JPH0721526B2

JPH0721526B2 - 素子測定装置

Info

Publication number: JPH0721526B2
Application number: JP62204924A
Authority: JP
Inventors: 寿玉村
Original assignee: ソニ−・テクトロニクス株式会社
Priority date: 1987-08-18
Filing date: 1987-08-18
Publication date: 1995-03-08
Anticipated expiration: 2010-03-08
Also published as: GB2208719B; CA1278880C; JPS6447967A; DE3814060A1; DE3814060C2; FR2619633A1; US4818934A; GB8806770D0; GB2208719A; FR2619633B1

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明はトランジスタ等の素子の特性を測定する素子測
定装置に関する。

［従来の技術］素子測定装置、特にカーブ・トレーサは、トランジスタ
等の基本的な素子の特性を測定するのに有効な装置であ
る。従来のカーブ・トレーサは第４図に示す如き構成と
なっている。即ち、フローティングされたコレクタ電圧
供給回路10は、例えば外部交流（商用）電源からの交流
電圧を全波整流する。これは、一方の極性（正又は負）
のみの電圧を被測定素子に供給するためであり、被測定
素子が逆バイアスにより破壊されるのを防止する。コレ
クタ電圧供給回路10からの整流された電圧は、リミッタ
用抵抗器16を介して被測定素子としてのトランジスタ18
のコレクタに供給される。なお、抵抗器16の値は測定レ
ンジに応じて切替える。コレクタ電圧供給回路10の基準
端子は、電流検出用抵抗器20を介して被測定トランジス
タ18のエミッタに接続すると共に接地する。また、トラ
ンジスタ18のベースには、ステップ状に変化するバイア
ス信号をバイアス供給回路22から供給する。なお、第４
図では被測定トランジスタ18がエミッタ接地形式でカー
ブ・トレーサに接続されているが、ベース接地形式又は
コレクタ接地形式でもよい。高入力インピーダンスの電
圧検出回路24は、被測定トランジスタ18のコレクタ及び
エミッタ間の電圧VCEを検出して表示器である陰極線管
（CRT）28の水平偏向板に供給する。高入力インピーダ
ンスの電圧検出回路30は、抵抗器20の両端の電圧差、即
ち被測定トランジスタ18のコレクタ電流ICを検出してCR
T28の垂直偏向板に供給する。よって、CRT28にトランジ
スタ18のVCE−IC特性を表示することができる。

なお、第４図の素子測定装置において、被測定端子の一
端、即ちトランジスタ18のエミッタを接地しているの
は、バイアス供給回路22からの電流が電流検出用抵抗器
20に流れるのを防止するためである。すなわち、バイア
ス供給回路22は接地されているため、このバイアス供給
回路22からの電流は、トランジスタ18のベース・エミッ
タ接合及び接地を介してバイアス供給回路22に戻る。よ
って、コレクタ電圧供給回路10、抵抗器16、トランジス
タ18のコレクタ・エミッタ間、及び抵抗器20とで閉回路
を形成し、抵抗器20にはトランジスタ18のコレクタ電流
のみが流れることになる。また、トランジスタ18のエミ
ッタが接地されているため、電圧検出回路24及び30をフ
ローティングさせなくともよいという利点もある。な
お、電流検出用抵抗器20をトランジスタ18のコレクタ側
に挿入すると、電圧検出回路30をフローティングにしな
ければならず、回路構成が複雑となる。

ところで、電子回路には浮遊容量が存在するため、第４
図の素子測定装置にも点線で示す如き浮遊容量15及び17
が存在する。なお、これら浮遊容量15及び17は代表的に
表わしたものであり、実際には装置全体に分布してい
る。よって、コレクタ電圧供給回路10の出力電流の一部
は、これら浮遊容量15及び17を介して接地に流れ、更に
接地から電流検出用抵抗器20を介してコレクタ電圧供給
回路10に戻る。したがって、抵抗器20を流れる電流は、
トランジスタ18のコレクタ電流のみではなく、コレクタ
電流の検出に誤差が生じる。なお、第４図の従来の素子
測定装置では、コレクタ電圧供給回路10の出力電圧波形
が正弦波（商用電源波形）の全波整流波形である。よっ
て、全波整流波形は、接地レベルで急激に変化するた
め、この接地レベル部分において誤差の影響が最大とな
る。この浮遊容量によるコレクタ電流検出誤差をルーピ
ング誤差という。

このルーピング誤差を軽減する従来技術の１つは、コレ
クタ電圧供給回路10及び抵抗器16を導体で包囲し、この
導体に抵抗器20の左端電圧を印加するガード技法であ
る。しかし、このガード技法のみでは、ルーピング誤差
を完全になくせなかった。そこで、ルーピング誤差を更
に軽減するために、第５図に示す如きルーピング補償回
路が提案されている。このルーピング補償回路は、浮遊
容量15及び17に対応して抵抗器16の両端に夫々一端が接
続された可変コンデンサ31及び33と、抵抗器20及び電圧
検出回路30の間に挿入された抵抗器35とを具えており、
コンデンサ31及び33の他端は共に抵抗器35の右端に接続
されている。なお、抵抗器35の値は抵抗器20の値と等し
い。コンデンサ31及び33に流れる電流が、浮遊容量15及
び17を流れる電流に夫々等しくなるようにコンデンサ31
及び33を調整する。よって、コレクタ電圧供給回路10か
らコンデンサ31及び33に流れる電流は、抵抗器35を介し
てコレクタ電圧供給回路10に戻る。（なお、電圧検出回
路30の入力インピーダンスは非常に高いことに留意され
たい。）よって、浮遊容量15及び17を介して流れる電流
による抵抗器20の電圧降下は、コンデンサ31及び33を介
して流れる電流による抵抗器35の電圧降下と等しくな
る。これら電圧降下は、電圧検出回路30の入力端に対し
て互いに逆極性なので、相殺される。よって、浮遊容量
15及び17を介して抵抗器20に流れる電流の影響を補償で
きる。

［発明が解決しようとする問題点］ところで、上述の如く、浮遊容量は素子測定装置全体に
分布しており、各浮遊容量毎に流れる電流の位相は異な
っている。よって、第５図に示す従来のルーピング補償
回路では、多数の可変コンデンサをコンデンサ31及び33
と同様に設けなければならない。なお、浮遊容量は、同
じ構造であっても素子測定装置の１台１台で異なるた
め、コンデンサは総て可変でなければならない点に留意
されたい。よって、ルーピング誤差を補償するために
は、非常に多くの可変コンデンサを調整しなければなら
ず、非常に複雑な調整操作が要求される。

また、コレクタ電圧供給回路10の出力電圧は、第６図Ｂ
に示す正弦波の全波整流波形のため、接地レベル付近は
急激に変化し、周波数成分が高くなる。よって、接地レ
ベル付近と他の部分とでは、浮遊容量を介して電流検出
用抵抗器20に流れる誤差電流が大巾に異なる。上述のコ
ンデンサによるルーピング誤差補償回路では、完全に誤
差電流を補償できないので、特性曲線の各点における誤
差も異なることになる。測定精度は最悪の誤差で決まる
ため、全体としての測定精度が低下してしまう。

したがって本発明の目的の１つは、簡単な調整でルーピ
ング誤差を補償できる素子測定装置の提供にある。

本発明の他の目的は、ルーピング誤差を大幅に改善し、
被測定素子の任意の端子間の電圧と電流の関係を高精度
に測定できる素子測定装置の提供にある。

［問題点を解決するための手段］本発明の素子測定装置は、正弦波の２乗波形電圧を発生
し、一方の端子が接地された被測定素子に供給する電圧
供給手段と、この電圧供給手段及び被測定素子の接地端
子の間に挿入された電流検出用抵抗器と、被測定素子の
非接地端子から正弦波成分及び余弦波成分の一方を求め
る第１検出手段と、被測定素子の非接地端子から正弦波
成分及び余弦波成分の他方を求める第２検出手段と、電
流検出用抵抗器の両端間の電圧と第１及び第２検出手段
で求めた正弦波成分及び余弦波成分の電圧との差を求め
る差検出手段とを具えている。なお、本明細書では「正
弦波の２乗波形電圧」という用語は、位相が異なるだけ
の余弦波の２乗波形電圧も含むものとする。

［作用］本発明の素子測定装置では、電圧供給手段が正弦波の２
乗（Asin²ωｔ）電圧を発生する。この正弦波の２乗電
圧は、正弦波の全波整流波形のように急激に変化する部
分がないので、浮遊容量を介して流れる電流は、全体的
に余り変化しない。よって、電流検出用抵抗器に流れる
最悪の誤差電流も従来例に比較して非常に減少する。よ
って、測定精度が改善される。

また、本発明では正弦波の２乗の電圧を用いているが、
Asin²ωｔ＝Ａ（１−cos2ωｔ）/2なので、オフセット
された余弦波（cos2ωｔ）を用いているのと等価であ
る。素子測定装置のある点を基準とすれば、他の点の電
圧は、位相が遅れるか又は進んでいるのでcos（２ωｔ
＋α）に比例する。（αは正又は負）cos（２ωｔ＋
α）＝cos2ωｔ・cosα−sin2ωt sinαであり、cosα
及びsinαは各点における定数なので、各点における電
圧はcos2ωｔ成分とsin2ωｔ成分と直流成分との和とな
る。よって、本発明の素子測定装置においては、浮遊容
量を介して流れる電流は、総て正弦波成分（sin2ωｔ）
及び余弦波成分（cos2ωｔ）となる。そこで、第１及び
第２検出手段によりこれら正弦波成分及び余弦波成分を
求め、これら求めた成分の和と電流検出用抵抗器の両端
間の電圧との差を差検出手段により求めれば、差検出手
段の出力電圧には誤差電流による電圧降下を補償した電
流検出用抵抗器の両端間の電圧が得られる。そのため、
被測定素子の両端子間の電圧及び差検出手段の出力電圧
により、被測定素子の両端子間の電圧と電流の関係をよ
り正確に測定できる。このように本発明では、正弦波成
分と余弦波成分の２つの成分のみを求めればよいので、
調整が簡単となる。

［実施例］第１図は本発明の好適な一実施例のブロック図であり、
第４及び第５図と同じブロック及び素子は同じ参照番号
で示す。

電圧供給手段であるコレクタ電圧供給回路202は、フロ
ーティング回路であり、正弦波の２乗波形電圧（sin²ω
ｔ）を発生する。このコレクタ電圧供給回路202につい
ては、第２、第３及び第６図を参照して、詳細に後述す
る。なお、正弦波の２乗波形電圧は、周波数が商用電源
周波数と等しく、かつ同期しているのが望ましい。コレ
クタ電圧供給回路202の出力電圧は、リミッタ用可変抵
抗器16を介して、被測定素子としてのトランジスタ18の
コレクタに供給される。従来技術と同様に、トランジス
タ18のベースには、バイアス供給回路22からのステップ
状バイアス信号を供給し、エミッタは接地すると共に、
コレクタ電流検出用抵抗器20を介してコレクタ電圧供給
回路202の他方の端子に接続する。よって、コレクタ電
圧供給回路202の主電流路は、抵抗器16、トランジスタ1
8のコレクタ及びエミッタ、並びに抵抗器20となる。高
入力インピーダンスの電圧検出回路24は、トランジスタ
18のコレクタ・エミッタ間電圧を検出して、CRT28の水
平偏向板に供給する。なお、測定レンジに応じて抵抗器
16及び20を可変したり、切替えたりする。第１図でも、
装置全体に浮遊容量が存在するが、代表的に浮遊容量15
及び17として示す。

コレクタ電圧供給回路202は、上述の如く正弦波の２乗
波形電圧Asin²ωｔを発生する。

Asin²ωｔ＝Ａ（１−cos2ωｔ）/2 なので、実質的には、トランジスタ18のコレクタに供給
される電圧は余弦波成分（cos2ωｔ）となる。トランジ
スタ18のコレクタ部分を基準とすると、このコレクタと
コレクタ電圧供給回路202との間の各点における電圧
は、オフセット分（直流電圧成分）を無視すれば、cos
（２ωｔ−α）に比例したものとなる。

cos（２ωｔ−α）＝cos2ωｔ・cosα＋sin2ωｔ・sin
αであり、cosα及びsinαは各点における定数となるの
で、各点の電圧は、直流成分と、正弦波成分（sin2ω
ｔ）と、余弦波成分（cos2ωｔ）との和になる。よっ
て、コレクタ電圧供給回路202から、浮遊容量15及び1
7、並びに接地を介して電流検出用抵抗器20を流れる誤
差電流は、正弦波成分と余弦波成分との和になる。

差動増幅器204は、トランジスタ18のコレクタ電圧を検
出する。トランジスタ18のコレクタを基準とすれば、余
弦波成分を検出したことになる。差動増幅器204の出力
電圧を、例えば10KΩのポテンショメータ206で振幅調整
し、コンデンサ208及び抵抗器210を介して、演算増幅器
212の反転入力端子に供給する。差動増幅器204が検出し
た電圧は、直流成分も含んでいるので、コンデンサ208
でこの直流成分を除去して、余弦波成分のみを演算増幅
器212に供給するようにする。なお、コンデンサ208及び
抵抗器210の値は夫々0.1μＦ及び1MΩであり、時定数が
非常に大きいため、差動増幅器204が検出した余弦波成
分の位相は実質的に変化しない。よって、差動増幅器20
4及びコンデンサ208が第１検出手段を構成する。

トランジスタ18のコレクタにおける正弦波成分を求める
ために、例えば20pFのコンデンサをトランジスタ18のコ
レクタ及び演算増幅器212の反転入力端子間に接続す
る。このコンデンサ214は容量が小さいため、トランジ
スタ18のコレクタにおける余弦波成分の位相を90度ずら
して正弦波成分を求めることができる。よって、このコ
ンデンサ214が第２検出手段として作用する。

演算増幅器212の非反転入力端子は接地し、その反転入
力端子及び出力端子間には、例えば100KΩの帰還抵抗器
216を接続する。よって、コンデンサ208からの余弦波成
分及びコンデンサ214からの正弦波成分は演算増幅器212
において加算される。この加算出力電圧は、例えば10K
Ωのポテンショメータ218により振幅調整される。よっ
て、ポテンショメータ206により、正弦波成分と余弦波
成分との比を調整し、ポテンショメータ218により正弦
波成分及び余弦波成分の和の振幅を調整することにな
る。

電流検出用抵抗器20の両端は、緩衝増幅器220及び222、
並びに抵抗器224及び226を介して演算増幅器228の反転
入力端子及び非反転入力端子に夫々接続される。また、
反転増幅器229及び抵抗器230を介してポテンショメータ
218の中間タップを演算増幅器228の非反転入力端子に接
続すると共に、この増幅器228の反転入力端子及び出力
端子間に帰還抵抗器232を接続する。演算増幅器228の出
力端子はCRT28の垂直偏向板に接続する。抵抗器224、22
6、230及び232の値は例えば10KΩである。このような接
続により、演算増幅器228は、抵抗器20の両端間の電圧
と、ポテンショメータ218の反転出力電圧との和を求め
る。よって、演算増幅器212及び228並びに反転増幅器22
9は、抵抗器20の両端間の電圧と第１及び第２検出手段
で求めた正弦波成分及び余弦波成分の電圧との差を求め
る差検出手段となる。ポテンショメータ206及び218を適
当に調整することにより、演算増幅器228の出力端子に
は、ルーピングによる誤差電圧が補償された（トランジ
スタ18のコレクタ電流に比例する）電圧が得られる。ま
た、コレクタ電圧供給回路202の出力電圧は、正弦波の
２乗波形なので、正弦波の全波整流波形のように急激に
変化する部分がなく、ルーピングによる誤差も一定とな
るので、誤差電流を一層良好に補償できる。したがっ
て、CRT28には、トランジスタ18のIC−VCE特性曲線を高
精度に表示できる。

次に、第２、第３及び第６図を参照して、コレクタ電圧
供給回路202を説明する。第２図は、コレクタ電圧供給
回路202の好適な一実施例の全体的なブロック図であ
る。電源スイッチ34を介して外部交流（商用）電源から
の交流電圧を電源回路36内の変圧器40の１次巻線に供給
する。変圧器40の複数の２次巻線を電源回路36内の直流
電圧安定化回路（図示せず）に接続して、素子測定装置
内の各回路用の直流電圧を発生させる。変圧器40の最下
端の２次巻線における接地に対する交流電圧を抵抗器42
及び44により分圧する。電圧比較器46は、この分圧され
た交流電圧と接地電圧とを比較し、電源電圧が接地電圧
と交差する毎にそのレベルが反転するパルス信号fLを発
生する。このパルス信号fLは外部電源電圧と周波数及び
位相が等しいことに注意されたい。

パルス発振器である可変周波数信号発生器（VCO）50の
発振周波数は、パルス信号fLの２のｎ乗倍（n:正の整
数）、例えば4096倍であり、その出力信号（4096fL）を
分周器52であるカウンタのクロック端子に供給する。分
周器52は、VCO50の出力信号を分周し、周波数がパルス
信号fLの16倍の信号/16f、８倍の信号/8f、４倍の信号/
4f、２倍の信号/2f及び等しい信号ｆを発生する。な
お、/16f、/8f、4f及び2fの「／」は入力信号に対し、
位相反転されたものであることを示す。

分周器52の出力パルス/16f、/8f、/4f、/2f及びｆを交
流発生器53に供給して所定振幅で正弦波２乗電圧を１サ
イクル毎に正及び負の電圧とした交流電圧（第６図Ｃ）
を発生する。この交流発生器53の詳細は、第３図を参照
して後述する。交流発生器53からの交流電圧は、増幅器
56を介して変圧器12の１次巻線に供給されると共に、電
圧比較器58に直接供給される。比較器58は、比較器46と
同様に、交流電圧と接地電圧とを比較し、交流電圧が接
地電圧と交差する毎にそのレベルが反転するパルス信号
を発生する。よって、このパルス信号は、交流発生器53
からの交流電圧と周波数及び位相が等しくなる。

位相比較器48は、比較器46からのパルス信号fLと比較器
58からのパルス信号とを位相比較し、これらパルス信号
の位相が等しくなるように、この比較結果に応じてVCO5
0の発振周波数を制御する。よって、位相比較器48、VCO
50、分周器52、交流発生器53及び電圧比較器58は、位相
ロック・ループを形成するので、交流発生器53の位相特
性に関係なく、この交流発生器53からの交流電圧は外部
交流電源電圧と同相になる。

また、比較器46からのパルス信号fLを第１図のバイアス
供給回路22に供給する。このバイアス供給回路22は、カ
ウンタ等のデジタル回路、及びデジタル・アナログ変換
器で構成され、外部交流電源電圧に同期したステップ状
バイアス電圧を発生する。

変圧器12の２次巻線の出力電圧はその振幅を除いて１次
巻線の電圧波形と同様に、正弦波２乗電圧を１サイクル
毎に正及び負の電圧とした交流電圧である。選択回路13
は、変圧器12の２次巻線の適当なタップを選択し、選択
したタップから得た交流電圧を整流回路14により全波整
流する。なお、この整流回路14はダイオード等で構成し
た従来の整流回路でよい。全波整流した電圧波形は、第
６図Ｄに示すように正弦波の２乗電圧となり、従来例の
第６図Ｂの電圧の波形と比較して、急激な変化をする部
分がなくなっている。なお、変圧器12の２次側はフロー
ティングさせているので、コレクタ電圧供給回路202は
フローティングされた正弦波の２乗電圧を発生すること
に留意されたい。

次に第２図を参照して交流発生器53の一例を説明する。
なお、この発生器53は、正弦波２乗電圧を１サイクル毎
に正及び負の電圧とした交流電圧を発生する。分周器52
の出力パルス/16f、/8f、/4f、/2f及びｆを符号化回路
に供給する。この符号化回路は４個の排他的オア・ゲー
ト（XOR）84〜90を含んでおり、XOR84はパルス/16f及び
/2fを受け、XOR86はパルス8f及び2fを受け、XOR88はパ
ルス/4f及び/2fを受け、XOR90はパルス/2f及びｆを受け
る。よって、XOR90の出力パルスＳはパルスｆ即ちfLよ
りも位相が90度遅れ、XOR84から88の出力パルス信号Ｇ
〜ＩはパルスＳの90度（４分の１周期）毎に「000」〜
「111」に、また「111」〜「000」に変化する３ビット
のデジタル信号となる。

第１選択手段であるアナログ・マルチプレクサ92はXOR8
4〜88からのデジタル信号Ｇ〜Ｉにより、入力端子Ｊを
出力端子０から７の１つに選択的に接続する。即ち、選
択端子ＧからＩの信号が「000」のとき出力端子０を選
択し、「001」のとき出力端子１を選択し、「010」のと
き出力端子２を選択し、以下同様に「011」、「100」、
「101」、「110」及び「111」のとき夫々出力端子３、
４、５、６及び７を選択する。マルチプレクサ92の出力
端子０〜７を夫々抵抗器94〜108の一端に接続し、これ
ら抵抗器の他端を積分器111の入力端に接続する。この
積分器111は、非反転入力端が接地された演算増幅器11
0、並びにこの演算増幅器の反転入力端及び出力端間に
接続されたコンデンサ112により構成する。よって、選
択された抵抗器94〜108の１つが入力抵抗器であるミラ
ー積分器となる。なお、これら抵抗器94〜108の値は例
えば、夫々154.0KΩ、51.1KΩ、31.5KΩ、23.7KΩ、19.
1KΩ、16.9KΩ、15.4KΩ及び15.0KΩであり、コンデン
サ112の値は例えば0.1μＦである。後述のごとく、マル
チプレクサ92の入力電子Ｊの電圧又は極性は出力パルス
ｆの４分の１周期毎に変化し、その間に抵抗器94〜108
が順次切替えられるので、異なる電流が順次コンデンサ
112に供給（充電及び放電）されることになり、積分器1
11の出力端には第６図Ｃに示す交流電圧が発生する。

ミラー積分器の交流電圧を第２図の比較器58に供給する
と共に、演算増幅器152、抵抗器154及び160からなる利
得１の反転増幅器150にも供給する。この増幅器150の出
力信号Ｑをピーク値検出器を介して電圧比較器114に供
給する。このピーク検出器はダイオード116、コンデン
サ118、抵抗器120及び122により構成する。電圧比較器1
14は、出力信号Ｑのピーク値と基準電圧VREFとを比較
し、それらの差である出力電圧は抵抗器124及び126によ
り分圧されて、反転増幅器128及び非反転増幅器130に供
給される。なお、反転増幅器128の入力抵抗器132及び帰
還抵抗器134の値は等しい。増幅器128及び130の出力電
圧は第２選択手段である電子スイッチ136を介してマル
チプレクサ92の入力端子Ｊに供給する。また、電子スイ
ッチ136をパルス信号Ｓにより制御する。なお、比較器1
14の反転入力端及び出力端に接続されたダイオード170
は、出力端の電圧が反転入力端の電圧よりも低くなっ
て、誤動作することを防止する。

よって、最初の４分の１周期は、スイッチ136により非
反転増幅器130の出力信号がマルチプレクサ92の入力端
子Ｊに供給される。また、パルス信号Ｇ〜Ｈにより、こ
の４分の１周期を８等分して抵抗器94〜108を順次選択
するので、出力信号Ｑは正弦２乗波の２分の１周期とな
る。交流電圧の次の４分の１周期は、反転増幅器128の
出力電圧がマルチプレクサ92の入力端子Ｊに供給され、
またこの期間を８等分して抵抗器108〜94を順次選択す
る。以下、同様な動作により積分器の出力信号Ｑは電源
周波数と同相で正弦波２乗電圧を１サイクル毎に正及び
負とした交流電圧（第６図Ｃ）になる。なお、ピーク検
出器116〜122と電圧比較器114とにより、積分器111の入
力電圧を制御し、交流電圧Ｑの振幅を一定に保持してい
るので、外部商用電源の周波数及び振幅の変動に交流電
圧Ｑの振幅は影響されない。また、この実施例では振幅
が外部交流電源電圧の電圧変動に関係なく一定で、この
外部交流電源電圧と同相な交流電圧を発生しているの
で、外部交流電源電圧の変動に影響されない測定が可能
となる。

上述は本発明の好適な一実施例についてのみ説明した
が、本発明の要旨を逸脱することなく種々の変更が可能
である。例えば、第１及び第２検出手段が同じ場所から
入力信号を受ける場合、第２検出手段は単に入力信号の
位相を90度ずれせばよいので、コンデンサ以外にコイル
等も利用可能である。また、電圧供給手段の出力電圧が
安定している場合は、90度分、即ち４分の１サイクル分
の遅延回路を第２検出手段として用いてもよい。差検出
手段は、実施例の如く３個の増幅器を組合せる以外に、
種々の加算手段又は減算（差動）手段が利用可能であ
る。また、第１及び第２検出手段の出力信号の振幅を夫
々独立に調整してもよい。この振幅調整は、増幅器の利
得制御によっても可能である。

［発明の効果］上述の如く本発明によれば、正弦波の２乗電圧波形を利
用しているため、急激な変化部分がなく、浮遊容量を介
して電流検出用抵抗器に流れる誤差電流が大幅に変化せ
ず、安定した補償が可能となる。また、正弦波の２乗電
圧波形は、直流成分、正弦波成分及び余弦波成分で構成
され、直流成分は浮遊容量を介して流れないので、第１
及び第２検出手段により正弦波成分及び余弦波成分のみ
を検出して誤差電流による影響を補償すればよいので、
調整が簡単となる。

これらにより差検出手段の出力電圧には誤差電流による
電圧降下を補償した電流検出用抵抗器の両端間の電圧が
得られる。そのため、被測定素子の両端子間の電圧及び
差検出手段の出力電圧により、被測定素子の両端子間の
電圧と電流の関係をより正確に測定できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の好適な一実施例のブロック図、第２及
び第３図は第１図の一部分の詳細なブロック図及び回路
図、第４及び第５図は従来例のブロック図、第６図は本
発明及び従来例の動作を説明するための波形図である。図において、18被測定素子、20は電流検出用抵抗器、20
2は電圧供給手段、204及び208は第１検出手段、214は第
２検出手段、212、228及び229は差検出手段である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】正弦波の２乗波形電圧を発生し、一方の端
子が接地された被測定素子に供給する電圧供給手段と、該電圧供給手段及び上記被測定素子の接地端子の間に挿
入された電流検出用抵抗器と、上記被測定素子の被接地端子から正弦波成分及び余弦波
成分の一方を求める第１検出手段と、上記被測定素子の被接地端子から正弦波成分及び余弦波
成分の他方を求める第２検出手段と、上記電流検出用抵抗器の両端間の電圧と上記第１及び第
２検出手段で求めた正弦波成分及び余弦波成分の電圧と
の差を求めることにより、上記電流検出用抵抗器の両端
間の電圧の誤差電圧が補償された電圧を出力する差検出
手段とを具え、上記被測定素子の両端子間の電圧及び上記差検出手段の
出力電圧により、上記被測定素子の両端子間の電圧及び
電流の関係を測定することを特徴とする素子測定装置。