JPS63255670A - 素子測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、トランジスタ等の素子の特性を測定する素子
測定装置に関する。

［従来の技術］ 素子特性測定装置、特にカーブ・トレーサは、トランジ
スタ等の基本的な素子の特性を測定するのに有効な装置
である。従来のカーブ・トレーサは第３図に示す如き構
成となっている。即ち、コレクタ電圧供給回路１０は、
外部交流（商用）電源からの交流電圧を可変変圧器によ
り昇圧又は降圧して所望振幅の正弦波電圧を発生し、こ
の正弦波電圧を変圧器１２の１次巻線に供給する。この
変圧器１２の２次巻線は複数のタップを有し、選択整流
回路１４が測定レンジに応じてこれらタップの１つを選
択し、選択されたタップからの正弦波電圧を整流する。

選択整流回路１４からの整流された電圧は、リミッタ用
抵抗器１６を介して被測定素子としてのトランジスタ１
８のコレクタ電流給される。なお、抵抗器１６の値は測
定レンジに応じて切替える。変圧器１２の２次巻線の下
端は、電流検出用抵抗器２ｏを介して被測定トランジス
タ１８のエミッタに接続すると共に接地する。

また、トランジスタ１８のベースには、ステップ状に変
化するバイアス信号をバイアス供給回路２２から供給す
る。なお、第３図では被測定トランジスタ１８がエミッ
タ接地形式でカーブ・トレーサに接続されているが、ベ
ース接地形式又はコレクタ接地形式でもよい。高入力イ
ンピーダンスの電圧検出回路２４は被測定トランジスタ
１８のコレクタ及びエミッタ間の電圧ＶＣＥを検出して
表示器である陰極線管（ＣＲＴ）２８の水平偏向板に供
給する。高入力インピーダンスの電圧検出回路３０は抵
抗器２０の両端の電圧差、即ち被測定トランジスタ１８
のコレクタ電流ＩＣを検出してＣＲＴ２８の垂直偏向板
に供給する。よって、ＣＲＴ２８にトランジスタ１８の
ＶＣＥ−ＩＣ特性を表示することができる。

ところで、第３図に示した従来の素子測定装置（カーブ
・トレーサ）には次のような種々の問題点がある。まず
、コレクタ電圧供給回路１０は外部商用電源を直接利用
しているが、外部商用電源の波形は完全な正弦波ではな
く、即ち、対称な繰返し波形ではなく、種々の歪を含ん
でいる。よって、カーブ・トレーサにおいて、被測定素
子に供給される繰返し電圧波形も完全な正弦波でないた
め、即ち、完全に対称でないため、ＣＲＴ２８に表示さ
れる特定曲線の行き（整流された正弦波電圧の上昇期間
）のトレースと戻り（整流された正弦波電圧の下降期間
）のトレースとが異なり、正確に被測定トランジスタの
特性が測定できない。

この現象はルーピングと呼ばれている。また、商用電源
電圧の振幅は正確ではなく、ある一定の範囲で変化する
ため、被測定トランジスタに供給される繰返し波形電圧
の振幅も商用電源に応じて変化し、正確な特性測定が困
難になる。更に、第３図のカーブ・トレーサにデジタル
・ストレージ回路を適用した場合、即ち、電圧検出回路
２４及びＣＲＴ２８の間、並びに電圧検出回路３０及び
ＣＲＴ２’８の間に、Ａ／Ｄ変換器、デジタル記憶回路
及びＤ／Ａ変換器の組合せを夫々接続した場合、Ａ／Ｄ
変換器のクロック周波数が商用電源周波数と独立なので
、Ａ／Ｄ変換器の出力に電源のリップルの影響が現われ
、測定精度が低下する。

このような欠点を改善した素子測定装置が本願特許出願
人による特開昭６１−８６６６４号公報に開示されてい
る。第４図はこの従来の素子測定装置のブロック図であ
る。この素子測定装置は、外部電源電圧に同期し、かつ
この外部電源周波数よりも高い周波数のパルスを発生す
るパルス発生手段（位相比較器４８及び電圧制御発振器
（ＶＣＯ）５０）と、このパルス発生手段からの出力パ
ルスを分周する分周器５２と、この分周器の出力パルス
に応じて外部電源電圧と同相の繰返し波形（正弦波）電
圧を発生する繰り返し波形発生器５４とを具えている。

なお、電源回路３６内の変圧器４０から得た外部電源電
圧を分圧器４２及び４４で分圧し、その分圧電圧を比較
器４６で接地電圧と比較して、外部電源電圧に同期した
パルス信号ｆＬを得ている。位相比較器４８がこのパル
ス信号ｆＬの位相と分周器５２の出力信号の１つぐ外部
電源周波数と同じ周波数）の位相とを比較し、その比較
結果に応じてｖｃ０５０を制御しているので、繰返し波
形発生器５４からの繰返し波形電圧を外部電圧と同期さ
せる事ができる。よって、この繰返し波形電圧を受ける
各回路は外部電源によるリップル、位相変動等の影響を
受けない。

また、アナログ・デジタル変換手段を設けた場合は外部
電源に同期して被測定素子の電圧及び電流をサンプルす
るので、外部電源の変動による影響を受けない。更に、
繰返し波形発生器５４により新たに繰返し波形電圧、例
えば正弦波電圧を発生しているので、この電圧波形は外
部電源波形のように歪を含んでおらず対称であるため、
上述のルーピングの問題を解決できる。また、新たに発
生した繰返し波形電圧は外部電源電圧と独立しているの
で、この外部電源電圧の変動にも影響されず、正確な測
定ができる。

［発明が解決しようとする問題点］ 上述の如く第４図の従来例は、第３図の従来例の欠点を
改善しているが、この第４図の従来例には次のような問
題がある。すなわち、第４図の従来例では、繰返し波形
発生器５４は分周器５２からのパルス信号に応じて正弦
波等の繰返し波形電圧を発生しているため、この波形は
滑らかな変化をせず、高調波成分を含んでいる。よって
、ＣＲＴ２８に被測定素子１８の特性曲線を表示した場
合、高調波成分の影響により、この特性曲線が単なる線
とはならずに、ギザギザの線となってしまう。′ この高調波成分を除去するためには、繰返し波形発生器
５４が発生した繰り返し波形電圧を低帯域フィルタに加
え、その出力を利用することが考えられる。しかし、低
帯域フィルタには、コンデンサ及び／又はコイルが使用
されているため、低帯域フィルタの入力信号と出力信号
との間に位相差が生じる。よって、低帯域フィルタの出
力信号は外部電源電圧と同相ではなくなる。一方、バイ
アス供給回路２２は分周器５２の分周出力に同期してス
テップ状バイアス電圧を発生しているため、被測定素子
１８に供給される繰返し電圧及びバイアス電圧の位相も
同期しなくなる。すると、繰返し波形電圧の基準点では
ない変化途中でバイアス電圧が変化してしまい、ＣＲＴ
２８に表示された特性曲線が所望測定範囲全体を表示し
なくなる。

したがって、本発明の目的の１つは、被測定素子の特性
を正確かつ適切に測定できる素子測定装置の提供にある
。

本発明の他の目的は、被測定素子に印加する繰返し波形
電圧及びステップ状バイアス電圧が共に外部交流電源電
圧に同期し、繰返し波形電圧が滑らかに変化する素子測
定装置の提供にある。

［問題点を解決するための手段］ 本発明の素子測定装置は上述の問題を解決するために、
外部交流電源電圧を所定値の直流電圧に変換して各回路
を駆動する電源回路と外部交流電源周波数よりも高い周
波数のパルス信号を発生する第１パルス発振器と、この
第１パルス発振器からのパルス信号を分周する第１分周
器と、この第１分周器の出力信号に応じて繰返し波形電
圧を発生する繰返し波形発生器と、この繰返し波形発生
器からの繰返し波形電圧の位相及び外部交流電源電圧の
位相を比較し、これら位相が一致するように第１パルス
発振器の発振を制御する第１位相比較器と、繰返し波形
発生器からの繰返し波形電圧を被測定素子に供給する電
圧供給手段と、外部交流電源周波数よりも高いパルス信
号を発生する第２パルス発振器と、この第２パルス発振
器からのパルス信号を分周する第２分周器と、この第２
分周器の出力信号の位相及び外部交流電源電圧の位相を
比較し、これら位相が一致するように第２パルス発振器
の発振を制御する第２位相比較器と、第２分周器の出力
信号に応じてステップ電圧を発生してバイアス電圧とし
て被測定素子に供給するバイアス供給回路と、被測定素
子に供給される電圧及び被測定素子に流れる電流を検出
する検出手段とを具えている。

［作用］ 上述の如く本発明の素子測定装置では、繰返し波形電圧
用の第１位相比較器が、繰返し波形発生器からの繰返し
波形電圧の位相と外部交流電源電圧の位相が一致するよ
うに第１パルス発振器の発振を制御している。よって、
繰返し波形発生器が低帯域フィルタの如く位相を変化さ
せる回路を含んでいても、繰返し波形電圧の位相を外部
交流電源電圧の位相に一致させることができる。一方、
外部交流電源電圧の位相に第１分周器の出力信号の位相
は一致していないが、第２分周器の出力信号の位相は一
致している。よって、バイアス供給回路は、外部交流電
源電圧と同相のステップ状バイアス電圧を発生する。繰
返し波形電圧及びステップ状バイアス電圧が共に外部交
流電源電圧と同相のため、被測定素子を正確かつ適切に
測定できる。

［実施例］ 以下、第１図及び第２図を参照して本発明の好適な実施
例を説明する。なお、第３及び第４図と同じ回路は、同
じ参照番号で示す。

第１図は本発明の好適な一実施例の全体的なブロック図
である。外部交流（商用）電源からの交流電圧は、電源
スィッチ３４を介して電源回路３６内の変圧器′４０の
１次巻線に供給する。変圧器４０の複数の２次巻線を電
源回路３６内の直流電圧安定化回路（図示せず）、に接
続して、素子測定装置内の各回路用の直流電圧を発生さ
せる。変圧器４０の最下端の２次巻線における接地に対
する交流電圧を抵・抗器′４２及び４４により分圧する
。

電圧比較器４６は、この分圧された交流電圧と接地電圧
とを比較し、電源電圧が接地電圧と交差する毎にそのレ
ベルが反転するパルス信号ｆＬを発生する。このパルス
信号ｆＬは外部電源電圧と周波数及び位相が等しいこと
に注意されたい。

パルス発振器である可変周波数信号発生器（■Ｃｏ）５
０の発振周波数はパルス信号ｆＬの２のｎ乗倍（ｎ：正
の整数）であり、例えば４０９６倍であり、その出力信
号（４０９６ｆｔ）を分周器５２であるカウンタのクロ
ック端子に供給する。

分周器５２は、ＶＣ○５０の出力信号を分周し、周波数
がパルス信号ｆＬの１６倍の信号／１６ｆ、８倍の信号
／８ｆ、４倍の信号／４ｆ、２倍の信号／２ｆ及び等し
い信号ｆを発生する。なお、／１６ｆ、／８ｆ、／４ｆ
及び／２ｆの「／」は入力信号に対し、位相反転された
ものであることを不９０ 分周器５２の出力パルス／１６ｆ、／８．ｆ、／４ｆ、
／２ｆ及びｆを繰返し波形発生器５３に供給して、所定
振幅の繰返し波形電圧、例えば正弦波電圧（以下、正弦
波電圧として説明する）を発生する。この繰返し波形発
生器５３は、第４図の繰返し波形発生器５４と異なり低
帯域フィルタを含んでいるが、その詳細は、第２図を参
照して後述する。繰返し波形発生器５３からの正弦波電
圧は、増幅器５６を介して変圧器１２の１次巻線に供給
されると共に、電圧比較器５８に直接供給される。比較
器５８は、比較器４６と同様に、正弦波電圧と接地電圧
とを比較し、正弦波電圧が接地電圧と交差する毎にその
レベルが反転するパルス信号を発生する。よって、この
パルス信号は、繰返し波形発生器５３からの正弦波電圧
と周波数及び位相が等しくなる。

位相比較器４８は、比較器４６からのパルス信号ｆＬと
比較器５８からのパルス信号とを位相比較し、これらパ
ルス信号の位相が等しくなるようにこの比較結果に応じ
てＶＣＯ５０の発振周波数を制御する。よって、位相比
較器４８、ＶＣ○５０、分周器５２、繰返し波形発生器
５３及び電圧比較器５８は、位相ロック・ループを形成
するので、繰返し波形発生器５３の位相特性に関係なく
、この繰返し波形発生器５３からの正弦波電圧は外１３
一 部交流電源電圧と同相になる。

ＶＣＯ５０と同様に、ＶＣＯ６２はパルス信号ｆＬの４
０９６倍の周波数の出力信号（４０９６ｆ）を発振し、
この出力信号を分周器６４のクロック端子に供給する。

分周器６４は、■Ｃ０６２の出力信号を分周し、周波数
がパルス信号ｆＬの１２８倍の信号１２８ｆ、２倍の信
号２ｆ及び等しい信号ｆを発生する。位相比較器６０は
、比較器４６からのパルス信号ｆＬと分周器６４からの
パルス信号ｆとの位相を比較し、これらパルス信号の位
相が等しくなるようにこの比較結果に応じてＶＣ○６２
の発振周波数を制御する。よって、位相比較器６０、Ｖ
Ｃ○６２及び分周器６４が位相ロック・ループを形成す
るので、分周器６４の出力信号は外部交流電源電圧と同
期し、特に出力信号ｆは同相になる。バイアス供給回路
２２は、カウンタ等のデジタル回路及びデジタル・アナ
ログ変換器で構成され、分周器６４からの分周出力信号
を受けて、外部交流電源電圧に同期したステップ状バイ
アス電圧を発生する。

変圧器１２の２次側は、第３及び第４図の従来例と同様
であり、選択整流回路１４が測定レンジに応じて変圧器
１２の２次巻線のタップの１つを選択し、選択されたタ
ップからの正弦波電圧を整流する。選択整流回路１４か
らの整流された電圧は、リミッタ用抵抗器１６を介して
被測定半導体素子であるトランジスタ１８のコレクタに
供給する。これ等変圧器１２及び選択整流回路１４等は
電圧供給手段となる。変圧器１２の２次巻線の下端は、
電流検出用抵抗器２０を介して被測定素子であるトラン
ジスタ１８のエミッタに接続すると共に接地する。また
、トランジスタ１８のベースには、出力パルスｆＬに同
期してステップ状に変化するバイアス信号をバイアス供
給回路２２から供給する。なお、図では被測定トランジ
スタ１８がエミッタ接地形式でカーブ・トレーサに接続
されているが、ベース接地形式又はコレクタ接地形式で
もよい。高入力インピーダンスの電圧検出回路２４は被
測定トランジスタ１８のコレクタ及びエミッタ間の電圧
ＶＣＥを検出し、適当に分圧する。また、高入力インピ
ーダンスの電圧検出回路３ｏは抵抗器２０の両端の電圧
差、即ち被測定トランジスタ１８のコレクタ電流ＩＣを
検出する。

よって、抵抗器２０．電圧検出器２４及び３０が検出手
段となる。これら電圧検出器２４及び３０の出力信号を
表示手段であるＣＲＴ２８に供給して、被測定トランジ
スタ１８のＶＣＥ−ＩＣ特性を表示する。なお、電圧検
出器２４及び３０の後段に、サンプリング回路、アナロ
グ・デジタル変換器、デジタル記憶回路及びデジタル・
アナログ変換器によるデジタル・ストレージ回路を付加
する場合、分周器６４から外部電源電圧に同期した分周
出力パルス２０４８ｆ及び１０２４ｆを得て、これら出
力パルスによりデジタル・ストレージ回路を制御しても
よい。

上述の如く第１図の素子測定装置では、繰返し波形発生
器５３に低帯域フィルタが内蔵され、デジタル的に発生
した正弦波電圧から高調波成分を除去している。また、
被測定トランジスタ１８に印加する正弦波電圧及びステ
ップ状バイアス電圧を発生するのに、夫々専用の位相口
・ツク・ループを設けたので、これら電圧を外部電源電
圧に完全に同期させることができ、正確な測定が可能と
なる。

次に第２図を参照して繰返し波形発生器５３の一例を説
明する。なお、この例では正弦波電圧を発生する。分周
器５２の出力パルス／１６　ｆ、　／８ｆ、／４ｆ、／
２ｆ及びｆを符号化回路に供給する。この符号化回路は
４個の排他的オア・ゲート（ｘｏＲ）８４〜９０を含ん
でおり、Ｘ０Ｒ８４はパルス／１６ｆ及び／２ｆを受け
、Ｘ０Ｒ８６はパルス８ｆ及び２ｆを受け、Ｘ０Ｒ８８
は７　Ｎ６ルス／４ｆ及び／２ｆを受け、Ｘ０Ｒ９０は
パルス／２ｆ及びｆを受ける。よって、Ｘ０Ｒ９０の出
力パルスＳはパルスｆ即ちｆＬよりも位相が９０度遅れ
、Ｘ０Ｒ８４〜８８の出力パルス信号Ａ〜Ｃ１はパルス
Ｓの９０度（４分の１周期）毎に「ＯＯ○」　〜　ＩＩ
　　１　１Ｊ　　に、　　まブこ　ｒｌ　　１　１Ｊ　
　〜ＩＱＯＯＪに変化する３ビツトのデジタル信号とな
る。

第１選択手段であるアナログ・マルチプレクサ９２はＸ
０Ｒ８４〜８８からのデジタル信号Ａ〜Ｃにより、入力
端子工を出力端子Ｏ〜７の１つに選択的に接続する。即
ち、選択端子Ａ−Ｃの信号がＩＱＯＯｊのとき出力端子
Ｏを選択し、「Ｏｏｌ」のとき出力端子１を選択し、Ｉ
Ｑｌｏｊのとき出力端子２を選択し、以下同様にｒｏｌ
ｌＪ、ｒｌｏｏＪ、「１ｏ１」、「１１０」及び「１１
１」のとき夫々出力端子３．４．５．６及び７を選択す
る。マルチプレクサ９２の出力端子０〜７を夫々抵抗器
９４〜１０８の一端に接続し、これら抵抗器の他端を積
分器１１１の入力端に接続する。この積分器１１１は、
非反転入力端か接地された演算増幅器１１０、並びにこ
の演算増幅器の反転入力端及び出力端間に接続されたコ
ンデンサ１１２により構成する。よって、選択された抵
抗器９４〜１０８の１つが入力抵抗器であるミラー積分
器となる。なお、これら抵抗器９４〜１０８の値は例え
ば、夫々１５．ＯＫΩ、１６．９にΩ、１９、ＩＫΩ、
２３．７にΩ、３１．６Ω、５１゜〜１８− １にΩ及び１５４にΩであり、コンデンサ１１２の値は
例えば０．　１μＦである。後述の如く、マルチプレク
サ９２の入力電子■の電圧又は極性は出力パルスｆの４
分の１周期毎に変化し７、その間に抵抗器９４〜１０８
が順次切替えられるので、異なる電流が順次コンデンサ
１１２に供給（充電及び放電）されることになり、積分
器１１１の出力端には正弦波電圧が発生する。しかし、
この正弦波電圧はデジタル的切り替えにより発生してい
るため高調波成分を含んでいる。この高調波成分を低帯
域フィルタ１５０により除去する。低帯域フィルタ１５
０は、演算増幅器１５２、抵抗器１５４及び１５６、コ
ンデンサ１５８及び１６０を図示の如く接続して構成す
る。低帯域フィルタ１５０の出力端が繰返し波形発生器
５３の出力端である。　低帯域フィルタ１５０の出力信
号Ｑをピーク値検出器を介して電圧比較器１１４に供給
する。このピーク検出器はダイオード１１６、コンデン
サ１１８、抵抗器１２０及び１２２により構成する。電
圧比較器１１４は、低帯域フィルタ１５０の出力信号Ｑ
のピーク値と基準電圧ＶＲＥＦとを比較し、それらの差
である出力電圧は抵抗器１２４及び１２６により、分圧
されて、反転増幅器１２８及び非反転増幅器コ３０に供
給される。

なお、反転増幅器１２８の入力抵抗器１３２及び帰還抵
抗器１３４の値は等しい。増幅器１２８及び１３０の出
力電圧は第２選択手段である電子スイッチ１３６を介し
てマルチプレクサ９２の入力端チェに供給する。また、
電子スイ・ンチ１３６をパルス信号Ｓにより制御する。

なお、比較器１１４の反転入力端及び出力端に接続され
たダイオード１７０は、出力端の電圧が反転入力端の電
圧よりも低くなって、誤動作することを防止する。

よって、最初の４分の１周期は、スイッチ１３６により
非反転増幅器１３０の出力信号がマルチプレクサ９２の
入力端子■に供給される。また、パルス信号Ａ−Ｃによ
り、この４分の１周期を８等分して抵抗器９４〜１０８
を順次選択するので、低帯域フィルタ１５０の出力信号
Ｑは正弦波の４分の１周期となる。次の４分の１周期は
、反転増幅器１２８の出力電圧がマルチプレクサ９２の
入力端チェに供給され、またこの期間を８等分して抵抗
器１０８〜９４を順次選択する。以下、同様な動作によ
り積分器の出力信号Ｑは電源周波数と同相な繰返し正弦
波電圧になる。なお、ピーク検出器１１６〜１２２と電
圧比較器１１４とにより、積分器１１１の入力電圧を制
御して正弦波電圧Ｑの振幅を一定に保持しているので、
外部商用電源の周波数及び振幅の変動に正弦波電圧Ｑの
振幅は影響されない。

［発明の効果］ 上述の如く本発明によれば、外部交流電源電圧の電圧変
動に関係なく、かつ高調波成分を含まない正弦波電圧等
の繰返し波形電圧を新たに発生できるので、ルーピング
の問題を解決できると共に、高調波成分による悪影響の
問題も解決できる。また、繰返し波形電圧及びステップ
状バイアス電圧が互いに同期しているので、正確かつ適
切な測定が可能になる。更に、繰返し波形電圧は、外部
交流電源電圧と同相なので、この繰返し波形電圧を受け
る各回路は、電源回路からの直流駆動電圧のリップルの
影響を受けない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による素子測定装置の好適な一実施例の
ブロック図、第２図は第１図で用いる繰返し波形発生器
の一例の回路図、第３図及び第４図は従来の素子測定装
置のブロック図である。 図において、１２〜１４は電圧供給手段、１８は被測定
素子、２０．２４及び３０は検出手段、２２はバイアス
供給回路、４８は第１位相比較器、５０は第１パルス発
振器、５２は第１分周器、５３は繰返し波形発生器、６
０は第２位相比較器、６２は第２パルス発振器、６４は
第２分周器である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 外部交流電源電圧を所定値の直流電圧に変換して各回路
   を駆動する電源回路と、 上記外部交流電源周波数よりも高い周波数のパルス信号
   を発生する第１パルス発振器と、 該第１パルス発振器からのパルス信号を分周する第１分
   周器と、 該第１分周器の出力信号に応じて繰返し波形電圧を発生
   する繰返し波形発生器と、 該繰り返し波形発生器からの繰返し波形電圧の位相及び
   上記外部交流電源電圧の位相を比較し、これら位相が一
   致するように上記第１パルス発振器の発振を制御する第
   １位相比較器と、 上記繰返し波形発生器からの繰返し波形電圧を被測定素
   子に供給する電圧供給手段と、 上記外部交流電源周波数よりも高いパルス信号を発生す
   る第２パルス発振器と、 該第２パルス発振器からのパルス信号を分周する第２分
   周器と、 該第２分周器の出力信号の位相及び上記外部交流電源電
   圧の位相を比較し、これら位相が一致するように上記第
   ２パルス発振器の発振を制御する第２位相比較器と、 上記第２分周器の出力信号に応じてステップ電圧を発生
   してバイアス電圧として上記被測定素子に供給するバイ
   アス供給回路と、 上記被測定素子に供給される電圧及び上記被測定素子に
   流れる電流を検出する検出手段とを具えた素子測定装置
   。