DE3814060A1 - Einrichtung zur ermittlung der kennwerte von elektronischen bauelementen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zur Ermittlung der Kennwerte beziehungsweise charakteristischen Eigenschaften elektronischer Bauelemente, wie zum Beispiel von Transistoren oder ähnlichem.

Ein im allgemeinen als Kurvenschreiber bezeichnetes Gerät kann unter anderem zur Messung der charakteristischen Kennwerte von elektronischen Bauteilen, wie zum Beispiel Transistoren usw. verwendet werden. Der Aufbau eines solchen Kurvenschreibers ist in Fig. 4 gezeigt. Dort ist eine erdfreie Schaltung 10 zur Erzeugung einer Kollektorspannung dargestellt, die zum Beispiel durch Vollweg-Gleichrichtung der Wechselspannung einer AC-Versorgungsspannungsquelle erhalten wird. Es darf nämlich nur ein Pol (positiver oder negativer) Spannung an das zu messende Bauelement (DUT-Device Under Test) angelegt werden, um eine Zerstörung durch eine Sperr-Vorspannung zu verhindern. Die gleichgerichtete Spannung der Kollektor-Spannungsversorgungsschaltung 10 ist über einen Begrenzer-Widerstand 16 an den Kollektor eines Transistors 18 (DUT) angelegt. Der Wert des Widerstandes 16 wird entsprechend dem Meßbereich eingestellt. Ein Referenzanschluß der Versorgungsschaltung 10 ist über einen Widerstand 20 zur Strommessung mit dem Emitter des zu testenden Transistors 18, sowie mit Masse verbunden. An der Basis des Transistors 18 liegt die von einer Vorspannungsquelle 10 erzeugte Vorspannung an, die schrittweise verändert wird. In Fig. 4 ist der Transistor 18 in Emitterschaltung an den Kurvenschreiber angeschlossen, es sind jedoch auch Basis- oder Kollektorschaltung möglich. Ein erster Spannungsdetektor 24 mit hoher Eingangsimpedanz mißt die Spannung V(CE) zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 18 und legt diese an die horizontalen Ablenkplatten einer Kathodenstrahlröhre (CRT) 28 zur Anzeige an. Ein zweiter Spannungsdetektor 30 mit hoher Eingangsimpedanz erfaßt die Spannung über dem Widerstand 20, die den Kollektorstrom I(C) des Transistors 18 darstellt, von wo sie zu den vertikalen Ablenkplatten der Kathodenstrahlröhre 28 gelangt, auf der folglich die V(CE)-I(C)-Charakteristik des Transistors 18 dargestellt wird.

Bei dem in Fig. 4 gezeigten Meßgerät ist ein Anschluß des DUT, das heißt in diesem Falle der Emitter des Transistors 18 geerdet, so daß verhindert wird, daß der Strom der Vorspannungs-Versorgungsschaltung 22 durch den zur Strommessung dienenden Widerstand 20 fließt. Da die Vorspannungsquelle 22 geerdet ist, fließt ihr Strom über die Basis-Emitterstrecke des Transistors 18 und Erde zurück. Auf diese Weise wird durch die Kollektor-Spannungsversorgungsschaltung 10, den Widerstand 16, die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 18 und den Widerstand 20 ein geschlossener Kreis gebildet, so daß nur der Kollektorstrom des Transistors 18 durch den Widerstand 20 fließt. Zusätzlich besteht bei der in Fig. 4 gezeigten Schaltung der Vorteil, daß die Spannungsdetektoren 24 und 30 nicht erdfrei sein brauchen, da der Emitter des Transistors 18 geerdet ist. Befindet sich allerdings der Widerstand 20 zur Strommessung im Kollektorzweig des Transistors 18, so muß der Spannungsdetektor 30 geerdet werden, was zu einem komplizierten Schaltungsaufbau führt.

In der elektronischen Schaltung treten Streukapazitäten auf, die in der Fig. 4 in Form der gestrichelt gezeichneten Kondensatoren 15 und 17 angedeutet sind. Tatsächlich sind diese jedoch über die gesamte Schaltung verteilt. Folglich fließt ein Teil des Ausgangsstromes der Kollektor-Spannungsversorgungsschaltung 10 durch diese parasitären Kapazitäten 15 und 17 nach Masse ab, und von dort über den Widerstand 20 zur Strommessung zur Schaltung 10 zurück. Folglich umfaßt der durch den Widerstand 20 fließende Strom nicht nur den Kollektorstrom des Transistors 18, sondern zusätzlich den durch die Streukapazitäten 15 und 17, so daß bei seiner Messung ein Fehler auftritt. Es ist zu beachten, daß die Wellenform der Ausgangsspannung der Kollektor-Spannungsversorgungsschaltung 10 bei dem in Fig. 4 gezeigten Meßgerät nach dem Stand der Technik aus der Vollweg-Gleichrichtung einer sinusförmigen Spannung (AC-Spannung) hervorgeht. Da sich diese Spannung in der Nähe des Null-Pegels schnell ändert, ist dort und in seiner Umgebung der Fehler am größten. Der Meßfehler des Kollektorstromes aufgrund der Streukapazitäten wird Schleifenfehler genannt.

Herkömmliche Methoden zur Verringerung dieses Fehlers werden zum Beispiel in dem Kurvenschreiber 576 der Firma Tektronix, Beaverton, Oregon angewandt. Eines dieser Verfahren besteht darin, die Versorgungsschaltung 10 und den Widerstand 16 an einen Leiter zu legen und die Spannung am linken Anschluß des Widerstandes 20 an den Leiter anzuschließen. Dadurch allein kann jedoch der Schleifenfehler nicht vollständig beseitigt werden. Zur weiteren Reduzierung wird in den Kurvenschreiber 576 gemäß Fig. 5 eine Schleifen-Kompensationsschaltung eingebaut. Diese umfaßt variable Kondensatoren 31 und 33 für die Streukapazitäten 15 und 17, sowie einen Widerstand 35. Dieser Widerstand 35 liegt zwischen dem Widerstand 20 und der Spannungsdetektorschaltung 30. Ein Anschluß jedes Kondensators 31 und 33 ist an den rechten Anschluß des Widerstandes 35 geführt. Die anderen Anschlüsse dieser Kondensatoren 31 und 33 liegen am linken beziehungsweise rechten Anschluß des Widerstandes 16. Der Widerstand 35 ist genauso groß wie der Widerstand 20. Die Kondensatoren 31 und 33 werden so eingestellt, daß die durch sie fließenden Ströme gleich denen durch die Streukapazitäten 15 und 17 sind. Die von der Versorgungsschaltung 10 durch die Kondensatoren 31 und 33 fließenden Ströme kehren über den Widerstand 35 zu dieser zurück. (Es ist zu beachten, daß die Eingangsimpedanz der Spannungsdetektorschaltung 30 sehr hoch ist.) Folglich ist der durch den Stromfluß durch die Kondensatoren 31 und 33 hervorgerufene Spannungsabfall über dem Widerstand 35 der gleiche, wie der über dem Widerstand 20, der durch die durch die Streukapazitäten 15 und 17 fließenden Ströme verursacht wird. Da diese Spannungen in bezug auf den Eingangsanschluß der Spannungsdetektorschaltung 30 entgegengesetzte Polarität haben, heben sie sich gegenseitig auf. Folglich kann mit der in Fig. 5 gezeigten Schaltung der Schleifenfehler beseitigt werden, der durch den von den Streukapazitäten 15 und 17 durch den Widerstand 20 fließenden Strom verursacht wird.

Wie oben erwähnt, sind die Streukapazitäten über die gesamte Schaltung verteilt, die Phasen der durch sie fließenden Ströme sind überall verschieden. Folglich müssen eine große Anzahl variabler Kondensatoren, ähnlich den Kondensatoren 31 und 33 gemäß Fig. 5 in einer Schleifenkompensation vorgesehen werden. Alle Kondensatoren müssen dabei variabel sein, da die Streukapazitäten in jedem Gerät anders sind, auch wenn sie jeweils identisch aufgebaut sind. Da sie auch alle einzeln eingestellt werden müssen, ist der Abgleich sehr schwierig.

Die Ausgangsspannung der Spannungsversorgungsschaltung 10 ist die Vollweg- Gleichrichtung einer Sinuswelle (Fig. 6B), so daß sich die Spannung in der Umgebung des Null-Pegels schnell ändert und hohe Frequenzkomponenten enthält. Da durch die Kompensationsschaltung beziehungsweise durch die Verwendung variabler Kondensatoren der Schleifenfehler nicht vollständig kompensiert werden kann, ist der Fehler an jedem Punkt der Kennlinien (angezeigt auf der Kathodenstrahlröhre 28) verschieden. Da die Meßgenauigkeit durch den größten Fehler bestimmt wird, wird die Genauigkeit über den gesamten Bereich verschechtert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Einrichtung zur Messung der charakteristischen Größen elektronischer Bauelemente zu schaffen, die über einen großen Bereich eine wirksame Schleifenkompensation aufweist, und bei der ein Abgleich leicht möglich ist.

Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist in den Patentansprüchen 1 und 7 angegeben. Die Unteransprüche haben vorteilhafte Weiterbildung des Erfindungsgedankens zum Inhalt.

Das erfindungsgemäße Meßgerät enthält eine Spannungsversorgung zum Anlegen einer Spannung an einen Anschluß eines Meßobjektes (DUT) mit einem geerdeten und einem nicht geerdeten Anschluß, wobei sich die einpolige Spannung nur langsam ändert, einen zwischen den geerdeten Anschluß des DUT und die Spannungsversorgung geschalteten Widerstand zur Strommessung, einen ersten Spannungsdetektor zur Erfassung der über dem Strommeß-Widerstand abfallenden Spannung, sowie einen zweiten Spannungsdetektor zur Messung des Spannungsabfalles über dem DUT. Da sich die von der Spannungsversorgung erzeugte Spannung am und in der Nähe des Null-Pegels nur langsam ändert, treten kaum hohe Frequenzkomponenten auf, so daß auch der durch die Streukapazitäten fließende Strom reduziert ist. Folglich ist auch der durch den Strommeß-Widerstand fließende Schleifenfehlerstrom gering.

Die sich nur langsam verändernde Spannung mit einfacher Polarität kann durch Erzeugung einer sich am und in der Nähe des Null-Pegels nur langsam ändernden AC-Spannung, anlegen dieser Spannung an die Primärwicklung eines Transformators und Gleichrichtung der Sekundärspannung dieses Transformators erhalten werden. Sie kann durch den Transformator auf hohe Spannungen, wie zum Beispiel 3 kV transformiert werden, so daß auch Meßobjekte für hohe Spannungen getestet werden können.

Die sich langsam ändernde Spannung kann zum Beispiel eine Sinusquadratschwingung sein. In diesem Fall kann das erfindungsgemäße Meßgerät außerdem einen ersten Detektor zur Erfassung entweder einer Sinus- oder Cosinuskomponente am nicht geerdeten Anschluß des DUT, einen zweiten Detektor zur Erfassung der (entsprechend anderen) Cosinus- oder Sinuskomponente am nicht geerdeten Anschluß des DUT, sowie einen Differenzierer aufweisen, der die Differenz zwischen der Spannung über dem Strommeß-Widerstand und den durch den ersten und zweiten Detektor erfaßten Spannungen der Sinus- und Cosinuskomponenten ermittelt. Dabei ist mit dem Ausdruck "Sinusquadratschwingung" natürlich auch eine Cosinusquadratschwingung gemeint, da sich diese von der ersteren nur um eine Phasenverschiebung unterscheidet.

Eine sinusquadratförmige Spannung A* ((sin wt)**2), bei der "A" die Amplitude bedeutet, hat im Vergleich mit einer Vollweg-gleichgerichteten Sinusschwingung keine sich schnell ändernden Abschnitte, so daß sich der durch die Streukapazitäten fließende Strom nur langsam ändert. Folglich ist auch der größte Fehlerstrom, der durch den Strommeß-Widerstand fließt, im Vergleich dazu, beträchtlich verringert, was eine Verbesserung der Meßgenauigkeit zur Folge hat.

Bei der bevorzugten Ausführungsform wird an das Meßobjekt eine sinusquadratförmige Spannung angelegt. Aufgrund der Beziehung

A* ((sin wt)**2)=A (1-cos 2wt)/2

ist die sinusquadratförmige Spannung der Cosinusspannung (cos 2wt) äquivalent. Wenn irgendeine Stelle der Schaltung als Bezugspunkt definiert wird, hat die Spannung an irgendeiner anderen Stelle in bezug auf die Referenzspannung eine voreilende oder nacheilende Phase und ist proportional zu cos (2wt-a), wobei "a" die positive oder negative Phasendifferenz zwischen dem ausgewählten Punkt und dem Referenzpunkt darstellt. Aufgrund der Beziehung

cos (2wt-a)=(cos 2wt)*(cos a)+(sin 2wt)*(sin a)

und da (cos a) und (sin a) konstante Größen an dem ausgewählten Punkt der Schaltung sind, besteht die Spannung an diesem Punkt unabhängig von seiner Lage aus einem (cos 2wt) Anteil, einem (sin 2wt) Anteil und einem DC Anteil. Folglich besteht bei dieser Ausführungsform der durch die Streukapazitäten fließende Strom nur aus Sinus (sin 2wt)- und Cosinus (cos 2wt)-Anteilen. Der erste und zweite Detektor erfaßt diese sinus- beziehungsweise cosinusförmigen Anteile an dem nicht geerdeten Anschluß des Meßobjektes oder jedem anderen, damit verbundenen Punkt. Der Differenzierer ermittelt die Differenz zwischen der über dem Strommeß-Widerstand abfallenden Spannung und der Summe der Sinus- und Cosinus-Anteile, so daß der Schleifenfehler kompensiert werden kann. Außerdem ist der Abgleich zur Einstellung der Schleifenkompensation bei dieser Ausführungsform einfach, da nur zwei Größen, nämlich die Sinus- und die Cosinus-Anteile verarbeitet werden.

Weitere Einzelheiten, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels an Hand der Zeichnung. Es zeigt

Fig. 1 das Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 2 ein detailliertes Blockschaltbild der in der Ausführungsform gemäß Fig. 1 verwendeten Kollektor-Spannungsversorgungsschaltung;

Fig. 3 die Schaltung eines AC-Generators, wie er in der Kollektor- Spannungsversorgungsschaltung gemäß Fig. 2 verwendet wird;

Fig. 4 und 5 Blockschaltbilder herkömmlicher Meßgeräte für elektronische Bauelemente; und

Fig. 6 ein zeitliches Spannungsdiagramm zur Verdeutlichung der Arbeitsweise der Erfindung beziehungsweise eines Meßgerätes nach dem Stand der Technik.

Im folgenden beziehen sich gleiche Bezugsziffern auf jeweils einander entsprechende Elemente.

In Fig. 1 ist eine Kollektor-Spannungsversorgungsschaltung 202 gezeigt, die eine sich langsam ändernde Versorgungsspannung mit einfacher Polarität an den Kollektor eines Transistors 18, der das Meßobjekt darstellt, führt. Die Schaltung 202 ist potentialmäßig getrennt (erdfrei) und erzeugt eine sinusquadratförmige Spannung (sin wt)**2. Diese Schaltung soll im einzelnen mit Bezug auf die Fig. 2, 3 und 6 erläutert werden. Vorzugsweise hat die sinusquadratförmige Spannung die gleiche oder doppelte Frequenz der AC-Versorgungsspannung und ist mit dieser in Phase. Die Ausgangsspannung der Schaltung 202 wird über einen variablen Begrenzerwiderstand an den Kollektor des Transistors 18 geführt. Ähnlich wie beim Stand der Technik liegt die Basis des Transistors 18 an der stufenförmigen Vorspannung einer Vorspannungs-Versorgungsschaltung 22, während der Emitter geerdet ist und außerdem über dem Kollektor-Strommeßwiderstand 20 an dem anderen Anschluß der Spannungsversorgungsschaltung 202 anliegt. Folglich wird der Haupt-Stromweg der Schaltung 202 durch den Widerstand 16, die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 18 und den Widerstand 20 gebildet. Eine Spannungsdetektorschaltung 24 mit hoher Eingangsimpedanz erfaßt die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 18 und legt diese an die horizontalen Ablenkplatten einer Kathodenstrahlröhre 28 an. Die Werte der Widerstände 16 und 20 werden unter Berücksichtigung des Meßbereiches ausgewählt. Die Streukapazitäten sind über die gesamte Schaltung der Fig. 1 verteilt, werden jedoch nur durch die Streukondensatoren 15 und 17 dargestellt.

Wie gerade beschrieben wurde, erzeugt also die Kollektor-Spannungsversorgungsschaltung 202 die sinusquadratförmige Spannung. Aufgrund der Beziehung

A* ((sin wt)**2)=A(1-cos 2wt)/2,

kann die an den Kollektor des Transistors 18 angelegte Spannung im wesentlichen die Cosinuskomponente (cos 2wt) sein. Wird der Kollektor des Transistors 18 als Bezugspunkt definiert, so ist die Spannung an irgendeinem Punkt X zwischen dem Kollektor und der Kollektor-Spannungsversorgungsschaltung 202 proportional zu cos (2wt-a), wobei "a" die Phasendifferenz zwischen dem Bezugspunkt und dem Punkt X darstellt, wenn der Offset-Anteil (DC-Spannungsanteil) vernachlässigt wird. Da

cos (2wt-a)=(cos 2wt)*(cos a)+(sin 2wt)*(sin a)

und (cos a) und (sin a) konstante Größen am Punkt X sind, enthält die Spannung am Punkt X die DC-Komponente, die Sinuskomponente (sin 2wt) und die Cosinuskomponente (cos 2wt) unabhängig von der Lage des Punktes X. Folglich besteht der Fehlerstrom nur aus der Summe der Sinus- und Cosinuskomponenten und fließt von der Kollektor-Spannungsversorgungsschaltung 202 durch die Streukapazitäten 15 und 17, Masse und den Widerstand 20. Dabei kann die DC- Komponente natürlich nicht durch die Streukapazitäten fließen.

Ein Differenzverstärker 204 erfaßt die Kollektorspannung am Transistor 18. Da der Kollektor dieses Transistors 18 als Bezugspunkt definiert ist, erfaßt der Differenzverstärker 204 die Cosinuskomponente. Die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 204 wird mit einem Potentiometer 206 mit zum Beispiel einem Widerstandswert von 10 kohm eingestellt und ist über einen Kondensator 208 und einen Widerstand 210 an den invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 212 geführt. Der Kondensator 208 sperrt die DC-Komponente der von dem Differenzverstärker 204 erfaßten Spannung, so daß nur die Cosinuskomponente zu dem Operationsverstärker 212 gelangt. Die Werte des Kondensators 208 und des Widerstands 210 sind zum Beispiel 0,1 µF beziehungsweise 1 Mohm, wobei die Zeitkonstante sehr groß ist, so daß die Cosinuskomponente des Differenzverstärkers 204 praktisch konstante Phase hat. Der Differenzverstärker 204 und der Kondensator 208 bilden eine erste Detektoreinheit.

Zur Gewinnung der Sinuskomponente am Kollektor des Transistors 18 ist ein Kondensator 214 zwischen dem Kollektor des Transistors und dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 212 geschaltet. Der Wert dieses Kondensators 214 ist klein und beträgt zum Beispiel 20 pF. Die Phase der Cosinuskomponente am Kollektor des Transistors 18 wird dadurch um 90° verschoben, so daß eine Sinuskomponente entsteht. Dieser Kondensator 214 fungiert als zweite Detektoreinheit.

Der nicht invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 212 ist geerdet, außerdem ist ein Rückkopplungswiderstand 216 mit einem Widerstandswert von zum Beispiel 100 kohm zwischen den invertierenden Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 212 geschaltet. Folglich addiert der Operationsverstärker 212 die Cosinuskomponente des großen Kondensators 208 mit der Sinuskomponente des kleinen Kondensators 214. Die Amplitude der addierten Ausgangsspannung wird mit einem Potentiometer 218 mit einem Widerstand von 10 kohm eingestellt. Das Potentiometer 206 bestimmt das Verhältnis der Sinuskomponente zur Cosinuskomponente, das Potentiometer 218 die Amplitude das Summensignals aus Sinus- und Cosinuskomponente.

Die Anschlüsse des Strommeßwiderstandes 20 sind über entsprechende Pufferverstärker 220 und 222 sowie Widerstände 224 und 226 mit dem invertierenden beziehungsweise nicht invertierenden Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers 228 verbunden. Der Mittelabgriff des Potentiometers 218 ist über einen Inverter 229 und einen Widerstand 230 mit dem nicht invertierenden Eingang der Operationsverstärkers 228 verbunden, zwischen dessen invertierenden Eingang und Ausgang ein Rückkopplungswiderstand 232 geschaltet ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 228 ist zu den vertikalen Ablenkplatten der Kathodenstrahlröhre 28 geführt. Die Widerstandswerte der Widerstände 224, 226, 230 und 232 sind zum Beispiel 10 kohm. Der Operationsverstärker 228 liefert folglich ein Ausgangssignal, daß die Summe der Spannung über dem Widerstand 20 und der invertierten Ausgangsspannung des Potentiometers 218 darstellt. Folglich arbeiten die Operationsverstärker 212 und 228, sowie der invertierende Verstärker 229 als Differenzierer, die die Differenz zwischen der Spannung über dem Widerstand 20 und der von den ersten und zweiten Detektoreinheiten erfaßten Summe der Cosinus- und Sinuskomponenten erzeugen. Durch geeignetes Abgleichen der Potentiometer 206 und 218 erzeugt der Operationsverstärker 228 an seinem Ausgang eine Spannung, in der der Spannungsfehler aufgrund der Schleife kompensiert ist und die in linearer Abhängigkeit zu dem Kollektorstrom des Transistors 18 steht, ohne von dem genannten Schleifenfehleranteil beeinflußt zu sein. Da die Ausgangsspannung der Kollektor-Spannungsversorgungsschaltung 202 eine Sinusquadratspannung ist, enthält diese keine sich schnell ändernden Komponenten, wie sie bei Vollweg-gleichgerichteten Sinusspannungen auftreten. Der Schleifenstrom ist folglich bei jedem Pegel im wesentlichen konstant, so daß der Fehlerstrom kompemsiert werden kann. Die I(C)-V(CE)-Kennlinie des Transistors 18 wird also wesentlich genauer auf der Kathodenstrahlröhre 28 abgebildet.

Die Kollektor-Spannungsversorgungsschaltung 202 soll mit Bezug auf die Fig. 2, 3 und 6 beschrieben werden. Fig. 2 ist ein Gesamt-Blockschaltbild einer solchen Schaltung 202. Die AC-Spannung eines Wechselspannungsnetzes wird über einen Schalter 34 an die Primärwicklung eines Transformators 40 der Spannungsversorgungsschaltung 36 angelegt. Eine Mehrzahl von Sekundärwindungen des Transformators 40 ist an DC-Spannungsregulatoren (nicht gezeigt) der Versorgungsschaltung 36 angelegt, die die verschiedenen Baugruppen des Gerätes mit Gleichspannung versorgen. Die AC-Spannung an der untersten Sekundärwicklung des Transformators 36 wird durch Widerstände 42 und 44 in bezug auf den Massepegel geteilt. Ein Spannungskomparator 46 vergleicht die geteilte AC-Spannung mit dem Massepegel und erzeugt ein Pulssignal fL, das bei jedem Null-Durchgang der AC-Spannung invertiert wird. Folglich sind Frequenz und Phase des Pulses fL gleich der der AC-Netzspannung.

Ein variabler Oszillator (spannungsgesteuerter Oszillator, VCO) 50, der als Pulsoszillator arbeitet, hat eine Frequenz von 2**n mal der Frequenz des Pulssignals fL (wobei n eine positive ganze Zahl ist), zum Beispiel 4096 (=2**12) mal des Pulssignals fL. Das Ausgangssignal (4096 fL) wird an den Takteingang eines Zählers oder Frequenzteilers 52 angelegt. Der Frequenzteiler 52 teilt die Frequenz des Ausgangssignals des VCO 50 und erzeugt Signale /16 f,/8 f,/4 f,/2 f und f, deren Frequenzen das sechzehnfache, achtfache, vierfache, zweifache beziehungsweise einfache des Pulssignals fL sind. Das Symbol "/" bedeutet ein phaseninvertiertes Signal in bezug auf das Eingangssignal des Frequenzteilers 52.

Die Ausgangspulse /16 f,/8 f,/4 f,/2 f und f werden einem AC-Generator 53 zugeführt, der eine AC-Spannung (siehe Fig. 6C) erzeugt, deren alternierende halbe Perioden jeweils eine Periode einer Sinusquadrat- und einer invertierten Sinusquadratwelle darstellen. Der AC-Generator 53 soll im einzelnen mit Bezug auf Fig. 3 beschrieben werden. Seine AC-Ausgangsspannung liegt über einem Verstärker 56 an der Primärwicklung eines Transformators 12, sowie direkt an einem Spannungskomparator 58 an. Der Komparator 58 vergleicht die AC- Spannung mit der Bezugspannung und erzeugt ein Pulssignal, dessen Pegel bei jedem Null-Durchgang der AC-Spannung invertiert wird. Dieses Pulssignal ist folglich frequenz- und phasengleich mit der von dem AC-Generator 53 erzeugten Wechselspannung.

Ein Phasenkomparator 48 vergleicht die Phasen des Pulssignals fL vom Komparator 46 mit dem Pulssignal des Komparators 58 und steuert die Oszillatorfrequenz des VCO 50 in Abhängigkeit davon, so daß diese Pulssignale in Phase miteinander bleiben. Da durch den Phasenkomparator 48 den VCO 50, den Frequenzteiler 52, den AC-Generator 53 und den Spannungskomparator 58 eine Phasenregelschleife (PLL) gebildet wird, ist die AC-Spannung des Generators 53 unabhängig von seiner Phasencharakteristik und der des Frequenzteilers 52 stets in Phase mit der AC-Versorgungsspannung.

Das Pulssignal fL des Komparators 48 liegt an der Vorspannungsschaltung 22 in Fig. 1 an. Diese Vorspannungsschaltung enthält einen Digital/Analog- Wandler sowie digitale Schaltungen, wie zum Beispiel einen Zähler und erzeugt die stufenförmige Vorspannung synchron mit der AC-Versorgungsspannung.

Die Ausgangsspannung an der Sekundärwicklung des Transformators 12 ist ähnlich der an seiner Primärwicklung mit Ausnahme der Amplitude: Die Ausgangsspannung ist eine AC-Spannung, deren alternierende halbe Perioden die Perioden von Sinusquadratschwingungen und von invertierten Perioden von Sinusquadratschwingungen sind. Die Schaltung 13 wählt einen geeigneten Abgriff an den Sekundärwicklungen des Transformators 12 aus, deren AC-Spannung dann durch einen Gleichrichter 14, der ein normaler Diodengleichrichter sein kann, Vollwellen-gleichgerichtet wird. Diese Spannung ist die in Fig. 6D gezeigte sinusquadratförmige Spannung, die keine sich schnell ändernden Abschnitte wie die in Fig. 6B gezeigte enthält. Es ist zu beachten, daß die Kollektor- Spannungsversorgungsschaltung 202 eine erdfreie, sinusquadratförmige Spannung erzeugt, da auch die Sekundärseite des Transformators 12 erdfrei ist.

Ein Beispiel eines AC-Generators 53 soll mit Bezug auf Fig. 3 erläutert werden. Dieser Generator 53 erzeugt eine Wechselspannung, deren alternierende halbe Perioden die Periode einer sinusquadratförmigen und einer invertierten sinusquadratförmigen Schwingung darstellen. Die Ausgangspulse /16 f,/ 8 f,/4 f,/2 f und f des Frequenzteilers 52 werden an einen Codierer angelegt, der vier Exklusiv- ODER (XOR)-Tore 84 bis 90 enthält. Dabei sind an das XOR-Tor 84 die Pulse /16 f und /2 f, an das XOR-Tor 86 die Pulse /8 f und /2 f, an das XOR-Tor 88 die Pulse /4 f und /2 f, sowie an das XOR-Tor 90 die Pulse /2 f und f angelegt sind. Folglich ist die Phase des Ausgangspulses S des XOR-Tores 90 in bezug auf die Pulse f, insbesondere fL umd 90° verzögert, die Ausgangspulse G, H und I der XOR-Tore 84, 86 und 88 bilden ein 3-Bit Signal, das sich jeweils alle 90° (einer viertel Periode) des Pulses S sequentiell von "000" bis "111" und von "111" bis "000" ändert.

Ein Analogmultiplexer (MUX) 92 bildet eine erste Auswahleinrichtung zur selektiven Verbindung eines Eingangsanschlusses J mit einem der 8 Ausgangsanschlüsse 0 bis 7 in Abhängigkeit von den Digitalsignalen G bis H der XOR-Tore 84 bis 88. Dabei wird der Ausgangsanschluß 0 durchgeschaltet, wenn die Signale an den Anschlüssen G bis I "000" sind, der Ausgangsanschluß 1, wenn die Signale "001" sind und der Ausgangsanschluß 2, wenn die Signale "010" sind. Entsprechend werden die Ausgangsanschlüsse 3, 4, 5, 6 und 7 ausgewählt, wenn entsprechende Signale "011", "100", "101", "110" und "111" anliegen. Die Ausgangsanschlüsse 0 bis 7 des Multiplexers 92 sind über entsprechende Widerstände 94 bis 108 mit dem Eingangsanschluß eines Integrators 111 verbunden. Dieser Integrator 111 enthält einen Operationsverstärker 110. Der nicht invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 110 ist geerdet, zwischen den invertierenden Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß ist ein Kondensator 112 geschaltet. Der Integrator bildet folglich einen Miller-Integrator, dessen Eingangswiderstand einer der Widerstände 94 bis 108 ist, die von dem Multiplexer 92 ausgewählt werden. Die Werte der Widerstände 94 bis 108 sind zum Beispiel 154,0 kohm, 51,1 kohm, 31,5 kohm, 23,7 kohm, 19,1 kohm, 16,9 kohm, 15,4 kohm und 15,0 kohm, der Wert des Kondensators 112 0,1 µF. Wie im folgenden beschrieben wird, ändert sich die Spannung oder Polarität am Eingangsanschluß J des Multiplexers 92 jeweils im Abstand einer viertel Periode des Ausgangspulses f, und da die Widerstände 94 bis 108 sequentiell ausgewählt werden, werden verschiedene Ströme an den Kondensator 112 (zum Laden oder Entladen) sequentiell angelegt, so daß am Ausgangsanschluß des Integrators 111 die in Fig. 6C gezeigte AC-Spannung anliegt.

Die Wechselspannung des Miller-Integrators 111 ist an den Komparator 48 in Fig. 2 und an einen invertierenden Einheitsverstärker 150 aus einem Operationsverstärker 152 und Widerständen 154 und 160 angelegt. Das Ausgangssignal Q des Verstärkers 150 ist über einen aus einer Diode 116, einem Widerstand 120 und einem Kondensator 118 gebildeten Spitzenwertdetektor an einen Spannungskomparator 114 geführt. Dieser Komparator 114 vergleicht den Spitzenwert des Ausgangssignals Q mit einer Referenzspannung VREF, die Differenz- Ausgangsspannung wird durch Widerstände 124 und 126 geteilt und dann an einen invertierenden Verstärker 128 und einen nicht invertierenden Verstärker 130 angelegt. Der invertierende Eingangsverstärker 128 ist mit Eingangs- und Rückkopplungswiderständen 132 und 134 beschaltet, die gleiche Werte haben. Ein elektronischer Schalter 136 (zweite Auswahlvorrichtung) legt selektiv die Ausgangsspannung des invertierenden Einheitsverstärkers 128 oder des nicht invertierenden Einheitsverstärker 130 an den Eingangsanschluß J des Multiplexers 92. Der elektronische Schalter 136 wird durch das Pulssignal S gesteuert. Eine zwischen dem invertierenden Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß des Komparators 114 liegende Diode 170 verhindert, daß der Komparator 114 fehlerhaft arbeitet, wenn die Ausgangsspannung kleiner wird als die Spannung am invertierenden Eingangsanschluß.

Während der ersten viertel Periode führt der Umschalter 136 das Ausgangssignal des nicht invertierenden Verstärkers 130 zu dem Eingangsanschluß J des Multiplexers 92. Da die erste viertel Periode durch acht geteilt wird und die Widerstände 94 bis 108 in Folge entsprechend der Pulssignale G bis I ausgewählt werden, ist das Ausgangssignal Q die Hälfte der sinusquadratförmigen Schwingung. Während der zweiten viertel Periode gelangt das Ausgangssignal des invertierenden Verstärkers 128 zum Eingangsanschluß J des Multiplexers 92. Dieses Intervall wird durch acht geteilt, außerdem werden die Widerstände 108 bis 94 in Folge ausgewählt. Die Schaltung arbeitet ähnlich wie oben beschrieben, das Ausgangssignal Q des Integrators 111 stellt die AC-Spannung (Fig. 6C) dar, die mit der AC-Versorgungsspannung synchronisiert ist. Die Wellenform des Ausgangssignals Q enthält in alternierender Weise die Perioden einer sinusquadratförmigen und einer invertierten sinusquadratförmigen Schwingung. Da die Eingangsspannung des Integrators 111 durch den Spitzenwertdetektor 116 bis 122 sowie den Spannungskomparator 114 gesteuert wird, so daß die Spitzenamplitude der AC-Spannung Q erhalten bleibt, wird diese nicht durch Veränderungen der Amplitude oder Frequenz der Versorgungsspannung beeinflußt. Darüber hinaus wird bei dem Beispiel der Fig. 3 die Amplitude der AC-Spannung Q unabhängig von Spannungsänderungen der AC-Versorgungsspannung konstant gehalten und außerdem mit dieser Spannung synchronisiert, so daß die Messung eines elektrischen Bauelementes nicht durch irgendeine Veränderung der AC-Versorgungsspannung beeinflußt wird.

Wie oben beschrieben wurde, wird eine sich nur langsam ändernde Spannung an das Testobjekt angelegt, so daß sich der durch den Strommeß-Widerstand fließende Strom der Streukapazitäten nur geringfügig ändert. Folglich kann eine stabile Kompensation des Schleifenfehlers sichergestellt werden. Außerdem kann die sinusquadratförmige Spannung als die sich langsam ändernde Spannung verwendet werden, da diese eine DC-Komponente, eine Cosinuskomponente und eine Sinuskomponente enthält. Da die DC-Komponente nicht durch Streukapazitäten fließt und folglich nur die von den ersten und zweiten Detektoren erfaßten Cosinus- und Sinuskomponenten abgeglichen werden müssen, kann eine Schleifenfehlerkompensation leicht durchgeführt werden.

Eine Modifikation ist zum Beispiel in der Weise möglich, daß die ersten und zweiten Detektoren das Eingangssignal vom selben Punkt erhalten, wobei dann der zweite Detektor eine Spule statt eines Kondensators sein kann, da der Zweck des zweiten Detektors die Phasenverschiebung des Eingangssignals um 90° ist. Wenn die Ausgangsspannung der Spannungsversorgung stabilisiert ist, kann der zweite Detektor auch eine Verzögerungsschaltung sein, die das Eingangssignal für eine viertel Periode um 90° verzögert. Der Differenzierer enthält bei der beschriebenen Ausführungsform 3 Verstärker. Er kann jedoch auch aus anderen Schaltungen aufgebaut sein (Addierer oder Subtrahierer). Die Ausgangsamplituden der ersten und zweiten Detektoren können unabhängig voneinander eingestellt werden. Dies kann durch Veränderung des Verstärkungsfaktors der Verstärker erfolgen. Der Bezugspunkt kann irgendeine, mit dem nicht geerdeten Anschluß des Meßobjekts verbundene Stelle sein.

Claims (7)

1. Einrichtung zur Messung der charakteristischen Eigenschaften elektronischer Bauelemente, gekennzeichnet durch:
- eine Spannungsversorgung (202) mit einem ersten und zweiten Ausgangsanschluß zur Erzeugung einer sich gleichförmig ändernden Spannung mit einfacher Polarität an einem ersten Ausgangsanschluß, die an den ersten Anschluß eines Meßobjektes (18) angelegt wird, dessen zweiter Anschluß geerdet ist,
- einen Strommeß-Widerstand (20), der zwischen dem zweiten Anschluß des Meßobjektes und dem zweiten Ausgangsanschluß der Spannungsversorgung (202) liegt,
- einen ersten Spannungsdetektor (24) für die Spannung zwischen dem ersten und zweiten Anschluß des Meßobjektes, und
- einen zweiten Spannungsdetektor (228) für die über dem Strommeß-Widerstand (20) liegende Spannung.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Verwendung einer Spannung mit sinusquadratförmiger Wellenform verwendet wird.

3. Einrichtung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch:
- einen ersten Detektor (204, 208) zur Erfassung der Sinus- oder Cosinuskomponente an einem mit dem ersten Anschluß des Meßobjektes (18) verbundenen Punkt, und
- einen zweiten Detektor (214) zur Erfassung der Cosinus- beziehungsweise Sinuskomponente an dem mit dem ersten Anschluß des Meßobjektes verbundenen Punkt, so daß der zweite Spannungsdetektor (228) die Differenz zwischen der über dem Strommeß-Widerstand (20 liegenden Spannung und der aus den Ausgangsspannungen des ersten und zweiten Detektors gebildeten Summenspannung erzeugt.

4. Einrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Detektor (204, 208) AC gekoppelt ist.

5. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der AC-Verbindungsweg durch einen Kondensator (208) mit großer Kapazität gebildet ist.

6. Einrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Detektor durch einen Kondensator (214) mit kleiner Kapazität gebildet ist.

7. Einrichtung zur Messung der charakteristischen Eigenschaften elektronischer Bauelemente, gekennzeichnet durch:
- eine Spannungsversorgung (202) mit einem ersten und zweiten Ausgangsanschlüssen, die an ihrem ersten Ausgangsanschluß, eine sinusquadratförmige Spannung erzeugt, die an einen ersten Anschluß eines Meßobjektes geführt ist, dessen zweiter Anschluß an Masse gelegt ist,
- einen Strommeß-Widerstand (20), der zwischen den zweiten Anschluß des Meßobjektes und dem zweiten Ausgangsanschluß der Spannungsversorgung (202) geschaltet ist,
- einen ersten Detektor (204, 208) zur Erfassung entweder der sinusförmigen oder der cosinusförmigen Komponente an einem mit dem ersten Anschluß des Meßobjektes (18) verbundenen Punkt,
- einen zweiten Detektor (214) zur Erfassung der cosinusförmigen beziehungsweise sinusförmigen Komponente an dem mit dem ersten Anschluß des Meßobjektes verbundenen Punkt, und
- einen Differenzdetektor (212, 228, 229) zur Erzeugung der Differenz zwischen der über dem Strommeß-Widerstand (20) liegenden Spannung und den Ausgangsspannungen des ersten und zweiten Detektors.