DE4244739C2 - Anordnung zur Auswertung der Admittanz einer variablen Meßkapazität, insbesondere für kapazitive Füllstandssonden - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Auswertung der Admittanz einer variablen Meßkapazität, insbesondere für kapazitive Füllstandssonden, gemäß dem Oberbegriff des Pa­ tentanspruchs 1.

Bei kapazitiven Sensoren wird häufig der durch die Sonde fließende Scheinstrom als Maß für die Größe der Meßkapazi­ tät gemessen. Dies führt aber in bestimmten Anwendungsfäl­ len zu unbefriedigenden Meßergebnissen aufgrund von füll­ gutbedingten Wirkkomponenten in der Sondenadmittanz. Dieses Problem tritt in der Praxis insbesondere dann auf, wenn leitfähige Füllgüter Überzüge auf der Meßsonde bilden oder sich der Wirkleitwert von Füllgütern aufgrund variablen Feuchtegehalts oder dergleichen ändert. In diesen Fällen tritt das Ergebnis auf, daß die Wirkstromkomponente nicht proportional zur Füllhöhe und somit der aus der Scheinimpe­ danz abgeleitete Füllstandswert fehlerbehaftet ist. Ferner führt bei isolierten Füllstandsonden, wie sie zur Messung leitfähiger Füllgüter vorzugsweise eingesetzt werden, eine Zunahme des Wirkleitwerts auch zu einem Anstieg des Blind­ leitwerts. Daher ergibt sich bei Einsatz von Auswerteschal­ tungen, die aufgrund ihres Aufbaus nur den kapazitiven Ima­ ginärteil des Sondenstroms messen, gleichfalls eine falsche Füllhöhenanzeige.

Aus der US-PS 3 993 947 ist eine dem Oberbegriff des Pa­ tentanspruchs 1 entsprechende Anordnung zur Admittanzaus­ wertung bekannt, die mit phasenselektiver Sondensignalaus­ wertung arbeitet. Bei der bekannten Schaltung ist die Meß­ kapazität über einen Hochfrequenz-Meßverstärker mit der Primärseite eines induktiven Übertragers gekoppelt, der als Spannungswandler arbeitet und dessen Sekundärseite mit ei­ nem durch das Oszillator-Ausgangssignal unter Phasenver­ schiebung gesteuerten Zerhacker sowie Filter- und Gleich­ richtkomponenten zur Gewinnung einer den Füllstand repräsentierenden Ausgangsgleichspannung gekoppelt ist. Die bekannte Schaltung weist allerdings in der Praxis noch ei­ nige unerwünschte Nachteile auf. Beispielsweise führen Tem­ peratureinflüsse aufgrund der fehlenden regelungstechni­ schen Stabilisierung der Phasenlage des den Zerhacker steu­ ernden Schaltsignals zu erheblichen Meßwertänderungen so­ wie zur Begrenzung der maximal auswertbaren Meßfrequenz auf vergleichsweise niedrige Werte. Weiterhin ist der hohe schaltungstechnische Aufwand für die phasenstarre Potenti­ altrennung zwischen Sonde und Meßwertausgang nachteilig. Auch der zwischen die Meßkapazität und den Übertrager ge­ schaltete Hochfrequenz-Meßverstärker erhöht den schaltungs­ technischen Aufwand erheblich. Zudem kann nicht ausge­ schlossen werden, daß der Hochfrequenz-Meßverstärker durch Interferenzen mit energiereichen Fremdfeldern übersteuert wird, was die Genauigkeit des Meßausgangssignals sowie die Betriebszuverlässigkeit der Schaltung beeinträchtigt.

Andererseits kann durch die phasenselektive Gleichrichtung des Sondenstroms unter einem bestimmten Phasenwinkel er­ reicht werden, daß die imaginäre und die reale Sondenstrom­ komponente gleichzeitig gemessen und in geeigneter Weise verknüpft werden, so daß eine präzise Füllhöhenbestimmung erreichbar ist. Auf diese Weise kann der beispielsweise durch Füllgutanhaftungen auf der Sonde hervorgerufene Wirkleitwert nicht nur wieder aus dem Meßergebnis entfernt werden, sondern auch dazu dienen, die anhaftungsbedingt zu hohe Imaginärkomponente der Sondenadmittanz zu korrigieren. Da bei einer solchen phasenselektiven Sondenstromauswertung nur Signale gleichgerichtet werden, die synchron zum Steu­ ertakt sind, beeinträchtigen elektromagnetische Fremdfel­ der, die eventuell auf die Füllstandsonde einwirken, die Funktion im Gegensatz zu Meßanordnungen mit Scheinstromaus­ wertung nicht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zur Auswertung der Admittanz einer variablen Meßkapazität zu schaffen, die sich durch hohe Auswertungsgenauigkeit auszeichnet.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 genannten Merkmale gelöst.

Die Unteransprüche beinhalten vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung.

Bei der erfindungsgemäßen Auswerteanordnung ergibt sich durch die Anordnung der drei im Patentanspruch 1 genannten, ineinander verschachtelten Regelkreise eine vollständige Kompensation aller temperatur- und alterungsbedingten Lauf­ zeitänderungen und Kennlinienasymmetrien sämtlicher im Meßkreis enthaltenen aktiven Hochfrequenzbauteile, so daß ein äußerst stabiler und hochpräziser Langzeitbetrieb der Schaltung gewährleistet ist und sich auch kleine Admittan­ zänderungen bzw. Admittanzwerte genau erfassen lassen.

Hierbei ist zur Stabilisierung des Tastverhältnisses des Schaltsignals auf exakt 50 : 50 ein erster Regler vorhanden, dessen Eingang das Schaltsignal zugeführt wird und der einen dem Phasenschieber vorgeschalteten Rechtecksignalfor­ mer so steuert, daß das gewünschte Tastverhältnis exakt er­ reicht wird. Hierdurch läßt sich eine der Fehlerquellen bei der Synchrondemodulierung des Meßwerts beseitigen.

Die Umsetzung des Schaltsignals in einen dem Tastverhältnis direkt proportionalen Gleichspannungswert läßt sich in schaltungstechnisch einfacher Weise durch ein Tiefpaßfilter erreichen, so daß der erste Regler durch einen das Tief­ paßfilter-Ausgangssignal mit einem Referenzwert verglei­ chenden Operationsverstärker gebildet sein kann.

Weiterhin ist ein Phasenlagen-Regler vorgesehen, der eingangsseitig durch das Oszillatorsignal gespeist wird und über seinen Ausgang den Phasenschieber steuert. Hierdurch kann sichergestellt werden, daß die Phasenverschiebung stets exakt auf dem gewünschten Wert gehalten wird, selbst wenn der Phasenschieber oder sonstige phasenbeeinflussenden Bauteile Drifterscheinungen oder dergleichen zeigen soll­ ten.

Hierbei ist der Phasenlagen-Regler vorzugsweise mit einem durch das Schaltsignal gesteuerten Umschalter versehen, dessen Eingang über ein Phasenreferenznetzwerk mit dem Os­ zillator gekoppelt ist und der periodisch das zerhackte Si­ gnal mit einem Kondensator verbindet. Durch den Kondensator werden die Wechselspannungskomponenten des am Kondensator anliegenden Signals kurzgeschlossen, so daß lediglich die Gleichspannungskomponente ausgewertet wird. Dieses am Kon­ densator auftretende Gleichspannungssignal kann über einen Verstärker des Phasenlagen-Reglers mit einem Refe­ renzpotential, vorzugsweise Nullpotential, verglichen wer­ den. Hierdurch wird sichergestellt, daß die Spannung am Kondensator bei korrekter Phasenlage des Schaltsignals dem Referenzpotential, vorzugsweise Nullpotential entspricht. Da hierbei durch die Regelung des Phasenschiebers somit indirekt auch die Spannung am Kondensator ausgeregelt wird, fällt die gesamte Wechselspannung an den dem Umschalter des Phasenlagen-Reglers vorgeschalteten Baukomponenten ab, so daß der Umschalter und die nachgeschalteten Komponenten die Phasenlage nicht beeinflussen. Diese vorgeschalteten Bau­ komponenten sind vorzugsweise durch ein Phasenreferenznetz­ werk gebildet, das damit als einziges Bauteil die Phasen­ lage beeinflußt. Dieses Phasenreferenznetzwerk ist vorzugs­ weise einstellbar, um eine gewünschte Phasenlage des Um­ schaltsignals einstellen zu können.

Um Belastungsänderungen und Frequenzverschiebungen des Os­ zillators zu kompensieren, ist ein dritter Regler in Form eines Amplituden-Reglers vorhanden. Damit beim Regelvorgang sowohl die Frequenz als auch die Spannung des Oszillators berücksichtigt werden, beinhaltet der Amplituden-Regler vorzugsweise eine Schaltung, die einen dem Frequenz-Span­ nungs-Produkt des Oszillators entsprechenden Gleichstrom erzeugt.

Diesem Gleichstrom läßt sich ein dem gewünschten Sollwert entsprechender Referenzstrom entgegenschalten, wobei der resultierende Strom einem Verstärker als Eingangsgröße zu­ geführt werden kann. Hierdurch werden in schaltungstech­ nisch einfacher Weise sowohl die Frequenz als auch die Spannung des Oszillator-Ausgangssignals bei der Regelung berücksichtigt und der Oszillator so geregelt, daß das Pro­ dukt dieser Größen stabil bleibt.

In vorteilhafter Weise ist die das Frequenz-Spannungs-Pro­ dukt bildende Schaltung mit einem über einen Referenzkon­ densator gespeisten Synchrondemodulator mit nachfolgendem Verstärker, dessen invertierender Eingang auf null Volt be­ zogen ist, und einem parallel zu den Verstärkereingängen liegenden Abblockkondensator ausgestattet. Aufgrund dieser Verschaltung ergibt sich ein spannungsloser Betrieb des Synchrondemodulators, so daß dieser die Phasenlage des Referenzstromkreises nicht beeinflussen kann. Der Synchron­ demodulator ist hierbei vorzugsweise durch einen durch das Schaltsignal gesteuerten Schalter gebildet.

Zur Erzeugung des Referenzstroms ist vorzugsweise ein Widerstand vorhanden, so daß sich eine einfache, störunan­ fällige und präzise arbeitende Schaltung ergibt.

Das Schaltsignal kann somit alle Umschalter- bzw. Synchron­ demodulatoren der Regelkreise in gleicher Weise beeinflus­ sen, so daß ein synchroner, störungsfreier Betrieb der ge­ samten Schaltung gewährleistet ist.

Vorzugsweise ist dem Synchrondemodulator ein Strom- /Spannungs-Wandler nachgeschaltet, um den Gleichstrom in eine die Größe der Meßkapazität repräsentierende Ausgangs­ gleichspannung umzusetzen.

Weiterhin kann ein induktiver Übertrager mit zwei Sekundär­ wicklungen mit 180° Phasenverschiebung vorhanden sein, zwi­ schen deren Ausgängen der Umschalter des Synchrondemodula­ tors periodisch umschaltet. Damit wird an den nachfolgenden ausgangsseitigen Strom-/Spannungs-Wandler ein Signal ange­ legt, das aus zwei amplitudengleichen, aber um 180° phasen­ verschobenen Signalabschnitten zusammengesetzt ist. Die Phasenlage des Übergangspunkts zwischen den beiden Signal­ abschnitten ist durch die Phasenlage des Schaltsignals be­ stimmt. Durch diese Symmetrie der Beaufschlagung des aus­ gangsseitigen Strom-/Spannungs-Wandlers läßt sich ohne Not­ wendigkeit eines Hochfrequenzverstärkers in einfacher Weise ein Gleichspannungs-Ausgangssignal gewinnen, dessen Ampli­ tude die aktuelle Größe der Meßkapazität repräsentiert.

Vorzugsweise ist der induktive Übertrager durch geeignete Beschaltung und Potentialbeaufschlagung als reiner Strom­ wandler ausgelegt, so daß vorteilhaft weder seine Eigenka­ pazität noch seine Induktivität in die Messung eingeht. Die Meßgenauigkeit erhöht sich dadurch noch weiter. Dies hat den weiteren Vorteil, daß auch der ausgangsseitige elektro­ nische Strom-/Spannungs-Wandler in sehr einfacher Weise ausgebildet werden kann, wodurch eine präzise Umsetzung ge­ währleistet ist.

In vorteilhafter Ausgestaltung ist der induktive Übertrager mit einem sekundärseitigen Mittelabgriff ausgestattet, der auf Nullpotential liegt und mit dem beide Sekundärwicklun­ gen verbunden sind. Wenn dabei auch der nachgeschaltete ausgangsseitige Strom-/Spannungs-Wandler mit einem Ver­ stärker ausgestattet ist, dessen anderer, nicht mit dem Um­ schalter verbundener Eingangs-Anschluß auf Nullpotential liegt, wird erreicht, daß alle am Übertrager sowie am Um­ schalter auftretenden Spannungsänderungen ausgeregelt wer­ den, so daß weder am Übertrager noch am elektronischen Um­ schalter eine Hochfrequenzspannung ansteht. Damit werden nicht nur die Auswirkungen der Eigenkapazität und Indukti­ vität des Übertragers auf die Messung unterdrückt, sondern es hat auch die Kapazität des Umschalters, die im Extrem­ fall größer als die Meßkapazität sein kann, keinen Einfluß auf das Meßergebnis. Dies ist von besonderer Bedeutung, da die Schaltergrundkapazität einerseits großen Exemplarstreu­ ungen unterliegt und andererseits auch stark temperaturab­ hängig ist. Hierdurch wird eine äußerst präzise Messung ge­ währleistet.

Vorzugsweise ist der Verstärker mit einem Rückkopplungswi­ derstand versehen, über den ein Kompensationsstrom fließen kann, der die Ausregelung der am Übertrager bzw. Umschalter tendenziell auftretenden Spannungsänderungen ermöglicht. Vorzugsweise ist zusätzlich zwischen den mit dem Umschalter gekoppelten Verstärkereingang und Nullpotential eine Kapa­ zität geschaltet, die die überlagerte Wechselstromkompo­ nente kurzschließt, d. h. als Abblockkondensator arbeitet. Der ausgangsseitige Strom-/Spannungs-Wandler kann damit als einfacher Gleichstromumsetzer ausgeführt werden.

Der den Meß-Gleichstrom abgebende Synchrondemodulator kann auch mit der Sekundärseite des mit dem Oszillator gekoppel­ ten induktiven Übertragers gekoppelt sein.

Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Anordnung be­ steht darin, daß an der Sekundärseite des mit dem Oszilla­ tor gekoppelten induktiven Übertragers ein phasenstarrer Schirmanschluß vorgesehen werden kann, an den Triaxial-Ka­ bel und Schirmsegmente von Füllstandsonden angeschlossen werden können.

Die Erfindung wird nachstehend anhand zweier in den Fig. 1 und 2 gezeigten Ausführungsbeispiele näher beschrieben.

Die in den Fig. 1 und 2 gezeigten Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen Anordnung zur phasenselektiven Admittanz­ auswertung sind für die Verwendung bei kapazitiven Füll­ standssonden besonders geeignet, können aber auch zur Ad­ mittanzmessung für andere Anwendungen eingesetzt werden.

Bei dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel ist ein Os­ zillator bzw. Generator 1 parallel zur Primärwicklung 4 ei­ nes Spannungswandlers 5 geschaltet und einseitig mit Null­ potential verbunden, während der zweite Oszillatoranschluß 3 mit einem Primärwicklungsanschluß und zusätzlich noch mit weiteren, nachstehend näher beschriebenen Schaltungs­ komponenten verbunden ist. Der Oszillator 1 ist über einen Steueranschluß 2 in seiner Amplitude steuerbar.

Der Spannungswandler 5 weist eine Sekundärwicklung 6 mit mehreren Spannungsabgriffen 7, 8, 9 auf, zwischen denen über einen Schalter 11 zur Wahl des Spannungsbereichs umge­ schaltet werden kann. Der andere äußere Anschluß der Sekun­ därwicklung ist mit 10 bezeichnet und sowohl mit einem Schirmanschluß als auch mit einem Anschluß zweier Primär­ wicklungen 16, 16′ eines als Stromwandler arbeitenden Über­ tragers 17 verbunden. Der Umschalter 11 ist seinerseits mit einem Anschluß 12 einer Meßkapazität 14 verbunden, deren anderer Anschluß 15 auf Erd- bzw. Massepotential liegt. Zwischen den Anschluß 12 und einen Anschluß der zweiten, 180° phasenversetzt zur ersten Primärwicklung 16 geschalte­ ten Primärwicklung 16′ des Übertragers 17 ist eine Kompen­ sationskapazität 13 geschaltet.

In dem Stromkreis, der durch den aktiv geschalteten Ab­ schnitt der Sekundärwicklung 6, den Umschalter 11, die Meß­ kapazität (Füllstandssonde) 14 und die Primärwicklung 16 gebildet ist, fließt ein Strom, der der Sondenadmittanz proportional ist. Dieser Strom wird mittels des Übertragers 17 phasenstarr auf dessen beide Sekundärwicklungen 18, 19 übertragen. An diesen treten, bezogen auf einen auf 0 Volt liegenden Mittelabgriff 20 der Sekundärseite des Übertra­ gers 17, zwei um 180° zueinander phasenverschobene Signale auf.

Hierbei stellt der mit dem Anschluß 10 verbundene Mittelab­ griff der Primärwicklungen 16, 16′ des Übertragers 17 einen phasenstarren Schirmanschluß dar, an den Triaxial-Kabel und Schirmsegmente von Füllstandsonden angeschlossen werden können. Weiterhin können mit Hilfe der um 180° phasen­ verschobenen Primärwicklung (Eingangswicklung) 16′ des Übertragers 17 Kompensationskapazitäten bzw. Admittanzen 13, wie gezeigt, angeschlossen werden, um füllstandunabhän­ gige Blind- und Wirkleitwerte vom Meßergebnis abzuziehen. Die Meßkapazität 14, die Kompensationskapazität 13 und der Schirm sind vollständig gegenüber den übrigen Schaltungs­ teilen potentialgetrennt.

Die äußeren Abgriffe der Sekundärwicklungen 18, 19 sind mit Kontakten 21 bzw. 22 eines ersten Umschalters 23 verbunden, der im Rhythmus eines über eine Leitung 29 an ihn angelegten Schaltsignals periodisch zwischen den beiden Anschlüssen 21, 22 umschaltet und dessen Mittelkontakt mit einem An­ schluß 24 verbunden ist, der mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 26 sowie mit einem Abblockkon­ densator 25 verbunden ist. Der andere Anschluß des Abblock­ kondensators 25 liegt ebenso wie der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers 26 auf Massepotential. Ein Widerstand 27 ist in einen Rückkopplungszweig zwischen dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 26 und dessen Ausgang geschaltet. Der Ausgang des Operationsver­ stärkers 26 ist mit einem Ausgangsanschluß 28 verbunden, an dem ein der Sondenadmittanz proportionaler Spannungswert auftritt.

Der erste Umschalter 23 ist als elektronischer Umschalter ausge­ bildet. Der Operationsverstärker 26 bildet den ausgangssei­ tigen Wandler und arbeitet als Strom/Spannungs-Wandler. Da der positive Eingang des Operationsverstärkers 26 auf 0 Volt bezogen ist, werden mittels des über den Widerstand (Meßwiderstand) 27 fließenden Kompensationsstroms alle am ersten Umschalter 23 bzw. am Übertrager 17 auftretenden Spannungs­ änderungen ausgeregelt, so daß weder am Übertrager 17 noch am elektronischen ersten Schalter 23 eine Hochfrequenzspannung ansteht. Der Übertrager 17 arbeitet folglich als reiner Stromwandler, so daß weder dessen Eigenkapazität oder In­ duktivität noch die Kapazität des elektronischen ersten Umschal­ ters 23 das Meßergebnis beeinflussen. Aufgrund der Ansteue­ rung des ersten Schalters 23 mit dem vom Oszillator 1 abgeleite­ ten, phasenverschobenen, über die Leitung 29 angelegten Rechtecksignal tritt am Ausgang des ersten Schalters 23 ein Wechselstrom auf, dessen arithmetischer Mittelwert ein Gleichstromsignal bildet, das dem gesuchten Meßwert ent­ spricht. Durch den Abblockkondensator 25 wird die überla­ gerte Wechselstromkomponente kurzgeschlossen, so daß der ausgangsseitige Wandler 26 als einfacher Gleichstromumset­ zer ausgeführt werden kann.

Zur Erzeugung des Schaltsignals wird die Ausgangsspannung des Oszillators 1 mittels eines sinus-Rechteck-Wandlers 30 in ein Rechtecksignal umgesetzt, das über eine Leitung 32 an einen steuerbaren Phasenschieber 33 angelegt wird. Die­ ser setzt das auf der Leitung 32 anliegende Eingangssignal in das Schaltsignal um und gibt dieses über einen Verbin­ dungsanschluß 34 an die Leitung 29 ab.

Zur Stabilisierung des Tastverhältnisses auf exakt 0,5 (50% : 50%) ist ein erster Regler vorhanden, dessen Eingang mit dem Verbindungspunkt 34 verbunden ist, d. h. das Schaltsi­ gnal empfängt. Dieser Tastverhältnis-Regler besteht aus ei­ nem Tiefpaßfilter 35, 36, das einen seriell mit dem Verbindungspunkt 34 verbundenen Widerstand 35 und einen zwischen den anderen Anschluß des Widerstands 35 und Null­ potential geschalteten Kondensator 36 umfaßt, sowie einem Verstärker 37, dessen invertierender Eingang mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 35 und dem Konden­ sator 36 verbunden ist und dessen anderer, nicht invertie­ render Eingang auf Nullpotential liegt. Der Ausgang des Verstärkers 37 ist über eine Leitung 31 mit einem Steuereingang des sinus-Rechteck-Wandlers 30 verbunden und steuert diesen derart, daß das Tastverhältnis 0,5 beträgt.

Über das Tiefpaßfilter 35, 36 wird das am Verbindungspunkt 34 auftretende Schaltsignal in einen Gleichspannungswert umgesetzt, der dem Tastverhältnis direkt proportional ist. Entsprechend diesem Gleichspannungswert steuert der Ver­ stärker 37 den Sinus-Rechteck-Wändler 30 derart, daß das Tastverhältnis stets symmetriert ist.

Zur Fixierung der Phasenlage des Schaltsignals und zu ihrer Stabilisierung ist ein zweiter Regler vorhanden, der die Bauelemente 39 bis 45 umfaßt. Dabei dient ein einstell­ barer Kondensator 39 und ein einstellbarer Widerstand 40 als Phasenreferenznetzwerk, das einen einer nicht zu mes­ senden Sondenadmittanz entsprechenden Vergleichsphasenwert erzeugt. Der zweite Regler enthält einen zweiten Syn­ chrondemodulator in Form eines zweiten Schalters 41, dessen Mittel­ kontakt mit dem veränderbaren Widerstand 40 verbunden ist und der zwischen zwei Schaltkontakten 42, 43 umschaltet. Der zweite Schalter 41 ist als elektronischer Schalter ausgebildet und wird durch das über eine Leitung 38 vom Verbindungs­ punkt 34 zugeführte Schaltsignal gesteuert. Während der Schaltkontakt 43 mit Nullpotential verbunden ist, ist der Schaltkontakt 42 mit einem Anschluß eines Abblockkondensa­ tors 44, dessen anderer Anschluß auf Nullpotential liegt, und dem invertierenden Eingang eines Verstärkers 45 verbun­ den, dessen anderer, nicht-invertierender Eingang auf Null­ potential liegt. Der Ausgang des Verstärkers 45 ist über eine Leitung 46 mit dem Steuereingang 33′ des steuerbaren Phasenschiebers 33 gekoppelt.

Der vom Phasenreferenznetzwerk 39, 40 abgegebene phasenverschobene Strom wird durch den zweiten Schalter 41 im Takt des Schaltsignals synchron demoduliert und ergibt am Ab­ blockkondensator 44 einen Gleichspannungswert, der bei kor­ rekter Phasenlage zwischen Oszillatorspannung und Schaltsi­ gnal 0 Volt beträgt. Bei Abweichungen der Phasenlage er­ zeugt der Operationsverstärker 45, der die am Abblockkon­ densator 44 auftretende Spannung mit 0 Volt vergleicht, ein entsprechendes Steuersignal auf der Leitung 46, das die Phasenverschiebung des Phasenschiebers 33 in der erforder­ lichen Weise nachstellt. Aufgrund dieser Nachstellung des Phasenschiebers 33 ergibt sich der Effekt, daß indirekt auch die Spannung am zweiten Schalter 41 ausgeregelt wird, so daß die gesamte Wechselspannung ausschließlich am Phasenrefe­ renznetzwerk 39, 40 abfällt. Dieses beeinflußt somit als einziges Bauteil die Phasenlage.

Neben der dargestellten Reihenschaltung aus einem einzelnen Kondensator und Widerstand kann das Phasenreferenznetzwerk 39, 40 auch aus einer in geeigneter Weise verschalteten Vielzahl dieser Bauelemente bestehen.

Der Sinus-Rechteck-Wandler 30 und der Phasenschieber 33 können auch in umgekehrter Reihenfolge verschaltet sein, d. h. es erfolgt zuerst eine Phasenverschiebung des Ein­ gangssinussignals und danach dessen Rechteckwandlung. Die Funktion der Regelkreise bleibt durch diese Modifikation unverändert.

Zur Kompensation von Belastungsänderungen und Frequenzver­ schiebungen des Oszillators 1 ist ein dritter Regler vorhanden, der die Komponenten 48 bis 55 umfaßt. Der dritte Regler enthält einen Referenzkondensator 48, der mit dem Anschluß 3 in Serie geschaltet ist, und einen dritten Synchrondemodulator in Form eines dritten Umschalters 50, dessen Mittelkontakt 49 mit einem Anschluß des Referenzkon­ densators 48 verbunden ist und der zwei Schaltkontakte 51, 52 aufweist, von denen der Schaltkontakt 52 mit Nullpoten­ tial verbunden ist. Der dritte Umschalter 50 ist als elektro­ nischer Schalter ausgebildet und weist einen Steuereingang auf, an dem über eine Leitung 47 das vom Phasenschieber 33 abgegebene Schaltsignal anliegt.

Der Schaltkontakt 51 ist mit einem Anschluß eines Abblock­ kondensators 53, dessen anderer Anschluß auf Nullpotential liegt, und dem invertierenden Eingang eines Verstärkers 55 verbunden, dessen anderer, nicht-invertierender Eingang auf Nullpotential liegt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 55 steuert über eine mit dem Steuereingang 2 des Oszillators 1 verbundene Leitung 56 den Oszillator 1. Mit dem invertie­ renden Eingang des Verstärkers 55 ist weiterhin ein Wider­ stand 54 verbunden, dessen anderer Anschluß mit der negativen Versorgungsspannung -U_B verbunden ist. Durch den Referenzkondensator 48, den dritten Umschalter 50 und den Abblockkondensator 53 wird hierbei ein Gleichstrom erzeugt, der dem Spannungs-Frequenz-Produkt des Oszillators 1 proportional ist. Zu diesem Strom wird am Abblockkondensator 53 ein entgegengesetzt fließender Referenzstrom aufaddiert, der durch den Widerstand 54 fließt. Durch den Verstärker 55 wird die Spannung am Abblockkondensator 53 auf 0 Volt ausgeregelt, indem der Oszillator 1 in seiner Amplitude so nachgesteuert wird, daß sich die beiden Ströme am Abblockkondensator 53 exakt kompensieren. Hierdurch ergibt sich der Effekt, daß der dritte Umschalter 50 im eingeregelten Zustand als spannungsloses Bauteil arbeitet, so daß er die Phasenlage des durch den Referenzkondensator 48 fließenden Stroms nicht beeinflußt.

Das in Fig. 2 gezeigte Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 lediglich im Hinblick auf die Ausgestaltung der Sekundärseite des induk­ tiven Übertragers 5, der Verschaltung der Kompensationska­ pazität 13 und der Gestaltung des ersten Umschalters 23. Weiterhin ist der zweite induktive Übertrager 17 entfallen. Alle üb­ rigen Komponenten sind identisch wie beim ersten Ausfüh­ rungsbeispiel, so daß insoweit auf die vorstehende Be­ schreibung verwiesen wird.

Gemäß Fig. 2 weist die Sekundärseite des induktiven Übertra­ gers 5 zwei mit gleichem Wicklungssinn in Reihe geschaltete Sekundärwicklungen 57, 58 auf. Die Meßkapazität 14 ist zwi­ schen den nicht mit der Sekundärwicklung 58 verbundenen An­ schluß der Sekundärwicklung 57 und den auf Massepotential liegenden Anschluß 15 geschaltet, während die Kompensati­ onskapazität 13 zwischen den nicht mit der Sekundärwicklung 57 verbundenen Anschluß der Sekundärwicklung 58 und den An­ schluß 15 geschaltet ist. Der gemeinsame Anschluß der Se­ kundärwicklungen 57, 58 ist über eine Leitung 60, an die auch der Schirmanschluß 10 angeschlossen ist, mit dem Mit­ telkontakt des den ersten Synchrondemodulator bildenden ersten Umschal­ ters 23 über einen seriell geschalteten, Gleichspannungs- und Gleichstromkomponenten abblockenden Kondensator 59 ver­ bunden. Der Kontakt 21 des ersten Umschalters 23 ist an den inver­ tierenden Eingang des Operationsverstärkers 26 angeschlos­ sen, während der Kontakt 22 mit Massepotential verbunden ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Meßkapazität 14 im Unterschied zum vorigen Ausführungsbeispiel gegenüber Schaltungsnull nicht potentialgetrennt.

Claims (16)

1. Anordnung zur Auswertung der Admittanz einer variablen Meßkapazität (14), bei der die Meßkapazität (14) durch einen Oszillator (1) gespeist und über einen von einem Schalt­ signal ansteuerbaren ersten Schalter (23) mit einer Auswerteschal­ tung, die ein der Admittanz dieser Meßkapazität (14) ent­ sprechendes Gleichstromsignal erzeugt, verbindbar ist, gekennzeichnet durch die Merkmale:

• - die Auswerteschaltung weist einen den ersten Schalter (23) enthaltenden ersten Synchrondemodulator (21 bis 24) auf,
• - das Schaltsignal ist am Ausgang einer mit dem Oszillator (1) verbundenen Reihenschaltung eines Sinus-Rechteck-Wandlers (30) und eines Phasenschiebers (33) abgreifbar,
• - das Schaltsignal ist zusätzlich einem ersten Regler (35 bis 37) zur Regelung des Tastverhältnisses des Sinus- Rechteck-Wandlers (30) und damit des Schaltsignales zu­ führbar,
• - zur Regelung der Phasenlage des Phasenschiebers (33) ist ein zweiter Regler (39 bis 45) vorgesehen, der eingangs­ seitig mit dem Oszillator (1) gekoppelt ist und dessen Ausgangssignal an einem Phasenlagen-Steuereingang (33′) des Phasenschiebers (33) anliegt, und
• - zur Regelung der Amplitude des Ausgangssignales des Oszil­ lators (1) ist ein dritter Regler (48 bis 55) vorgesehen.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Regler ein Tiefpaßfilter (35, 36), das das Schalt­ signal in ein Gleichspannungssignal umsetzt, und einen das Gleichspannungssignal mit einem Referenzwert vergleichenden ersten Verstärker (37) aufweist.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich­ net, daß der zweite Regler (39 bis 45) einen das Gleich­ spannungssignal mit einem Referenzwert vergleichenden zwei­ ten Verstärker (45) aufweist, dessen Ausgangssignal das Ausgangssignal des zweiten Reglers bildet.

4. Anordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der zweite Regler (39 bis 45) einen durch das Schaltsignal gesteuerten zweiten Synchrondemodulator (41 bis 43) mit einem zweiten Schalter (41) aufweist, dessen Eingang mit dem Oszillator (1) gekoppelt ist und dessen einer Schaltkontakt mit einem ersten Kondensator (44) verbunden ist.

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der andere Schaltkontakt des zweiten Schalters (41) des zweiten Reglers auf dem Referenzpotential des zweiten Ver­ stärkers (45) liegt.

6. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Regler ein eingangs­ seitiges Phasenreferenznetzwerk (39, 40) aufweist.

7. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Regler (48 bis 55) eine Schaltung (48 bis 53), die einen dem Frequenz-Span­ nungs-Produkt des Oszillators (1) entsprechenden Gleichstrom erzeugt, und einen dritten Verstärker (55) aufweist, der den resultierenden Strom als Eingangsgröße empfängt und ein die Oszillator-Amplitude steuerndes Ausgangssignal erzeugt.

8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Regler (48 bis 53) einen mit dem Oszillator (1) gekoppelten, seriell geschalteten Referenzkondensator (48) und einen dritten Synchrondemodulator (49 bis 52) mit einem parallel zu den Verstärkereingängen liegenden Abblockkonden­ sator (53) aufweist.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Synchrondemodulator (49 bis 52) einen zwischen den Referenzkondensator (48) und den Abblockkondensator (53) geschalteten dritten Schalter (50) aufweist, der durch das Schaltsignal gesteuert wird.

10. Anordnung nach Anspruch 7, 8 oder 9, dadurch gekenn­ zeichnet, daß zwischen den Eingang des dritten Verstärkers (55) und einen auffestem Potential (-U_B) liegenden Anschluß ein Widerstand (54) zur Erzeugung des Referenzstroms ge­ schaltet ist.

11. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß dem ersten Synchrondemodulator (21 bis 24) ein den von diesem abgegebenen Gleichstrom in eine Ausgangsgleichspannung umsetzender Strom-/Spannungs- Wandler (26, 27) nachgeschaltet ist.

12. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung einen Übertrager (17) mit zwei Sekundärwicklungen (18, 19) auf­ weist, die um 180° phasenverschobene Signale abgeben, zwi­ schen denen der als Umschalter ausgebildete erste Schalter (23) entsprechend dem Schaltsignal umschaltet.

13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Übertrager (17) so ausgelegt ist, daß er als reiner Stromwandler arbeitet.

14. Anordnung nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeich­ net, daß der Übertrager (17) einen sekundärseitigen Mittel­ abgriff (20) aufweist, der mit einem Anschluß beider Sekun­ därwicklungen (18, 19) verbunden ist und auf Nullpotential liegt, und daß dem Schalter (23) ein vierter Verstärker (26) nachgeschaltet ist, dessen einer Eingang mit dem Mittelkon­ takt des ersten Schalters (23) verbunden ist und dessen anderer Eingang gleichfalls auf Nullpotential liegt.

15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der vierte Verstärker (26) einen zwischen den Verstärkerausgang und den mit dem ersten Schalter (23) gekoppelten Ver­ stärkereingang geschalteten Rückkopplungswiderstand (27) aufweist, und daß zwischen einem Verstärkereingang und Nullpotential ein zweiter Kondensator (25) geschaltet ist.

16. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßkapazität (14) mit dem Oszillator (1) über einen induktiven Übertrager (5) mit zwei miteinan­ der und mit der Meßkapazität in Reihe geschalteten Sekundär­ wicklungen (57, 58) gekoppelt ist, und daß der gemeinsame Anschluß der beiden Sekundärwicklungen mit dem Mittelkontakt des als Umschalter ausgebildeten ersten Schalters (23) gekoppelt ist.