサの充電電圧波形である。波形の
〜＠は、論理積回路１０ａ〜１０ｃの出力波形であり、
矩形波のデユーティ比に応した通電角信号波形である。
ると大きくなる。波形■〜■は後述する通電制御回路９
ａ〜９ｃ内のコンデンサの充電電圧波形である。波形の
〜＠は、論理積回路１０ａ〜１０ｃの出力波形であり、
矩形波のデユーティ比に応した通電角信号波形である。
次に通電角制御回路９ａの具体例を第４図に基づいて説
明する。
明する。
ｉｏ１〜１１５は抵抗であり、１１６〜１１７はダイオ
ード、１１８はコンデンサであり、１１９〜１３３はト
ランジスタで１３４は比較回路、１３５は電圧源である
。まず、トランジスタ１１９のベースにはＵ相の１つ前
のＷ相を駆動する元波形のが入力される。また、トラン
ジスタ１２４のベースには矩形波作成回路８の出力波形
■が人力される。次にトランジスタ１２８とトランジス
タ１２５，１２６．１２７とがカレントミラーを構成し
、抵抗１０９と１１０は同一抵抗値に設定されているた
め、トランジスタ１２５と１２７のコレクタ電流は同一
である。また、トランジスタ１２９と１３０もカレント
ミラー構成であるため、トランジスタ１２５のコレクタ
電流とトランジスタ１２９のコレクタ電流も同一である
。そして、比較回路１３４の出力に応じてトランジスタ
１３３が動作し、このときトランジスタ１２６、ダイオ
ード１１７，１１６を介して電流がコンデンサ１１８に
供給されコンデンサ１１Ｂを急速充電する構成となって
いる。次に以上の動作を第５図に基づいて説明する。ま
ず、Ｕ相の１つ前のＷ相を駆動する元波形■がオンレベ
ルになると、その時点ではコンデンサ１１８の充電々圧
はＯであるため比較回路１３４の出力はロウレベルであ
りトランジスタ１３３はオフしている。また、同様にト
ランジスタ１２２もオフしているためトランジスタ１２
３がオンし、このとき波形■にかかわらずトランジスタ
１２１もオフしているため、トランジスタ１２６、ダイ
オード１１７に流れるｉｔ流はトランジスタ１２０，１
２１に流れることなくダイオード１１６を介してコンデ
ンサ１１８を急速に充電する。そして、コンデンサ１１
８の充電々圧が抵抗１１３と１１４の分圧比により決ま
る比較的低い電圧■、に到達した時点で比較回路１３４
の出力はハイとなりトランジスタ１３３がオンし象、速
充電が停止する。また、このときトランジスタ１２２も
オンし、トランジスタ１２３がオフする。このとき、回
転速度制御のための矩形波■がトランジスタ１２４に入
力されると、トランジスタ１２１は矩形波■のデユーテ
ィ比に応じて断続し、トランジスタ１２５よりダイオー
ド１１６を介してコンデンサ１１８にデユーティ比に応
じた充電が断続的に行われる。次にＷ相を駆動する光波
形のがロウレベルになるとトランジスタ１１９がオフし
、トランジスタ１２０がオンするためコンデンサへの充
電は停止し、さらに、トランジスタ１３２がオンし、こ
のときトランジスタ１３１がオフして、トランジスタ１
２９によりコンデンサ１１８の放電が行われる。コンデ
ンサ１１８の充電電圧は波形■が示す如く充電時は矩形
波のデユーティに応じて充電され、放電時は、放電開始
時の充電電圧にかかわらず所定の変位をもって直線的に
放電が行われる。第５図においては、可変電圧源３の電
圧Ｖｉｎが鋸歯状波の波高値Ｖｓの１／２であるため矩
形波■のデユーティ比は５０％に設定されている。波形
■に併記した破線の波形は、デユーティ１００％のとき
の波形である。
ード、１１８はコンデンサであり、１１９〜１３３はト
ランジスタで１３４は比較回路、１３５は電圧源である
。まず、トランジスタ１１９のベースにはＵ相の１つ前
のＷ相を駆動する元波形のが入力される。また、トラン
ジスタ１２４のベースには矩形波作成回路８の出力波形
■が人力される。次にトランジスタ１２８とトランジス
タ１２５，１２６．１２７とがカレントミラーを構成し
、抵抗１０９と１１０は同一抵抗値に設定されているた
め、トランジスタ１２５と１２７のコレクタ電流は同一
である。また、トランジスタ１２９と１３０もカレント
ミラー構成であるため、トランジスタ１２５のコレクタ
電流とトランジスタ１２９のコレクタ電流も同一である
。そして、比較回路１３４の出力に応じてトランジスタ
１３３が動作し、このときトランジスタ１２６、ダイオ
ード１１７，１１６を介して電流がコンデンサ１１８に
供給されコンデンサ１１Ｂを急速充電する構成となって
いる。次に以上の動作を第５図に基づいて説明する。ま
ず、Ｕ相の１つ前のＷ相を駆動する元波形■がオンレベ
ルになると、その時点ではコンデンサ１１８の充電々圧
はＯであるため比較回路１３４の出力はロウレベルであ
りトランジスタ１３３はオフしている。また、同様にト
ランジスタ１２２もオフしているためトランジスタ１２
３がオンし、このとき波形■にかかわらずトランジスタ
１２１もオフしているため、トランジスタ１２６、ダイ
オード１１７に流れるｉｔ流はトランジスタ１２０，１
２１に流れることなくダイオード１１６を介してコンデ
ンサ１１８を急速に充電する。そして、コンデンサ１１
８の充電々圧が抵抗１１３と１１４の分圧比により決ま
る比較的低い電圧■、に到達した時点で比較回路１３４
の出力はハイとなりトランジスタ１３３がオンし象、速
充電が停止する。また、このときトランジスタ１２２も
オンし、トランジスタ１２３がオフする。このとき、回
転速度制御のための矩形波■がトランジスタ１２４に入
力されると、トランジスタ１２１は矩形波■のデユーテ
ィ比に応じて断続し、トランジスタ１２５よりダイオー
ド１１６を介してコンデンサ１１８にデユーティ比に応
じた充電が断続的に行われる。次にＷ相を駆動する光波
形のがロウレベルになるとトランジスタ１１９がオフし
、トランジスタ１２０がオンするためコンデンサへの充
電は停止し、さらに、トランジスタ１３２がオンし、こ
のときトランジスタ１３１がオフして、トランジスタ１
２９によりコンデンサ１１８の放電が行われる。コンデ
ンサ１１８の充電電圧は波形■が示す如く充電時は矩形
波のデユーティに応じて充電され、放電時は、放電開始
時の充電電圧にかかわらず所定の変位をもって直線的に
放電が行われる。第５図においては、可変電圧源３の電
圧Ｖｉｎが鋸歯状波の波高値Ｖｓの１／２であるため矩
形波■のデユーティ比は５０％に設定されている。波形
■に併記した破線の波形は、デユーティ１００％のとき
の波形である。
デユーティ５０％で充電した場合には放電が開始してか
ら放電電圧が比較電圧■７に到達するまでの時間は、デ
ユーティ１００％のときの時間Ｔ。
ら放電電圧が比較電圧■７に到達するまでの時間は、デ
ユーティ１００％のときの時間Ｔ。
に対してＴ、”／２となりデユーティ比に応した通電時
間が得られる。波形［Ｆ］は、比較器１３４の出力波形
であり、この信号と信号■との論理積をとることにより
通電角信号波形のを得ている。
間が得られる。波形［Ｆ］は、比較器１３４の出力波形
であり、この信号と信号■との論理積をとることにより
通電角信号波形のを得ている。
次に回転速度制御時の各部の動作を第６図、第７図に基
づいて説明する。
づいて説明する。
まず、第６図は回転速度が比較的低い場合について説明
するものであり、回転速度を制御する可変電圧源３の電
圧Ｖｉｎが鋸歯状波■の波高値Ｖｓに対しＶｓ／３であ
る場合を示す。このとき矩形波■のデユーティ比は３３
％（１／３）となり通電角Ｍ１１１回路９ａ〜９ｃ内の
コンデンサの充電電圧はデユーティ１００％である場合
の１／３の充電電圧となる。デユーティ１００％のとき
の通電時間は元形波■のハイレベル区間、すなわちＴ。
するものであり、回転速度を制御する可変電圧源３の電
圧Ｖｉｎが鋸歯状波■の波高値Ｖｓに対しＶｓ／３であ
る場合を示す。このとき矩形波■のデユーティ比は３３
％（１／３）となり通電角Ｍ１１１回路９ａ〜９ｃ内の
コンデンサの充電電圧はデユーティ１００％である場合
の１／３の充電電圧となる。デユーティ１００％のとき
の通電時間は元形波■のハイレベル区間、すなわちＴ。
であるがデユーティ３３％（１／３）のときはＴ。
／３となる。
ここで、回転速度を上げるため可変電圧源３の電圧を２
Ｖｓ／３に増やした場合第７図に示す如く、デユーティ
比が６６％（２／３）となり、通電角制御回路９ａ〜９
Ｃ内のコンデンサ１１８の充電々圧はデユーティ１００
％のときの２／３の充電々圧となる。デユーティ１００
％の通電時間は元形波■のハイレベル区間、すなわちＴ
。″であるがデユーティ６６％（２／３）のときは２Ｔ
。
Ｖｓ／３に増やした場合第７図に示す如く、デユーティ
比が６６％（２／３）となり、通電角制御回路９ａ〜９
Ｃ内のコンデンサ１１８の充電々圧はデユーティ１００
％のときの２／３の充電々圧となる。デユーティ１００
％の通電時間は元形波■のハイレベル区間、すなわちＴ
。″であるがデユーティ６６％（２／３）のときは２Ｔ
。
／３となる。以上のように回転速度が変わっても常にデ
ユーティ比に応じた通電割合となり、デユーティ比によ
り回転速度が制御される。
ユーティ比に応じた通電割合となり、デユーティ比によ
り回転速度が制御される。
Ｃ・・・ＭＯＳパワートランジスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 所定相数からなり回転子の回転に伴って所定周期をも
った信号を発生する電機子巻線と、 この巻線に電流を供給する直流電圧源と、 前記相数で前記所定周期を等分した期間だけオン信号を
出力するオン信号出力手段と、 連続する矩形波を作成する矩形波作成手段と、前記矩形
波のデューティ比を設定するデューティ比設定手段と、 前記オン信号出力時に前記矩形波を積分する積分手段と
、 この積分手段の積分値に応じた通電角信号を作成する通
電角信号作成手段と、 前記通電角信号に応じて前記巻線への電流供給を断続す
るスイッチング手段とを備えることを特徴とするブラシ
レスモータの回転速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2159563A JPH0449887A (ja) | 1990-06-18 | 1990-06-18 | ブラシレスモータの回転速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2159563A JPH0449887A (ja) | 1990-06-18 | 1990-06-18 | ブラシレスモータの回転速度制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0449887A true JPH0449887A (ja) | 1992-02-19 |
Family
ID=15696465
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2159563A Pending JPH0449887A (ja) | 1990-06-18 | 1990-06-18 | ブラシレスモータの回転速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0449887A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014054582A1 (ja) * | 2012-10-05 | 2014-04-10 | 矢崎総業株式会社 | ファンモータ制御装置 |
| CN107852112A (zh) * | 2015-07-31 | 2018-03-27 | 日立工机株式会社 | 电动工具 |
-
1990
- 1990-06-18 JP JP2159563A patent/JPH0449887A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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