JPH0614097B2 - 素子測定装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、トランジスタ等の素子の特性を測定する素子
測定装置に関する。

［従来の技術］ 素子特性測定装置、特にカーブ・トレーサは、トランジ
スタ等の基本的な素子の特性を測定するのに有効な装置
である。従来のカーブ・トレーサは第３図に示す如き構
成となっている。即ち、コレクタ電圧供給回路１０は、
外部交流（商用）電源からの交流電圧を可変変圧器によ
り昇圧又は降圧して所望振幅の正弦波電圧を発生し、こ
の正弦波電圧を変圧器１２の１次巻線に供給する。この
変圧器１２の２次巻線は複数のタップを有し、選択整流
回路１４が測定レンジに応じてこれらタップの１つを選
択し、選択されたタップからの正弦波電圧を整流する。
選択整流回路１４からの整流された電圧は、リミッタ用
抵抗器１６を介して被測定素子としてのトランジスタ１
８のコレクタに供給される。なお、抵抗器１６の値は測
定レンジに応じて切替える。変圧器１２の２次巻線の下
端は、電流検出用抵抗器２０を介して被測定トランジス
タ１８のエミッタに接続すると共に接地する。また、ト
ランジスタ１８のベースには、ステップ状に変化するバ
イアス信号をバイアス供給回路２２から供給する。な
お、第３図では被測定トランジスタ１８がエミッタ接地
形式でカーブ・トレーサに接続されているが、ベース接
地形式又はコレクタ接地形式でもよい。高入力インピー
ダンスの電圧検出回路２４は被測定トランジスタ１８の
コレクタ及びエミッタ間の電圧ＶＣＥを検出して表示器
である陰極線管（ＣＲＴ）２８の水平偏向板に供給す
る。高入力インピーダンスの電圧検出回路３０は抵抗器
２０の両端の電圧差、即ち被測定トランジスタ１８のコ
レクタ電流ＩＣを検出してＣＲＴ２８の垂直偏向板に供
給する。よって、ＣＲＴ２８にトランジスタ１８のＶＣ
Ｅ−ＩＣ特性を表示することができる。

ところで、第３図に示した従来の素子測定装置（カーブ
・トレーサ）には次のような種々の問題点がある。ま
ず、コレクタ電圧供給回路１０は外部商用電源を直接利
用しているが、外部商用電源の波形は完全な正弦波では
なく、即ち、対称な繰返し波形ではなく、種々の歪を含
んでいる。よって、カーブ・トレーサにおいて、被測定
素子に供給される繰返し電圧波形も完全な正弦波でない
ため、即ち、完全に対称でないため、ＣＲＴ２８に表示
される特性曲線の行き（整流された正弦波電圧の上昇期
間）のトレースと戻り（整流された正弦波電圧の下降期
間）のトレースとが異なり、正確に被測定トランジスタ
の特性が測定できない。この現象はルーピングと呼ばれ
ている。また、商用電源電圧の振幅は正確ではなく、あ
る一定の範囲で変化するため、被測定トランジスタに供
給される繰返し波形電圧の振幅も商用電源に応じて変化
し、正確な特性測定が困難になる。更に、第３図のカー
ブ・トレーサにデジタル・ストレージ回路を適用した場
合、即ち、電圧検出回路２４及びＣＲＴ２８の間、並び
に電圧検出回路３０及びＣＲＴ２８の間に、Ａ／Ｄ変換
器、デジタル記憶回路及びＤ／Ａ変換器の組合せを夫々
接続した場合、Ａ／Ｄ変換器のクロック周波数が商用電
源周波数と独立なので、Ａ／Ｄ変換器の出力に電源のリ
ップルの影響が現われ、測定精度が低下する。

このような欠点を改善した素子測定装置が本願特許出願
人による特開昭６１−８６６６４号公報に開示されてい
る。第４図はこの従来の素子測定装置のブロック図であ
る。この素子測定装置は、外部電源電圧に同期し、かつ
この外部電源周波数よりも高い周波数のパルスを発生す
るパルス発生手段（位相比較器４８及び電圧制御発振器
（ＶＣＯ）５０）と、このパルス発生手段からの出力パ
ルスを分周する分周器５２と、この分周器の出力パルス
に応じて外部電源電圧と同相の繰返し波形（正弦波）電
圧を発生する繰り返し波形発生器５４とを具えている。
なお、電源回路３６内の変圧器４０から得た外部電源電
圧を分圧器４２及び４４で分圧し、その分圧電圧を比較
器４６で接地電圧と比較して、外部電源電圧に同期した
パルス信号ｆＬを得ている。位相比較器４８がこのパル
ス信号ｆＬの位相と分周器５２の出力信号の１つ（外部
電源周波数と同じ周波数）の位相とを比較し、その比較
結果に応じてＶＣＯ５０を制御しているので、繰返し波
形発生器５４からの繰返し波形電圧を外部電圧と同期さ
せる事ができる。よって、この繰返し波形電圧を受ける
各回路は外部電源によるリップル、位相変動等の影響を
受けない。また、アナログ・デジタル変換手段を設けた
場合は外部電源に同期して被測定素子の電圧及び電流を
サンプルするので、外部電源の変動による影響を受けな
い。更に、繰返し波形発生器５４により新たに繰返し波
形電圧、例えば正弦波電圧を発生しているので、この電
圧波形は外部電源波形のように歪を含んでおらず対称で
あるため、上述のルーピングの問題を解決できる。ま
た、新たに発生した繰返し波形電圧は外部電源電圧と独
立しているので、この外部電源電圧の変動にも影響され
ず、正確な測定ができる。

［発明が解決しようとする問題点］ 上述の如く第４図の従来例は、第３図の従来例の欠点を
改善しているが、この第４図の従来例には次のような問
題がある。すなわち、第４図の従来例では、繰返し波形
発生器５４は分周器５２からのパルス信号に応じて正弦
波等の繰返し波形電圧を発生しているため、この波形は
滑らかな変化をせず、高調波成分を含んでいる。よっ
て、ＣＲＴ２８に被測定素子１８の特性曲線を表示した
場合、高調波成分の影響により、この特性曲線が単なる
線とはならずに、ギザギザの線となってしまう。

この高調波成分を除去するためには、繰返し波形発生器
５４が発生した繰り返し波形電圧を低帯域フィルタに加
え、その出力を利用することが考えられる。しかし、低
帯域フィルタには、コンデンサ及び／又はコイルが使用
されているため、低帯域フィルタの入力信号と出力信号
との間に位相差が生じる。よって、低帯域フィルタの出
力信号は外部電源電圧と同相ではなくなる。一方、バイ
アス供給回路２２は分周器５２の分周出力に同期してス
テップ状バイアス電圧を発生しているため、被測定素子
１８に供給される繰返し電圧及びバイアス電圧の位相も
同期しなくなる。すると、繰返し波形電圧の基準点では
ない変化途中でバイアス電圧が変化してしまい、ＣＲＴ
２８に表示された特性曲線が所望測定範囲全体を表示し
なくなる。

したがって、本発明の目的の１つは、被測定素子の特性
を特性を正確かつ適切に測定できる素子測定装置の提供
にある。

本発明の他の目的は、被測定素子に印加する繰返し波形
電圧及びステップ状バイアス電圧が共に外部交流電源電
圧に同期し、繰返し波形電圧が滑らかに変化する素子測
定装置の提供にある。

［問題点を解決するための手段］ 本発明の素子測定装置は上述の問題を解決するために、
外部交流電源電圧を所定値の直流電圧に変換して各回路
を駆動する電源回路３６と、外部交流電源周波数の整数
倍の周波数のパルス信号を発生する第１パルス発振器５
０と、この第１パルス発振器からのパルス信号を分周す
る第１分周器５２と、該第１分周器の出力信号に応じて
繰り返し波形電圧を生成し、該繰返し波形電圧を低帯域
フィルタ１５０を介して出力する繰返し波形発生器５３
と、該繰返し波形発生器からの繰返し波形電圧の位相及
び上記外部交流電源電圧の位相を比較し、これらの位相
が一致するように上記第１パルス発振器を制御する第１
位相比較器４８と、上記繰返し波形発生器からの繰返し
波形電圧を被測定素子に供給する電圧供給手段１２、１
４と、上記外部交流電源周波数の整数倍の周波数のパル
ス信号を発生する第２パルス発振器６２と、該第２パル
ス発振器からのパルス信号を分周する第２分周器６４
と、該第２分周器の出力信号の位相及び上記外部交流電
源電圧の位相を比較し、これらの位相が一致するように
上記第２パルス発振器を制御する第２位相比較器６０
と、 上記第２分周器の出力信号に応じてステップ電圧を発生
し、バイアス電圧として上記被測定素子に供給するバイ
アス供給回路２２と、上記被測定素子に供給される電圧
及び上記被測定素子に流れる電流を検出する検出手段２
４、３０とを具える。

［作用］ 本発明の素子測定装置は、繰返し波形発生器の出力の位
相と外部交流電源電圧の位相が一致するように第１パル
ス発振器を制御しているので、繰返し波形発生器の中で
低帯域フィルタにより位相が遅れても必ず電源電圧の位
相に一致した位相の繰返し波形電圧を発生することがで
きる。また、第２分周器の出力の位相も電源電圧の位相
に一致しているので、被測定に供給するバイアス電圧及
び繰返し波形電圧の位相が一致し、従来の位相の不一致
による問題を解決できる。また、低帯域フィルタにより
繰返し波形電圧中の高調波成分を除去しているので測定
精度が更に向上する。

［実施例］ 以下、第１図及び第２図を参照して本発明の好適な実施
例を説明する。なお、第３及び第４図と同じ回路は、同
じ参照番号で示す。

第１図は本発明の好適な一実施例の全体的なブロック図
である。外部交流（商用）電源からの交流電圧は、電源
スイッチ３４を介して電源回路３６内の変圧器４０の１
次巻線に供給する。変圧器４０の複数の２次巻線を電源
回路３６内の直流電圧安定化回路（図示せず）に接続し
て、素子測定装置内の各回路用の直流電圧を発生させ
る。変圧器４０の最下端の２次巻線における接地に対す
る交流電圧を抵抗器４２及び４４により分圧する。電圧
比較器４６は、この分圧された交流電圧と接地電圧とを
比較し、電源電圧が接地電圧と交差する毎にそのレベル
が反転するパルス信号ｆＬを発生する。このパルス信号
ｆＬは外部電源電圧と周波数及び位相が等しいことに注
意されたい。

パルス発振器である可変周波数信号発生器（ＶＣＯ）５
０の発振周波数はパルス信号ｆＬの２のｎ乗倍（ｎ：正
の整数）であり、例えば４０９６倍であり、その出力信
号（４０９６ｆＬ）を分周器５２であるカウンタのクロ
ック端子に供給する。分周器５２は、ＶＣＯ５０の出力
信号を分周し、周波数がパルス信号ｆＬの１６倍の信号
／１６ｆ、８倍の信号／８ｆ、４倍の信号／４ｆ、２倍
の信号／２ｆ及び等しい信号ｆを発生する。なお、／１
６ｆ、／８ｆ、／４ｆ及び／２ｆの「／」は入力信号に
対し、位相反転されたものであることを示す。

分周器５２の出力パルス／１６ｆ、／８ｆ、／４ｆ、／
２ｆ及びｆを繰返し波形発生器５３に供給して、所定振
幅の繰返し波形電圧、例えば正弦波電圧（以下、正弦波
電圧として説明する）を発生する。この繰返し波形発生
器５３は、第４図の繰返し波形発生器５４と異なり低帯
域フィルタを含んでいるが、その詳細は、第２図を参照
して後述する。繰返し波形発生器５３からの正弦波電圧
は、増幅器５６を介して変圧器１２の１次巻線に供給さ
れると共に、電圧比較器５８に直接供給される。比較器
５８は、比較器４６と同様に、正弦波電圧と接地電圧と
を比較し、正弦波電圧が接地電圧と交差する毎にそのレ
ベルが反転するパルス信号を発生する。よって、このパ
ルス信号は、繰返し波形発生器５３からの正弦波電圧と
周波数及び位相が等しくなる。

位相比較器４８は、比較器４６からのパルス信号ｆＬと
比較器５８からのパルス信号とを位相比較し、これらパ
ルス信号の位相が等しくなるようにこの比較結果に応じ
てＶＣＯ５０の発振周波数を制御する。よって、位相比
較器４８、ＶＣＯ５０、分周器５２、繰返し波形発生器
５３及び電圧比較器５８は、位相ロック・ループを形成
するので、繰返し波形発生器５３の位相特性に関係な
く、この繰返し波形発生器５３からの正弦波電圧は外部
交流電源電圧と同相になる。

ＶＣＯ５０と同様に、ＶＣＯ６２はパルス信号ｆＬの４
０９６倍の周波数の出力信号（４０９６ｆ）を発振し、
この出力信号を分周器６４のクロック端子に供給する。
分周器６４は、ＶＣＯ６２の出力信号を分周し、周波数
がパルス信号ｆＬの１２８倍の信号１２８ｆ、２倍の信
号２ｆ及び等しい信号ｆを発生する。位相比較器６０
は、比較器４６からのパルス信号ｆＬと分周器６４から
のパルス信号ｆとの位相を比較し、これらパルス信号の
位相が等しくなるようにこの比較結果に応じてＶＣＯ６
２の発振周波数を制御する。よって、位相比較器６０、
ＶＣＯ６２及び分周器６４が位相ロック・ループを形成
するので、分周器６４の出力信号は外部交流電源電圧と
同期し、特に出力信号ｆは同相になる。バイアス供給回
路２２は、カウンタ等のデジタル回路及びデジタル・ア
ナログ変換器で構成され、分周器６４からの分周出力信
号を受けて、外部交流電源電圧に同期したステップ状バ
イアス電圧を発生する。

変圧器１２の２次側は、第３及び第４図の従来例と同様
であり、選択整流回路１４が測定レンジに応じて変圧器
１２の２次巻線のタップの１つを選択し、選択されたタ
ップからの正弦波電圧を整流する。選択整流回路１４か
らの整流された電圧は、リミッタ用抵抗器１６を介して
被測定半導体素子であるトランジスタ１８のコレクタに
供給する。これ等変圧器１２及び選択整流回路１４等は
電圧供給手段となる。変圧器１２の２次巻線の下端は、
電流検出用抵抗器２０を介して被測定素子であるトラン
ジスタ１８のエミッタに接続すると共に接地する。ま
た、トランジスタ１８のベースには、出力パルスｆＬに
同期してステップ状に変化するバイアス信号をバイアス
供給回路２２から供給する。なお、図では被測定トラン
ジスタ１８がエミッタ接地形式でカーブ・トレーサに接
続されているが、ベース接地形式又はコレクタ接地形式
でもよい。高入力インピーダンスの電圧検出回路２４は
被測定トランジスタ１８のコレクタ及びエミッタ間の電
圧ＶＣＥを検出し、適当に分圧する。また、高入力イン
ピーダンスの電圧検出回路３０は抵抗器２０の両端の電
圧差、即ち被測定トランジスタ１８のコレクタ電流ＩＣ
を検出する。よって、抵抗器２０、電圧検出器２４及び
３０が検出手段となる。これら電圧検出器２４及び３０
の出力信号を表示手段であるＣＲＴ２８に供給して、被
測定トランジスタ１８のＶＣＥ−ＩＣ特性を表示する。
なお、電圧検出器２４及び３０の後段に、サンプリング
回路、アナログ・デジタル変換器、デジタル記憶回路及
びデジタル・アナログ変換器によるデジタル・ストレー
ジ回路を付加する場合、分周器６４から外部電源電圧に
同期した分周出力パルス２０４８ｆ及び１０２４ｆを得
て、これら出力パルスによりデジタル・ストレージ回路
を制御してもよい。

上述の如く第１図の素子測定装置では、繰返し波形発生
器５３に低帯域フィルタが内蔵され、デジタル的に発生
した正弦波電圧から高調波成分を除去している。また、
被測定トランジスタ１８に印加する正弦波電圧及びステ
ップ状バイアス電圧を発生するのに、夫々専用の位相ロ
ック・ループを設けたので、これら電圧を外部電源電圧
に完全に同期させることができ、正確な測定が可能とな
る。

次に第２図を参照して繰返し波形発生器５３の一例を説
明する。なお、この例では正弦波電圧を発生する。分周
器５２の出力パルス／１６ｆ、／８ｆ、／４ｆ、／２ｆ
及びｆを符号化回路に供給する。この符号化回路は４個
の排他的オア・ゲート（ＸＯＲ）８４〜９０を含んでお
り、ＸＯＲ８４はパルス／１６ｆ及び／２ｆを受け、Ｘ
ＯＲ８６はパルス８ｆ及び２ｆを受け、ＸＯＲ８８はパ
ルス／４ｆ及び／２ｆを受け、ＸＯＲ９０はパルス／２
ｆ及びｆを受ける。よって、ＸＯＲ９０の出力パルスＳ
はパルスｆ即ちｆＬよりも位相が９０度遅れ、ＸＯＲ８
４〜８８の出力パルス信号Ａ〜Ｃ、はパルスＳの９０度
（４分の１周期）毎に「０００」〜「１１１」に、また
「１１１」〜「０００」に変化する３ビットのデジタル
信号となる。

第１選択手段であるアナログ・マルチプレクサ９２はＸ
ＯＲ８４〜８８からのデジタル信号Ａ〜Ｃにより、入力
端子Ｉを出力端子０〜７の１つに選択的に接続する。即
ち、選択端子Ａ〜Ｃの信号が「０００」のとき出力端子
０を選択し、「００１」のとき出力端子１を選択し、
「０１０」のとき出力端子２を選択し、以下同様に「０
１１」、「１００」、「１０１」、「１１０」及び「１
１１」のとき夫々出力端子３、４、５、６及び７を選択
する。マルチプレクサ９２の出力端子０〜７を夫々抵抗
器９４〜１０８の一端に接続し、これら抵抗器の他端を
積分器１１１の入力端に接続する。この積分器１１１
は、非反転入力端が接地された演算増幅器１１０、並び
にこの演算増幅器の反転入力端及び出力端間に接続され
たコンデンサ１１２により構成する。よって、選択され
た抵抗器９４〜１０８の１つが入力抵抗器であるミラー
積分器となる。なお、これら抵抗器９４〜１０８の値は
例えば、夫々１５．０ＫΩ、１６．９ＫΩ、１９．１Ｋ
Ω、２３．７ＫΩ、３１．６Ω、５１．１ＫΩ及び１５
４ＫΩであり、コンデンサ１１２の値は例えば０．１μ
Ｆである。後述の如く、マルチプレクサ９２の入力電子
Ｉの電圧又は極性は出力パルスｆの４分の１周期毎に変
化し、その間に抵抗器９４〜１０８が順次切替えられる
ので、異なる電流が順次コンデンサ１１２に供給（充電
及び放電）されることになり、積分器１１１の出力端に
は正弦波電圧が発生する。しかし、この正弦波電圧はデ
ジタル的切り替えにより発生しているため高調波成分を
含んでいる。この高調波成分を低帯域フィルタ１５０に
より除去する。低帯域フィルタ１５０は、演算増幅器１
５２、抵抗器１５４及び１５６、コンデンサ１５８及び
１６０を図示の如く接続して構成する。低帯域フィルタ
１５０の出力端が繰返し波形発生器５３の出力端であ
る。低帯域フィルタ１５０の出力信号Ｑをピーク値検出
器を介して電圧比較器１１４に供給する。このピーク検
出器はダイオード１１６、コンデンサ１１８、抵抗器１
２０及び１２２により構成する。電圧比較器１１４は、
低帯域フィルタ１５０の出力信号Ｑのピーク値と基準電
圧ＶＲＥＦとを比較し、それらの差である出力電圧は抵
抗器１２４及び１２６により、分圧されて、反転増幅器
１２８及び非反転増幅器１３０に供給される。なお、反
転増幅器１２８の入力抵抗器１３２及び帰還抵抗器１３
４の値は等しい。増幅器１２８及び１３０の出力電圧は
第２選択手段である電子スイッチ１３６を介してマルチ
プレクサ９２の入力端子Ｉに供給する。また、電子スイ
ッチ１３６をパルス信号Ｓにより制御する。なお、比較
器１１４の反転入力端及び出力端に接続されたダイオー
ド１７０は、出力端の電圧が反転入力端の電圧よりも低
くなって、誤動作することを防止する。

よって、最初の４分の１周期は、スイッチ１３６により
非反転増幅器１３０の出力信号がマルチプレクサ９２の
入力端子Ｉに供給される。また、パルス信号Ａ〜Ｃによ
り、この４分の１周期を８等分して抵抗器９４〜１０８
を順次選択するので、低帯域フィルタ１５０の出力信号
Ｑは正弦波の４分の１周期となる。次の４分の１周期
は、反転増幅器１２８の出力電圧がマルチプレクサ９２
の入力端子Ｉに供給され、またこの期間を８等分して抵
抗器１０８〜９４を順次選択する。以下、同様な動作に
より積分器の出力信号Ｑは電源周波数と同相な繰返し正
弦波電圧になる。なお、ピーク検出器１１６〜１２２と
電圧比較器１１４とにより、積分器１１１の入力電圧を
制御して正弦波電圧Ｑの振幅を一定に保持しているの
で、外部商用電源の周波数及び振幅の変動に正弦波電圧
Ｑの振幅は影響されない。

［発明の効果］ 本発明の素子測定装置は、低帯域フィルタにより、被測
定素子に供給する繰返し波形電圧から高調波成分を除去
することができるので、ギザギザ表示等の不都合がなく
なり、測定精度も向上する。また、繰返し波形電圧の位
相を電源電圧の位相に一致させることができる上に、被
測定素子に供給するバイアス電圧の位相も電源電圧の位
相と一致させられるので、従来のような位相の不一致に
起因する不都合を排除でき、より正確且つ信頼性の高い
測定が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による素子測定装置の好適な一実施例の
ブロック図、第２図は第１図で用いる繰返し波形発生器
の一例の回路図、第３図及び第４図は従来の素子測定装
置のブロック図である。 図において、１２〜１４は電圧供給手段、１８は被測定
素子、２０、２４及び３０は検出手段、２２はバイアス
供給回路、４８は第１位相比較器、５０は第１パルス発
振器、５２は第１分周器、５３は繰返し波形発生器、６
０は第２位相比較器、６２は第２パルス発振器、６４は
第２分周器、１５０は低帯域フィルタである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】外部交流電源電圧を所定値の直流電圧に変
   換して各回路を駆動する電源回路と、 上記外部交流電源周波数の整数倍の周波数のパルス信号
   を発生する第１パルス発振器と、 該第１パルス発振器からのパルス信号を分周する第１分
   周器と、 該第１分周器の出力信号に応じて繰り返し波形電圧を生
   成し、該繰返し波形電圧を低帯域フィルタを介して出力
   する繰返し波形発生器と、 該繰返し波形発生器からの繰返し波形電圧の位相及び上
   記外部交流電源電圧の位相を比較し、これらの位相が一
   致するように上記第１パルス発振器を制御する第１位相
   比較器と、 上記繰返し波形発生器からの繰返し波形電圧を被測定素
   子に供給する電圧供給手段と、 上記外部交流電源周波数の整数倍の周波数のパルス信号
   を発生する第２パルス発振器と、 該第２パルス発振器からのパルス信号を分周する第２分
   周器と、 該第２分周器の出力信号の位相及び上記外部交流電源電
   圧の位相を比較し、これらの位相が一致するように上記
   第２パルス発振器を制御する第２位相比較器と、 上記第２分周器の出力信号に応じてステップ電圧を発生
   し、バイアス電圧として上記被測定素子に供給するバイ
   アス供給回路と、 上記被測定素子に供給される電圧及び上記被測定素子に
   流れる電流を検出する検出手段とを具える素子測定装
   置。