FR2619633A1 - Appareil de mesure des caracteristiques de dispositifs electroniques - Google Patents

Abstract

L'appareil de mesure de dispositifs électroniques mesure la caractéristique d'un dispositif électronique soumis à essai 18 en appliquant une tension variant régulièrement depuis une borne d'un moyen 202 d'alimentation en tension à une borne non mise à la terre du dispositif soumis à essai et en détectant le courant qui circule dans le dispositif soumis à essai. Ce dernier ne contient pas de composante d'erreur de boucle. Une résistance 20 de détection de courant est connectée entre une autre borne du moyen d'alimentation en tension et une borne mise à la terre du dispositif soumis à essai. Puisque la tension appliquée au dispositif soumis à essai est une tension à onde en sinus au carré, le courant pur circulant dans le dispositif soumis à essai est détecté par détection des composantes à onde cosinus et à onde sinus à partir de la borne non mise à la terre du dispositif soumis à essai et par production de la différence entre la tension aux bornes de la résistance de détection de courant et les composantes à onde cosinus et à onde sinus.

Description

La présente invention concerne un appareil permettant de mesurer les

caractéristiques de dispositifs électroniques, tels que

des transistors et d'autres dispositifs analogues.

Pour mesurer les caractéristiques de dispositifs électro-

niques de base, tels que des transistors et des dispositifs analogues, on peut utiliser un appareil de mesure de dispositifs électroniques, qui est généralement connu sous l'appellation d'enregistreur de courbe. La structure d'un enregistreur de courbe classique est présentée sur la figure 4. La figure 4 montre un circuit d'alimentation à collecteur flottant 10, qui produit une tension de collecteur, par exemple en redressant sur les deux alternances une tension alternative venant d'une source de tension alternative du secteur, puisqu'il est nécessaire de n'appliquer qu'une seule pôlarité (positive ou négative) de la tension au dispositif soumis à essai de façon que le dispositif soumis à essai soit protégé vis-à-vis d'une destruction possible par une tension de polarisation inverse. La tension redressée venant du circuit d'alimentation en tension de collecteur 10 est appliquée via une

résistance 16 faisant fonction de limiteur au collecteur d'un tran-

sistor 18 constituant le dispositif soumis à essai. La valeur de la

résistance 16 est ajustée en fonction de l'intervalle de mesure.

Une borne de référence du circuit d'alimentation en tension de collecteur 10 est connectée via une résistance 20 de détection de courant à l'émetteur du transistor 18 soumis à essai, en même temps qu'elle est mise à la masse. La base du transistor 18 reçoit un signal de polarisation de la part d'un circuit d'alimentation de polarisation 10, le signal de polarisation variant par palier. Sur la figure 4, le transistor 18 soumis à essai est connecté, suivant un montage du type émetteur commun, à l'enregistreur de courbe, mais, toutefois, il est possible d'envisager un montage du type à base commune ou un montage du type à collecteur commun. Un premier circuit 24 de détection de tension, possédant une impédance

d'entrée élevée, détecte la tension V(CE) existant entre le collec-

teur et l'émetteur du transistor 18 soumis à essai et applique la tension détectée à la plaque de déviation horizontale d'un tube à

rayons cathodiques (CRT) 28 qui fait fonction de dispositif d'affi-

chage. Un deuxième circuit 30 de détection de tension, possédant une impédance d'entrée élevée, détecte la tension aux bornes de la résistance 20, c'est-à-dire la tension correspondant au courant de collecteur I(C) du transistor 18 soumis à essai et applique la

tension détectée à la plaque de déviation verticale du CRT 28.

Ainsi, le CRT 28 peut visualiser la caractéristique V(CE)-I(C) du

transistor 18.

Dans l'appareil de mesure de dispositifs électroniques représenté sur la figure 4, une première borne du dispositif soumis à essai, à savoir l'émetteur du transistor 18, est connectée à la terre, si bien que le courant venant du circuit d'alimentation de polarisation 22 est empêché de circuler dans la résistance de détection de courant 20. En d'autres termes, puisque le circuit d'alimentation de polarisation 22 est connecté à la terre, le courant venant du circuit d'alimentation de polarisation 22 revient

au circuit d'alimentation de polarisation 22 via la jonction base-

émetteur du transistor 18 et va à la terre. Ainsi, un circuit fermé est formé par le circuit d'alimentation en tension de collecteur 10, la résistance 16, le trajet collecteur-émetteur du transistor 18 et la résistance 20, si bien que seul le courant de collecteur du transistor 18 passe dans la résistance 20. De plus, le circuit de la figure 4 possède l'avantage de ne pas exiger que les circuits de détection de tension 24 et 30 soient mis dans l'état flottant, puisque l'émetteur du transistor 18 est connecté à la terre. Il faut noter que, si la résistance de détection de courant 20 est insérée du côté collecteur du transistor 18, il faut que le circuit de détection de tension 30 soit dans l'état flottant. Dans ce cas,

le circuit peut avoir une structure complexe.

Il existe une capacité parasite dans un circuit électro-

nique. De la même façon, il existe une capacité parasite, comme indiqué par les condensateurs 15 et 17 désignés en trait interrompu dans l'appareil de mesure de dispositifs électroniques de la figure 4. Ces capacités parasites 15 et 17 sont représentées à titre d'illustration et, en fait, la capacité parasite est répartie tout au long de l'appareil de mesure. Ainsi, une partie du courant de sortie du circuit d'aLimentation en tension de collecteur 10 va dans la terre via les condensateurs parasites 15 et 17, et Le courant revient au circuit d'alimentation en tension de collecteur

depuis la terre, via la résistance 20 de détection de courant.

Par conséquent, le courant circulant dans la résistance 20 ne comprend pas seulement le courant de collecteur du transistor 18, mais aussi les courants passant par les capacités parasites 15 et 17, si bien qu'il se produit une erreur lors de la détection du courant de collecteur à partir de la tension aux bornes de la résistance 20. Il faut noter que la forme d'onde de la tension de sortie du circuit d'alimentation en tension de collecteur 10 est la forme d'onde redressée sur deux alternances d'une onde sinusoïdale (forme d'onde de tension alternative du secteur) dans l'appareil de mesure de dispositifs électroniques classique représenté sur la figure 4. Puisque la forme d'onde redressée sur deux alternances

varie rapidement dans la partie correspondant au niveau du poten-

tiel de terre, l'erreur peut être maximale pour ce niveau et pour les niveaux voisins. L'erreur de détection du courant de collecteur qui est due à cette capacité parasite est appelée une erreur de

boucle.

Des techniques classiques visant à réduire cette erreur de boucle sont proposées pour l'enregistreur de courbe "576"

fabriqué par la Société Tektronix, Inc., des Etats-Unis d'Amérique.

Une de ces techniques classiques est une technique de protection dans laquelle on entoure le circuit d'alimentation en tension de collecteur 10 et la résistance 16 à l'aide d'un conducteur et on applique la tension, au niveau de la borne gauche de la résistance , au conducteur. Toutefois, on ne peut pas éliminer complètement l'erreur de boucle par la seule technique de protection. Ainsi, l'enregistreur de courbe "576" utilise également un circuit de compensation de boucle, comme représenté sur la figure 5, afin de réduire plus encore l'erreur de boucle. Sur la figure 5, le circuit de compensation de boucle comprend des condensateurs variables 31 et 33 relatifs aux capacités parasites 15 et 17, ainsi qu'une résistance 35. La résistance 35 est insérée entre la résistance 20 et le circuit de détection de tension 30. Chacun des condensateurs

31 et 33 est connecté par une borne à la borne droite de la résis-

tance 35. Les autres bornes des condensateurs 31 et 32 sont respec-

tivement connectées aux bornes gauche et droite de la résistance

16. La valeur de la résistance 35 est égale à celle de la résis-

tance 20. Les condensateurs 31 et 33 sont réglés de façon que Les courants les traversant deviennent respectivement égaux aux courants passant dans les capacités parasites 15 et 17. Les

courants traversant le circuit d'alimentation en tension de collec-

teur 10 via les condensateurs 31 et 33 reviennent au circuit

d'alimentation en tension de collecteur 10 via la résistance 35.

(Il faut noter que l'impédance d'entrée du circuit de détection de tension 30 est très élevée.) Ainsi, la tension aux bornes de la

résistance 35 produite par le courant passant dans les condensa-

teurs 31 et 33 est égale à la tension aux bornes de La résistance

produite par les courants passant dans les condensateurs para-

sites 15 et 17. Puisque les polarités de ces tensions sont opposées relativement à la borne d'entrée du circuit de détection de tension , ces tensions s'annulent. Ainsi, le circuit de la figure 5 peut compenser l'erreur de boucle sur La base du courant circulant dans

la résistance 20 en provenance des capacités parasites 15 et 17.

Comme mentionné ci-dessus, la capacité parasite est

répartie dans tout l'appareil de mesure de dispositifs électro-

niques et les phases des courants passant dans chaque partie de la capacité parasite sont mutuellement différentes. Il faut donc prévoir dans un circuit de compensation d'erreur de boucle un grand nombre de condensateurs variables analogues aux condensateurs 31 et 33 de la figure 5. Tous les condensateurs doivent être variables, puisque la capacité parasite est différente dans chaque appareil de mesure de dispositifs électroniques même si tous les appareils de mesure de dispositifs électroniques ont la même structure. Il est nécessaire d'ajuster un grand nombre des condensateurs variables

pour compenser l'erreur de boucle, et le réglage est très complexe.

La tension de sortie du circuit 10 d'alimentation en tension de collecteur est la forme d'onde redressée sur deux alternances (partie B de la figure 6) d'une onde sinusoîdale, de sorte que cette forme d'onde varie rapidement et comprend des

composantes de haute fréquence autour du niveau de La terre.

Ainsi, Le courant d'erreur reposant sur le niveau de La terre et Les niveaux voisins pour La forme d'onde redressée sur deux alternances est beaucoup plus grand que Le courant d'erreur relatif à d'autres niveaux de la forme d'onde redressée sur deux alternances. Puisque le circuit de compensation d'erreur de boucle employant des condensateurs variabLes ne peut pas compenser complètement le courant de l'erreur de boucle, L'erreur existant en chaque point des courbes caractéristiques (visualisées sur le

CRT 28) est différente de l'erreur relative à chaque autre point.

La précision de mesure est déterminée par la plus mauvaise erreur,

et la précision de mesure générale peut donc être réduite.

C'est donc un but de L'invention de fournir un appareil de mesure de dispositifs électroniques perfectionné qui améliore la

compensation d'erreur de boucle dans une grande mesure.

Un autre but de l'invention est de fournir un appareil de mesure de dispositifs électroniques perfectionné qui peut compenser

l'erreur de boucle au moyen d'un réglage aisé.

L'appareil de mesure de dispositifs électroniques selon l'invention comprend un moyen d'alimentation en tension servant à fournir une tension à une première borne d'un dispositif soumis à essai dont une borne est connectée à la terre et un autre borne

n'est pas connectée à la terre, la tension étant d'une seule pola-

rite et variant régulièrement, une résistance de détection de courant insérée entre la borne mise à la terre du dispositif soumis à essai et le moyen d'alimentation en tension, un premier moyen de détection de tension servant à détecter la tension aux bornes de la

résistance de détection de courant, et un deuxième moyen de détec-

tion de tension servant à détecter la tension aux bornes du dispo-

sitif soumis à essai. Puisque la tension venant du moyen d'alimen-

tation en tension varie régulièrement au niveau du potentiel de la terre et aux niveaux voisins de celui-ci, les composantes de haute fréquence de la tension sont réduites et le courant passant dans la capacité parasite également réduit. Ainsi, on peut réduire le

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courant de l'erreur de boucle passant dans la résistance de détec-

tion de courant.

La tension d'une seule polarité qui varie régulièrement peut être produite par création d'une forme d'onde de tension alternative variant régulièrement au niveau du potentiel de la terre et aux niveaux voisins de celui-ci, application de la tension alternative à l'enroulement primaire d'un transformateur, et redressement de la tension alternative au niveau de l'enroulement secondaire du transformateur. La tension peut être augmentée par le transformateur et atteindre une grande valeur, telle que 3 kV, si bien qu'on peut soumettre à des essais un dispositif pour haute puissance. La tension d'une seule polarité qui varie régulièrement

peut être une tension à forme d'onde en sinus au carré (sinus**2).

Dans ce cas, l'appareil de mesure de dispositifs électroniques selon l'invention peut comprendre en outre un premier moyen de détection servant à détecter l'une des composantes en sinus et en cosinus sur la borne non mise à la terre du dispositif soumis à essai, un deuxième moyen de détection servant à détecter l'autre des composantes en sinus et en cosinus sur la borne non mise à la terre du dispositif soumis à essai, et un moyen de détection de différence servant à produire la différence entre la tension aux bornes de la résistance de détection de courant et les tensions des composantes en sinus et cosinus qui sont détectées par les premier et deuxième moyens de détection. Selon l'invention, l'expression "tension à forme d'onde en sinus au carré" désigne également une tension à forme d'onde en cosinus au carré, puisque celle-ci est

identique à l'autre, sauf en ce qui concerne la phase.

Une tension en sinus au carré A*((sin wt)**2), o "A"

représente l'amplitude, ne signifie pas une partie variant rapide-

ment par comparaison avec la forme d'onde redressée sur deux alter-

nances de l'onde sinusoldale, si bien que le courant passant dans la capacité parasite ne varie pas rapidement. Ainsi, le courant correspondant à la pire erreur qui circule dans la résistance de détection de courant est réduit dans une importante mesure par comparaison avec le cas o la tension appliquée au dispositif

soumis à essai est une onde sinusoïdale redressée sur deux alter-

nances. Par conséquent, la précision de mesure en est améliorée.

Dans le mode de réalisation préféré de l'invention, la tension appliquée au dispositif soumis à essai est une tension en sinus au carré. Puisque A*((sin wt)**2) = A(1 - cos 2wt)/2, la tension en sinus au carré est équivalente à une onde cosinus décalée (cos 2wt). Si l'on fixe un point de référence en un point quelconque de l'appareil de mesure de dispositifs électroniques, la phase de la tension en tout autre point choisi est en avance ou en retard par rapport a la tension au point de référence, et cette tension est proportionnelle à cos(2wt - a), o "a" représente un déphasage positif ou négatif entre le point choisi et le point de référence. Puisque cos(2wt - a) = (cos 2wt)*(cos a) + (sin 2wt) *(sin a) et (cos a) et (sin a) sont des valeurs constantes au point choisi

dans l'appareil de mesure, la tension au point choisi est cons-

tituée d'une composante (cos 2wt), d'une composante (sin 2wt) et d'une composante de courant continu, indépendamment de la position du point choisi. Ainsi, dans l'appareil de mesure de dispositifs électroniques préféré qui constitue un mode de réalisation de l'invention, tout le courant qui passe dans la capacité parasite est constitué des seules composantes à onde sinus (sin 2wt) et à onde cosinus (cos 2wt). Les premier et deuxième moyens de détection détectent respectivement ces composantes à onde sinus et à onde cosinus sur la borne non mise à la terre du dispositif soumis à essai ou en tout point connecté à la borne non mise à la terre du dispositif soumis à essai. Le moyen de détection de différence produit la différence entre la tension aux bornes de la résistance de détection de courant et la somme des composantes à onde sinus et à onde cosinus, si bien qu'il est possible de compenser l'erreur de boucle. Dans le mode de réalisation préféré de l'invention, il est facile de faire les réglages qui sont nécessaires pour réaliser la

compensateur d'erreur de boucle, puisque deux composantes seule-

ment, à savoir les composantes à.onde sinus et à onde cosinus, sont traitées.

La description suivante, conçue à titre d'illustration de

l'invention, vise à donner une meilleure compréhension de ses caractéristiques et avantages; ele s'appuie sur les dessins annexés, parmi lesquels: - la figure 1 est un schéma de principe d'un mode de réalisation préféré de l'invention; - la figure 2 est un schéma de prinçipe détaillé d'un circuit d'alimentation en tension de collecteur utilisé dans le mode de réalisation de la figure 1; - la figure 3 est un schéma de circuit d'un générateur de courant alternatif utilisé dans le circuit d'alimentation en tension de collecteur de la figure 2;

- les figures 4 et 5 sont des schémas de principe d'appa-

reils de mesure de dispositifs électroniques classiques; et - la figure 6 représente un diagramme temporel qui sert à expliquer le fonctionnement de l'invention et celui de la technique antérieure. On note que,sur les différentes figures, des symboles de

référence identiques se rapportent à des éléments correspondants.

L'appareil représenté sur la figure 1 comprend un circuit 202 d'alimentation en tension de collecteur, qui fait fonction du moyen d'alimentation en tension servant à fournir une tension d'une seule polarité variant régulièrement au collecteur du transistor 18, lequel constitue le dispositif soumis à essai. Le circuit 202 est un circuit dans l'état flottant qui produit une tension à onde en sinus au carré (sin wt)**2. Le circuit 202 d'alimentation en tension de collecteur va être discuté en détail ci-dessous en relation avec les figures 2, 3 et 6. Il est préférable que la tension à onde en sinus au carré possède la même fréquence que la tension alternative du secteur, ou une fréquence double de celle-ci et soit en phase avec la tension alternative du secteur. La tension de sortie du circuit 202 d'alimentation en tension de collecteur est appliquée via une résistance 16 constituant un limiteur variable au collecteur du transistor 18. De même que pour la technique antérieure, la base du transistor 18 reçoit la tension de polarisation en palier de la part du circuit d'alimentation de polarisation 22, et son émetteur est connecté à la terre et est en outre connecté via la résistance 20 de détection de courant de collecteur à l'autre borne du circuit 202 d'alimentation en tension de collecteur. Ainsi, le trajet principale de courant du circuit 202 d'alimentation en tension de collecteur est constitué par la résistance 16, le trajet collecteur-émetteur du transistor 18 et la résistance 20. Le circuit 24 de détection de tension à impédance d'entrée élevée détecte la tension existant entre le collecteur et l'émetteur du transistor 18, et il fournit la tension détectée a la

plaque de déviation horizontale du CRT 28. Les valeurs des résis-

tances 16 et 20 sont ajustées en fonction de considérations rela-

tives à l'intervalle de mesure. La capacité parasite se répartit dans l'appareil de mesure tout entier de la figure 1, mais seuls les condensateurs parasites 15 et 16 sont montrés a titre

d'exemples.

Comme discuté ci-dessus, le circuit 202 d'alimentation en

tension de collecteur comprend la tension à onde en sinus au carré.

Puisque A*((sin wt)**2) = A(1 - cos 2wt)/2, la tension appliquée au collecteur du transistor 18 peut être en substance la composante à onde cosinus (cos 2wt). Si l'on

suppose que le collecteur du transistor 18 est un point de réfé-

rence, alors la tension en tout point X située entre le collecteur et le circuit 202 d'alimentation en tension de collecteur est proportionnelle à cos (2wt - a), o "a" représente le déphasage entre le point de référence et le point X, aucun compte n'étant connu de la composante de décalage (composante de tension continue). Puisque cos(2wt - a) = (cos 2wt)*(cos a) + (sin 2wt)*(sin a) et (cos a) et (sin a) ont des valeurs constantes au point X, la tension au point X est constituée par La composante de courant continu, la composante à onde sinus (sin 2wt) et la composante à onde cosinus (cos 2wt), indépendamment de.La position du point X. Ainsi, le courant d'erreur est constitué par la somme des seules composantes à onde sinus et à onde cosinus, et il circule depuis le

circuit 202 d'alimentation en tension de collecteur via les conden-

sateurs parasites 15 et 17, la terre et la résistance de détection de courant 20. Il faut noter que la composante de courant continu

ne peut pas passer par les condensateurs parasites.

Un amplificateur différentiel 204 détecte la tension de

collecteur dans le transistor 18. Puisque le collecteur du tran-

sistor 18 est supposé être le point de référence, l'amplificateur différentiel 204 détecte de manière équivalente la composante à onde cosinus. La tension de sortie de l'amplificateur différentiel 204 est réglée par un potentiomètre 206 possédant par exemple une résistance ae 10 kC, et la tension de sortie ainsi réglée est appliquée via un condensateur 208 et une résistance 210 à la borne d'entrée d'inversion d'un amplificateur opérationnel 212. Le condensateur 208 élimine la composante de courant continu de la tension détectée par l'amplificateur différentiel 204, de sorte que seule la composante à onde cosinus est appliquée à l'amplificateur

opérationnel 212. Les valeurs du condensateur 208 et de la résis-

tance 210 sont par exemple respectivement 0,1 pF et 1 MC, et la constante de temps est très grande si bien que la composante à onde cosinus venant de l'amplificateur différentiel 204 a une phase pratiquement constante. L'amplificateur différentiel 204 et le

condensateur 208 forment un premier moyen de détection.

Pour obtenir la composante à onde sinus sur le collecteur

du transistor 18, un condensateur 214 est inséré entre le collec-

teur du transistor 18 et la borne d'entrée d'inversion de l'ampli-

ficateur opérationnel 212. La valeur du condensateur 214 et petite, par exemple 20 pF. La phase de la composante à onde cosinus au niveau du collecteur du transistor est donc déplacée de 90 de manière à produire la composante à onde sinus. Ce condensateur 214

fait fonction de deuxième moyen de détection.

La borne d'entrée de non-inversion de l'amplificateur opérationnel 212 est connectée à la terre, et une résistance de réaction 216 ayant par exemple une valeur de 100 kO est connectée entre la borne d'entrée d'inversion et la borne de sortie

de l'amplificateur opérationnel 212. Ainsi, l'amplificateur opéra-

tionnel 212 ajoute la composante à onde cosinus venant du conden-

sateur 208 de grande capacité et la composante à onde sinus venant du condensateur 214 à petite capacité. L'amplitude de la tension de

sortie d'addition est ajustée par un potentiométre 218 de résis-

tance 10 kQ. Le potentiométre 206 ajuste le rapport de la composante à onde sinus à la composante à onde cosinus, et le potentiométre 218 ajuste l'amplitude de la somme des composantes à

onde sinus et à onde cosinus.

Les bornes de la résistance de détection de courant 20 sont respectivement connectées, par l'intermédiaire respectif d'amplificateurs tampon 220 et 222 et de résistances 224 et 226 aux bornes d'entrée d'inversion et de non-inversion d'un amplificateur opérationnel 228. La prise centrale du potentiomètre 218 est connectée via un amplificateur d'inversion 229 et une résistance 230 à la borne de non-inversion de L'amplificateur opérationnel 228, et une résistance de réaction 232 est insérée entre la borne d'entrée d'inversion et la borne de sortie de l'amplificateur

opérationnel 228. La borne de sortie de l'amplificateur opéra-

tionnel 228 est connectée à la plaque de déviation verticale du CRT 28. Par exemple, les valeurs des résistances 224, 226, 230 et 232 sont de 10 kQ. L'amplificateur opérationnel 228 produit donc un signal de sortie qui représente la somme de la tension aux bornes

de la résistance 20 et de la tension de sortie inversée du poten-

tiomère 218. Ainsi, les amplificateurs opérationnels 212 et 228 et l'amplificateur d'inversion 229 jouent le rôle d'un moyen de détection de différence qui produit la différence entre la tension aux bornes de la résistance 20 et la somme des composantes à onde cosinus et à onde sinus détectées par les premier et deuxième moyens de détection. Par réglage des potentiométres 206 et 216 sur des valeurs appropriées, l'amplificateur opérationnel 228 produit à sa borne de sortie une tension dans laquelle la tension d'erreur reposant sur l'effet de boucle est compensée,et cette tension de

sortie est linérairement liée au courant du collecteur du tran-

sistor 18 et ne contient pas de composante d'erreur de boucle.

Puisque La tension de sortie du circuit 202 d'alimentation en tension de collecteur est une tension à onde en sinus au carré, la tension de sortie ne comporte pas de composantes qui varient rapidement, de la même façon que l'onde sinus redressée sur deux alternances. Ainsi, le courant de boucle est sensiblement constant

à tous ses niveaux, et le courant d'erreur peut être bien compensé.

Par conséquent, la caractéristique I(C)-V(CE) du transistor 18 se

trouve visualisée avec plus de précision sur le CRT 28.

Le circuit 202 d'alimentation en tension de collecteur va être décrit en relation avec les figures 2, 3 et 6. La figure 2 est un schéma de principe entier du circuit 202 d'alimentation en

tension de collecteur préféré. Une tension alternative est appli-

quée par une source de tension alternative du secteur, via un commutateur 34, à l'enroulement primaire d'un transformateur 40 contenu dans un circuit d'alimentation électrique 36. Plusieurs enroulements secondaires du transformateur 40 sont connectés aux circuits régulateurs de tension continue (non représentés) du circuit d'alimentation électrique 36, lesquels appliquent les tensions continues à divers circuits de l'appareil de mesure de dispositifs électroniques. La tension alternative présente sur l'enroulement secondaire du transformateur 36 à la position la plus basse est divisée par les résistances 42 et 44 par rapport au niveau de la terre. Un comparateur de tension 46 compare la tension alternative divisée avec la tension de la terre, et produit un signal d'impulsions fLqui s'inverse à chaque fois que la tension alternative croise la tension de la terre. Il faut noter que la fréquence et la phase des impulsions fL sont les mêmes que celles

de la tension alternative du secteur.

Un oscillateur à fréquence variable (oscillateur commandé

par la tension, ou VCO) 50 faisant fonction d'oscillateur d'impul-

sions possède une fréquence d'oscillation 2**n (n est un entier positif) fois la fréquence du signal d'impulsions fL, par exemple 4096 (=2**12) fois le signal d'impulsions fL. Le signal de sortie (4096fL) est appliqué à une borne d'horloge d'un compteur ou d'un diviseur de fréquence 52. Le diviseur de fréquence 52 divise La fréquence du signal de sortie venant du VCO 50 de manière à produire des signaux /16f, /8f, /4f, /2f et f, dont les fréquences valent respectivement 16, 8, 4, 2 et 1 fois le signal d'impulsions fL. Le symbole de barre incliné ("/") indique un signal qui est inversé en phase par rapport au signal d'entrée du diviseur de

fréquence 52.

Les impulsions de sortie /16f, /8f, /4f, /2f et f sont appliquées à un générateur de courant alternatif 53 servant à produire une tension alternative (voir partie C de la figure 6), dont les demi-cycles sontalternativement un cycle d'onde en sinus au carré et un cycle inversé d'onde en sinusau carré. On va décrire en détail ci-après, en relation avec la figure 3, le générateur de courant alternatif 53. La tension alternative venant du générateur de courant alternatif 53 est appliquée à l'enroulement primaire d'un transformateur 12 par l'intermédiaire d'un amplificateur 56 et, directement, un comparateur de tension 58. Le comparateur 58 compare la tension alternative avec la tension de la terre et produit un signal d'impulsions dont le niveau s'inverse à chaque

fois que la tension alternative croise la tension de la terre.

Ainsi, ce signal d'impulsionsest égal, en fréquence et en phase, à

la tension alternative venant du générateur de courant alter-

natif 53.

Un comparateur de phase 48 compare les phases du signal

d'impulsions fL venant du comparateur 46 avec le signal d'impul-

sions venant du comparateur 58, et il commande la fréquence d'oscillation du VCO 50 en fonction du résultat de la comparaison, si bien que ces signaux d'impulsions sont maintenus en phase les uns avec les autres. Puisqu'une boucle de verrouillage de phase est formée par le comparateur de phase 48, le VCO 50, le diviseur de

fréquence 52, le générateur de courant alternatif 53 et le compara-

teur de tension 58, la tension alternative du générateur de courant alternatif 53 est en phase avec la tension alternative du secteur quelles que soient les caractéristiques de phase du générateur de

courant alternatif 53 (et du diviseur de fréquence 52).

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Le signal d'impulsions fL venant du comparateur 48 est appLiqué au circuit d'alimentation de polarisation 22 de la figure 1. Ce circuit d'alimentation de polarisation est constitué par un convertisseur numérique-analogique et des circuits numériques, tels qu'un compteur, et il produit la tension de polarisation de palier

en synchronisme avec la tension alternative du secteur.

La tension de sortie présente sur l'enroulement secon-

daire du transformateur 12 est identique à la forme d'onde de tension présente sur l'enroulement primaire, sauf en ce qui concerne son amplitude: la tension de sortie est une tension alternative dont les demicycles sont alternativement un cycle d'onde en sinus au carré et un cycle inversé d'onde en sinus au

carré. Un circuit de sélection 13 sélectionne une prise intermé-

diaire appropriée de l'enroulement secondaire du transformateur 12, et la tension alternative fournie par la prise intermédiaire sélectionnée subit un redressement surdeux alternances ce la part d'un circuit redresseur 14, qui peut être un redresseur de type classique composé de diodes. La forme d'onde de tension redressée sur deux alternances est la tension à onde en sinus au carré qui est représentée sur la partie D de la figure 6, et elle ne comprend pas de parties variant rapidement comme la forme d'onde de tension représentée à la partie B de la figure 6. Il faut noter que le circuit 202 d'alimentation en tension de collecteur produit une

tension à onde en sinus au carré flottante, puisque le côté secon-

daire du transformateur 12 est dans l'état flottant.

Un exemple du générateur de courant alternatif 53 va être discuté en relation avec la figure 3. Ce générateur de courant alternatif 53 produit la tension alternative dont les demi-cycles sont alternativement un cycle d'onde en sinus au carré et un cycle inversé d'onde en sinus au carrée. Les impulsions de sortie /16f, /8f, /4f, /2f et f venant du diviseur de tension 52 sont appliquées

à un codeur, constitué de quatre portes OU exclusif (XOR) 84 et 90.

La porte XOR 84 reçoit les impulsions /16f et /2f, la porte XOR 86

reçoit les impulsions /8f et /2f, la porte XOR 88 reçoit les impul-

sions /4f et /2f, et la porte XOR 90 reçoit les impulsions /2f et f. Ainsi, la phase de l'impulsion de sortie S venant de la porte XOR 90 est retardée de 90 par rapport à l'impulsion f, à savoir fL, et les impulsions de sortie G, H et I venant des portes XOR 84,

86 et 88 forment un signal numérique à trois bits variant séquen-

tiellement de "000" à "111" et de "111" aà "000" tous les 900 (quart de période) de l'impulsion S. Un multiplexeur analogique (MUX) 92 est un premier moyen de sélection permettant de connecter sélectivement une borne d'entrée J à l'une de huit bornes d'entrée O à 7, en réponse aux signaux numériques G à H venant des portes XOR 84 et 88. La borne de sortie 0 est sélectionnée lorsque les signaux présents sur les bornes G à I sont "000", la borne de sortie 1 est sélectionnée

lorsque les signaux sont "001", et la borne de sortie 2 est sélec-

tionnée lorsque les signaux sont "010". De même, les bornes de sortie 3, 4, 5, 6 et 7 sont respectivement sélectionnées par "011",

"100", "101", "110" et "111". Les bornes de sortie O à 7 du multi-

plexeur 92 sont connectées via des résistances respectives 94 à 108 à La borne d'entrée de l'intégrateur 111. Cet intégrateur 111 comprend un amplificateur opérationnel 110. La borne d'entrée de non-inversion de l'amplificateur opérationnel 110 est connectée à la terre et un condensateur 112 est connecté entre sa borne d'entrée d'inversion et sa borne de sortie. Ainsi, l'intégrateur constitué par un intégrateur de Miller, dont la résistance d'entrée est celle des résistances 94 à 108 qui a été sélectionnée par le multiplexeur 92. A titre d'exemple, les valeurs des résistances 94 à 108 sont respectivement 154,0 kQ, 51,1 kQ, 31,5 kQ, 23,7 kQ, 19,1 kQ, 16,9 kQ, 15,4 kQ. et 15,0 kgQ, tandis que la capacité du condensateur 112 est 0,1 pF. Comme décrit ci-après, la tension ou la polarité présente sur la borne d'entrée J du multiplexeur 92 varie tous les quarts de période de l'impulsion de sortie f, et les résistances 94 à 108 sont sélectionnées séquentiellement, si bien que des courants différents sont appliqués (chargés ou

déchargés) au condensateur 112 séquentiellement et que l'intégra-

teur 111 produit sur sa borne de sortie la tension alternative

représentée sur la partie C de la figure 6.

La tension alternative venant de l'intégrateur de Miller

111 est appliquée au comparateur 58 de la figure 2 et à un ampli-

ficateur d'inversion à gain unité 150 constitué par un amplifi-

cateur opérationnel 152 et des résistances 154 et 160. Le signal de sortie Q de l'amplificateur 150 est appliqué à un comparateur de tension 114 via un détecteur de crête constitué d'une diode 116, d'une résistance 120 et d'un condensateur 118. Le comparateur de tension 114 compare la valeur de crête du signal de sortie Q avec une tension de référence VREF, la tension de sortie de différence avec celle-ci est divisée par des résistances 124 et 126, et la tension divisée est appliquée à un amptificateur d'inversion 128 et un amplificateur de non-inversion 130. L'amplificateur d'inversion 128 possède des résistances d'entrée et de réaction 132 et 134 qui ont des valeurs mutuellement égales. Le commutateur électronique 136 (deuxième moyen de sélection) applique sélectivement la tension de sortie de l'amplificateur d'inversion à gain unité 128 ou la tension de sortie de l'amplificateurde non-inversion à gain unité

à la borne d'entrée J du multiplexeur 92. Le commutateur élec-

tronique 136 est commandé par le signal d'impulsions S. Une diode 170 connectée entre la borne d'entrée d'inversion et la borne de sortie du comparateur 114 empêche le comparateur 114 de fonctionner de manière non appropriée lorsque la tension de sortie devient plus

basse que la tension présente sur la borne d'entrée d'inversion.

Pendant le premier quart de période, le commutateur 136 applique le signal de sortie de l'amplificateur de non-inversion à la borne d'entrée J du multiplexeur 92. Puisque ce premier

quart de période est uniformément divisé en huit et que les résis-

tances 94 à 108 sont sélectionnées séquentiellement en fonction des signaux d'impulsion G à I, le signal de sortie Q est la moitié de l'onde en sinus au carré. Pendant le deuxième quart de période, la tension de sortie venant de l'amplificateur d'inversion 128 est appliquée à la borne d'entrée J du multiplexeur 92. Cet intervalle est divisé en huit et les résistances 108 à 94 sont sélectionnees séquentiellement. Le circuit fonctionne de la manière précédemment décrite, et le signal de sortie Q de l'intégrateur 111 devient la tension alternative (partie C de la figure 6) qui est synchronisée avec la tension alternative du secteur. La forme d'onde du signal de sortie Q comprend alternativement un cycle à onde en sinus carré et un cycle inversé à onde en sinus carré. Puisque la tension d'entrée de l'intégrateur 111 est commandée par le détecteur de

crête 116 à 122 et le comparateur de tension 114 de manière à main-

tenir l'amplitude de crête de la tension alternative Q, cette amplitude n'est pas affectée par les variations de fréquence et d'amplitude de la tension du secteur. De plus, dans cet exemple de la figure 3, l'amplitude de la tension alternative Q est maintenue constante indépendamment des variations de tension de la tension

alternative du secteur, et la tension alternative Q est synchro-

nisée avec la tension alternative du secteur, si bien que la mesure

des dispositifs électroniques n'est pas affectée par les varia-

tions de la tension alternative du secteur.

Comme précédemment décrit, une tension variant réguliè-

rement est appliquée au dispositif soumis à essai, si bien que le courant d'erreur passant dans la résistance de détection de courant en provenance de la capacité parasite ne varie pas dans une grande mesure. Ainsi, on peut réaliser une compensation stable de l'erreur de boucle. De plus, on peut utiliser comme tension à variation régulière la tension à onde en sinus au carré. Cette tension à onde en sinus au carré comprend une composante de courant continu, une

composante à onde cosinus et une composante à onde sinus. La compo-

sante de courant continu ne passe pas dans la capacité parasite, si bien qu'il est facile d'effectuer le réglage permettant d'obtenir

une compensation de l'erreur de boucle puisque seules les compo-

santes à onde cosinus et à onde sinus détectées par les premier et

deuxième moyens de détection doivent être ajustées.

Certaines variantes peuvent être envisagées. Par exemple, si les premier et deuxième moyens de détection reçoivent les signaux d'entrée du même point, le deuxième moyen de détection peut être un inducteur au lieu d'un condensateur, puisque la fonction du deuxième moyen de détection est de décaler de 90 la phase du signal d'entrée. De plus, si la tension de sortie venant du moyen

d'alimentation en tension est stable, le deuxième moyen de détec-

tion peut être un circuit retardateur permettant de retarder le signal d'entrée de 90 , c'est-à-dire d'un quart de cercle. Dans le mode de réaLisation préféré, Le moyen de détection de différence est constitué de trois amplificateurs. Toutefois, Le moyen de différence peut être constitué de divers types de moyens d'addition ou de moyens de soustraction (différentieLs). Les amplitudes des signaux de sortie des premier et deuxième moyens de détection peuvent être ajustés independamment. Cet ajustement d'amplitude est possible par La commande des gains des amplificateurs. Le point de référence peut être choisi en tout point connecté à une borne non

mise à la terre du dispositif soumis à essai.

Bien entendu, l'homme de l'art sera en mesure d'imaginer,

à partir de l'appareil dont la description vient d'être donnée à

titre simplement illustratif et nullement limitatif de l'invention, diverses autres variantes et modifications ne sortant pas du cadre

de l'invention.

Claims (7)

REVENDICATIONS

1. AppareiL permettant de mesurer des caractéristiques de dispositifs électroniques, caractérisé en ce qu'il comprend: un moyen (202) générateur de tension possédant une première et une deuxième borne de sortie, servant à produire une tension d'une seule polarité variant régulièrement sur ladite première borne de sortie, la tension étant appliquée à une première borne d'un dispositif électronique soumis à essai (18) dont une deuxième borne est connectée à la terre, une résistance (20) de détection de courant, connectée entre ladite deuxième borne du dispositif électronique soumis à essai et ladite deuxième borne de sortie dudit moyen générateur de tension, un premier moyen (24) de détection de tension servant à détecter la tension entre lesdites première et deuxième bornes dudit dispositif électronique soumis à essai, et un deuxième moyen (228) de détection de tension servant à détecter la tension aux bornes de ladite résistance de détection de courant.

2. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce

que ladite tension est une tension à onde en sinus au carré.

3. Appareil selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte en outre: un premier moyen de détection (204) servant à détecter une tension parmi une composante à onde sinus et une composante à onde

cosinus en un point connecté à ladite première borne dudit dispo-

sitif électronique soumis à essai, et un deuxième moyen de détection (214) servant à détecter l'autre tension des composantes à onde sinus et à onde cosinus audit point connecté à ladite première borne dudit dispositif électronique soumis à essai, o ledit deuxième moyen de détection de tension produit la différence entre la tension aux bornes de ladite résistance de détection de courant et la somme des tensions de sortie desdits

premier et deuxième moyens de détection.

4. Appareil selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit premier moyen de détection est un trajet de coupLage en

courant alternatif.

5. AppareiL selon La revendication 4, caractérisé en ce que Ledit trajet de couplage en courant est un condensateur (208)

possédant une grande capacité.

6. Appareil selon La revendication 3, caractérisé en ce que ledit deuxième moyen de détection est un condensateur (214)

possédant une petite capacité.

7. Appareil servant à mesurer des caractéristiques de dispositifs électroniques, caractérisé en ce qu'il comprend: un moyen (202) générateur de tension possédant une première et une deuxième borne de sortie, servant à produire sur ladite première borne de sortie une tension à onde en sinus au carré destinée à être appliquée à une première borne d'un dispositif

électronique soumis à essai, tandis qu'une deuxième borne de celui-

ci est mise à la terre, une résistance (20) de détection de courant connectée entre ladite deuxième borne dudit dispositif électronique soumis à essai et ladite deuxième borne de sortie dudit moyen générateur de tension, un premier moyen de détection (204) servant à détecter une tension prise parmi une composante à onde sinus et une composante à onde cosinus en un point connecté à ladite première borne dudit dispositif électronique soumis à essai, un deuxième moyen de détection (214) servant à détecter L'autre desdites composantes à onde sinus et à onde cosinus audit

point connecté à ladite première borne dudit dispositif éLectro-

nique soumis à essai, et un moyen de détection de différence (212, 228) servant à

produire la différence entre la tension aux bornes de ladite résis-

tance de détection de courant et les tensions de sortie desdits

premier et deuxième moyens de détection.